特許 7604648 高調波抑制装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-12-13

(45)【発行日】2024-12-23

(54)【発明の名称】高調波抑制装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20241216BHJP

   H02M 7/06 20060101ALI20241216BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

H02M7/06 E

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2023530464

(86)(22)【出願日】2022-06-20

(86)【国際出願番号】 JP2022024555

(87)【国際公開番号】W WO2022270470

(87)【国際公開日】2022-12-29

【審査請求日】2023-08-29

(31)【優先権主張番号】P 2021105347

(32)【優先日】2021-06-25

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】505461072

【氏名又は名称】日本キヤリア株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001737

【氏名又は名称】弁理士法人スズエ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】新井 卓郎

(72)【発明者】

【氏名】金子 恭大

(72)【発明者】

【氏名】久保田 洋平

(72)【発明者】

【氏名】金森 正樹

(72)【発明者】

【氏名】西尾 元紀

(72)【発明者】

【氏名】温品 治信

【審査官】今井 貞雄

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－０９２８１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－０３８２２０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｍ ７／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と、
前記系統ラインに流れる負荷電流の高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流の目標値を求め、その目標値に前記系統ラインと前記電力変換器との間のインピーダンスに基づくゲインを乗算することにより、その目標値の補償電流を前記系統ラインに供給するために必要な補償電圧を求め、その補償電圧を前記電力変換器で生成し出力させる制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電流を検出する第１検出手段と、
前記第１検出手段で検出される負荷電流の低周波数成分を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段で抽出される低周波数成分を前記第１検出手段で検出される負荷電流から減算することによりその負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、この高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流の目標値を算出する第１演算手段と、
前記第１演算手段で算出される目標値に、前記系統ラインと前記電力変換器との間のインピーダンス及びその目標値に対する時間微分項が含まれるゲインを乗算することにより、前記第１演算手段で算出される目標値の補償電流を前記系統ラインに供給するために必要な補償電圧の目標値を算出する第２演算手段と、
前記第２演算手段で算出される目標値に応じて前記電力変換器を駆動することにより、その目標値の補償電圧を前記電力変換器で生成し出力させる駆動手段と、
を含み、
前記ゲインは、
前記インピーダンスが連系リアクトルLacの場合には、連系リアクトルLacと前記目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”との積“Lac×（d/dt）”であり、
前記インピーダンスが連系リアクトルLacおよび抵抗Rの場合には、連系リアクトルLacと前記時間微分項“d/dt”との積に抵抗Rを加えた“Lac×（d/dt）＋R”であり、
前記インピーダンスが連系リアクトルLacとフィルタコンデンサCf、フィルタリアクトルLfから構成されるLCLフィルタの場合には、連系リアクトルLacとフィルタリアクトルLfと前記時間微分項“d/dt”との積“（Lac＋Lf）×（d/dt）”である、
高調波抑制装置。

【請求項2】

前記系統ラインと前記電力変換器との接続間に設けられた系統連係用のパッシブフィルタ、
をさらに備える、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項3】

前記制御手段は、
前記電力変換器から前記系統ラインに供給される補償電流を検出する第２検出手段と、
前記第１演算手段で算出される目標値と前記第２検出手段で検出される補償電流の値との偏差を求める第３演算手段と、
前記第３演算手段で求められる偏差が零となるよう、前記第２演算手段で算出される目標値に加えるべき補正値を、前記第３演算手段で求められる偏差を入力とする比例演算または比例・積分演算により求めるフィードバック制御手段と、
前記フィードバック制御手段で求められる補正値を前記第２演算手段で算出される目標値に加える加算手段と、
をさらに含む、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項4】

前記フィードバック制御手段は、前記第３演算手段で求められる偏差を前記交流系統の交流電圧の周期ごとに保持および積分しながら積算し、この積算結果に所定の繰返しゲインを乗算し、この乗算結果を前記第３演算手段で求められる偏差に加算し、この加算結果を入力とする比例演算または比例・積分演算により、前記第３演算手段で求められる偏差が零となるよう、前記第２演算手段で算出される目標値に加えるべき補正値を求める、
請求項３に記載の高調波抑制装置。

【請求項5】

前記フィードバック制御手段は、前記繰返しゲインの乗算結果に対し、前記比例演算または前記比例・積分演算による処理の遅れ時間を補償するための進み補償処理を加える、
請求項４に記載の高調波抑制装置。

