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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B1)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-12-17
(45)【発行日】2024-12-25
(54)【発明の名称】電流形ＤＣ－ＤＣコンバータの制御手法
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20241218BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
H02M3/28 W
【請求項の数】
2
(21)【出願番号】P 2024111908
(22)【出願日】2024-07-11
【審査請求日】2024-07-18
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】594170185
【氏名又は名称】大西 徳生
(72)【発明者】
【氏名】大 西 徳 生
【審査官】清水 康
(56)【参考文献】
【文献】特許第７４５２９２０（ＪＰ，Ｂ１）
【文献】特開２０１３－１５８０６４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開昭６１－１２４２６４（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０２０／２０８９３６（ＷＯ，Ａ１）
【文献】国際公開第２０１７／１４９９０６（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１５－０７０７１６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０２２－０３４８２０（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／００ － ３／４４
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流電源からインダクタを介して、スイッチ素子と逆並列接続のダイオードで構成されるスイッチ回路で構成したインバータ回路に接続し、前記インバータ回路の交流出力を高周波変圧器に接続し、絶縁して電圧、電流変換した前記高周波変圧器の二次側交流出力を整流回路で直流変換した直流出力端子に平滑用キャパシタと並列に直流負荷を接続する直流―交流―直流変換回路において
前記直流負荷への電流が一定の電流基準値に一致するように電流調節器を介して、高い周波数の制御周期の半周期毎に前記インバータ回路へのスイッチング信号間の位相を制御することにより前記インダクタに流れる電流の直流短絡動作期間と前記高周波変圧器への電流を正負交互に流す給電動作期間の前記制御周期に対する割合を変えるフィードバック制御動作により、前記インダクタに流れる電流が不連続、連続に係わらず前記直流負荷の電流が制御できることを特徴とする電流形DC-DCコンバータの制御手法。
【請求項2】
請求項１記載の電流形DC-DCコンバータの制御手法において、前記直流負荷の端子電圧を一定に制御する場合は、一定の基準電圧と前記直流負荷の端子電圧が一致するように電圧調節器により前記電流基準値を発生し、
前記直流負荷への電流が前記電流基準値に一致するように電流調節器を介して、前記制御周期の半周期毎に前記インダクタに流れる電流の直流短絡動作期間と前記高周波変圧器への電流を正負交互に流す給電動作期間の前記制御周期に対する割合を変えるフィードバック制御動作により、前記インダクタに流れる電流が不連続、連続に係わらず前記直流負荷の電流を制御することにより前記直流負荷の電圧を制御することを特徴とする電流形DC-DCコンバータの制御手法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
一般のDC-DCコンバータは、基本的に電圧源出力であることによる課題に対して、本発明のDC-DCコンバータは電流源出力とすることにより、これまでの課題を克服することを意図した新しい制御技術の提案と応用技術に関するものである。
【背景技術】
【0002】
一般のDC-DCコンバータは、直流電圧源を高周波電圧変換し、高周波変圧器により絶縁と必要とする電圧、電流に変換した後、ダイオードブリッジ回路により整流し、フィルタ回路を介して直流出力を得ており、小型軽量、高効率のため、幅広い分野の直流電源として用いられている。
【0003】
小容量のものは、小型、軽量化のため高周波変圧器を片電源駆動するフライバックコンバータやフォワードコンバータやフライバックコンバータが用いられている。
【0004】
また、スイッチング制御損失の低減やスイッチングノイズの低減を目的に、様々なソフトスイッチング制御技術が導入され実用に供している。
【0005】
しかし、変圧器の片電源駆動は容量的に適用範囲が限られるため、容量が大きくなると、一般には電圧形インバータ回路で高周波変換した後、高周波変圧器により必要な電圧、電流に変換した二次電圧をダイオードブリッジ回路で整流して、LCフィルタ回路を介して直流出力電圧を得る回路方式のDC-DCコンバータが一般的で、比較的容量の大きな分野で広く用いられている。
【0006】
