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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-12-19
(45)【発行日】2024-12-27
(54)【発明の名称】レーダ装置
(51)【国際特許分類】
G01S 13/34 20060101AFI20241220BHJP
【ＦＩ】
G01S13/34
【請求項の数】
5
(21)【出願番号】P 2024552348
(86)(22)【出願日】2022-12-02
(86)【国際出願番号】 JP2022044494
(87)【国際公開番号】W WO2024116398
(87)【国際公開日】2024-06-06
【審査請求日】2024-09-03
【早期審査対象出願】
(73)【特許権者】
【識別番号】000006013
【氏名又は名称】三菱電機株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110003166
【氏名又は名称】弁理士法人山王内外特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】橘川 雄亮
(72)【発明者】
【氏名】福井 範行
【審査官】梶田 真也
(56)【参考文献】
【文献】特開２０２０－１８０９９１（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開２０１８－０２５４７５（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開平１０－２４６７７６（ＪＰ，Ａ）
【文献】特表２０１２－５２２４４９（ＪＰ，Ａ）
【文献】国際公開第２０１８／１３８７２５（ＷＯ，Ａ１）
【文献】韓国登録特許第１０－２０１０６９６（ＫＲ，Ｂ１）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｇ０１Ｓ ７／００ － ７／６４
Ｇ０１Ｓ １３／００ － １７／９５
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
ＦＭＣＷ方式又は高速チャープ方式のレーダ装置であって、実信号である局部発振信号からI軸局部発振信号及びＱ軸局部発振信号を生成し、前記I軸局部発振信号と受信信号とをミキシングしてＩ軸ビート信号を生成し、前記Ｑ軸局部発振信号と前記受信信号とをミキシングしてＱ軸ビート信号を生成するビート信号生成部と、
前記Ｉ軸ビート信号及び前記Ｑ軸ビート信号をサンプリングして得られるＩ軸デジタルデータ及びＱ軸デジタルデータに対して信号処理を行う信号処理部と、を備え、
前記信号処理部は、前記Ｉ軸デジタルデータ及び前記Ｑ軸デジタルデータから複素デジタルデータを生成し、前記複素デジタルデータに対してＦＦＴを実施し、解析信号が負の周波数成分を持たない性質に基づいて、観測対象のレンジ及びドップラ速度を測定し、
前記Ｉ軸デジタルデータと前記Ｑ軸デジタルデータとのそれぞれにレンジＦＦＴを実施する振幅位相算出部と、
前記振幅位相算出部の処理結果に基づいて、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数を算出するキャンセル定数算出部と、をさらに備えるレーダ装置。
【請求項2】
前記キャンセル定数は、で与えられるＷｋである、
ただし、１からＮ＿ｓｍｐｌ／２までは正の周波数領域に係るレンジビンの番号であり、イプシロンは許容する誤差を決める閾値であり、Ｉ ｋ は実際にサンプリングして測定した前記Ｉ軸ビート信号であり、Ｑ ｋ は実際にサンプリングして測定した前記Ｑ軸ビート信号である、
請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項3】
前記キャンセル定数は、で与えられるＷｋである、
ただし、１からＮ＿ｓｍｐｌ／２までは正の周波数領域に係るレンジビンの番号であり、Ｉ ｋ は実際にサンプリングして測定した前記Ｉ軸ビート信号であり、Ｑ ｋ は実際にサンプリングして測定した前記Ｑ軸ビート信号である、
請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項4】
前記キャンセル定数は、で与えられるＷｋである、
ただし、１からＮ＿ｓｍｐｌ／２までは正の周波数領域に係るレンジビンの番号であり、Ｓｋは、前記複素デジタルデータに対してフーリエ変換を実施して得られる周波数スペクトルであり、イプシロンは、前記複素デジタルデータに対してフーリエ変換を実施して得られる周波数スペクトルの大きさと比較される閾値である、
請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項5】
前記キャンセル定数は、で与えられるCである、
ただし、Ｐ＋は正の周波数領域におけるピーク信号であり、Ｐ－は負の周波数領域におけるピーク信号であり、Ａは前記Ｉ軸ビート信号と前記Ｑ軸ビート信号との振幅比であり、θ １ は前記Ｉ軸ビート信号の初期位相であり、θ ２ は前記Ｑ軸ビート信号の初期位相であり、
前記キャンセル定数は、Ｐ－の複素共役に乗ずることにより、Ｐ＋をキャンセルする、
請求項１に記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示技術はレーダ装置に関する。
【背景技術】
【0002】
車載に搭載されるレーダ装置が知られている。また、車載に搭載されるレーダ装置に関し、他車とのレーダ信号の電波干渉の発生を抑制する技術が知られている。
【0003】
例えば、特許文献１には、レーダ信号を送信する方向を含む領域を撮影するカメラを備え、カメラで撮影された画像に含まれる他の車両のライトの点灯状態に基づいて、自車の送信区間と他の車両の送信区間とが互いに異なるようにする技術が記されている。
また、特許文献１には、高速チャープ方式が複数ターゲットの分離検出に有利であることも開示されている。
また、特許文献１には、高速チャープ方式が複数ターゲットの分離検出に有利であることも開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開２０１６－２２４０２４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献１に例示される従来のレーダ装置において、電波干渉を抑制するために、レーダ信号を送信していない時間を設け、電磁ノイズを観測する必要があった。
【0006】
本開示技術は、レーダ信号の送信を停止して電磁ノイズを観測する、いわゆる「レーダ放射休止期間」を設けずに、電磁ノイズによる干渉を抑制できるレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本開示技術に係るレーダ装置は、ＦＭＣＷ方式又は高速チャープ方式のレーダ装置であって、実信号である局部発振信号からI軸局部発振信号及びＱ軸局部発振信号を生成し、I軸局部発振信号と受信信号とをミキシングしてＩ軸ビート信号を生成し、Ｑ軸局部発振信号と受信信号とをミキシングしてＱ軸ビート信号を生成するビート信号生成部と、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号をサンプリングして得られるＩ軸デジタルデータ及びＱ軸デジタルデータに対して信号処理を行う信号処理部と、を備え、信号処理部は、Ｉ軸デジタルデータ及びＱ軸デジタルデータから複素デジタルデータを生成し、複素デジタルデータに対してＦＦＴを実施し、解析信号が負の周波数成分を持たない性質に基づいて、観測対象のレンジ及びドップラ速度を測定し、Ｉ軸デジタルデータとＱ軸デジタルデータとのそれぞれにレンジＦＦＴを実施する振幅位相算出部と、振幅位相算出部の処理結果に基づいて、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数を算出するキャンセル定数算出部と、をさらに備えるものである。
【発明の効果】
【0008】
本開示技術に係るレーダ装置は上記構成を備えるため、レーダ放射休止期間を設けずに、電磁ノイズによる干渉を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【発明を実施するための形態】
【0010】
本明細書において、「〇〇部」と称される名称は、本開示技術に係るレーダ装置を構成要素に分けたときの各構成要素の単位として表すものである。すなわち、本明細書における「〇〇部」の名称は、官庁又は会社等の業務組織区分を表すものでも、クラブ活動又はサークル活動の同行者の集りについて表すものでもない。本明細書に示される手段及び方法は、機械であるレーダ装置を主体としたものであり、人間が主体となることを意図していない。すなわち、本明細書に示される手段及び方法は、人為的な取決めのみを利用した方法には該当しない。
【0011】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るレーダ装置の構成要素を示すブロック図である。図１に示されるとおり、実施の形態１に係るレーダ装置は、レーダ信号出力部１と、送受信部４と、ビート信号生成部８と、Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５と、信号処理部１６と、を含む。
レーダ信号出力部１には、制御部２と、信号源３と、が含まれる。
送受信部４には、分配部５と、送信アンテナ６と、受信アンテナ７と、が含まれる。
ビート信号生成部８には、９０度移相器９と、Ｉ軸用周波数混合部１０と、Ｑ軸用周波数混合部１１と、Ｉ軸用フィルタ部１２と、Ｑ軸用フィルタ部１３と、が含まれる。
実施の形態１に係るレーダ装置は、図１に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
図１は、実施の形態１に係るレーダ装置の構成要素を示すブロック図である。図１に示されるとおり、実施の形態１に係るレーダ装置は、レーダ信号出力部１と、送受信部４と、ビート信号生成部８と、Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５と、信号処理部１６と、を含む。
レーダ信号出力部１には、制御部２と、信号源３と、が含まれる。
送受信部４には、分配部５と、送信アンテナ６と、受信アンテナ７と、が含まれる。
ビート信号生成部８には、９０度移相器９と、Ｉ軸用周波数混合部１０と、Ｑ軸用周波数混合部１１と、Ｉ軸用フィルタ部１２と、Ｑ軸用フィルタ部１３と、が含まれる。
実施の形態１に係るレーダ装置は、図１に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
【0012】
《レーダ信号出力部１》
レーダ信号出力部１は、レーダ信号を出力する構成要素である。レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号は、ＦＭＣＷ方式（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ－Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）又は高速チャープ方式（ＦＣＭ方式、Ｆａｓｔ Ｃｈｉｒｐ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の信号である。高速チャープ方式は、ＦＭＣＷ方式の変調周期よりも圧倒的に短い周期で変調し、周波数上昇の変調、又は周波数減少の変調のいずれかしか利用されない。すなわち、高速チャープ方式においては、のこぎり波状に周波数が変化する送信波の１つの波形が、１チャープとなる（例えば、図４の上段に示されるグラフを参照）。高速チャープ方式においては、変調周期が非常に短いため、ドップラ効果による周波数変化は無視できるほど小さい、とみなせる。さらに高速チャープ方式は、ＦＭＣＷ方式におけるペアリング処理に起因する誤作動を解決できるため、近年大きく注目されている。いずれにしても、本開示技術に係るレーダ装置は、パルスレーダではなくＣＷレーダ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅレーダ）である。