【請求項6】

前記制御手段は、
前記第１演算手段で算出される目標値のうち所定の周波数帯域を除去する第１帯域除去手段、
をさらに含み、
前記第２演算手段は、前記第１帯域除去手段を経た目標値に、前記ゲインを乗算することにより、前記第１演算手段で算出される目標値の補償電流を前記系統ラインに供給するために必要な補償電圧の目標値を算出する、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項7】

前記制御手段は、
前記第１演算手段で算出される目標値を前記交流系統の交流電圧の一周期において逐次に保持する保持手段、
をさらに含み、
前記第２演算手段は、前記保持手段で保持される目標値に、前記ゲインを乗算することにより、前記第１演算手段で算出される目標値の補償電流を前記系統ラインに供給するために必要な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwの目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´を算出する、
請求項１に記載の高調波抑制装置。

【請求項8】

前記制御手段は、
前記第２検出手段で検出される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの値のうち所定の周波数帯域を除去する第２帯域除去手段、
を含み、
前記第３演算手段は、前記第１演算手段で算出される目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´と前記第２帯域除去手段の処理を経た補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwとの偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを求める、
請求項３に記載の高調波抑制装置。

【請求項9】

前記負荷は、前記交流系統の電圧を整流するダイオードブリッジの整流回路と、この整流回路の出力端に直流リアクトルを介して接続された直流コンデンサと、この直流コンデンサの電圧を所定周波数の交流電圧に変換するインバータと、を含む、
請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の高調波抑制装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、高調波を抑制する高調波抑制装置に関する。

【背景技術】

【0002】

ダイオード整流器など非線形な特性を持つ負荷を交流系統に接続した場合、負荷に流れる電流（負荷電流）に高調波成分が生じる。この高調波電流は交流系統を通して他の負荷へ悪影響を与えるため、それをいかに抑制するかが重要な課題となっている。

【0003】

対策として、高調波を抑制するために負荷電流に加えるべき補償電流を交流系統と負荷との間の系統ラインに供給する高調波抑制装置がある。この高調波抑制装置は、補償電流の目標値と実際に流れる補償電流との偏差を求め、補償電流の供給に必要な補償電圧をその偏差を入力とする比例・積分演算（フィードバック制御）により求め、その補償電圧を系統ラインに供給する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特開平1-227630号公報

【文献】特許第5713044号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

高調波には高い周波数成分が含まれる。高い周波数成分にも追従した抑制を行うためには、比例・積分演算のゲインを上げる必要がある。しかしながら、ゲインを上げると、遅延や共振を生じるなど制御が不安定となる。結果として、むしろ高調波の増大を招いてしまう。

【0006】

本発明の実施形態の目的は、高い周波数成分を含む高調波であってもそれを確実に抑制できる高調波抑制装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

請求項１の高調波抑制装置は、交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と；前記系統ラインに流れる負荷電流の高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流の目標値を求め、その目標値に前記系統ラインと前記電力変換器との間のインピーダンスに基づくゲインを乗算することにより、その目標値の補償電流を前記系統ラインに供給されるために必要な補償電圧を求め、その補償電圧を前記電力変換器で生成し出力させる制御手段と；を備える。前記制御手段は、前記負荷電流を検出する第１検出手段と；前記第１検出手段で検出される負荷電流の低周波数成分を抽出する抽出手段と；前記抽出手段で抽出される低周波数成分を前記第１検出手段で検出される負荷電流から減算することによりその負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、この高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流の目標値を算出する第１演算手段と；前記第１演算手段で算出される目標値に、前記系統ラインと前記電力変換器との間のインピーダンス及びその目標値に対する時間微分項が含まれるゲインを乗算することにより、前記第１演算手段で算出される目標値の補償電流を前記系統ラインに供給するために必要な補償電圧の目標値を算出する第２演算手段と；前記第２演算手段で算出される目標値に応じて前記電力変換器を駆動することにより、その目標値の補償電圧を前記電力変換器で生成し出力させる駆動手段と；を含む。前記ゲインは、前記インピーダンスが連系リアクトルLacの場合には、連系リアクトルLacと前記目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”との積“Lac×（d/dt）”であり；前記インピーダンスが連系リアクトルLacおよび抵抗Rの場合には、連系リアクトルLacと前記時間微分項“d/dt”との積に抵抗Rを加えた“Lac×（d/dt）＋R”であり；前記インピーダンスが連系リアクトルLacとフィルタコンデンサCf、フィルタリアクトルLfから構成されるLCLフィルタの場合には、連系リアクトルLacとフィルタリアクトルLfと前記時間微分項“d/dt”との積“（Lac＋Lf）×（d/dt）”である。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１は各実施形態の構成を示すブロック図。

