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特許7610505スイッチング電源装置

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-12-24

(45)【発行日】2025-01-08

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

H02M 3/155 20060101AFI20241225BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 C

H02M3/155 H

【請求項の数】 15

(21)【出願番号】P 2021526172

(86)(22)【出願日】2020-06-12

(86)【国際出願番号】 JP2020023307

(87)【国際公開番号】W WO2020251045

(87)【国際公開日】2020-12-17

【審査請求日】2022-12-09

(31)【優先権主張番号】P 2019110968

(32)【優先日】2019-06-14

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(31)【優先権主張番号】P 2020037654

(32)【優先日】2020-03-05

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(31)【優先権主張番号】P 2020037659

(32)【優先日】2020-03-05

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000116024

【氏名又は名称】ローム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001933

【氏名又は名称】弁理士法人佐野特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】佐藤公亮

(72)【発明者】

【氏名】立石哲夫

(72)【発明者】

【氏名】橋口慎吾

(72)【発明者】

【氏名】田古部勲

(72)【発明者】

【氏名】山口雄平

【審査官】白井孝治

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１５－１５６７７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１２－２５３９４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１０－５２５７８６（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許第０６２７１６５１（ＵＳ，Ｂ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ３／００～３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電圧を出力電圧に降圧するスイッチング電源装置であって、
第１端が前記入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタの第１端に接続可能に構成される第１スイッチと、
第１端が前記インダクタの第１端及び前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成される第２スイッチと、
第１端が前記インダクタの第１端、前記第１スイッチの第２端、及び前記第２スイッチの第１端に接続可能に構成され、第２端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成される第３スイッチと、
前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆と、前記出力電圧のオーバーシュートの収束と、を検出する検出部と、
前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチのオン／オフを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第１スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチのオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替え、
前記第１スイッチのオン状態とは、前記第１スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第１スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第１スイッチのオフ状態とは、前記第１スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態であり、
前記第２スイッチのオン状態とは、前記第２スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第２スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第２スイッチのオフ状態とは、前記第２スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態であり、
前記第３スイッチのオン状態とは、前記第３スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第３スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第３スイッチのオフ状態とは、前記第３スイッチの第１端から第２端に電流が流れること及び前記第３スイッチの第２端から第１端に電流が流れることの少なくとも一方が不可能である状態である、スイッチング電源装置。

【請求項2】

前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は固定期間である、請求項１に記載のスイッチング電源装置。

【請求項3】

前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は前記固定周期の１／１０以下である、請求項２に記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続ノードに、１．８ＭＨｚ以上２．１ＭＨｚ以下の電圧を発生させる、請求項１～３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。

【請求項5】

前記第３スイッチは、互いに直列接続される第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子を含む、請求項１～３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。

【請求項6】

前記第３スイッチのオン状態期間において、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子はオン状態であって、
前記第３スイッチのオフ状態期間において、前記第１スイッチ素子はオフ状態であり前記第２スイッチ素子はオン状態であり、
前記第１スイッチ素子のオン状態とは、前記第１スイッチ素子から前記第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが可能であり、前記第２スイッチ素子から前記第１スイッチ素子に向かう電流が流れることも可能である状態であり、
前記第１スイッチ素子のオフ状態とは、前記第１スイッチ素子から前記第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが不可能である状態であり、
前記第２スイッチ素子のオン状態とは、前記第１スイッチ素子から前記第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが可能であり、前記第２スイッチ素子から前記第１スイッチ素子に向かう電流が流れることも可能である状態であり、
前記第２スイッチ素子のオフ状態とは、前記第２スイッチ素子から前記第１スイッチ素子に向かう電流が流れることが不可能である状態である、請求項５に記載のスイッチング電源装置。

【請求項7】

前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続ノードの電圧を所定範囲にクランプするクランプ部を備える、請求項５または請求項６に記載のスイッチング電源装置。