一般化した表現を用いれば、レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号は、時間経過に伴って周波数が変化する周波数変調信号であり、断続的に、繰り返し出力される。図１に示されるとおり、レーダ信号出力部１から出力されるレーダ信号は、送受信部４の分配部５へと送られる。
レーダ信号出力部１は、レーダ信号を出力する構成要素である。レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号は、ＦＭＣＷ方式（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ－Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）又は高速チャープ方式（ＦＣＭ方式、Ｆａｓｔ Ｃｈｉｒｐ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の信号である。高速チャープ方式は、ＦＭＣＷ方式の変調周期よりも圧倒的に短い周期で変調し、周波数上昇の変調、又は周波数減少の変調のいずれかしか利用されない。すなわち、高速チャープ方式においては、のこぎり波状に周波数が変化する送信波の１つの波形が、１チャープとなる（例えば、図４の上段に示されるグラフを参照）。高速チャープ方式においては、変調周期が非常に短いため、ドップラ効果による周波数変化は無視できるほど小さい、とみなせる。さらに高速チャープ方式は、ＦＭＣＷ方式におけるペアリング処理に起因する誤作動を解決できるため、近年大きく注目されている。いずれにしても、本開示技術に係るレーダ装置は、パルスレーダではなくＣＷレーダ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅレーダ）である。
一般化した表現を用いれば、レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号は、時間経過に伴って周波数が変化する周波数変調信号であり、断続的に、繰り返し出力される。図１に示されるとおり、レーダ信号出力部１から出力されるレーダ信号は、送受信部４の分配部５へと送られる。
【0013】
《レーダ信号出力部１における制御部２》
レーダ信号出力部１における制御部２は、制御信号を生成する構成要素である。制御部２が生成する制御信号は、例えば、レーダ信号の出力タイミングを決定する。図１に示されるとおり、制御部２から出力される制御信号は、信号源３及び信号処理部１６へと送られる。
レーダ信号出力部１における制御部２は、制御信号を生成する構成要素である。制御部２が生成する制御信号は、例えば、レーダ信号の出力タイミングを決定する。図１に示されるとおり、制御部２から出力される制御信号は、信号源３及び信号処理部１６へと送られる。
【0014】
《レーダ信号出力部１における信号源３》
レーダ信号出力部１における信号源３は、レーダ信号の発生源となる構成要素である。前述のとおり、信号源３から発生されるレーダ信号は、送受信部４の分配部５へと送られる。
レーダ信号出力部１における信号源３は、レーダ信号の発生源となる構成要素である。前述のとおり、信号源３から発生されるレーダ信号は、送受信部４の分配部５へと送られる。
【0015】
《送受信部４》
送受信部４は、レーダ信号に係る送信系統と、観測対象であるターゲットからの反射信号に係る受信系統と、を備える構成要素である。前述のとおり送受信部４は、分配部５と、送信アンテナ６と、受信アンテナ７と、を備える。
送受信部４は、レーダ信号に係る送信系統と、観測対象であるターゲットからの反射信号に係る受信系統と、を備える構成要素である。前述のとおり送受信部４は、分配部５と、送信アンテナ６と、受信アンテナ７と、を備える。
【0016】
《送受信部４における分配部５》
送受信部４における分配部５は、レーダ信号を送信信号用と参照信号用とに分配する構成要素である。本明細書において、送信信号用のレーダ信号も「レーダ信号」と称されるものとする。また本明細書において、参照信号用のレーダ信号は、「局部発振信号」と称されるものとする。
送信信号用のレーダ信号は、送信アンテナ６へと送られる。
参照信号用のレーダ信号、すなわち局部発振信号は、Ｉ軸用周波数混合部１０へ、及び９０度移相器９を経由してＱ軸用周波数混合部１１へ、それぞれ送られる。
送受信部４における分配部５は、レーダ信号を送信信号用と参照信号用とに分配する構成要素である。本明細書において、送信信号用のレーダ信号も「レーダ信号」と称されるものとする。また本明細書において、参照信号用のレーダ信号は、「局部発振信号」と称されるものとする。
送信信号用のレーダ信号は、送信アンテナ６へと送られる。
参照信号用のレーダ信号、すなわち局部発振信号は、Ｉ軸用周波数混合部１０へ、及び９０度移相器９を経由してＱ軸用周波数混合部１１へ、それぞれ送られる。
【0017】
《送受信部４における送信アンテナ６》
送受信部４における送信アンテナ６は、レーダ信号を大気等の空間へ放射するアンテナである。
送受信部４における送信アンテナ６は、レーダ信号を大気等の空間へ放射するアンテナである。
【0018】
《送受信部４における受信アンテナ７》
送受信部４における受信アンテナ７は、観測対象に反射されたレーダ信号反射波を受信するアンテナである。本明細書において、レーダ信号反射波のうち受信アンテナ７で受信したものは、単に「受信信号」と称されるものとする。図１に示されるとおり、受信アンテナ７で受信された受信信号は、Ｉ軸用周波数混合部１０及びＱ軸用周波数混合部１１へと送られる。
送受信部４における受信アンテナ７は、観測対象に反射されたレーダ信号反射波を受信するアンテナである。本明細書において、レーダ信号反射波のうち受信アンテナ７で受信したものは、単に「受信信号」と称されるものとする。図１に示されるとおり、受信アンテナ７で受信された受信信号は、Ｉ軸用周波数混合部１０及びＱ軸用周波数混合部１１へと送られる。
【0019】
《ビート信号生成部８》
ビート信号生成部８は、ビート信号を生成する構成要素である。ビート信号は、局部発振信号と受信信号とのミキシングによって生成される信号である。ビート信号の周波数であるビート周波数には、ターゲットまでの距離と、ターゲットの相対速度の情報が含まれている。ターゲットまでの距離は、レーダ照射方向を考慮すると、レーダ装置から見たターゲットの相対位置を与える。
レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号が、アップチャープとダウンチャープとの両者を交互に利用するものである場合、増加するＦＭ勾配のアップチャープからのビート周波数（ｆｕｐ）と、減少するＦＭ勾配のダウンチャープからのビート周波数（ｆｄｏｗｎ）と、２つの情報が得られる。レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号が高速チャープ方式である場合、得られるビート周波数は１つである。
本開示技術に係るレーダ装置の技術的特徴は、ひとつには、実信号であるビート信号に対していわゆるＩＱ変換を実施し、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号からなる複素信号（Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｓｉｇｎａｌ）を生成する、というものである。Ｉ軸（Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ軸）は、いわゆる同相である。Ｑ軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ軸）は、直交位相である。複素信号のうち、負の周波数成分を持たないものは、解析信号（Ａｎａｌｙｔｉｃ Ｓｉｇｎａｌ）と称される。
ビート信号生成部８は、ビート信号を生成する構成要素である。ビート信号は、局部発振信号と受信信号とのミキシングによって生成される信号である。ビート信号の周波数であるビート周波数には、ターゲットまでの距離と、ターゲットの相対速度の情報が含まれている。ターゲットまでの距離は、レーダ照射方向を考慮すると、レーダ装置から見たターゲットの相対位置を与える。
レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号が、アップチャープとダウンチャープとの両者を交互に利用するものである場合、増加するＦＭ勾配のアップチャープからのビート周波数（ｆｕｐ）と、減少するＦＭ勾配のダウンチャープからのビート周波数（ｆｄｏｗｎ）と、２つの情報が得られる。レーダ信号出力部１が出力するレーダ信号が高速チャープ方式である場合、得られるビート周波数は１つである。
本開示技術に係るレーダ装置の技術的特徴は、ひとつには、実信号であるビート信号に対していわゆるＩＱ変換を実施し、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号からなる複素信号（Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｓｉｇｎａｌ）を生成する、というものである。Ｉ軸（Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ軸）は、いわゆる同相である。Ｑ軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ軸）は、直交位相である。複素信号のうち、負の周波数成分を持たないものは、解析信号（Ａｎａｌｙｔｉｃ Ｓｉｇｎａｌ）と称される。
【0020】
レーダの技術分野において、一般に、直交検波又はＩＱ検波と称される検波方式が知られている。直交検波は、高い周波数安定度を有する局部発振器（ＬＯ、Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とコヒーレント発振器（ＣＯ、Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の２つの発振器が用いられる。受信信号は、まず、局部発振器（本開示技術の信号源３に相当）からの信号とミキサ（本開示技術のＩ軸用周波数混合部１０に相当）によって、その差成分の付近の中間周波数（ＩＦ、Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、以降「ＩＦ周波数」と称する）帯にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号は、その後、増幅器を経由し、ＩＦ周波数帯付近で設計されるＢＰＦ（本開示技術のＩ軸用フィルタ部１２に相当）を通過する。以上の操作は、周波数変換又はヘテロダイン検波と称される。その後、コヒーレント発振器との同相成分と直交成分との混合（ホモダイン検波）によって、受信信号の同相成分と直交成分とが抽出される。
本開示技術に係るレーダ装置は、局部発振器（ＬＯ）とコヒーレント発振器（ＣＯ）との２つの発振器を用い、ヘテロダイン検波及びホモダイン検波を実施してもよい。本開示技術は、複素信号化された受信信号から、振幅の情報のみならず、位相の情報を取得する。
本開示技術に係るレーダ装置は、局部発振器（ＬＯ）とコヒーレント発振器（ＣＯ）との２つの発振器を用い、ヘテロダイン検波及びホモダイン検波を実施してもよい。本開示技術は、複素信号化された受信信号から、振幅の情報のみならず、位相の情報を取得する。
【0021】
《ビート信号生成部８における９０度移相器９》