一方、電気自動車（EV）の普及に伴い、数kW程度の自動車搭載の充電器や自宅でのEV充電スタンドから、50kW前後のさらに容量の大きなEV充電スタンドが急速に普及してきている。
【0007】
これらEV用充電装置は、一般的に交流電源を直流に変換する交流―直流変換部と、得られた直流電源をもとに絶縁された直流電圧、電流に変換制御する直流―直流変換部から構成されている。
【0008】
先ず、交流―直流変換部では、電源容量が大きいため装置への流入電流特性を改善し、力率を改善するためにPFC(Power Factor Correction)コンバータが用いられている。
【0009】
PFCコンバータは単相電源から直流変換するものと、三相電源から直流変換するものがあるが、家庭でのEV充電装置では前者が、一般のEV充電スタンドでは後者が用いられる。
【0010】
次に、直流―直流変換部では、直流電源との絶縁のために変圧器が用いられるが、小型軽量化のために、直流電源の電圧源をインバータで高周波化し、高周波変圧器を用いて絶縁と必要とする電圧電流レベルに変換したのち、整流回路により再度直流に変換する上述したDC-DCコンバータが一般的に用いられている。
【0011】
以上のように、容量の大きなEV用等の充電装置は、交流電源にPFCコンバータを接続し、そこから得られる直流出力を高周波変圧器を用いたDC-DCコンバータで絶縁して必要とする直流出力を得る構成となっている。
【0012】
充電装置の容量があまり大きくない場合は、PFCコンバータとDC-DCコンバータ回路を一体化して製作されるが、EV充電スタンド等の容量規模のものを仕様毎に設計製作することは設計の労力面に加えて材料の手配等においても問題が生ずる。
【0013】
そこで、EV充電スタンド毎の仕様に応じて設計製作する代わりに、標準仕様の10kW程度の充電用電源ユニットを複数台組み合わせて大容量化する方法は、製作コストの低減や製作期間の短縮につながり、冗長度が高められ故障や点検の面からもメリットが多い。
【0014】
このための電源ユニットとして、PFCコンバータとDC-DCコンバータを一体化した電源ユニット構成や、DC-DCコンバータ部のみの電源ユニット構成で対応することが考えられる。
【0015】
このような電源ユニットを構成するDC-DCコンバータは、一般に直流電圧源から高周波変圧器を介して絶縁した直流電圧源を出力する構成となっているために、電圧源出力から蓄電池に直接接続することはできないことや、電圧源出力の電源ユニット間を直接並列接続することができないなどの問題から電流制御システムとする必要があり、制御システムが複雑化している。
【0016】
本発明は、DC-DCコンバータを電流源で構成することにより、これまでの一般的なDC-DCコンバータが電圧源出力による本質的な問題を解決しようとするものである。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0017】
【文献】松瀬、斉藤著、「パワーエレクトロニクス」、電気学会、pp.35-36,p158, p.112、2000.
【特許文献】
【0018】
【文献】特許第６３２８５０６号：「ACDCコンバータの制御装置」
【文献】特開２０２１－１４１７３８：「複数の電力変換制御システム」
【文献】特願２００６－６０４２：「直流電源装置」
【文献】特開２０２４－５４９３６：「DC-DCコンバータおよび充電装置」
【文献】特許第７４５２９２０号：「電流制御形AC-DC電源」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0019】
図１は一般的な交流直流変換装置の基本構成であり、交流電源をPFCコンバータで直流変換し、その直流電圧源を電圧形インバータで高周波変換し、さらに高周波変圧器で絶縁し、必要な電圧に変換した出力を整流回路で直流に変換し、フィルタ回路を介して直流負荷に接続する構成となっている。
【0020】
ここで、電圧変換装置の出力が電圧源である場合は、直流負荷が電圧源である蓄電池に直接接続することはできない課題がある。
【0021】
ここで、DC-DCコンバータのみを電源ユニット(DC-DC UNIT C)とするか、DC-DCコンバータに直流電源部を構成するPFCコンバータを含めた電源ユニット（AC-DC UNIT C）とするかが考えられる。
【0022】
図２は、電源ユニット(DC-DC UNIT C)を複数台並列接続して電流容量を増大させ、蓄電池に接続する回路構成を示している。
【0023】
複数台の電圧源出力の電源ユニットを並列接続する場合、僅かな電圧差でも大きな電流が流れるために、適切な負荷電流分担制御が課題となる。
【0024】
一般のDC-DCコンバータを蓄電池に接続する場合や、電源ユニット(DC-DC UNIT C)を複数台並列接続するいずれの場合も、DC-DCコンバータが電圧源出力であるために生ずる課題であり、一般には電源ユニットの出力に適切なインダクタを含む回路と適切な電流制御が必要となる。
【0025】
また、高周波変換する電圧形インバータで少しでも直流成分が発生すると、高周波変圧器が偏磁して変圧器に大きな直流電流が流れる恐れがあるため、電圧形インバータを高周波変圧器に接続する場合は、直流カットキャパシタを直列に配置するなどの対策が必要とされることも大きな課題である。
【0026】
図３は、本発明によるDC-DCコンバータにPFC回路を接続して構成した交流直流変換装置の基本構成を示している。
