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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-12-12
(45)【発行日】2024-12-20
(54)【発明の名称】交流直流変換装置、回転機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20241213BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20241213BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
H02M7/12 A
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2024560626
(86)(22)【出願日】2024-02-21
(86)【国際出願番号】 JP2024006339
【審査請求日】2024-10-11
(31)【優先権主張番号】P 2023096271
(32)【優先日】2023-06-12
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】000006013
【氏名又は名称】三菱電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100118762
【弁理士】
【氏名又は名称】高村 順
(72)【発明者】
【氏名】河内 謙吾
【審査官】冨永 達朗
(56)【参考文献】
【文献】特開２０００－１２５５４５（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００９－１００５５８（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２００７－２１５３８５（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４８
Ｈ０２Ｍ ７／１２
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流する整流回路と、直流母線に接続され、前記整流回路の出力電圧を平滑するコンデンサと、
前記コンデンサよりも交流電源側に配置されるリアクトルと、
前記交流電源と前記整流回路との間に流れる電源電流を検出する電流検出部と、
前記スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する制御部と、
を備え、
前記スイッチング素子は、前記コンデンサよりも交流電源側に配置され、
前記制御部は、前記スイッチング素子をオフにして前記整流回路をパッシブ動作させたときに検出される前記電源電流の基本波を基準に前記電源電流の位相を変化させるように前記スイッチング信号を生成する
ことを特徴とする交流直流変換装置。
【請求項2】
前記直流母線の電圧である母線電圧を検出する第１の電圧検出部と、前記電源電圧を検出する第２の電圧検出部と、
を備え、
前記制御部は、前記母線電圧の検出値と前記電源電圧の検出値との大小関係に応じて、前記電源電流の位相を変化させるように前記スイッチング信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の交流直流変換装置。
【請求項3】
請求項１又は２に記載の交流直流変換装置を備える回転機駆動装置。
【請求項4】
請求項１又は２に記載の交流直流変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は、交流電力を所望の直流電力に変換する交流直流変換装置、並びに交流直流変換装置を備えた回転機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
【背景技術】
【0002】
交流電源から直流電圧を得る際には、力率改善回路を用いるのが一般的である。力率改善回路は、母線電圧を一定に制御する機能と、高調波規格に準拠可能なように電源電流を制御する機能とを有する。力率改善回路とその制御法の一種である「簡易スイッチング方式」（「部分スイッチング方式」とも呼ばれる）は、交流電源の電圧である電源電圧の半周期に少なくとも１回のスイッチングを行う方式であり、電源電圧のピーク値よりも母線電圧を低く制御できるという特徴を有している。但し、簡易スイッチング方式で交流電源のピーク値よりも母線電圧を低く設定すると、動作回路が昇圧チョッパからコンデンサインプット型のダイオード整流器に切り替わるため、電源電流が歪むという課題がある。
【0003】
この課題に対して、下記特許文献１に示される従来技術では、リアクトル容量とスイッチングタイミングとの組合せが高調波規格を準拠できるか否かを、負荷電力ごとに設計を繰り返すことで実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開２０００－１２５５４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
しかしながら、特許文献１に記載される従来技術は、高調波規格に準拠できるか否かを繰り返しの試行により確認する方法であるため、パルス数が増加するにつれて試行回数が指数関数的に増加してしまうという課題がある。また、制御ゲイン設計についても、定量的且つ一意に設計する指針が明確ではないため、設計完了までに多くの時間を要するという課題がある。