【図2】図２は第１実施形態の制御部の構成を示すブロック図。

【図3】図３は図２におけるフィードバック制御部の構成を示すブロック図。

【図4】図４は図３の変形例の構成を示すブロック図。

【図5】図５は第２実施形態の制御部の構成を示すブロック図。

【図6】図６は各実施形態における２相分の交流電圧、負荷電流、系統電流、補償電流の波形を示す図。

【図7】図７は図６における系統電流の波形および補償電流のｄ軸成分・ｑ軸成分の波形を示す図。

【図8】図８は従来における系統電流の波形および補償電流のｄ軸成分・ｑ軸成分の波形を参考として示す図。

【発明を実施するための形態】

【0009】

［１］本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、３相交流系統（３相交流電源、電力系統、配電系統などを含む）１の系統ライン（電源ライン）Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに系統インピーダンス２を介して負荷３が接続されている。

【0010】

負荷３は、非線形な特性を持つ負荷であるダイオード４ａ～４ｆのブリッジ接続により３相交流系統１の交流電圧（系統電圧）Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを全波整流する３相整流回路４、この３相整流回路４の出力端に直流リアクトル５を介して接続された直流コンデンサ６、この直流コンデンサ６の両端に接続されたインバータ７などを含む。インバータ７は、直流コンデンサ６の電圧をスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧を例えば空気調和機の圧縮機モータ等の駆動電力として出力する。

【0011】

系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗにおける系統インピーダンス２と負荷３との間の位置に、本実施形態の高調波抑制装置１０が接続されている。

【0012】

高調波抑制装置１０は、系統連係用のパッシブフィルタ１１、このパッシブフィルタ１１を介して系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに接続された電力変換器１２、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗにおけるパッシブフィルタ１１の接続位置と負荷３との間に配置され３相交流系統１の交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗおよび負荷３に流れる電流（負荷電流という）ＩLu，ＩLv，ＩLwを検出する検出器（第１検出手段）１３、パッシブフィルタ１１と電力変換器１２との接続間に配置されその電力変換器１２から系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給される補償電流（出力電流ともいう）Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを検出する検出器（第２検出手段）１４、これら検出器１３，１４の検出結果に応じて電力変換器１２を制御する制御部（制御手段）１５を含む。

【0013】

パッシブフィルタ１１は、例えば、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相ごとに配置される連系リアクトル、あるいはインダクタとコンデンサを組み合わせて系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの相ごとに配置されるLCLフィルタである。

【0014】

電力変換器１２は、例えば３相２レベル変換器であり、複数の半導体スイッチ素子を有するスイッチング回路１２ａ、このスイッチング回路１２ａの両端間に接続された直流コンデンサ１２ｂ、この直流コンデンサ１２ｂの電圧Ｖcoを検出する電圧検出器１２ｃを含み、スイッチング回路１２ａのスイッチングおよびそのスイッチングに伴う直流コンデンサ１２ｂの通電により、制御部１５からの指令（求め）に応じた３相電圧を生成しそれを系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗへ出力する。この３相電圧により生じる補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを、この電力変換器１２から系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給することで負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分を抑制する。

【0015】

制御部１５は、検出器１３で検出される負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに加えるべき補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を求め、その目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと電力変換器１２との間のインピーダンスＺに基づくゲインＧを乗算することにより、その目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給するために必要な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを求め、その補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを電力変換器１２で生成し出力させる。

【0016】

高調波成分を抑制するために負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに加えるべき補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwとは、具体的には、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwをできるだけ交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗと同期した正弦波に近づけるために、その負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに足し合わせるべき電流のことである。