ビート信号生成部８における９０度移相器９は、局部発振信号に対して９０度の位相差（位相進み又は位相遅れ）を付与する構成要素である。局部発振信号に対して９０度の位相差を付与する目的は、局部発振信号の解析信号を生成することである。Ｉ軸を複素平面における実軸と考え、Ｑ軸複素平面における虚軸と考えれば、Ｑ軸はＩ軸に対して９０度位相が進んでいる。簡単のため、本明細書においては、９０度移相器９は９０度位相進みを付与するものとする。すなわち９０度移相器９は、Ｉ軸の局部発振信号（以降、「I軸局部発振信号」と称する）を入力とし、Ｑ軸の局部発振信号（以降、「Ｑ軸局部発振信号」と称する）を出力とする。９０度移相器９は、ヒルベルトフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ Ｆｉｌｔｅｒ）として実現されてもよい。
チャープ信号は、時間とともに角周波数が変化するため、「９０度位相を進める」という操作がイメージしにくい。チャープ信号は、例えば、以下のように複素数表現で示すことができる。
ここで、ｊは虚数単位を表す。Ａはチャープ信号の振幅である。
数式（１）で示されたｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の実部は、実信号であり局部発振信号であると考えることができる。本開示技術が意図する「９０度位相進みを付与する」ことは、複素数表現を用いれば、ｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の実部からｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の虚部を生成することである。
ビート信号生成部８における９０度移相器９は、局部発振信号に対して９０度の位相差（位相進み又は位相遅れ）を付与する構成要素である。局部発振信号に対して９０度の位相差を付与する目的は、局部発振信号の解析信号を生成することである。Ｉ軸を複素平面における実軸と考え、Ｑ軸複素平面における虚軸と考えれば、Ｑ軸はＩ軸に対して９０度位相が進んでいる。簡単のため、本明細書においては、９０度移相器９は９０度位相進みを付与するものとする。すなわち９０度移相器９は、Ｉ軸の局部発振信号（以降、「I軸局部発振信号」と称する）を入力とし、Ｑ軸の局部発振信号（以降、「Ｑ軸局部発振信号」と称する）を出力とする。９０度移相器９は、ヒルベルトフィルタ（Ｈｉｌｂｅｒｔ Ｆｉｌｔｅｒ）として実現されてもよい。
チャープ信号は、時間とともに角周波数が変化するため、「９０度位相を進める」という操作がイメージしにくい。チャープ信号は、例えば、以下のように複素数表現で示すことができる。
ここで、ｊは虚数単位を表す。Ａはチャープ信号の振幅である。
数式（１）で示されたｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の実部は、実信号であり局部発振信号であると考えることができる。本開示技術が意図する「９０度位相進みを付与する」ことは、複素数表現を用いれば、ｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の実部からｇｃｈｉｒｐ（ｔ）の虚部を生成することである。
【0022】
なお、９０度移相器９が局部発振信号に対して９０度の位相進みを付与するか９０度の位相遅れを付与するかは、本質的ではない。
本開示技術に係るレーダ装置は、実信号である局部発振信号をＱ軸と考え、９０度移相器９を用いてＩ軸の信号を作成してもよい。９０度移相器９が９０度の位相遅れを付与する場合、９０度移相器９への入力はＱ軸局部発振信号であり、９０度移相器９の出力はＩ軸局部発振信号である。
本開示技術に係るレーダ装置は、実信号である局部発振信号をＱ軸と考え、９０度移相器９を用いてＩ軸の信号を作成してもよい。９０度移相器９が９０度の位相遅れを付与する場合、９０度移相器９への入力はＱ軸局部発振信号であり、９０度移相器９の出力はＩ軸局部発振信号である。
【0023】
《ビート信号生成部８におけるＩ軸用周波数混合部１０》
ビート信号生成部８におけるＩ軸用周波数混合部１０は、局部発振信号と受信信号とをミキシングする構成要素である。Ｉ軸用周波数混合部１０において、Ｉ軸ビート信号が生成される。
Ｉ軸用周波数混合部１０で生成されたＩ軸ビート信号は、Ｉ軸用フィルタ部１２へと送られる。
ビート信号生成部８におけるＩ軸用周波数混合部１０は、局部発振信号と受信信号とをミキシングする構成要素である。Ｉ軸用周波数混合部１０において、Ｉ軸ビート信号が生成される。
Ｉ軸用周波数混合部１０で生成されたＩ軸ビート信号は、Ｉ軸用フィルタ部１２へと送られる。
【0024】
《ビート信号生成部８におけるＱ軸用周波数混合部１１》
ビート信号生成部８におけるＱ軸用周波数混合部１１は、９０度位相の遅れた局部発振信号と受信信号とをミキシングする構成要素である。Ｑ軸用周波数混合部１１において、Ｑ軸ビート信号が生成される。
Ｑ軸用周波数混合部１１生成されたＩ軸ビート信号は、Ｑ軸用フィルタ部１３へと送られる。
ビート信号生成部８におけるＱ軸用周波数混合部１１は、９０度位相の遅れた局部発振信号と受信信号とをミキシングする構成要素である。Ｑ軸用周波数混合部１１において、Ｑ軸ビート信号が生成される。
Ｑ軸用周波数混合部１１生成されたＩ軸ビート信号は、Ｑ軸用フィルタ部１３へと送られる。
【0025】
《ビート信号生成部８におけるＩ軸用フィルタ部１２》
ビート信号生成部８におけるＩ軸用フィルタ部１２は、Ｉ軸ビート信号用のフィルタである。Ｉ軸用フィルタ部１２は、具体的には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）又はＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。Ｉ軸用フィルタ部１２は、Ｉ軸用周波数混合部１０において生成された直後のＩ軸ビート信号から、スプリアス等の不要な成分を抑圧するたに使用される。スプリアス（Ｓｐｕｒｉｕｓ）は、主として高周波から成り、交流信号に含まれる設計上意図しない周波数成分である。
ビート信号生成部８におけるＩ軸用フィルタ部１２は、Ｉ軸ビート信号用のフィルタである。Ｉ軸用フィルタ部１２は、具体的には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）又はＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。Ｉ軸用フィルタ部１２は、Ｉ軸用周波数混合部１０において生成された直後のＩ軸ビート信号から、スプリアス等の不要な成分を抑圧するたに使用される。スプリアス（Ｓｐｕｒｉｕｓ）は、主として高周波から成り、交流信号に含まれる設計上意図しない周波数成分である。
【0026】
《ビート信号生成部８におけるＱ軸用フィルタ部１３》
ビート信号生成部８におけるＱ軸用フィルタ部１３は、Ｑ軸ビート信号用のフィルタである。Ｑ軸用フィルタ部１３は、Ｉ軸用フィルタ部１２と同様、具体的には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）又はＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。Ｑ軸用フィルタ部１３は、Ｑ軸用周波数混合部１１において生成された直後のＱ軸ビート信号から、スプリアス等の不要な成分を抑圧するたに使用される。
ビート信号生成部８におけるＱ軸用フィルタ部１３は、Ｑ軸ビート信号用のフィルタである。Ｑ軸用フィルタ部１３は、Ｉ軸用フィルタ部１２と同様、具体的には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）又はＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）である。Ｑ軸用フィルタ部１３は、Ｑ軸用周波数混合部１１において生成された直後のＱ軸ビート信号から、スプリアス等の不要な成分を抑圧するたに使用される。
【0027】
《Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５》
Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５は、具体的には、アナログデジタル変換器である。
Ｉ軸用ＡＤＣ１４は、アナログ信号であるＩ軸ビート信号を、Ｉ軸デジタルデータに変換する。Ｉ軸デジタルデータは、以下のように表されるものとする。
ここで、数式（２）においてｉｋが実数であることが示されているが、厳密には、実数が量子化されたもの、例えばｄｏｕｂｌｅ型又はｆｌｏａｔ型のものである。数式（２）におけるｋは、サンプリング番号であり、１からＮ＿ｓｍｐｌまでの整数をとる。
Ｑ軸用ＡＤＣ１５は、アナログ信号であるＱ軸ビート信号を、Ｑ軸デジタルデータに変換する。Ｑ軸デジタルデータは、以下のように表されるものとする。
ここで、数式（３）においてｑｋが実数であることが示されているが、厳密には、実数が量子化されたもの、例えばｄｏｕｂｌｅ型又はｆｌｏａｔ型のものである。数式（３）におけるｋも、サンプリング番号である。
Ｉ軸デジタルデータ及びＱ軸デジタルデータは、まとめてＩＱデータと称される。ＩＱデータは、信号処理部１６へと送られる。
Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５は、具体的には、アナログデジタル変換器である。
Ｉ軸用ＡＤＣ１４は、アナログ信号であるＩ軸ビート信号を、Ｉ軸デジタルデータに変換する。Ｉ軸デジタルデータは、以下のように表されるものとする。
ここで、数式（２）においてｉｋが実数であることが示されているが、厳密には、実数が量子化されたもの、例えばｄｏｕｂｌｅ型又はｆｌｏａｔ型のものである。数式（２）におけるｋは、サンプリング番号であり、１からＮ＿ｓｍｐｌまでの整数をとる。
Ｑ軸用ＡＤＣ１５は、アナログ信号であるＱ軸ビート信号を、Ｑ軸デジタルデータに変換する。Ｑ軸デジタルデータは、以下のように表されるものとする。
ここで、数式（３）においてｑｋが実数であることが示されているが、厳密には、実数が量子化されたもの、例えばｄｏｕｂｌｅ型又はｆｌｏａｔ型のものである。数式（３）におけるｋも、サンプリング番号である。
Ｉ軸デジタルデータ及びＱ軸デジタルデータは、まとめてＩＱデータと称される。ＩＱデータは、信号処理部１６へと送られる。
【0028】
《信号処理部１６》
信号処理部１６は、ターゲットまでの距離と、ターゲットの相対速度と、を算出するための信号処理を実施する構成要素である。
信号処理部１６は、制御部２から送られる制御信号を参照することにより、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定することができる。本明細書において、レーダ信号出力部１によりレーダ信号が出力されていると特定された期間は、「特定期間」と称されるものとする。
信号処理部１６は、ターゲットまでの距離と、ターゲットの相対速度と、を算出するための信号処理を実施する構成要素である。
信号処理部１６は、制御部２から送られる制御信号を参照することにより、レーダ信号出力部１からレーダ信号が出力されている期間を特定することができる。本明細書において、レーダ信号出力部１によりレーダ信号が出力されていると特定された期間は、「特定期間」と称されるものとする。
【0029】
図２は、実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６の詳細構成を示すブロック図である。
図２に示されるように実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６は、スペクトル算出部１６１０と、距離速度スペクトル算出部１６２０と、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５と、距離速度情報算出部１６３０と、電磁ノイズ情報算出部１６３５と、検出処理部１６５０と、を含む。