【0006】
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、試行錯誤的な調整に頼らずに高調波規格に準拠可能な交流直流変換装置を得ることによって、設計に要する時間を短縮することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る交流直流変換装置は、整流回路と、コンデンサと、リアクトルと、電流検出部と、制御部とを備える。整流回路は、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流する。コンデンサは、直流母線に接続され、整流回路の出力電圧を平滑する。リアクトルは、コンデンサよりも交流電源側に配置される。電流検出部は、交流電源と整流回路との間に流れる電源電流を検出する。制御部は、コンデンサよりも交流電源側に配置されるスイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する際には、電源電流の位相を変化させるようにスイッチング信号を生成する。
【発明の効果】
【0008】
本開示に係る交流直流変換装置によれば、試行錯誤的な調整に頼らずに高調波規格に準拠できるため、設計に要する時間を短縮することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【図1】実施の形態１に係る回転機駆動装置の構成例を示すブロック図
【図2】実施の形態１に係る交流直流変換装置の構成例を示す回路図
【図3】実施の形態１に係る制御部の構成例を示すブロック図
【図4】実施の形態１に係る制御部に備えられる正弦波信号生成器の構成例を示すブロック図
【図8】実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【0010】
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る交流直流変換装置、回転機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
【0011】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る回転機駆動装置８の構成例を示すブロック図である。回転機駆動装置８は、交流電源１と、モータ４１を備える負荷４とに接続される。回転機駆動装置８は、交流直流変換装置２と、直流交流変換装置３とを備える。回転機駆動装置８が空気調和機に用いられる場合、負荷４は、圧縮機又はファンであり、モータ４１は、圧縮機モータ又はファンモータである。
図１は、実施の形態１に係る回転機駆動装置８の構成例を示すブロック図である。回転機駆動装置８は、交流電源１と、モータ４１を備える負荷４とに接続される。回転機駆動装置８は、交流直流変換装置２と、直流交流変換装置３とを備える。回転機駆動装置８が空気調和機に用いられる場合、負荷４は、圧縮機又はファンであり、モータ４１は、圧縮機モータ又はファンモータである。
【0012】
図２は、実施の形態１に係る交流直流変換装置２の構成例を示す回路図である。実施の形態１に係る交流直流変換装置２は、主たる構成部として、制御部６と、整流回路２０と、リアクトル２１２と、コンデンサ２１６とを備える。また、交流直流変換装置２は、電圧又は電流の検出手段として、電流検出部２１１と、電圧検出部２１７ａ，２１７ｂとを備える。なお、本稿では、電圧検出部２１７ａ，２１７ｂを符号無しで区別するときには、電圧検出部２１７ｂを「第１の電圧検出部」と呼び、電圧検出部２１７ａを「第２の電圧検出部」と呼ぶ。
【0013】
整流回路２０は、４つのダイオードをブリッジ接続した単相ダイオードブリッジセル２１３ａ，２１３ｂと、単相ダイオードブリッジセル２１３ｂの両端に並列に接続されるスイッチング素子２１５とを備える。単相ダイオードブリッジセル２１３ａ，２１３ｂは、交流電源１に対して互いに並列に接続される。図２に示すような整流回路２０は、「簡易スイッチング回路」と呼ばれる。単相ダイオードブリッジセル２１３ｂ及びスイッチング素子２１５は、スイッチングセル２２５を構成する。スイッチング素子２１５は、電源電圧の半周期に少なくとも１回のスイッチング動作を行う。
【0014】
コンデンサ２１６は、直流母線９ａと直流母線９ｂとの間に接続される。リアクトル２１２は、コンデンサ２１６よりも交流電源側に配置される。整流回路２０は、交流電源１から印加される電源電圧をリアクトル２１２を介して受電し、受電した電源電圧を整流する。コンデンサ２１６は、整流回路２０の出力電圧を平滑する。
【0015】
電圧検出部２１７ｂは、コンデンサが接続される直流母線の電圧である母線電圧を検出する。電圧検出部２１７ａは、電源電圧を検出する。電流検出部２１１は、交流電源１と整流回路２０との間に流れる電源電流を検出する。
【0016】
制御部６には、電圧検出部２１７ａ，２１７ｂ及び電流検出部２１１の各検出値が入力される。制御部６は、各々の検出値に基づいて、スイッチング素子２１５のオン及びオフを制御するためのスイッチング信号を生成する。
【0017】