【0017】

系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと電力変換器１２との間のインピーダンスＺは、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと電力変換器１０との間の電気回路における電圧と電流の比であって、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと電力変換器１２との接続間に存するパッシブフィルタ１１のインピーダンスにより定まる。パッシブフィルタ１１のインピーダンスは、連系リアクトルLac、フィルタリアクトルLf、フィルタコンデンサCf、抵抗Rの１つまたはその複数の組み合わせからなることが一般的である。

【0018】

制御部１５の具体的な構成を図２に示す。
検出器１３で検出される負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwの値がローパスフィルタ（抽出手段）２１および演算部（第１演算手段）２２に供給される。ローパスフィルタ２１は、検出器１３で検出される負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwの値の低周波数成分を抽出する。演算部２２は、ローパスフィルタ２１で抽出された低周波数成分を検出器１３で検出された負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwの値から減算することにより、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分を検出する。そして、演算部２２は、検出した高調波成分を抑制するために負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに加えるべき補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの目標値（指令値）Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を算出する。この算出結果が微分演算部（第２演算手段）２３に供給される。

【0019】

微分演算部２３は、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗと電力変換器１２との間のインピーダンスＺが含まれる所定のゲインＧを予め保持し、演算部２２で算出される目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´にそのゲインを乗算することにより、目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwが系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されるために必要な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwの目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´を算出する。

【0020】

ゲインＧは、インピーダンスＺに基づき設定される。具体的にはインピーダンスＺを含むとともに、目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”を含む。例えば、インピーダンスＺが連系リアクトルLacであれば、連系リアクトルLacと目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”との積“Lac×（d/dt）”をゲインＧとする。この場合、補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwの目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´として、Ｖcu´＝［Lac×（dＩcu´/dt）］、Ｖcu´＝［Lac×（dＩcv´/dt）］、Ｖcw´＝［Lac×（dＩcw´/dt）］が得られる。

【0021】

インピーダンスＺが連系リアクトルLacおよびリアクトルの抵抗Rであれば、連系リアクトルLacと目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”との積に抵抗Rを加えた“Lac×（d/dt）＋R”をゲインＧとする。この場合、補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwの目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´として、Ｖcu´＝［Lac×（dＩcu´/dt）＋R］、Ｖcu´＝［Lac×（dＩcv´/dt）＋R］、Ｖcw´＝［Lac×（dＩcw´/dt）＋R］が得られる。

【0022】

他にも、パッシブフィルタが連系リアクトルLacとフィルタコンデンサCf、フィルタリアクトルLfから構成されるLCLフィルタであれば、連系リアクトルLacとフィルタリアクトルLfと目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する時間微分項“d/dt”と第3階微分項“d³/dt³”を用いて積“（Lac+Lf）×（d/dt）+Lac×Lf×Cf×（d³/dt³）”をゲインＧとする。ただし、フィルタコンデンサCfはスイッチングリプル成分を除去する目的であるため、第３階微分項を無視することもできる。この場合、補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwの目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´として、Ｖcu´＝［（Lac+Lf）×（dＩcu´/dt）］、Ｖcu´＝［（Lac+Lf）×（dＩcv´/dt）］、Ｖcw´＝［（Lac+Lf）×（dＩcw´/dt）］が得られる。

【0023】

なお、微分計算をデジタル制御器に実装する場合は、計算時間を考慮して適当なＬＰＦを組み合わせ、不完全微分として実装することが一般的である。

【0024】

算出された目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´は、加算部２４を介してパルス幅変調回路（ＰＷＭ；駆動手段）２５に供給される。パルス幅変調回路２５は、検出器１３で検出される交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗと同じ周波数の正弦波電圧を目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´でパルス幅変調することにより、電力変換器１２のスイッチング回路１２ａに対する駆動用の複数のゲート信号（オン，オフ信号）を生成し出力する。

【0025】

これらゲート信号によって電力変換器１２のスイッチング回路１２ａの各スイッチ素子がオン，オフ駆動されることにより、目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´の補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwが電力変換器１２から出力される。この出力に伴い、目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwが電力変換器１２から系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる。この補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwにより、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分が抑制される。

【0026】

３相交流系統１中の２相を抜き出した交流電圧Ｅｕ，Ｅｖの波形、負荷電流ＩLu，ＩLvの波形、３相交流系統１における系統電流Ｉｕ，Ｉｖの波形、補償電流Ｉcu，Ｉcvの波形を図６に示している。