実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６は、図２に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
図２に示されるように実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６は、スペクトル算出部１６１０と、距離速度スペクトル算出部１６２０と、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５と、距離速度情報算出部１６３０と、電磁ノイズ情報算出部１６３５と、検出処理部１６５０と、を含む。
実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６は、図２に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
【0030】
図３は、実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理ステップを示すフローチャートである。図３に示されるように、信号処理部１６が実施する処理ステップは、ＳＴ１１、ＳＴ１２、ＳＴ１３、ＳＴ１４、ＳＴ１５、及びＳＴ１６、を含む。それぞれの処理ステップの詳細は、後述の説明により明らかとなる。
【0031】
《信号処理部１６におけるスペクトル算出部１６１０》
信号処理部１６におけるスペクトル算出部１６１０は、距離方向のフーリエ変換（以降、「レンジフーリエ変換」と称する）を実施し、周波数スペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１１）構成要素である。レンジフーリエ変換は、最初に実施されるフーリエ変換であるため、ファーストフーリエ変換と称されることもある。
信号処理部１６におけるスペクトル算出部１６１０は、距離方向のフーリエ変換（以降、「レンジフーリエ変換」と称する）を実施し、周波数スペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１１）構成要素である。レンジフーリエ変換は、最初に実施されるフーリエ変換であるため、ファーストフーリエ変換と称されることもある。
【0032】
スペクトル算出部１６１０は、特定期間におけるデジタルデータを用いて、以下に与えられる複素デジタルデータを作成する。
数式（４）におけるｋも、サンプリング番号である。
数式（４）におけるｋも、サンプリング番号である。
【0033】
スペクトル算出部１６１０は、より詳細には、数式（４）に示される複素デジタルデータに対して、レンジフーリエ変換を実施する。レンジフーリエ変換によって得られた結果は、周波数スペクトルと称される。
レンジフーリエ変換の結果により得られるデータは、周波数領域における複素数のデータである。ノイズのない理想的な場合、周波数領域においてピークをとる周波数は、ビート周波数である。周波数領域におけるピーク（スペクトルピーク）も複素数であるが、このスペクトルピークの位相情報から、ドップラ周波数を算出することができる。スペクトルピークの位相情報からドップラ周波数の算出するために、後述するドップラフーリエ変換が実施される。
ビート信号は繰り返し生成されるが、スペクトル算出部１６１０は、その都度、レンジフーリエ変換を実施する。
スペクトル算出部１６１０により算出される複数の周波数スペクトルは、距離速度スペクトル算出部１６２０及び電磁ノイズスペクトル算出部１６２５へと送られる。
レンジフーリエ変換の結果により得られるデータは、周波数領域における複素数のデータである。ノイズのない理想的な場合、周波数領域においてピークをとる周波数は、ビート周波数である。周波数領域におけるピーク（スペクトルピーク）も複素数であるが、このスペクトルピークの位相情報から、ドップラ周波数を算出することができる。スペクトルピークの位相情報からドップラ周波数の算出するために、後述するドップラフーリエ変換が実施される。
ビート信号は繰り返し生成されるが、スペクトル算出部１６１０は、その都度、レンジフーリエ変換を実施する。
スペクトル算出部１６１０により算出される複数の周波数スペクトルは、距離速度スペクトル算出部１６２０及び電磁ノイズスペクトル算出部１６２５へと送られる。
【0034】
《信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０》
信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０は、相対速度方向のフーリエ変換（以降、「ドップラフーリエ変換」と称する）を実施し、距離速度スペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１２）構成要素である。ドップラフーリエ変換は、２回目のフーリエ変換であることから、セカンドフーリエ変換と称されることもある。
距離速度スペクトル算出部１６２０は、周波数スペクトルデータのうち、正の周波数領域（以降、「正領域周波数スペクトルデータ」と称する）に対してドップラフーリエ変換を実施する。すなわち、正領域周波数スペクトルデータに対してドップラフーリエ変換を行うことにより得られる結果は、距離速度スペクトルと称される。
ところで高速フーリエ変換は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と称される。本開示技術に係るレーダ装置は、レンジフーリエ変換及びドップラフーリエ変換を、レンジＦＦＴ及びドップラＦＦＴの態様で実施してよい。レンジＦＦＴとドップラＦＦＴとを両方行う操作は、得られる情報が２次元であることから（図４、図７、及び図１０参照）、２次元ＦＦＴとも称される。
図２に示されるとおり、距離速度スペクトルは、距離速度情報算出部１６３０へと送られる。
信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０は、相対速度方向のフーリエ変換（以降、「ドップラフーリエ変換」と称する）を実施し、距離速度スペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１２）構成要素である。ドップラフーリエ変換は、２回目のフーリエ変換であることから、セカンドフーリエ変換と称されることもある。
距離速度スペクトル算出部１６２０は、周波数スペクトルデータのうち、正の周波数領域（以降、「正領域周波数スペクトルデータ」と称する）に対してドップラフーリエ変換を実施する。すなわち、正領域周波数スペクトルデータに対してドップラフーリエ変換を行うことにより得られる結果は、距離速度スペクトルと称される。
ところで高速フーリエ変換は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）と称される。本開示技術に係るレーダ装置は、レンジフーリエ変換及びドップラフーリエ変換を、レンジＦＦＴ及びドップラＦＦＴの態様で実施してよい。レンジＦＦＴとドップラＦＦＴとを両方行う操作は、得られる情報が２次元であることから（図４、図７、及び図１０参照）、２次元ＦＦＴとも称される。
図２に示されるとおり、距離速度スペクトルは、距離速度情報算出部１６３０へと送られる。
【0035】
《信号処理部１６における電磁ノイズスペクトル算出部１６２５》
信号処理部１６における電磁ノイズスペクトル算出部１６２５は、ドップラフーリエ変換を実施し、電磁ノイズスペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１３）構成要素である。
電磁ノイズスペクトル算出部１６２５は、周波数スペクトルデータのうち、負の周波数領域（以降、「負領域周波数スペクトルデータ」と称する）に対してドップラフーリエ変換を実施する。すなわち、負領域周波数スペクトルデータに対してドップラフーリエ変換を行うことにより得られる結果は、電磁ノイズスペクトルと称される。
図２に示されるとおり、電磁ノイズスペクトルは、電磁ノイズ情報算出部１６３５へと送られる。
信号処理部１６における電磁ノイズスペクトル算出部１６２５は、ドップラフーリエ変換を実施し、電磁ノイズスペクトルを算出する（図３に示されるＳＴ１３）構成要素である。
電磁ノイズスペクトル算出部１６２５は、周波数スペクトルデータのうち、負の周波数領域（以降、「負領域周波数スペクトルデータ」と称する）に対してドップラフーリエ変換を実施する。すなわち、負領域周波数スペクトルデータに対してドップラフーリエ変換を行うことにより得られる結果は、電磁ノイズスペクトルと称される。
図２に示されるとおり、電磁ノイズスペクトルは、電磁ノイズ情報算出部１６３５へと送られる。
【0036】
《信号処理部１６における距離速度情報算出部１６３０》
信号処理部１６における距離速度情報算出部１６３０は、距離速度スペクトルに基づいて、ターゲットまでの距離及びターゲットの相対速度を算出する（図３に示されるＳＴ１４）構成要素である。
より具体的に言えば、距離速度情報算出部１６３０は、距離速度スペクトルのピーク値を検出し、ピーク値に基づいてビート周波数及びドップラ周波数を算出する。ビート周波数はターゲットまでの距離を与え、ドップラ周波数はターゲットのドップラ速度を与える。
距離速度情報算出部１６３０において算出されるビート周波数及びドップラ周波数の情報、又はターゲットまでの距離及びターゲットのドップラ速度の情報は、検出処理部１６５０へと送られる。
信号処理部１６における距離速度情報算出部１６３０は、距離速度スペクトルに基づいて、ターゲットまでの距離及びターゲットの相対速度を算出する（図３に示されるＳＴ１４）構成要素である。
より具体的に言えば、距離速度情報算出部１６３０は、距離速度スペクトルのピーク値を検出し、ピーク値に基づいてビート周波数及びドップラ周波数を算出する。ビート周波数はターゲットまでの距離を与え、ドップラ周波数はターゲットのドップラ速度を与える。
距離速度情報算出部１６３０において算出されるビート周波数及びドップラ周波数の情報、又はターゲットまでの距離及びターゲットのドップラ速度の情報は、検出処理部１６５０へと送られる。
【0037】
《信号処理部１６における電磁ノイズ情報算出部１６３５》
信号処理部１６における電磁ノイズ情報算出部１６３５は、電磁ノイズスペクトルに基づいて、電磁ノイズに由来する周波数及びドップラ周波数を算出する（図３に示されるＳＴ１５）構成要素である。
より具体的に言えば、電磁ノイズ情報算出部１６３５は、電磁ノイズスペクトルのピーク値を検出し、ピーク値に基づいて電磁ノイズ由来の周波数及びドップラ周波数を算出する。
電磁ノイズ情報算出部１６３５において算出される電磁ノイズ由来の周波数及びドップラ周波数の情報は、検出処理部１６５０へと送られる。
信号処理部１６における電磁ノイズ情報算出部１６３５は、電磁ノイズスペクトルに基づいて、電磁ノイズに由来する周波数及びドップラ周波数を算出する（図３に示されるＳＴ１５）構成要素である。
より具体的に言えば、電磁ノイズ情報算出部１６３５は、電磁ノイズスペクトルのピーク値を検出し、ピーク値に基づいて電磁ノイズ由来の周波数及びドップラ周波数を算出する。
電磁ノイズ情報算出部１６３５において算出される電磁ノイズ由来の周波数及びドップラ周波数の情報は、検出処理部１６５０へと送られる。
【0038】
《信号処理部１６における検出処理部１６５０》
信号処理部１６における検出処理部１６５０は、電磁ノイズによる影響を抑圧して、ターゲットに関するもっともらしい相対位置及び相対速度を検出する（図３に示されるＳＴ１６）構成要素である。図２に示されるとおり検出処理部１６５０が実施する処理は、距離速度情報算出部１６３０から送られる情報と、電磁ノイズ情報算出部１６３５から送られる情報と、に基づいて、実施される。