【請求項8】

第１端が入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタの第１端に接続可能に構成される第１スイッチのオン／オフと、第１端が前記インダクタの第１端及び前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成される第２スイッチのオン／オフと、第１端が前記インダクタの第１端、前記第１スイッチの第２端、及び前記第２スイッチの第１端に接続可能に構成され、第２端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成される第３スイッチのオン／オフと、を制御するスイッチ制御装置であって、
前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、及び前記スイッチ制御装置を含み前記入力電圧を出力電圧に降圧するスイッチング電源装置から出力される前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆と、前記出力電圧のオーバーシュートの収束と、を検出する検出部の検出結果を取得する取得部と、
前記取得部によって取得された前記検出結果に基づき前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチのオン／オフを制御し、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第１スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチのオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて前記出力電圧のオーバーシュートを抑制する抑制部と、
を備え、
前記第１スイッチのオン状態とは、前記第１スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第１スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第１スイッチのオフ状態とは、前記第１スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態であり、
前記第２スイッチのオン状態とは、前記第２スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第２スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第２スイッチのオフ状態とは、前記第２スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態であり、
前記第３スイッチのオン状態とは、前記第３スイッチの第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、前記第３スイッチの第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態であり、
前記第３スイッチのオフ状態とは、前記第３スイッチの第１端から第２端に電流が流れること及び前記第３スイッチの第２端から第１端に電流が流れることの少なくとも一方が不可能である状態である、スイッチ制御装置。

【請求項9】

前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は固定期間である、請求項８に記載のスイッチ制御装置。

【請求項10】

前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は前記固定周期の１／１０以下である、請求項９に記載のスイッチ制御装置。

【請求項11】

前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続ノードに、１．８ＭＨｚ以上２．１ＭＨｚ以下の電圧を発生させる、請求項８～１０のいずれか一項に記載のスイッチ制御装置。

【請求項12】

前記第３スイッチは、互いに直列接続される第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子を含む、請求項８～１０のいずれか一項に記載のスイッチ制御装置。

【請求項13】

【請求項14】

請求項１～７のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置又は請求項８～１３のいずれか一項に記載のスイッチ制御装置を備える、車載機器。

【請求項15】

請求項１４に記載の車載機器と、
前記車載機器に電力を供給するバッテリと、
を備える、車両。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本明細書中に開示されている発明は、入力電圧を出力電圧に降圧するスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

入力電圧を出力電圧に降圧する降圧型スイッチング電源装置では、一般的に出力電流が急峻に減少すると、出力電圧にオーバーシュートが生じる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【文献】米国特許第６２７１６５１号明細書（第５欄第２－４５行）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

出力コンデンサの静電容量を大きくすることで出力電圧のオーバーシュートを抑制することができる。しかしながら、出力コンデンサの静電容量を大きくすることは、装置の大型化及びコストアップの要因となる。このため、出力コンデンサの静電容量を大きくせずとも出力電圧のオーバーシュートを抑制できる手法が望まれている。

【0005】

特許文献１に開示されているスイッチング電源装置では、インダクタに並列接続される短絡スイッチのオン状態とオフ状態とを繰り返すことによって、又は、インダクタに並列接続される短絡スイッチのオン抵抗を変化させることによって、出力電圧のアンダーシュート及びオーバーシュートを抑制している。

【0006】

しかしながら、特許文献１に開示されているスイッチング電源装置は、出力電圧のオーバーシュートを抑制する際に、短絡スイッチと整流スイッチの両方をオンにするので、負荷から短絡スイッチ及び整流スイッチを介してグランドに電流が流れ、損失が大きくなるという問題を有している。

【0007】

また、出力コンデンサの静電容量を大きくせずとも出力電圧のオーバーシュートを抑制できる手法としては、スイッチング周波数が変動しない手法が望ましい。スイッチング周波数が変動すると、ノイズの周波数も変動するので、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうことがあるためである。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本明細書中に開示されているスイッチング電源装置は、入力電圧を出力電圧に降圧するスイッチング電源装置であって、第１端が前記入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタの第１端に接続可能に構成される第１スイッチと、第１端が前記インダクタの第１端及び前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成される第２スイッチと、第１端が前記インダクタの第１端、前記第１スイッチの第２端、及び前記第２スイッチの第１端に接続可能に構成され、第２端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成される第３スイッチと、前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆を検出する検出部と、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチのオン／オフを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから前記出力電圧のオーバーシュートが収束するまでの間に、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチをオン状態にする制御状態を設ける構成（第１の構成）である。

【0009】

上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されると、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチをオン状態にする構成（第２の構成）としてもよい。

【0010】

上記第２の構成のスイッチング電源装置において、前記検出部は、前記出力電圧のオーバーシュートの収束も検出し、前記制御部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されると、前記第３スイッチをオフ状態にする構成（第３の構成）としてもよい。

【0011】

上記第１の構成のスイッチング電源装置において、前記検出部は、前記出力電圧のオーバーシュートの収束も検出し、前記制御部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、少なくとも前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第１スイッチをオフ状態にし、少なくとも前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチのオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替える構成（第４の構成）としてもよい。