【0027】

以上のように、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分を検出し、その高調波成分を抑制するために負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに加えるべき補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を算出し、その目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対するゲインＧを乗算することで、目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwが系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されるために必要な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを、目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´から直接的に求めることができる。したがって、比例・積分演算のゲインを上げなければならない従来装置のように遅延や共振などを生じることなく、高い周波数成分を含む高調波にも十分に対処し得る適切な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを得ることができる。

【0028】

すなわち、比例・積分演算によって補償電圧を得る従来の高調波抑制装置では、高い周波数成分を含む高調波にも対処しようとすると比例・積分演算のゲインを上げなければならず、そうすると遅延や共振を生じるなど制御が不安定となり、むしろ高調波の増大を招いてしまうが、補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´から直接的に求めることで、高い周波数成分を含む高調波であっても、それを確実に抑制することができる。

【0029】

図７は、本実施形態における系統電流Ｉｕ，Ｉｖの波形を時間的に拡大して示すとともに、本実施形態における１つの補償電流Ｉcuをｄ軸成分の波形とそのｄ軸成分に対して電気的に位相が90度ずれたｑ軸成分の波形とに分けて示している。本実施形態によれば、このｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれ目標値に適切に追従させることができる。

【0030】

一方、比例・積分演算によって補償電圧を得る従来装置の場合、図８に示すように、補償電流が目標値に適切に追従せず、それが系統電流Ｉｕ，Ｉｖの波形に大きな高調波ノイズとなって現われてしまう。本実施形態ではそのような不具合を解消することができる。

【0031】

なお、図２に示すように交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの不要な変動に対処するため、検出器１３で検出される交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの値が加算部２４に供給され、その交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの値が加算部２４において目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´に加えられる。この加算部２４を経た目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´がパルス幅変調回路２５に供給される。これにより、交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの不要な変動が補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwに重畳する不具合を解消することができる。

【0032】

また、補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwに対する予期せぬ外乱や想定したインピーダンスＺの誤差に対処できるよう、さらには電力変換器１２における直流コンデンサ１２ｂの電圧Ｖcoを標準値の一定に維持できるよう、図２に示すように、制御部１５に演算部（第３演算手段）２６、演算部（第４演算手段）２７、電圧制御部２８およびフィードバック制御部３０が加えられている。

【0033】

演算部２６は、演算部２２で算出された目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´と検出器１４で検出される実際の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの値との偏差（Ｉcu´－Ｉcu），（Ｉcv´－Ｉcv)，(Ｉcw´－Ｉcw)を求める。演算部２７は、電力変換器１２におけるコンデンサ１２ｂの電圧Ｖcoに対し予め定められている標準値Ｖcosと電力変換器１２の電圧検出器１２ｃで検出されるコンデンサ１２ｂの実際の電圧Ｖcoとの偏差ΔＶcoを求める。

【0034】

電圧制御部２８は、演算部２７で求められた偏差ΔＶcoに所定の電圧制御ゲインを乗算することにより、コンデンサ１２ｂの電圧Ｖcoを標準値Ｖcos一定に維持するために上記求めた偏差（Ｉcu´－Ｉcu），(Ｉcv´－Ｉcv)，(Ｉcw´－Ｉcw)に加えるべき補正値ΔIcoを求める。演算部２６は、この補正値ΔＩcoを上記求めた偏差に加えることで得られる偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを出力する。

【0035】

フィードバック制御部３０は、演算部２６で得られた偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwが零となるよう、微分演算部２３で算出される目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´に加えるべき補正値ΔＶcu´，ΔＶcv´，ΔＶcw´を、演算部２６から出力される偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを入力とする比例演算または比例・積分演算により求める。求められた補正値ΔＶcu´，ΔＶcv´，ΔＶcw´は、加算部２４において目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´に加えられる。これにより、補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwに対する予期せぬ外乱や想定したインピーダンスＺの誤差に大きな影響を受けることなく、しかも電力変換器１２におけるコンデンサ１２ｂの電圧Ｖcoを標準値一定に維持し得る安定かつ適切な補償電圧Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwを得ることができる。