スイッチング素子２１５の一例は、図示のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であるが、ＩＧＢＴに限定されない。スイッチング素子２１５としては、スイッチング動作が可能であれば、どのような素子を用いてもよい。スイッチング素子２１５の他の例は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。
【0018】
また、図２に示す交流直流変換装置２は、電圧検出部２１７ａ，２１７ｂ及び電流検出部２１１の各検出値を用いるクローズドループで構成されているが、目標値、推定値などを用いるオープンループで構成されていてもよい。交流直流変換装置２がオープンループで構成されている場合、電圧検出部２１７ａ，２１７ｂ及び電流検出部２１１の各検出値を使用せずに、スイッチング素子２１５を制御することも可能である。
【0019】
図３は、実施の形態１に係る制御部６の構成例を示すブロック図である。制御部６は、減算器６１１と、電圧制御器６１２と、乗算器６１３と、減算器６１４と、電流制御器６１５と、スイッチング信号生成器６１６と、正弦波信号生成器６１７とを備える。
【0020】
減算器６１１は、第１の電圧指令値と電圧検出部２１７ｂが検出した母線電圧の検出値との差分である電圧偏差を生成する。第１の電圧指令値は、母線電圧の指令値である。電圧制御器６１２は、減算器６１１から出力される電圧偏差を使用して第１の電流指令値を生成する。電圧制御器６１２は、例えばＰＩ（Proportional Integral：比例積分）制御器で構成することができる。
【0021】
電圧制御器６１２をＰＩ制御器で構成した場合の伝達関数ＧＡＶＲ（ｓ）は、以下の（１）式で表すことができる。
【0022】
【数1】
【0023】
ここで、伝達関数ＧＡＶＲ（ｓ）における“ＡＶＲ”は“Automatic Voltage Regulator”の略である。また、上記（１）式において、ＫｐＡＶＲは比例ゲインであり、ＫｉＡＶＲは積分ゲインであり、ｓはラプラス演算子である。ＰＩ制御器において、比例ゲインＫｐＡＶＲ及び積分ゲインＫｉＡＶＲは、任意に決定することができる。なお、比例ゲインＫｐＡＶＲをゼロとしてＩ制御器として構成してもよいし、積分ゲインＫｉＡＶＲをゼロとしてＰ制御器として構成してもよい。
【0024】
正弦波信号生成器６１７は、第１の電圧指令値と電源電圧の検出値に基づいて加振信号としての正弦波信号を生成する。乗算器６１３は、第１の電流指令値に正弦波信号を乗算する。正弦波信号は、電源電圧の位相と同期した正弦波である。乗算器６１３の出力は、第２の電流指令値として減算器６１４に入力される。減算器６１４は、第２の電流指令値と電流検出部２１１が検出した電源電流の検出値との差分である電流偏差を生成する。電流制御器６１５は、減算器６１４から出力される電流偏差を使用して第２の電圧指令値を生成する。電流制御器６１５は、例えばＰＩ制御器で構成することができる。スイッチング信号生成器６１６は、第２の電圧指令値を用いてスイッチング信号を生成する。
【0025】
電流制御器６１５をＰＩ制御器で構成した場合の伝達関数ＧＡＣＲ（ｓ）は、以下の（２）式で表すことができる。
【0026】
【数2】
【0027】
ここで、伝達関数ＧＡＣＲ（ｓ）における“ＡＣＲ”は“Automatic Current Regulator”の略である。また、上記（２）式において、ＫｐＡＣＲは比例ゲインであり、ＫｉＡＣＲは積分ゲインであり、ｓはラプラス演算子である。ＰＩ制御器において、比例ゲインＫｐＡＣＲ及び積分ゲインＫｉＡＣＲは、任意に決定することができる。なお、比例ゲインＫｐＡＣＲをゼロとしてＩ制御器として構成してもよいし、積分ゲインＫｉＡＣＲをゼロとしてＰ制御器として構成してもよい。
【0028】
図４は、実施の形態１に係る制御部６に備えられる正弦波信号生成器６１７の構成例を示すブロック図である。正弦波信号生成器６１７は、電源電圧の位相及び電源電圧の周波数に同期した正弦波を出力する。この機能を実現するため、正弦波信号生成器６１７は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期ループ）演算器６１７１と、減算器６１７２と、正弦波演算器６１７３と、位相シフト量演算器６１７４とを備える。
【0029】
ＰＬＬ演算器６１７１は、電源電圧の位相及び周波数に同期した正弦波位相を生成して出力する。位相シフト量演算器６１７４は、電源電圧の検出値と母線電圧の指令値である第１の電圧指令値に基づいて位相シフト量を演算する。減算器６１７２は、ＰＬＬ演算器６１７１の出力と位相シフト量演算器６１７４の出力との差分を演算する。正弦波演算器６１７３は、減算器６１７２から出力される差分を使用して正弦波信号を演算する。
【0030】
次に、位相シフト量の演算方法について、幾つかの図面及び数式を用いて説明する。
【0031】
図５は、図２に示す交流直流変換装置２をパッシブ動作させた場合の動作波形例を示す図である。パッシブ動作とは、パッシブモード時の動作を意味する。パッシブモードは、スイッチング素子２１５をスイッチングすることなく整流回路２０を動作させるモードである。図５の上段部には、電源電圧の絶対値の波形が破線で示され、母線電圧の波形が実線で示されている。図５の下段部には、電源電流の波形が破線で示され、電源電流の基本波成分の波形が実線で示されている。下段部に示される電源電流は、電流検出部２１１によって検出される電源電流の検出波形である。
【0032】