信号処理部１６における検出処理部１６５０は、電磁ノイズによる影響を抑圧して、ターゲットに関するもっともらしい相対位置及び相対速度を検出する（図３に示されるＳＴ１６）構成要素である。図２に示されるとおり検出処理部１６５０が実施する処理は、距離速度情報算出部１６３０から送られる情報と、電磁ノイズ情報算出部１６３５から送られる情報と、に基づいて、実施される。
【0039】
図４は、実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理内容を説明する図である。
【0040】
図４上段に示されるグラフにおいて、｛ＬＯ（１），ＬＯ（２），…，ＬＯ（Ｋ）｝は、局部発振信号である。図４上段に示されるグラフにおいて、横軸は時間を表し、縦軸は周波数を表す。図４においては、局部発振信号としてダウンチャープが例示されている。１つのチャープ信号の掃引時間は“Ｔ”で表され、μｓ（マイクロ秒）のオーダである。チャープ信号の周波数帯域は、“ＢＷ”で表されている。
図４上段に示されるグラフにおいて、｛ＲＸ（１），ＲＸ（２），…，ＲＸ（Ｋ）｝は、受信信号である。
図４におけるＫは、何回目のチャープ信号かを識別するチャープ番号である。
図４上段に示されるグラフにおいて、｛ＲＸ（１），ＲＸ（２），…，ＲＸ（Ｋ）｝は、受信信号である。
図４におけるＫは、何回目のチャープ信号かを識別するチャープ番号である。
【0041】
図４上段に示されるグラフには、破線により電磁ノイズが示されている。本明細書においては、簡単のため、電磁ノイズが周波数一定の連続波である、とする。また、電磁ノイズは、Ｉ軸用ＡＤＣ１４及びＱ軸用ＡＤＣ１５に直接入り込む、とする。さらに、Ｉ軸用ＡＤＣ１４へ入り込む電磁ノイズとＱ軸用ＡＤＣ１５へ入り込む電磁ノイズとは、互いに相関がない、とする。一般に、Ｉ軸用ＡＤＣ１４とＱ軸用ＡＤＣ１５とは基板上の異なる場所に配置されているため、入り込むノイズに相関がないと仮定することができる。
【0042】
図４において「信号取得タイミング」との説明が付された複数の長方形は、前述の特定期間内の期間であり、ビート周波数を取得可能な期間である。信号処理部１６は、この信号取得タイミングに信号を取得する。
【0043】
図４の右列に示された３つある格子状のグラフは、前述の２次元ＦＦＴの結果を示すグラフである。本明細書において、２次元ＦＦＴの結果を示す格子状のグラフは、「２次元ＦＦＴ格子図」と称されるものとする。
図４に示される２次元ＦＦＴ格子図は、縦軸をビート周波数（距離）とし、横軸をドップラ周波数（相対速度）としている。なお、２次元ＦＦＴの結果を示すグラフとして、横軸にビート周波数を取り、縦軸にドップラ周波数を取るものも存在する。
説明の簡単化を考慮して、図４に例示される２次元ＦＦＴ格子図には、観測対象（ターゲット）に該当する箇所、及び電磁ノイズ（誤検出）に該当する箇所が、それぞれ１か所ずつ塗りつぶされている。
図４に示される２次元ＦＦＴ格子図は、縦軸をビート周波数（距離）とし、横軸をドップラ周波数（相対速度）としている。なお、２次元ＦＦＴの結果を示すグラフとして、横軸にビート周波数を取り、縦軸にドップラ周波数を取るものも存在する。
説明の簡単化を考慮して、図４に例示される２次元ＦＦＴ格子図には、観測対象（ターゲット）に該当する箇所、及び電磁ノイズ（誤検出）に該当する箇所が、それぞれ１か所ずつ塗りつぶされている。
【0044】
図４において「ＦＦＴ（１）」と示された箇所は、レンジＦＦＴを表している。レンジＦＦＴにより取得できるビート周波数（Ｆｓｂ＿ｒ）は、以下の関係式を満たす。
ここで、Δｆは周波数帯域（ＢＷ）の上限と下限との周波数差（「最大周波数偏移幅」とも称する）を、Ｒはレンジを、ｃは光速を、Ｔは掃引時間（又はチャープ周期）を、それぞれ表す。また、数式（５）のおいては、変調周期が非常に短いと仮定し、ドップラ周波数に係る項は記載していない。なお、“Ｆｓｂ＿ｒ”における下添え字のｓｂ＿ｒのうち、ｓｂはｓｉｇｎａｌ ｂｅａｔの頭文字であり、ｒはｒａｎｇｅの頭文字である。
ここで、Δｆは周波数帯域（ＢＷ）の上限と下限との周波数差（「最大周波数偏移幅」とも称する）を、Ｒはレンジを、ｃは光速を、Ｔは掃引時間（又はチャープ周期）を、それぞれ表す。また、数式（５）のおいては、変調周期が非常に短いと仮定し、ドップラ周波数に係る項は記載していない。なお、“Ｆｓｂ＿ｒ”における下添え字のｓｂ＿ｒのうち、ｓｂはｓｉｇｎａｌ ｂｅａｔの頭文字であり、ｒはｒａｎｇｅの頭文字である。
【0045】
図４において「ＦＦＴ（１）」と示された箇所の下には、それぞれサイズがＮ＿ｓｍｐｌ×１の、縦長の長方形が示されている。それぞれの長方形には、３か所、塗りつぶされた部分がある。塗りつぶれた箇所は、周波数スペクトルのピークの位置を表している。すなわち、図４の例においては、周波数スペクトルピークが３つある。
それぞれの長方形において、塗りつぶされた箇所のうち上から２番目は、式（５）に示されるビート周波数（Ｆｓｂ＿ｒ）に対応した位置を表している。
それぞれの長方形において、塗りつぶされた箇所のうち上から２番目は、式（５）に示されるビート周波数（Ｆｓｂ＿ｒ）に対応した位置を表している。
【0046】
前述のとおり、解析信号は、負の周波数成分を有しない。そして、ノイズを含まない理想的なビート信号に係る複素信号は、解析信号である。
図４に示される縦長の長方形において、半分より上（番号が１からＮ＿ｓｍｐｌ／２まで）は、正の周波数領域を表すものとする。また、縦長の長方形において、半分より下（番号が（Ｎ＿ｓｍｐｌ／２）＋１からＮ＿ｓｍｐｌまで）は、負の周波数領域を表すものとする。また、破線で示された長方形の真ん中の位置は、ビート周波数が０となる位置である。時間領域においては、時間の経過順にサンプリング番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるが、周波数領域においては、正の周波数の大きい側から負の周波数へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるものとする。
長方形の真ん中から数えて上へ４つ目の位置は、塗りつぶされて表されているが、ターゲットのみに起因した反射波に由来するスペクトルピークを意図している。ターゲットのみに起因した反射波に由来するスペクトルピークは、解析信号の周波数分析結果として現れるため、負の周波数成分を有しない。そのため、図４において、長方形の真ん中から数えて上へ４つ目の位置は塗りつぶされるが、長方形の真ん中から数えて下へ４つ目の位置は塗りつぶされない。これは、本開示技術に係る手順又は方法によれば、ターゲットに反射した信号は、負の周波数領域にスペクトルピークが生じないことを表している。
図４に示される縦長の長方形において、半分より上（番号が１からＮ＿ｓｍｐｌ／２まで）は、正の周波数領域を表すものとする。また、縦長の長方形において、半分より下（番号が（Ｎ＿ｓｍｐｌ／２）＋１からＮ＿ｓｍｐｌまで）は、負の周波数領域を表すものとする。また、破線で示された長方形の真ん中の位置は、ビート周波数が０となる位置である。時間領域においては、時間の経過順にサンプリング番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるが、周波数領域においては、正の周波数の大きい側から負の周波数へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるものとする。
長方形の真ん中から数えて上へ４つ目の位置は、塗りつぶされて表されているが、ターゲットのみに起因した反射波に由来するスペクトルピークを意図している。ターゲットのみに起因した反射波に由来するスペクトルピークは、解析信号の周波数分析結果として現れるため、負の周波数成分を有しない。そのため、図４において、長方形の真ん中から数えて上へ４つ目の位置は塗りつぶされるが、長方形の真ん中から数えて下へ４つ目の位置は塗りつぶされない。これは、本開示技術に係る手順又は方法によれば、ターゲットに反射した信号は、負の周波数領域にスペクトルピークが生じないことを表している。
【0047】
複素信号ではなく実信号をフーリエ変換した場合、正の周波数領域のみならず、負の周波数領域にも、対称的にスペクトルピークが現れる。したがって、例えばＩ軸用ＡＤＣ１４又はＱ軸用ＡＤＣ１５のいずれか一方に電磁ノイズが入り込んだ場合、この電磁ノイズ信号をフーリエ変換すれば、正の周波数領域と負の周波数領域との両方にスペクトルピークが現れる。
図４に示される縦長の長方形において、対称な位置にある一番上のピークと一番下のピークは、電磁ノイズに起因するスペクトルピークを表している。
図４に示される縦長の長方形において、対称な位置にある一番上のピークと一番下のピークは、電磁ノイズに起因するスペクトルピークを表している。
【0048】
図４に示される例においては、Ｋ個の連なるチャープ信号に対して、Ｋ回の信号取得タイミングでビート信号を取得し、Ｋ回のレンジＦＦＴが実施されている。
【0049】
図４において「ＦＦＴ（２）」と示された箇所は、距離速度スペクトル算出部１６２０が実施するドップラＦＦＴを表している。ドップラＦＦＴにより取得できるドップラ周波数（Ｆｓｂ＿ｖ）は、以下の関係式を満たす。
ここで、ｆは局部発振信号の中心周波数を、ｖはレーダ装置からみたターゲットの相対速度を、それぞれ表す。なおｖは、厳密に言えば、レーダ装置から見たターゲットの相対速度のうち、レーダ放射方向の速度成分を表している。一般に、或る物体の速度のうち、ドップラ効果を生じさせる速度成分は、ドップラ速度と称される。したがって、式（６）におけるｖは、ターゲットのドップラ速度である。なお、“Ｆｓｂ＿ｖ”における下添え字のｓｂ＿ｖのうち、ｓｂはｓｉｇｎａｌ ｂｅａｔの頭文字であり、ｖはｖｅｌｏｃｉｔｙの頭文字である。
ここで、ｆは局部発振信号の中心周波数を、ｖはレーダ装置からみたターゲットの相対速度を、それぞれ表す。なおｖは、厳密に言えば、レーダ装置から見たターゲットの相対速度のうち、レーダ放射方向の速度成分を表している。一般に、或る物体の速度のうち、ドップラ効果を生じさせる速度成分は、ドップラ速度と称される。したがって、式（６）におけるｖは、ターゲットのドップラ速度である。なお、“Ｆｓｂ＿ｖ”における下添え字のｓｂ＿ｖのうち、ｓｂはｓｉｇｎａｌ ｂｅａｔの頭文字であり、ｖはｖｅｌｏｃｉｔｙの頭文字である。
【0050】
図４に例示される２次元ＦＦＴ格子図のうち１番上のものは、距離速度スペクトル算出部１６２０が実施するドップラＦＦＴの結果を表している。この２次元ＦＦＴ格子図においては、観測対象（すなわちターゲット）のドップラ周波数が０として例示されているほか、電磁ノイズ（誤検出）のドップラ周波数が、０から見て右に２マス目に相当する値であることが例示されている。
【0051】
図４において「ＦＦＴ（３）」と示された箇所は、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５が実施するドップラＦＦＴを表している。図４に例示されているように電磁ノイズスペクトル算出部１６２５は、レンジＦＦＴにより得られた負の周波数領域に係るデータに対し、符号を正に反転する処理を実施した後に、ドップラＦＦＴを実施するとよい。
【0052】
図４に例示される２次元ＦＦＴ格子図のうち上から２番目のものは、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５が実施するドップラＦＦＴの結果を表している。この２次元ＦＦＴ格子図においても、電磁ノイズ（誤検出）のドップラ周波数が、０から見て右に２マス目に相当する値であることが例示されている。
【0053】
図４に例示される２次元ＦＦＴ格子図のうち上から３番目のものは、一番上の２次元ＦＦＴ格子図から上から２番目の２次元ＦＦＴ格子図を差し引いて得られるものだ、と言える。上から３番目の２次元ＦＦＴ格子図は、検出処理部１６５０の処理結果により得られる情報を表している。