【0036】

このフィードバック制御部３０は、例えば図３に示すように、演算部２６から供給される偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを加算部３１，保持部３２，積分部（ＬＰＦ）３３のループ構成により交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの周期ごとに保持および積分しながら積算し、この積算結果に乗算部３４で繰返し制御用の所定の繰返しゲインKrcを乗算するとともに、続く加算部３５においてこの乗算結果を演算部２６から供給される偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwに加算する。そして、フィードバック制御部３０は、加算部３５を経た偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwに対し、比例演算部３６で比例ゲインKpを乗算するとともに並行して積分演算部３７で積分ゲインKi/sを乗算し、これら乗算結果を加算部３８で加算することにより、演算部２６で得られる偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwが零となるよう、微分演算部２３で算出される目標値Ｖcu´，Ｖcv´，Ｖcw´に加えるべき補正値ΔＶcu´，ΔＶcv´，ΔＶcw´を求める。

【0037】

偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの周期ごとに保持および積分しながら積算し、その積算結果に繰返しゲインKrcを乗算することで、偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwにおける周期的な誤差を低減するようにしている。

【0038】

フィードバック制御部３０については、図４に示すように、加算部３１，保持部３２，積分部（ＬＰＦ）３３のループ構成による積算結果に乗算部３４で繰返しゲインKrcを乗算した後、この乗算結果に対し、進み補償器４１および加算部４２のループ構成による進み補償処理を加える構成としてもよい。進み補償処理を加えることで、比例演算部３６および積分演算部３７の比例・積分演算による処理の遅れ時間を補償することができる。

【0039】

［２］本発明の第２実施形態における制御部１５の構成を図５に示す。
目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を算出する演算部２２から目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を算出する微分演算部２３にかけての信号路に、帯域除去フィルタ（第１帯域除去手段）５１および保持部５２が順次に配置される。さらに、補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの値を検出する検出器１４から偏差ΔＩcu，ΔＩcv，ΔＩcwを求める演算部２６にかけての信号路に、帯域除去フィルタ（第２帯域除去手段）５２が配置される。

【0040】

帯域除去フィルタ５１は、電力変換器１２の出力側のパッシブフィルタ１１がLCLフィルタである場合にそのLCLフィルタにおける共振を回避するべく、演算部２２で算出される目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´のうち所定の周波数帯域を除去する。LCLフィルタにおける共振が生じると、電力変換器１２から出力される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwに意図しない高調波成分が重畳される可能性があるので、その共振を目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´に対する帯域除去処理によって回避するようにしている。

【0041】

保持部５２は、制御の遅れや検出の遅れに起因する目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´と実際の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwとのずれを補うべく、帯域除去フィルタ５１を経た目標値Ｉcu´，Ｉcv´，Ｉcw´を交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの一周期において逐次に保持する。

【0042】

帯域除去フィルタ５２は、例えばノッチフィルタであり、検出器１４で検出される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwにフィードバック制御部３０の採用に起因する高調波成分が重畳される不具合を解消するべく、かつその高調波成分がフィードバック制御部３０のゲインによって増幅される不具合を解消するべく、検出器１４で検出される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwのうち所定の周波数帯域を除去する。

【0043】

［３］変形例
上記各実施形態では、電力変換器１２として３相２レベル変換器を用いたが、それに限らずマルチレベル変換器を用いてもよい。

【0044】

制御部１５の制御については、交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相に基づく回転座標変換により、交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの位相と同位相のｄ軸成分の制御とそのｄ軸成分に対して電気的に位相が90度ずれたｑ軸成分の制御とに分けて行う構成としてもよい。これにより、電力変換器１２における各相の相互間やｄ軸とｑ軸との間の干渉項を取り除くことができる。負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwを回転座標変換すれば、高調波成分を含む負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwから直流量のみを抽出し、それを元の負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwから減算することで、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwの目標値Icu´，Ｉcv´，Ｉcw´を求めることができる。

【0045】

その他、上記各実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態および変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0046】

１…系統電源、２…負荷、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…系統ライン、１０…高調波抑制装置、１１…パッシブフィルタ、１２…電力変換器、１２ａ…スイッチング回路、１２ｂ…コンデンサ、１２ｃ…電圧検出器、１３，１４…検出器、１５…制御部、２１…ローパスフィルタ（抽出手段）、２２…演算部（第１演算手段）、２３…微分演算部（第２演算手段）、２５…パルス幅変調回路（駆動手段）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】