【0027】
本発明のDC-DCコンバータは、PFCコンバータで得られた直流電源をハイブリッド電流形インバータ（後述）で電流源を高周波変換して、高周波変圧器により絶縁し、変流した二次電流を整流して直流電流源出力として直流負荷に接続する構成としている。
【0028】
そして、整流回路の出力にキャパシタを接続することにより、インバータのスイッチ制御に伴う交流回路の誘導性成分による過電圧の抑制に加えて、独立電圧電源として平滑した直流出力を得ることができる。
【0029】
ここで、この場合のDC-DCコンバータのみの電源ユニットを(DC-DC UNIT A)、直流電源部であるPFCコンバータを含めた電源ユニットを（AC-DC UNIT A）と呼ぶこととする。
【0030】
図４は、複数台の電源ユニット(DC-DC UNIT A)を並列接続して電流容量を増大して蓄電池に接続する回路構成を示している。
【0031】
この新しい直流電源ユニットでは、電流源出力であるために基本的には蓄電池を直接接続しても過大な電流が流れることはなく、また、複数台の電源ユニットを並列接続しても、それぞれの電源ユニットで出力制御される電流で働かせることができ、本電源ユニット間でのバランス制御もすることなく装置容量を容易に増大させることができる。
【0032】
さらに、本発明のDC-DCコンバータは、電流源を高周波変圧器に接続する構成となっているため、一般のDC-DCコンバータと違って変圧器の直流偏磁の問題も生じない。
【0033】
（非特許文献１）に、電圧源に接続される電圧形インバータと電流源に接続される電流形インバータおよびそれらに適合する代表的な負荷の組み合わせが示されており、電圧形インバータは、一般に負荷に直列にインダクタが接続された誘導性負荷、電流形インバータは負荷に並列にキャパシタが接続された容量性負荷が接続されて用いられる。
【0034】
図５は、一般の電流形インバータ回路構成およびインダクタによる電流源と電圧形インバータを組み合わせたハイブリッド電流形インバータの回路構成を示している。
【0035】
同図(a)は、一般の電流形インバータの回路構成であり、交流負荷端にキャパシタを接続して用いられるが、同図(b)は、ハイブリッド電流形インバータの回路構成であり、整流回路負荷端にキャパシタが接続されることを前提にインダクタによる電流源に対して電圧形インバータ回路を接続する構成となっている。
【0036】
電圧形インバータでは、スイッチをオフしたときに誘導性負荷電流に流れる電流経路を確保するために、スイッチ素子に逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路が用いられるが、電流形インバータでは、スイッチ切替時にキャパシタの電圧がスイッチに逆電圧としてかかるために、逆耐圧を有するスイッチ素子またはスイッチ素子にダイオードを直列に接続したスイッチ回路が用いられる。
【0037】
このため、一般の電流形インバータでは一般に、通常の電圧形インバータで用いられるスイッチ構成に比べて、スイッチ回路に逆耐圧を持たせるために通常はダイオードを直列に接続して用いられるため、スイッチ回路が複雑化するだけでなく、追加したダイオードによる通電損失が増加する。
【0038】
しかし、本発明によるハイブリッド電流形インバータでは、交流負荷としてダイオードブリッジ整流回路を介してキャパシタが接続されるため、インバータを構成するスイッチ素子には逆電圧はかからない。
【0039】
このため、逆導通ダイオードとスイッチ素子で構成されるハイブリッド電流形インバータ回路では、逆導通阻止用ダイオードによるスイッチ素子での電圧降下の問題も生じない。
【0040】
なお、ハイブリッド電流形インバータ回路では、インバータに接続される高周波変圧器の漏れインダクタンスによる問題は課題となるが、後述するような簡単なスナバ回路や過電圧抑制回路を付加することで解決できる。
【0041】
図６は、本発明のDC-DCコンバータの主回路構成であり、ここで掲示した先行技術との関連を述べることとする。
【0042】
（特許文献１）は、一般的な交流―直流変換電源であり、交流電源からPFCコンバータで直流変換した出力を電圧形インバータで高周波変換し、高周波変圧器により絶縁して必要とする直流出力電圧を得る回路構成となっており、PFCの制御法の改善を意図したものである。
【0043】
（特許文献２）は、高周波変圧器に接続するダイオード整流部をＰＷＭコンバータで構成し、装置の大容量化のために複数台の電源ユニットで構成される双方向電源システムにおいて、一部故障時の信頼性および冗長性を向上させることを意図したものである。
【0044】
（特許文献３）は、降圧チョッパでインダクタ電流を制御して、インバータで変圧器を介してダイオード整流することにより、直流負荷電圧電流制御をするとき、負荷の急変に伴い素子を破壊しないように電圧検出に基づいて電流制御することを目的とした直流電源装置である。
【0045】
この文献において、用いられているインバータの交流負荷としてダイオードブリッジ整流回路の直流出力にキャパシタが接続される構成となっているが、インバータ回路に逆耐圧を有しないスイッチ回路が用いられている。
【0046】
このため、スイッチ切換え時の変圧器の漏れインダクタによる電流経路が確保されていないため、インバータ回路のスイッチ素子にスパイク電圧がかかることが懸念される。