【0054】
実施の形態１に係るレーダ装置の技術的特徴は、一つに、局部発振信号に対して９０度の位相差（位相進み又は位相遅れ）を付与する９０度移相器９を備える、という点にある。この構成により実施の形態１に係るレーダ装置は、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号を生成する。
実施の形態１に係るレーダ装置の技術的特徴は、別の面から見れば、「解析信号が負の周波数成分を持たない」という原理を応用して信号処理を行っている、という点にある。
実施の形態１に係るレーダ装置の技術的特徴は、別の面から見れば、「解析信号が負の周波数成分を持たない」という原理を応用して信号処理を行っている、という点にある。
【0055】
以上により実施の形態１に係るレーダ装置は、電磁ノイズのみを観測するためのレーダ放射休止期間が不要である、という効果を奏するものである。
【0056】
実施の形態２．
実施の形態２に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態２において、特に明記する場合を除き、実施の形態１で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態２において、実施の形態１と重複する説明は、適宜、省略される。
実施の形態２に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態２において、特に明記する場合を除き、実施の形態１で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態２において、実施の形態１と重複する説明は、適宜、省略される。
【0057】
図５は、実施の形態２に係るレーダ装置における信号処理部１６の詳細構成を示すブロック図である。
図５を図２（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る信号処理部１６は、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５に代えて電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂを構成要素としていることがわかる。電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂには、距離速度情報算出部１６３０からの情報が入力される。
図５を図２（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る信号処理部１６は、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５に代えて電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂを構成要素としていることがわかる。電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂには、距離速度情報算出部１６３０からの情報が入力される。
【0058】
図６は、実施の形態２に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理ステップを示すフローチャートである。
図６を図３（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る信号処理部１６は、ＳＴ１３に代えてＳＴ２１をＳＴ１４の後に実施していることがわかる。
図６を図３（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る信号処理部１６は、ＳＴ１３に代えてＳＴ２１をＳＴ１４の後に実施していることがわかる。
【0059】
図７は、実施の形態２に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理内容を説明する図である。
図７を図４（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、負の周波数領域のすべてではなく、スペクトルピークが存在する特定のデータに対してのみドップラＦＦＴを実施していることがわかる。スペクトルピークが存在する特定のデータとは、具体的には、正の周波数領域において生じたスペクトルピークのビート周波数に対応した、負のビート周波数に係るデータである。
図７の例示で言えば、正の周波数領域において生じたスペクトルピークのビート周波数は、中心から数えて上へ４つ目のマス、及び中心から数えて上へ１１目のマス、である。したがって、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、レンジＦＦＴにより得られた負の周波数領域に係るデータに対し、符号を正に反転する処理を実施し、原点から数えて上へ４つ目のマス、及び中心から数えて上へ１１目のマス、についてのみ、ドップラＦＦＴを実施する。つまり、実施の形態２に係る電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、必要な範囲について限定的にドップラＦＦＴを実施する（図６に示されるＳＴ２１）。
図７を図４（実施の形態１）と比較すると、実施の形態２に係る電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、負の周波数領域のすべてではなく、スペクトルピークが存在する特定のデータに対してのみドップラＦＦＴを実施していることがわかる。スペクトルピークが存在する特定のデータとは、具体的には、正の周波数領域において生じたスペクトルピークのビート周波数に対応した、負のビート周波数に係るデータである。
図７の例示で言えば、正の周波数領域において生じたスペクトルピークのビート周波数は、中心から数えて上へ４つ目のマス、及び中心から数えて上へ１１目のマス、である。したがって、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、レンジＦＦＴにより得られた負の周波数領域に係るデータに対し、符号を正に反転する処理を実施し、原点から数えて上へ４つ目のマス、及び中心から数えて上へ１１目のマス、についてのみ、ドップラＦＦＴを実施する。つまり、実施の形態２に係る電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂは、必要な範囲について限定的にドップラＦＦＴを実施する（図６に示されるＳＴ２１）。
【0060】
実施の形態２に係るレーダ装置の技術的特徴は、実施の形態１に係るレーダ装置の技術的特徴に加えて、電磁ノイズスペクトル算出部１６２５Ｂが必要な範囲について限定的にドップラＦＦＴを実施する、という点にある。
【0061】
以上により実施の形態２に係るレーダ装置は、実施の形態１に記載した効果に加えて、実施するドップラＦＦＴの回数を最小限に減らすことができる、という効果を奏する。
【0062】
実施の形態３．
実施の形態３に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態３において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態３において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
実施の形態３に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態３において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態３において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
【0063】
実施の形態３に係るレーダ装置に特有の技術的特徴は、簡単に言えば、実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が、理想的な解析信号の実部及び虚部となっているかを判断する、という点にある。
【0064】
図８は、実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６の詳細構成を示すブロック図である。
図８に示されるように実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６は、スペクトル算出部１６１０と、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂと、距離速度情報算出部１６４０と、検出処理部１６５０Ｂと、振幅位相算出部１６６０と、キャンセル定数算出部１６７０と、を含む。
実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６は、図８に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
図８に示されるように実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６は、スペクトル算出部１６１０と、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂと、距離速度情報算出部１６４０と、検出処理部１６５０Ｂと、振幅位相算出部１６６０と、キャンセル定数算出部１６７０と、を含む。
実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６は、図８に示されるように、各機能ブロックが接続されている。
【0065】
図９は、実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理ステップを示すフローチャートである。図９に示されるように、実施の形態３に係る信号処理部１６が実施する処理ステップは、ＳＴ１１、ＳＴ３１、ＳＴ３２、ＳＴ３３、ＳＴ３４、及びＳＴ３５、を含む。それぞれの処理ステップの詳細は、後述の説明により明らかとなる。
【0066】
図１０は、実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理内容を説明する図である。図１０に示されるとおり、実施の形態３に係るレーダ装置における信号処理部１６は、Ｉ軸ビート信号のみに対するレンジＦＦＴ（図１０において「ＦＦＴ（Ｉ）」と表示）と、Ｑ軸ビート信号のみに対するレンジＦＦＴ（図１０において「ＦＦＴ（Ｑ）」と表示）と、を実施する。
【0067】
《信号処理部１６における振幅位相算出部１６６０》
信号処理部１６における振幅位相算出部１６６０は、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号のそれぞれに対しレンジＦＦＴを実施し、レンジビンごとに振幅比及び位相差を算出する構成要素である。
Ｉ軸ビート信号に対するレンジＦＦＴの結果は、例えば、以下のように表される。
ここで、スクリプト書体のＦは、フーリエ変換の操作を表す。また、前述のとおり、時間領域である式（７）の左辺は、時間の経過順にサンプリング番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。一方、周波数領域である式（７）の右辺は、周波数の＋∞から－∞へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。周波数領域における番号の１からＮ＿ｓｍｐｌまでは、レンジビンを識別する番号でもある。
同様にして、Ｑ軸ビート信号に対するレンジＦＦＴの結果も、以下のように表される。