パッシブモードでは、電源電圧が母線電圧を上回った際に電流が通流してリアクトル２１２が励磁される。この電流が通流し始める位相である通流開始位相γは、電源電圧が上昇して電源電圧と母線電圧とが等しくなる交点であるので、以下の（３）式で求められる。
【0033】
【数3】
【0034】
上記（３）式において、Ｖｄｃは母線電圧であり、ｖｓは電源電圧の実効値である。電源電流は電源電圧と母線電圧とが再度クロスするまで増加し続け、この交点が電源電流のピーク値となる。電源電流のピーク値の位相である電流ピーク位相φは、電源電圧のピーク値を基準とすると、以下の（４）式で表すことができる。
【0035】
【数4】
【0036】
電源電圧が母線電圧を下回ると電流は減少していき、最終的にはゼロになる。以上の回路動作によって、電源電流は、図５の線部で示すような概形となる。
【0037】
また、パッシブ動作時において、電源電流の基本波成分は、図５に示されるように、電源電圧に対して位相が遅れた波形となる。このパッシブ動作時の特性により、母線電圧が電源電圧のピーク値以下の条件で、基本波力率を１にしようとすると、電源電流に低次高調波が重畳してしまうことに繋がる。その理由は、以下の通りである。まず、パッシブ動作時に基本波力率を１にしようとすると、電源電圧のゼロクロス後に複数回スイッチングを行う必要性が生じる。一方、このスイッチング制御では、電源電流を歪ませることになる。従って、母線電圧が電源電圧のピーク値以下の条件で基本波力率を１にしようとすると、電源電流が歪んで、電源電流に低次高調波が重畳してしまう。
【0038】
そこで、本稿の制御手法では、母線電圧が電源電圧のピーク値以下の条件において、基本波力率を１にするのではなく、第１の電流指令値を加振する正弦波信号の位相を、パッシブ動作時における電源電流の基本波位相に同期するように制御する。このようにすれば、電源電流の基本波制御に起因する電流歪みを低減することができるので、母線電圧が電源電圧のピーク値以下の条件において、電源電流に含まれ得る高調波成分を抑制することが可能となる。
【0039】
パッシブ動作時における電源電流の位相の計算には、パッシブ動作時の電源電流の時間式を立式したフーリエ級数展開を用いることが考えられる。しかしながら、この手法の場合、電流がゼロになるタイミングを代数演算で計算することができないので、基本波の計算は解析的にしか行うことができない。そこで、本稿では、位相シフト量δを近似的に決定する。
【0040】
図５の下段部には、位相シフト量δが示されている。位相シフト量δは、電源電圧のピーク値を基準とした電源電流のピーク値の位相である。一方、図５の上段部には、前述した電流ピーク位相φが示されている。電流ピーク位相φは、パッシブ動作時における電源電流のピーク値の位相である。位相シフト量δ及び電流ピーク位相φは共に、電源電圧のピーク値を基準としている。また、図５に示されるように、両者は互いに接近していて、両者は近い値を有しているという特徴がある。
【0041】
そこで、本稿では、位相シフト量δが電流ピーク位相φにほぼ等しいと見なして、位相シフト量δを以下の（５）式で定義する。
【0042】
【数5】
【0043】
なお、上記（５）式は一例であり、本稿における位相シフト量δが上記（５）式のみに限定されるものではない。
【0044】
位相シフト量演算器６１７４は、上記（５）式に基づいて生成した位相シフト量δを減算器６１７２に出力する。ＰＬＬ演算器６１７１から出力される正弦波位相をθｖｓで表すと、正弦波演算器６１７３には、“θｖｓ－δ”が入力される。従って、正弦波演算器６１７３からは、以下の（６）式で示される正弦波信号ｆが出力される。
【0045】
【数6】
【0046】
正弦波信号ｆは、第１の電流指令値を加振する信号であり、正弦波信号ｆの位相をシフトすることで電源電流の位相もシフトする。本稿では、この制御を適宜「位相シフト制御」と呼ぶ。
【0047】
図６は、図２に示す交流直流変換装置２を基本波力率＝１として動作させた場合の動作波形例を示す図である。図６の上段部には、電源電圧の絶対値の波形が破線で示され、母線電圧の波形が実線で示されている。図６の下段部には、電源電流の波形が実線で示され、電源電流の基本波成分の波形が破線で示されている。
【0048】
図６の下段部の実線波形に示されるように、スイッチング素子２１５に対するスイッチング制御は、電源電圧がゼロクロス点を過ぎ、且つ電源電圧の絶対値がピーク値に達する前までの期間に集中している。即ち、位相シフト制御を用いずに電源電流の基本波力率を１にする場合、スイッチング素子２１５に対するスイッチング制御が一部の期間に集中するので、その結果として、電源電流が歪んでしまうことになる。
【0049】
図７は、図２に示す交流直流変換装置２に対して位相シフト制御を実施した場合の動作波形例を示す図である。図７の上段部には、電源電圧の絶対値の波形が破線で示され、母線電圧の波形が実線で示されている。図７の下段部には、電源電流の波形が実線で示されている。
【0050】
図７の下段部の波形を見ると、微小な電流の変化は見られるが、電源電流の波形自体が電源電流の基本波の波形に一致して変化していることが見てとれる。従って、本稿の位相シフト制御を用いて交流直流変換装置２を動作させれば、電源電流を正弦波状に制御することができる。従って、本稿の位相シフト制御を用いれば、高調波規格に準拠できるか否かを繰り返しの試行により確認する試行錯誤的な調整に頼らずに高調波規格に準拠可能に交流直流変換装置２を動作させることが可能となる。