【0047】
（特許文献４）は、充電装置の高効率化、高出力化を目的とした、共振形の三相LLC方式のDC-DCコンバータの開発に関するものであるが、高周波インバータの出力にキャパシタやインダクタ回路が接続されることで、回路構成が複雑化することが懸念される。
【0048】
（特許文献５）は、AC-DCコンバータの構成において、ダイオードブリッジ回路で全波整流した出力波形を高周波変換して整流回路の出力にキャパシタを接続し直流出力を得るもので、不連続電流のパルス幅制御により、一般的のPFCコンバータの構成を用いずに、簡単な構成で電源電圧に比例した正弦波電流機能を有しながら直流電源制御を可能としている。
【0049】
高周波変換部は、本発明のDC-DCコンバータと同じ回路構成となっているが、（特許文献５）は不連続電流制御のもとで上記の優れた特性を得ており、装置容量が増大すると、不連続のパルス電流のため、回路の電流損失の増大を招くことや、ノイズの発生の問題も懸念されるので、EV充電スタンドなどの容量の大きな変換装置としては適していない。
【0050】
本発明のDC-DCコンバータでは、軽負荷時には電流不連続で動作する場合はあるが、通常の負荷状態では電流連続モードでの動作となり、パルス電流が流れないため、運転効率が向上し、スイッチングノイズによる周辺機器への影響も抑えられることができるため、容量の大きなEV蓄電池充電装置等の構成制御に適している。
【課題を解決するための手段】
【0051】
従来のDC-DCコンバータは電圧出力であるため、蓄電池接続や並列接続など電圧源同士を接続する際に生じる課題や、高周波変圧器の直流偏磁などの課題は、電圧源で変換制御することによるものであり、本発明ではDC-DCコンバータを電流源で変換制御する手段によりこれらの本質的な課題を解決することができる。
【0052】
図６は、上述したハイブリッド電流形インバータの出力に絶縁と電圧、電流変換を行う高周波変圧器を付加した本発明の電流形DC-DCコンバータの基本回路構成であり、直流電圧源（１００）からインダクタLbによる電流源を電圧形インバータ回路で構成するハイブリッド電流形インバータ回路（４００）の交流出力を高周波変圧器（５００）に接続し、絶縁した二次電流を整流回路とキャパシタCdを接続した整流回路部（６００）により得られる直流出力を直流負荷（８００）に接続する回路構成となっている。
【0053】
【0054】
【0055】
スイッチ動作としては、スイッチS1，S3あるいはスイッチS2，S4による直流短絡動作と、スイッチS1、S4とスイッチS2，S3による高周波変圧器への給電動作があり、直流短絡動作と給電動作期間の割合を制御することによりインダクタの電流iLbを制御している。
【0056】
そして、スイッチS1、S4とスイッチS2，S3によるスイッチ動作を交互に働かせることにより、高周波の交流電流it1を高周波変圧器で二次側に送り、変圧比で変流した二次側の交流電流it2をダイオードブリッジ回路で整流した出力電流idsを直流キャパシタで平滑することにより直流出力電圧edを得る動作となっている。
【0057】
インバータのスイッチング制御信号としては、通常の電圧形インバータのスイッチング制御動作とは異なり、スイッチS1とスイッチS2に高周波で半周期毎度にオン信号を与え、スイッチS3，S4はスイッチS1とスイッチS2の信号に対して位相差αを有する半周期毎度にオン、オフ信号を与えることで、インダクタの電流制御と直流出力電流制御をかけることができる。
【0058】
なお、インダクタの電流iLbが連続となるか不連続となるかは、インダクタLb の値やスイッチング周波数fsだけでなく負荷状態によっても決まるが、電流が不連続になるとパルス電流に伴う問題を発生するので、装置容量が大きい場合は、できるだけ連続領域で動作できるように設計する必要がある。
【0059】
インダクタ電流iLbが不連続動作領域の場合に比べて、連続領域で動作させることにより直流電源からの電流脈動も抑えられると共に、直流出力電流パルスの波形もほぼ一定振幅の通流幅制御された電流波形となり、直流出力電流idsの脈動も大幅に低減することができる。
【0060】
また、高周波変圧器には、インバータで制御された電流it1が流れるために、電圧を加えて変圧器を働かせる場合に生じる恐れのある偏磁の問題も本質的に生じず、直流カットキャパシタを用いる必要もないなどの利点も有している。
【0061】
一方、本発明のDC-DCコンバータのハイブリッド電流形インバータは、高周波変圧器の漏れインダクタンスがあると、インバータのスイッチング素子に過大な電圧が発生する恐れを生じる。
【0062】
図９は、このときの動作を確認するために、高周波変圧器の漏れインダクタンスの影響を考慮した一次変換した等価回路を示している。
【0063】
図１０は、この回路において、ハイブリッド電流形インバータのスイッチング制御をかけたときの動作波形であり、インバータによるインダクタの電流の短絡回路モードから高周波変圧器への給電動作モードに移行する際、インダクタンス電流が漏れインダクタンスに急激に流れようとするため、スイッチ素子の耐圧を超える過大なスパイク電圧が発生することが懸念される。
【0064】
このスパイク電圧の発生を抑えるためには、高周波変圧器の漏れインダクタンスを極力低減するように設計すること重要であるが、漏れインダクタンスが小さくてもインダクタ電流が大きくなるとスパイク電圧の発生は避けられない。