信号処理部１６における振幅位相算出部１６６０は、Ｉ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号のそれぞれに対しレンジＦＦＴを実施し、レンジビンごとに振幅比及び位相差を算出する構成要素である。
Ｉ軸ビート信号に対するレンジＦＦＴの結果は、例えば、以下のように表される。
ここで、スクリプト書体のＦは、フーリエ変換の操作を表す。また、前述のとおり、時間領域である式（７）の左辺は、時間の経過順にサンプリング番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。一方、周波数領域である式（７）の右辺は、周波数の＋∞から－∞へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。周波数領域における番号の１からＮ＿ｓｍｐｌまでは、レンジビンを識別する番号でもある。
同様にして、Ｑ軸ビート信号に対するレンジＦＦＴの結果も、以下のように表される。
【0068】
振幅位相算出部１６６０が算出するレンジビンごとの振幅比及び位相差は、以下のように表される。
数式（９）は、Ｑ軸ビート信号から見たＩ軸ビート信号の振幅比及び位相差である。数式（９）に登場する絶対値の記号は、複素数の大きさ（複素平面における原点からの距離）を表す。また、数式（９）に登場する角度を表す記号は、複素数の偏角を表す。なお、図１０においては、複素数の大きさは「Ａ＿」で表され、複素数の偏角は「θ＿」で表されている。また、図１０の例において、レンジビンごとの振幅比及び位相差は、最初の信号取得タイミングで計算されているように矢印が示されているが、本開示技術はこれに限定されない。実施の形態３に係る振幅位相算出部１６６０は、複数のビート信号から得た情報に基づいて、統計的な計算（例えば、平均値、又は中央値を求めること）をし、レンジビンごとの振幅比及び位相差を求めてもよい。
数式（９）は、Ｑ軸ビート信号から見たＩ軸ビート信号の振幅比及び位相差である。数式（９）に登場する絶対値の記号は、複素数の大きさ（複素平面における原点からの距離）を表す。また、数式（９）に登場する角度を表す記号は、複素数の偏角を表す。なお、図１０においては、複素数の大きさは「Ａ＿」で表され、複素数の偏角は「θ＿」で表されている。また、図１０の例において、レンジビンごとの振幅比及び位相差は、最初の信号取得タイミングで計算されているように矢印が示されているが、本開示技術はこれに限定されない。実施の形態３に係る振幅位相算出部１６６０は、複数のビート信号から得た情報に基づいて、統計的な計算（例えば、平均値、又は中央値を求めること）をし、レンジビンごとの振幅比及び位相差を求めてもよい。
【0069】
もし、実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が理想的な解析信号の実部及び虚部であれば、数式（９）に示されるレンジビンごとの振幅比及び位相差は、すべてのレンジビンにおいて振幅比が１となり、すべてのレンジビンにおいて位相差が－９０度となる。
レンジビンごとの振幅比及び位相差は、キャンセル定数算出部１６７０へと送られる。
レンジビンごとの振幅比及び位相差は、キャンセル定数算出部１６７０へと送られる。
【0070】
《信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０》
信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０は、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）を算出する構成要素である。
実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が、理想的な解析信号の実部及び虚部となっているかの判断は、例えば、以下の数式により確かめることができる。
ここで、数式（１０）に登場するε（イプシロン）は、どの程度の誤差を許容するかを決める閾値である。数式（１０）で与えられるＷｋは、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）である。簡単のため、本明細書においてＮ＿ｓｍｐｌは、偶数であるとする。実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が理想的な解析信号の実部及び虚部に近いとき、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は満たされ、Ｗｋは０となる。反対に、実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が理想的な解析信号の実部及び虚部から遠いとき、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は満たされず、Ｗｋは１となる。
数式（１０）に示されるノルムの条件式は、簡単に言えば、Ｉｋと、Ｑｋに－ｊを乗じたものと、を比較している。Ｑｋに－ｊを乗じることは、Ｑｋの位相を９０度遅らせて、元のＩｋと比較できる形に変換していることと等価である。
信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０は、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）を算出する構成要素である。
実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が、理想的な解析信号の実部及び虚部となっているかの判断は、例えば、以下の数式により確かめることができる。
ここで、数式（１０）に登場するε（イプシロン）は、どの程度の誤差を許容するかを決める閾値である。数式（１０）で与えられるＷｋは、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）である。簡単のため、本明細書においてＮ＿ｓｍｐｌは、偶数であるとする。実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が理想的な解析信号の実部及び虚部に近いとき、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は満たされ、Ｗｋは０となる。反対に、実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が理想的な解析信号の実部及び虚部から遠いとき、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は満たされず、Ｗｋは１となる。
数式（１０）に示されるノルムの条件式は、簡単に言えば、Ｉｋと、Ｑｋに－ｊを乗じたものと、を比較している。Ｑｋに－ｊを乗じることは、Ｑｋの位相を９０度遅らせて、元のＩｋと比較できる形に変換していることと等価である。
【0071】
数式（１０）は、以下に例示する理想的な解析信号をあてはめることにより、その意味が明確となる。
数式（１１）に示される理想的な解析信号を、ｃｏｓ（ω０ｔ）を基本波としてフーリエ変換すると、角周波数がω０のときに、Ｉ軸は１＋０ｊとなり、Ｑ軸は０＋ｊとなる。そうすると、数式（１０）においてｋ番目のレンジがω０に対応する場合、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は、以下のように算出される。
このように、理想的な解析信号の場合、数式（１０）の右辺で与えられるノルムの条件式は満たされる。
数式（１１）に示される理想的な解析信号を、ｃｏｓ（ω０ｔ）を基本波としてフーリエ変換すると、角周波数がω０のときに、Ｉ軸は１＋０ｊとなり、Ｑ軸は０＋ｊとなる。そうすると、数式（１０）においてｋ番目のレンジがω０に対応する場合、数式（１０）の右辺で与えられたノルムの条件式は、以下のように算出される。
このように、理想的な解析信号の場合、数式（１０）の右辺で与えられるノルムの条件式は満たされる。
【0072】
キャンセル定数算出部１６７０が算出するキャンセル定数（重み、Ｗｋ）は、数式（１０）に示されるような、「０か１かの二値」である必要はない。キャンセル定数算出部１６７０が算出するキャンセル定数（重み、Ｗｋ）は、例えば、以下の数式に与えられるように、二値以外の値を取り得るものでもよい。
前述のとおり電磁ノイズは、Ｉ軸用ＡＤＣ１４又はＱ軸用ＡＤＣ１５のいずれか一方に入り込むことがある。あるｋにおいて、電磁ノイズが入っていない軸において、フーリエ変換結果が０になることがまったく生じないとも言えない。数式（１３）は、数式（１０）で与えられる２ノルムを、Ｉｋの２ノルム又はＱｋの２ノルムで割り、いわゆる正規化を行っている。数式（１３）では、ゼロ割が生じることを回避するため、Ｉｋの２ノルムで割る場合とＱｋの２ノルムで割る場合との２通りが示されている。
数式（１３）は、正規化されたキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を与えているが、本開示技術はこれに限定されない。本開示技術に係るレーダ装置は、正規化されていないキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を用いてもよい。
前述のとおり電磁ノイズは、Ｉ軸用ＡＤＣ１４又はＱ軸用ＡＤＣ１５のいずれか一方に入り込むことがある。あるｋにおいて、電磁ノイズが入っていない軸において、フーリエ変換結果が０になることがまったく生じないとも言えない。数式（１３）は、数式（１０）で与えられる２ノルムを、Ｉｋの２ノルム又はＱｋの２ノルムで割り、いわゆる正規化を行っている。数式（１３）では、ゼロ割が生じることを回避するため、Ｉｋの２ノルムで割る場合とＱｋの２ノルムで割る場合との２通りが示されている。
数式（１３）は、正規化されたキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を与えているが、本開示技術はこれに限定されない。本開示技術に係るレーダ装置は、正規化されていないキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を用いてもよい。
【0073】
本開示技術に係るレーダ装置は、数式（１０）で与えられたノルムの条件式を用いて、直接、ターゲットに係るレンジビンを抽出するようにしてもよい。
数式（１４）で与えられるＴｋが１となるレンジビンは、電磁ノイズによる干渉ではなくターゲットに係るレンジビンである、と言える（図１０の２次元ＦＦＴ格子図を参照）。
数式（１４）で与えられるＴｋが１となるレンジビンは、電磁ノイズによる干渉ではなくターゲットに係るレンジビンである、と言える（図１０の２次元ＦＦＴ格子図を参照）。
【0074】
《信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂ》
信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂは、距離速度スペクトル算出部１６２０と同様に、ドップラフーリエ変換を実施し、距離速度スペクトルを算出する（図９に示されるＳＴ３３）構成要素である。ただし、距離速度スペクトル算出部１６２０とは異なり、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂがドップラフーリエ変換を実施する対象は、数式（１４）で与えられるＴｋが１となるレンジビンのみでよい。
また、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂは、図１０に示されるとおり、キャンセル定数算出部１６７０が算出するキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を用いて電磁ノイズによる影響を排除し、その後、ドップラフーリエ変換を実施してもよい。