【0051】
以上説明したように、実施の形態１に係る交流直流変換装置は、交流電源から印加される電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を平滑するコンデンサと、コンデンサよりも交流電源側に配置されるリアクトルと、交流電源と整流回路との間に流れる電源電流を検出する電流検出部とを備える。整流回路は、コンデンサよりも交流電源側に配置される少なくとも１つのスイッチング素子を有する。制御部は、スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成する際には、電源電流の位相を変化させるようにスイッチング信号を生成する。実施の形態１に係る交流直流変換装置によれば、電源電流を正弦波状に制御することが可能となる。これにより、交流電源と整流回路との間に流れる電源電流に含まれる高調波成分が、試行錯誤的な調整に頼らずに高調波規格に準拠することが可能となる。また、実施の形態１に係る交流直流変換装置によれば、母線電圧が電源電圧の絶対値のピーク値以下となる動作条件であっても、入力力率を改善しながら、高調波規格への準拠が可能となる。
【0052】
上記の機能を実現するため、実施の形態１に係る交流直流変換装置は、電源電流を検出する電流検出部を備え、制御部は、スイッチング素子をオフにして整流回路をパッシブ動作させたときに検出される電源電流の基本波を基準に、電源電流の位相を変化させるようにスイッチング信号を生成する。このようにして生成されたスイッチング信号を用いて整流回路のスイッチング素子を制御すれば、電源電流を正弦波状に制御することができるので、母線電圧が電源電圧の絶対値のピーク値以下となる動作条件であっても、入力力率を改善しながら、高調波規格への準拠が可能となる。なお、このようなスイッチング信号は、第１の電圧検出部による母線電圧の検出値と、第２の電圧検出部による電源電圧の検出値との大小関係に応じて、電源電流の位相を変化させることで生成することが可能である。
【0053】
実施の形態２.
図８は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した回転機駆動装置８を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。
図８は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した回転機駆動装置８を備える。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。
【0054】
冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ４１を内蔵した圧縮機４２と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。圧縮機４２の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ４１とが設けられている。冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。
【0055】
圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ４１によって駆動される。暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
【0056】
以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。例えば、上述した制御手法は、直流交流変換装置にも適用可能である。
【符号の説明】
【0057】
１ 交流電源、２ 交流直流変換装置、３ 直流交流変換装置、４ 負荷、６ 制御部、８ 回転機駆動装置、９ａ，９ｂ 直流母線、２０ 整流回路、４１ モータ、４２ 圧縮機、２１１ 電流検出部、２１２ リアクトル、２１３ａ，２１３ｂ 単相ダイオードブリッジセル、２１５ スイッチング素子、２１６ コンデンサ、２１７ａ，２１７ｂ 電圧検出部、２２５ スイッチングセル、６１１，６１４，６１７２ 減算器、６１２ 電圧制御器、６１３ 乗算器、６１５ 電流制御器、６１６ スイッチング信号生成器、６１７ 正弦波信号生成器、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管、６１７１ ＰＬＬ演算器、６１７３ 正弦波演算器、６１７４ 位相シフト量演算器。
【要約】
交流直流変換装置（２）は、スイッチング素子（２１５）を有し、交流電源（１）から印加される電源電圧を整流する整流回路（２０）と、直流母線（９ａ，９ｂ）に接続され、整流回路（２０）の出力電圧を平滑するコンデンサ（２１６）と、コンデンサ（２１６）よりも交流電源（１）側に配置されるリアクトル（２１２）と、交流電源（１）と整流回路（２０）との間に流れる電源電流を検出する電流検出部（２１１）と、スイッチング素子（２１５）を制御するためのスイッチング信号を生成する制御部（６）とを備える。制御部（６）は、電源電流の位相を変化させるようにスイッチング信号を生成する。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】