【0065】
このスパイク電圧は、インバータの直流端子間の電圧に現れるために、インバータの直流端子間に過電圧を吸収するスナバキャパシタを接続し、スナバキャパシタに蓄えられるエネルギーを抵抗で消費させるか、直流電源に回生することが対策として考えられる。
【0066】
図１１は、高周波変圧器の漏れインダクタンスによる過電圧抑制回路例であり、同図(a)は制動抵抗を用いたもの、同図(b) は降圧チョッパ回路を接続することにより、スナバキャパシタの電圧が設定した値を超えないようにしたもので、いずれも直流電圧源側に接続して構成している。
【0067】
図１２は、図１１(b)の降圧チョッパ回路を用いてスパイク電圧の発生を一定の設定電圧Vzに抑える動作波形を示しており、図１１(a)の抵抗で消費する場合に比べて回路構成は複雑化するが、直流電源に回生できるため、本質的な損失を生じることなく過電圧の発生を抑制することができる。
【0068】
スパイク電圧の発生を抵抗で消費させることができる程度の回路損失で済む場合は、図１１(a)に示す回路構成が簡単で良いが、装置容量が大きくなると損失も増加するので、回路構成が少し複雑化するが、本質的な損失を生じない図１１(b)の降圧チョッパを用いた回生回路を選択することとなる。
【0069】
特に、装置容量が大きく、複数個の電源ユニットで構成される場合は、図１１(b)の降圧チョッパを用いた回生回路部を共用することで、過電圧の発生抑制回路を簡単化することができる。
【0070】
図１３は、本発明によるDC-DCコンバータ電源ユニットとしての制御システムであり、a)一定の安定化した電圧制御を必要とする一般電源負荷の場合と、b)一定電圧の蓄電池負荷の場合で制御システムが選択制御される。
【0071】
先ず、一般電源負荷の場合は、負荷端子電圧edを検出して、一定の基準電圧Edrと比較して電圧調節器で電流基準値Idrを発生し、直流負荷電流idがこの電流と一致するように電流調節器を介してインバータ回路へのスイッチング信号間の位相αを制御するシステム構成となる。
【0072】
次に、一定電圧の蓄電池負荷の場合は、負荷端子電圧は着目せずに、電流基準Idrに対して直流負荷電流idが一致するように電流調節器を介してインバータ回路へのスイッチング信号間の位相αを制御することにより制御するシステム構成となる。
【0073】
次に、図１４は、本発明によるDC-DCコンバータを用いた電源ユニットを複数個並列接続することにより装置を大容量化する回路構成を示している。
【0074】
本発明によるDC-DCコンバータの電源ユニットは、電流源出力のため、特別な電源ユニット間のバランス制御等を行うことなく、標準化された電源ユニットを必要とする数だけ並列接続することで、任意の容量の電源装置を容易に構成することができる。
【0075】
なお、標準化する電源ユニットとして、本発明のDC-DCコンバータにPFCコンバータ部を含めて構成するか、標準化した本発明のDC-DCコンバータの並列容量に対応した容量以上で、標準化したPFCコンバータ部を接続する構成とすることが考えられる。
【0076】
図１５は、本発明のDC-DCコンバータを実装置として用いる場合の回路構成を示しており、蓄電池充電回路として用いる場合は、整流回路の出力に接続されるキャパシタの出力と蓄電池の間に小さな結合インダクタンスLdを必要に応じて挿入することや、キャパシタと直列に小さな振動抑制抵抗などを必要に応じて接続する必要がある。
【0077】
また、高周波変圧器の漏れインダクタンスによるサージ電圧の発生に対して、インバータの直流端子間にスナバ回路や図示するような過電圧抑制回路を接続して用いることが必要となる。
【0078】
図１６は、このDC-DCコンバータ回路の直流電源に交流電源からPFCコンバータを接続して構成した蓄電池充電装置の回路構成例を示している。
【0079】
本発明のDC-DCコンバータ回路の直流電源として、一般的には、充電装置が家庭用規模の場合は単相PFCコンバータ回路が、EV充電スタンドなど装置容量が大きい場合は三相PFCコンバータ回路が用いられることとなる。
【発明の効果】
【0080】
本発明の電流形DC-DCコンバータの特徴効果を以下に列記する。
１）高周波変圧器により、直流電源から絶縁した直流出力を得ることができる。
２）変圧器を高周波インバータで働かせるため高周波変圧器を含むDC-DCコンバータを小 型軽量化することができる。
３）本発明の電流形DC-DCコンバータは昇圧動作となるが、高周波変圧器の変圧比により DC-DCコンバータの電圧制御動作範囲を広くすることができる。
４）一般の電流形インバータの回路構成に比べて、ハイブリッド電流形インバータは、ス イッチ回路の電圧降下を低く抑えることができる。
５）本発明の電流形DC-DCコンバータは、インダクタの電流を電流連続領域で働かせるこ とにより、電流不連続動作時に生じるパルス電流損も低減することができる。
６）本発明の電流形DC-DCコンバータは、インダクタの電流を電流連続領域で働かせるこ とにより、直流入力電流脈動および出力電流脈動も大幅に低減できる。
７）本発明の電流形DC-DCコンバータが電流源出力となるため、一般のDC-DCコンバータ に比べ負荷短絡に対する保護が容易である。
８）本発明の電流形DC-DCコンバータは、高周波インバータによる電流源で変圧器を駆動 するため、電圧源駆動時に発生する恐れのある直流偏磁の問題も解消することができる 。