信号処理部１６における距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂは、距離速度スペクトル算出部１６２０と同様に、ドップラフーリエ変換を実施し、距離速度スペクトルを算出する（図９に示されるＳＴ３３）構成要素である。ただし、距離速度スペクトル算出部１６２０とは異なり、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂがドップラフーリエ変換を実施する対象は、数式（１４）で与えられるＴｋが１となるレンジビンのみでよい。
また、距離速度スペクトル算出部１６２０Ｂは、図１０に示されるとおり、キャンセル定数算出部１６７０が算出するキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を用いて電磁ノイズによる影響を排除し、その後、ドップラフーリエ変換を実施してもよい。
【0075】
以上のとおり実施の形態３に係るレーダ装置に特有の技術的特徴は、数式（１０）の右辺で与えられるノルムの条件式を用いて、実際にサンプリングして測定したＩ軸ビート信号及びＱ軸ビート信号が、解析信号の実部及び虚部となっているか否かを判断する、という点にある。
【0076】
このような技術的特徴を有することにより、実施の形態３に係るレーダ装置は、実施の形態１及び実施の形態２に記載した効果に加え、２次元ＦＦＴの結果から電磁ノイズによる干渉の影響を排除できる、という効果を奏する。
【0077】
実施の形態４．
実施の形態４に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態４において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態４において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
実施の形態４に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態４において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態４において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
【0078】
図１１は、実施の形態４に係るレーダ装置における信号処理部１６の詳細構成を示すブロック図である。
図１１を図８（実施の形態３）と比較すると、実施の形態４に係る信号処理部１６は、キャンセル定数算出部１６７０に代えてキャンセル定数算出部１６７０Ｂを構成要素としていることがわかる。キャンセル定数算出部１６７０Ｂには、スペクトル算出部１６１０からの情報が入力される。
図１１を図８（実施の形態３）と比較すると、実施の形態４に係る信号処理部１６は、キャンセル定数算出部１６７０に代えてキャンセル定数算出部１６７０Ｂを構成要素としていることがわかる。キャンセル定数算出部１６７０Ｂには、スペクトル算出部１６１０からの情報が入力される。
【0079】
図１２は、実施の形態４に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理ステップを示すフローチャートである。
図１２を図９（実施の形態３）と比較すると、実施の形態４に係る信号処理部１６は、ＳＴ３２に代えてＳＴ４１を実施していることがわかる。
図１２を図９（実施の形態３）と比較すると、実施の形態４に係る信号処理部１６は、ＳＴ３２に代えてＳＴ４１を実施していることがわかる。
【0080】
図１３は、実施の形態４に係るレーダ装置における信号処理部１６が実施する処理内容を説明する図である。より詳細に言えば、図１３に示されるグラフは、スペクトル算出部１６１０が算出した周波数スペクトルを表したものである。グラフにおける横軸は、ビート周波数に比例するレンジ（図１３においては“Ｄｉｓｔａｎｃｅ”と表示）であり、単位は［ｍ］である。グラフにおける縦軸は、スペクトルの相対パワー（図１３においては“Ｒｅｌａｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ”と表示）である。図１３に例示されるグラフにおいて、破線は正領域周波数スペクトルデータを表し、実線は負領域周波数スペクトルデータを周波数軸の符号を反転して表したものである。
図１３の例示において、距離が１０［ｍ］近傍に現れているスペクトルピークは、正領域周波数スペクトルデータにしか現れておらず、ターゲットに起因したピークの例である。これと対比して、距離が５０［ｍ］近傍に現れているスペクトルピークは、正領域周波数スペクトルデータにも負領域周波数スペクトルデータにも現れており、電磁ノイズに起因したピークの例である。また、図１３の例示において、距離が４０［ｍ］近傍には、負領域周波数スペクトルデータのみにスペクトルピークが現れているが、これは副次的なピークの例である。
図１３の例示において、距離が１０［ｍ］近傍に現れているスペクトルピークは、正領域周波数スペクトルデータにしか現れておらず、ターゲットに起因したピークの例である。これと対比して、距離が５０［ｍ］近傍に現れているスペクトルピークは、正領域周波数スペクトルデータにも負領域周波数スペクトルデータにも現れており、電磁ノイズに起因したピークの例である。また、図１３の例示において、距離が４０［ｍ］近傍には、負領域周波数スペクトルデータのみにスペクトルピークが現れているが、これは副次的なピークの例である。
【0081】
スペクトル算出部１６１０は、数式（４）に示される複素デジタルデータを、レンジＦＦＴすることにより周波数スペクトルを算出するが、その周波数スペクトルは、例えば、以下のように表現できる。
ここで、数式（１５）の左辺は時間領域の複素デジタルデータであるが、時間の経過順に右下添え字の番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。数式（１５）の右辺は周波数領域で示される周波数スペクトル｛Ｓ１，…，ＳＮ＿ｓａｍｐｌ｝であるが、右下添え字の番号が、正の周波数の大きい側から負の周波数へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるものとする。
ここで、数式（１５）の左辺は時間領域の複素デジタルデータであるが、時間の経過順に右下添え字の番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されている。数式（１５）の右辺は周波数領域で示される周波数スペクトル｛Ｓ１，…，ＳＮ＿ｓａｍｐｌ｝であるが、右下添え字の番号が、正の周波数の大きい側から負の周波数へ向かう方向で、番号が１からＮ＿ｓｍｐｌまで付されるものとする。
【0082】
《信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０Ｂ》
信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０Ｂは、キャンセル定数算出部１６７０と同様に、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）を算出する構成要素である。
キャンセル定数算出部１６７０Ｂは、数式（１０）に示される条件式に代えて、以下の条件式に基づいてキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を算出してもよい。
数式（１６）の条件式に登場するイプシロンは、図１３のグラフにおいて「判定閾値」と示された破線で表現された閾値である。
信号処理部１６におけるキャンセル定数算出部１６７０Ｂは、キャンセル定数算出部１６７０と同様に、レンジビンごとに、電磁ノイズに起因する成分をキャンセルするためのキャンセル定数（重み）を算出する構成要素である。
キャンセル定数算出部１６７０Ｂは、数式（１０）に示される条件式に代えて、以下の条件式に基づいてキャンセル定数（重み、Ｗｋ）を算出してもよい。
数式（１６）の条件式に登場するイプシロンは、図１３のグラフにおいて「判定閾値」と示された破線で表現された閾値である。
【0083】
実施の形態４に係るレーダ装置に特有の技術的特徴は、レンジＦＦＴにより取得した周波数スペクトルの大きさを閾値と比較する（数式（１６）参照）、という点にある。
【0084】
このような技術的特徴を有することにより、実施の形態４に係るレーダ装置は、既出の実施の形態に記載された効果と同様の効果を奏する。
【0085】
実施の形態５．
実施の形態５に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態５において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態５において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
実施の形態５に係るレーダ装置は、本開示技術に係るレーダ装置の変形例である。実施の形態５において、特に明記する場合を除き、既出の実施の形態で用いた符号と同じものが使用される。また実施の形態５において、既出の実施の形態と重複する説明は、適宜、省略される。
【0086】
複素デジタルデータに対してレンジフーリエ変換して得られる周波数スペクトルのうち、電磁ノイズ起因のピーク信号は、正の周波数領域と負の周波数領域とに分けて、以下の数式により与えられる。
ただし、数式（１７）左辺のＰ＋は正の周波数領域におけるピーク信号を、ＡはＩ信号とＱ信号との振幅比を、θ１はＩ信号の初期位相を、θ２はＱ信号の初期位相を、それぞれ表す。
ただし、数式（１８）左辺のＰ－は、負の周波数領域におけるピーク信号である。
ただし、数式（１７）左辺のＰ＋は正の周波数領域におけるピーク信号を、ＡはＩ信号とＱ信号との振幅比を、θ１はＩ信号の初期位相を、θ２はＱ信号の初期位相を、それぞれ表す。
ただし、数式（１８）左辺のＰ－は、負の周波数領域におけるピーク信号である。
【0087】
本開示技術は、数式（１８）で与えられるＰ－の複素共役にあるキャンセル定数（C）を乗じることにより、正の周波数領域におけるピーク信号（Ｐ＋）をキャンセルする処理を実施してもよい。キャンセル定数（C）が満たすべき条件式は、以下のように与えられる。
ここで、数式（１９）におけるバーのアクセント記号は、複素共役を表す。
ここで、数式（１９）におけるバーのアクセント記号は、複素共役を表す。
【0088】
実施の形態５に係るレーダ装置に特有の技術的特徴は、負の周波数領域におけるピーク信号（Ｐ－）の複素共役に対し、数式（１９）により与えられるキャンセル定数（Ｃ）を乗算する、という点にある。
【0089】
このような技術的特徴を有することにより、実施の形態５に係るレーダ装置は、既出の実施の形態に記載された効果と同様の効果を奏する。
【産業上の利用可能性】
【0090】
本開示技術に係るレーダ装置は、例えば、車載用ミリ波レーダに応用でき、産業上の利用可能性を有する。
【符号の説明】
【0091】
１ レーダ信号出力部、２ 制御部、３ 信号源、４ 送受信部、５ 分配部、６ 送信アンテナ、７ 受信アンテナ、８ ビート信号生成部、９ ９０度移相器、１０ Ｉ軸用周波数混合部、１１ Ｑ軸用周波数混合部、１２ Ｉ軸用フィルタ部、１３ Ｑ軸用フィルタ部、１４ Ｉ軸用ＡＤＣ、１５ Ｑ軸用ＡＤＣ、１６ 信号処理部、１６１０ スペクトル算出部、１６２０、１６２０Ｂ 距離速度スペクトル算出部、１６２５、１６２５Ｂ 電磁ノイズスペクトル算出部、１６３０ 距離速度情報算出部、１６３５ 電磁ノイズ情報算出部、１６４０ 距離速度情報算出部、１６５０、１６５０Ｂ 検出処理部、１６６０ 振幅位相算出部、１６７０、１６７０Ｂ キャンセル定数算出部。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】