９）本発明の電流形DC-DCコンバータは、電流源出力となるため、電源ユニットを構成す るDC-DCコンバータの直流出力を容易に並列接続することができる。
１０）多重化構成が容易で並列冗長度が増すことにより、信頼性の向上も期待でき、装置 の大容量化設計も容易になる。
１１）本発明の電流形DC-DCコンバータを二重化する場合に、二組の高周波インバータの スイッチング位相を９０度ずらすことにより、入出力電流の脈動電流の周波数を２倍に できる。
１２）変圧器の漏れインダクタンスに流れる電流のスイッチ切替えによる転流エネルギー は、電圧形インバータにより電流経路が確保できるため問題とならない。
１３）電圧形インバータでインダクタの電流回路の切替え時に発生する変圧器の漏れイン ダクタンスによる過大電圧の発生は、インバータの直流端子間にスナバ回路か、降圧チ ョッパにより直流電源に回生する回路を付加することにより、十分に抑制することがで きる。
以上、一般のDC-DCコンバータに比べて、本発明の電流形DC-DCコンバータは電流源出力のため、蓄電池への接続や、複数のDC-DCコンバータの出力を並列接続できるため、並列多重化構成も容易である。
このため、本発明の電流形DDC-DCコンバータは、単独の直流―直流変換する直流電源ユニットとして、あるいは交流電源からPFCコンバータと組み合わせた交流ー直流変換電源ユニットとして、電源装置の構成の標準化に極めて有用で本発明の効果が期待できる。
１）高周波変圧器により、直流電源から絶縁した直流出力を得ることができる。
２）変圧器を高周波インバータで働かせるため高周波変圧器を含むDC-DCコンバータを小 型軽量化することができる。
３）本発明の電流形DC-DCコンバータは昇圧動作となるが、高周波変圧器の変圧比により DC-DCコンバータの電圧制御動作範囲を広くすることができる。
４）一般の電流形インバータの回路構成に比べて、ハイブリッド電流形インバータは、ス イッチ回路の電圧降下を低く抑えることができる。
５）本発明の電流形DC-DCコンバータは、インダクタの電流を電流連続領域で働かせるこ とにより、電流不連続動作時に生じるパルス電流損も低減することができる。
６）本発明の電流形DC-DCコンバータは、インダクタの電流を電流連続領域で働かせるこ とにより、直流入力電流脈動および出力電流脈動も大幅に低減できる。
７）本発明の電流形DC-DCコンバータが電流源出力となるため、一般のDC-DCコンバータ に比べ負荷短絡に対する保護が容易である。
８）本発明の電流形DC-DCコンバータは、高周波インバータによる電流源で変圧器を駆動 するため、電圧源駆動時に発生する恐れのある直流偏磁の問題も解消することができる 。
９）本発明の電流形DC-DCコンバータは、電流源出力となるため、電源ユニットを構成す るDC-DCコンバータの直流出力を容易に並列接続することができる。
１０）多重化構成が容易で並列冗長度が増すことにより、信頼性の向上も期待でき、装置 の大容量化設計も容易になる。
１１）本発明の電流形DC-DCコンバータを二重化する場合に、二組の高周波インバータの スイッチング位相を９０度ずらすことにより、入出力電流の脈動電流の周波数を２倍に できる。
１２）変圧器の漏れインダクタンスに流れる電流のスイッチ切替えによる転流エネルギー は、電圧形インバータにより電流経路が確保できるため問題とならない。
１３）電圧形インバータでインダクタの電流回路の切替え時に発生する変圧器の漏れイン ダクタンスによる過大電圧の発生は、インバータの直流端子間にスナバ回路か、降圧チ ョッパにより直流電源に回生する回路を付加することにより、十分に抑制することがで きる。
以上、一般のDC-DCコンバータに比べて、本発明の電流形DC-DCコンバータは電流源出力のため、蓄電池への接続や、複数のDC-DCコンバータの出力を並列接続できるため、並列多重化構成も容易である。
このため、本発明の電流形DDC-DCコンバータは、単独の直流―直流変換する直流電源ユニットとして、あるいは交流電源からPFCコンバータと組み合わせた交流ー直流変換電源ユニットとして、電源装置の構成の標準化に極めて有用で本発明の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【0081】
【図1】一般的なDC-DCコンバータ回路とDC-DCおよびAC-DC電源ユニット
【図2】一般的なDC-DC電源ユニットを複数個用いた蓄電池充電装置の構成
【図3】本発明の電流形DC-DC-DCコンバータ回路とDC-DCおよびAC-DC電源ユニット
【図4】本発明の電流形DC-DC電源ユニットを複数個用いた蓄電池充電装置の構成
【図5】電流形インバータ回路の構成形態 (a)一般的な電流形インバータ回路と交流フィルタ (b)ハイブリッド電流形インバータ回路と直流フィルタ
【図6】本発明の電流形DC-DCコンバータの主回路構成
【図7】本発明の電流形DC-DCコンバータ回路の電流不連続時のスイッチング動作波形
【図8】本発明の電流形DC-DCコンバータ回路の電流連続時のスイッチング動作波形
【図9】本発明の電流形DC-DCコンバータ回路の一次換算近似等価回路
【図10】変圧器の漏れインダクタンスを考慮した電流連続時のスイッチング動作波形
【図11】変圧器の漏れインダクタンスによるインバータの直流端子間のサージ電圧抑制回路例 (a)スナバ回路を付加時回路 (b) 過電圧抑制回路付加時回路
【図12】スナバ回路付加時の本発明のDC-DCコンバータ回路のスイッチング動作波形
【図13】本発明の電流形DC-DCコンバータ電源ユニットの主回路構成と制御システム
【図14】複数個の電流形DC-DCコンバータ電源ユニットを用いた大容量電源装置の回路構成例
【図15】本発明の電流形DC-DCコンバータを用いた蓄電池充電回路の実用回路構成例
【図16】単相PFC電源を直流電源として用いたときの蓄電池充電回路構成例
【図17】本発明の電流形DC-DCコンバータのシミュレーション回路と動作条件
【図18】出力電圧電流制御システムの負荷変化特性 （Edr=400 V） (a) Rd=50 ohm (b) Rd=500 ohm
【図19】
変圧器漏れインダクタンスによる過電圧抑制特性 (a) ＲＣスナバ回路付加特性(R
z
=5kohm) (b) 過電圧抑制回路付加特性(V
z
=500V)
【図20】
出力電圧電流制御システムの電圧制御特性 （R
d
=50 ohm）
(a) E
dr
=500V (b) E
dr
=200V (a=2)
【図21】蓄電池充電電流制御システムの充電制御特性 (EB=300V) (a) Idr =20 A (b) Idr=0.2 A
【図22】蓄電池充電電流制御システムの充電制御特性 (Idr=20A) (a) EB=400 V (b) EB=200 V (a=2)
【図23】２組の電流形DC-DCコンバータ電源ユニットによる装置容量増大回路 (a)並列接続回路、 (b) 直列接続回路
【図24】２組の電流形DC-DCコンバータ電源ユニットによる装置容量増大動作特性 (a)並列接続（EB=300V） (b) 直列接続回路（EB=600V）
【発明を実施するための形態】
【0082】
本発明のDC-DCコンバータ回路で構成する直流電源装置の実施例を検証するため、図１７に電源ユニットの主回路構成と制御システムのシミュレーション回路を動作条件と共に示している。
【0083】
直流電源電圧Eb=300Vとし、高周波変圧器の変圧比（a=N1/N2）を出力電圧Edが直流電圧Ebとの関係に応じて設定すると共に、変圧器の漏れインダクタンスによって生じるサージ電圧を抑制する降圧チョッパ回路を用いた過電圧抑制回路を付加して、スイッチ素子への許容印加電圧Vzを(Vz=600V) に設定して行った。
【0084】
また、インバータのスイッチング周波数をfs=40kHz、直流インダクタLb のインダクタンスを直流電流脈動の観点からLb=500uH、直流出力キャパシタCdのキャパシタンスを直流出力電圧脈動の観点からCd=10uFとした。
【0085】
以上の動作条件のもとで直流負荷として、a)抵抗負荷の場合は、直流出力一定制御ループを働かせ電流基準Idrを電圧調節器の出力値とし、b)蓄電池負荷を接続する場合は、充電電流基準値I
dr
として電流制御ループによりインバータのスイッチング信号を発生して動作確認を行った。
（１）直流出力電圧一定電圧制御動作
（１）直流出力電圧一定電圧制御動作
【0086】
図１８は、直流電源電圧Eb=300Vとし、直流出力電圧の基準値 Edr=400Vのもとで、負荷抵抗値を変化させたときの動作波形である。
【0087】
同図(a)は、負荷抵抗値がRd=50ohm、同図(b)はRd=500ohmの結果であり、本発明のDC-DCコンバータは大幅な負荷変化に対しても基準電圧Edrに一致した直流出力電圧Ed=400Vを維持でき、直流基準電流Idrに一致した電流idが流れており、大幅な負荷変化に対しても正常に動作していることが確認できる。
【0088】
また、ハイブリッド電流形インバータのインダクタLbの電流波形iLb
の給電動作期間の電流が、高周波インバータへの電流it1、変圧器の二次電流の整流電流idsの波形となり、同図(a)ではインダクタ電流が連続しているため、ほぼ一定振幅の電流波形となり、無負荷に近い同図(b)では、インダクタ電流が不連続の三角波状となり、各部の電流波形もそれに応じて変化していることがわかる。
【0089】
図１９は、直流基準電圧がEdr=400V,負荷抵抗がRd=50ohmにおいて、漏れインダクタンスによりサージ電圧の発生状況を確認した動作波形を示しており、基本動作波形に大きな変化はみられないが、インバータのスイッチ素子S1にかかる電圧e
s
のピーク値に差異が見られる。
【0090】
同図(a)は、スナバキャパシタCz=10uFで、抵抗Rzが5kohmのＲＣスナバ回路を付加した場合、同図(b)は、降圧チョッパを用い抑制電圧を(Vz=500V) に設定した過電圧抑制回路を付加したときの動作波形である。
【0091】
同図(a)に示すＲＣスナバ回路の場合では、受動回路だけで構成できるが、スイッチ素子にかかる電圧e
s
のサージ電圧Vzは約700V程度に抑えられているが、スナバ抵抗部での電力損失(約40W)を伴い、スナバ抵抗を下げればサージ電圧Vzはさらに下げられる。
【0092】
一方、同図(b)に示す過電圧抑制回路を付加した場合は、スナバキャパシタCzに蓄えられたエネルギーは直流電源に返されるので、基本的には損失なく直流電源電圧以上の設定した電圧Vzに抑えられることが確認される。
【0093】
図２０は、直流負荷抵抗 R
d
=50 ohm 一定のもと、直流出力電圧の基準値を
E
dr
=500VとE
dr
=200Vとしたときの、シミュレーション解析による動作波形である。
【0094】
本発明のハイブリッド電流形インバータを用いたDC-DCコンバータは、高周波変圧器の変圧比をaとすると、直流出力電圧Edの一次換算値E
d
' (aE
d
)が直流電源電圧Ebより高いときに動作できるが、低いときは動作できない。
【0095】
同図(a)は、直流電源電圧E
b
=300Vのとき、直流出力電圧の基準値E
dr
=500Vに設定したときのときの動作波形で, 直流出力電圧e
d
は基準値に制御できていることを示している。
【0096】
これに対して、同図(b)は直流出力電圧の基準値をE
dr
=200Vに設定しているが、高周波変圧器の変圧比aを(a=2)とすることによりに直流出力電圧Edの一次換算値Ed'が(E
d
'=400V)となるのでなりわいに正常に動作できていることが分かる。
【0097】
ただし、直流負荷抵抗 R
d
=50 ohm 一定で、直流出力電圧E
d
が低くなるために、インダクタL
b
の電流が小さくなり不連続に近い状態で動作していることが分かる。
（２）蓄電池充電電流制御動作
（２）蓄電池充電電流制御動作
【0098】
図２１、図２２は、直流負荷として蓄電池を接続したときの動作波形であり、図２１は蓄電池の電圧をEB=300Vとして、電流制御基準値を変えたときの結果で、図２１は蓄電池の充電電流基準値をIdr=20Aとして、蓄電池の電圧EBが400Vと200Vの場合の動作波形を示している。
【0099】
図２１は、蓄電池の電圧をEB=300Vとして、電流制御基準値IdrをIdr=20AからIdr=0.2Aに変えたときの結果で、いずれの場合も設定した直流基準電流値Idrに一致した電流Idで充電電流に制御できていることが確認できる。
【0100】
図２２は、蓄電池の充電電流基準値をIdr=20Aとして、蓄電池の電圧EBが400Vと200Vの場合の動作波形を示している。
【0101】
図２１ (a),(b)は、共に蓄電池の電圧EBが直流電源電圧Ebの値と同じEB=Eb=300Vのため、インバータによるインダクタ電流の通電率はほぼ１となり、高周波変圧器には方形波電流が流れるが、図２２(a)では、蓄電池の電圧EBが400Vで直流電源電圧Ebより高いため、インダクタ電流の通電率は低くなり、高周波変圧器には零電流期間を含む方形波電流が流れている。
【0102】
一方、図２２(b)は、図２０(b)の場合と同様に、蓄電池の電圧が低い( EB=200V)ため、変圧比aを(a=2)とに設定したときの結果を示しており、変圧器の一次側換算電圧EB'はEB'=400Vとなるので、同図(a)の場合とほぼ同じ通流率の動作波形となっていることが分かる。
（３）複数台直並列接続制御動作
（３）複数台直並列接続制御動作
【0103】
図２３は、２台の電源ユニットを(a)並列接続と(b)直列接続した時のシミュレーション解析回路構成を示している。
【0104】
図２４は、２台のDC-DCコンバータの電源ユニットを直並列接続したときのシミュレーション解析結果である。
【0105】
同図(a)は、基準電流Idr=20Aの電源ユニットの２台の出力を電圧がEB0A）で蓄電池が充電できることを示している。
【0106】
同図(b)は、基準電流Idr=20Aの電源ユニットの２台の出力を直列にして、電圧が２倍のEB=600Vの蓄電池を充電しているときの動作波形であり、基準値に一致した直流電流が確認できる。
【符号の説明】
【0107】
１００ …直流電源
１５０ …交流電源
２００ …ダイオードブリッジ回路
３００ …PFC回路
４００ …ハイブリッド電流制御形インバータ
５００ …高周波変圧器
６００ …整流フィルタ回路
７００ …過電圧保護回路
８００ …直流負荷
８００－１…電圧制御負荷（一般直流負荷）
８００－２…電流制御負荷（蓄電池負荷）
９００ …制御システム
１５０ …交流電源
２００ …ダイオードブリッジ回路
３００ …PFC回路
４００ …ハイブリッド電流制御形インバータ
５００ …高周波変圧器
６００ …整流フィルタ回路
７００ …過電圧保護回路
８００ …直流負荷
８００－１…電圧制御負荷（一般直流負荷）
８００－２…電流制御負荷（蓄電池負荷）
９００ …制御システム
【要約】 （修正有）
【課題】一般のDC-DCコンバータは、直流電圧源を高周波電圧変換し、高周波変圧器により絶縁と必要とする電圧、電流に変換した後、ダイオードブリッジ回路により整流し、フィルタ回路を介して直流出力を得ているが、基本的に電圧源出力であるため、装置を複数の電源ユニットで構成するときのバランス制御が複雑化する。
【解決手段】本発明は、直流電源に接続したインダクタ電流源を高周波電流変換し、高周波変圧器により絶縁と必要とする電圧、電流に変換した後、ダイオードブリッジ回路で直流変換した電流源出力に平滑キャパシタを接続して直流出力を得る方式であり、複数の電源ユニットを容易に並列接続することができ、装置の大容量化が容易となる。
【選択図】図１３
【解決手段】本発明は、直流電源に接続したインダクタ電流源を高周波電流変換し、高周波変圧器により絶縁と必要とする電圧、電流に変換した後、ダイオードブリッジ回路で直流変換した電流源出力に平滑キャパシタを接続して直流出力を得る方式であり、複数の電源ユニットを容易に並列接続することができ、装置の大容量化が容易となる。
【選択図】図１３
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