【0012】

上記第４の構成のスイッチング電源装置において、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は固定期間である構成（第５の構成）としてもよい。

【0013】

上記第５の構成のスイッチング電源装置において、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は前記固定周期の１／１０以下である構成（第６の構成）としてもよい。

【0014】

上記第４～第６いずれかの構成のスイッチング電源装置において、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続ノードに、１．８ＭＨｚ以上２．１ＭＨｚ以下の電圧を発生させる構成（第７の構成）としてもよい。

【0015】

上記第４～第７いずれかの構成のスイッチング電源装置において、前記第３スイッチは、互いに直列接続される第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子を含む構成（第８の構成）としてもよい。

【0016】

上記第８の構成のスイッチング電源装置において、前記第３スイッチのオン状態期間において、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子はオン状態であって、前記第３スイッチのオフ状態期間において、前記第１スイッチ素子はオフ状態であり前記第２スイッチ素子はオン状態である構成（第９の構成）としてもよい。

【0017】

上記第８又は第９の構成のスイッチング電源装置において、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続ノードの電圧を所定範囲にクランプするクランプ部を備える構成（第１０の構成）としてもよい。

【0018】

本明細書中に開示されているスイッチ制御装置は、第１端が入力電圧の印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタの第１端に接続可能に構成される第１スイッチのオン／オフと、第１端が前記インダクタの第１端及び前記第１スイッチの第２端に接続可能に構成され、第２端が前記入力電圧よりも低い電圧の印加端に接続可能に構成される第２スイッチのオン／オフと、第１端が前記インダクタの第１端、前記第１スイッチの第２端、及び前記第２スイッチの第１端に接続可能に構成され、第２端が前記インダクタの第２端に接続可能に構成される第３スイッチのオン／オフと、を制御するスイッチ制御装置であって、前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆を検出する検出部の検出結果を取得する取得部と、前記取得部によって取得された前記検出結果に基づき前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチのオン／オフを制御し、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから前記出力電圧のオーバーシュートが収束するまでの間に、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチをオン状態にする制御状態を設けて前記出力電圧のオーバーシュートを抑制する抑制部と、を備える構成（第１１の構成）である。

【0019】

上記第１１の構成のスイッチ制御装置において、前記抑制部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されると、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチをオン状態にして前記出力電圧のオーバーシュートを抑制する構成（第１２の構成）としてもよい。

【0020】

上記第１２の構成のスイッチ制御装置において、前記検出部は、前記出力電圧のオーバーシュートの収束も検出し、前記抑制部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されると、前記第３スイッチをオフ状態にする構成（第１３の構成）としてもよい。

【0021】

上記第１１の構成のスイッチ制御装置において、前記検出部は、前記出力電圧のオーバーシュートの収束も検出し、前記抑制部は、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、少なくとも前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第１スイッチをオフ状態にし、少なくとも前記第３スイッチがオン状態であるときには前記第２スイッチをオフ状態にし、前記第３スイッチのオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて前記出力電圧のオーバーシュートを抑制する構成（第１４の構成）としてもよい。

【0022】

上記第１４の構成のスイッチ制御装置において、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は固定期間である構成（第１５の構成）としてもよい。

【0023】

上記第１５の構成のスイッチ制御装置において、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの発生又はその予兆が検出されてから、前記検出部によって前記出力電圧のオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間において、前記第３スイッチのオフ状態期間は前記固定周期の１／１０以下である構成（第１６の構成）としてもよい。

【0024】

上記第１４～第１６いずれかの構成のスイッチ制御装置において、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続ノードに、１．８ＭＨｚ以上２．１ＭＨｚ以下の電圧を発生させる構成（第１７の構成）としてもよい。

【0025】

上記第１４～第１７いずれかの構成のスイッチ制御装置において、前記第３スイッチは、互いに直列接続される第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子を含む構成（第１８の構成）としてもよい。

【0026】

上記第１８の構成のスイッチ制御装置において、前記第３スイッチのオン状態期間において、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子はオン状態であって、前記第３スイッチのオフ状態期間において、前記第１スイッチ素子はオフ状態であり前記第２スイッチ素子はオン状態である構成（第１９の構成）としてもよい。

【0027】

本明細書中に開示されている車載機器は、上記第１～１０いずれかの構成のスイッチング電源装置又は上記第１１～第１９いずれかの構成のスイッチ制御装置を備える構成（第２０の構成）である。

【0028】

本明細書中に開示されている車両は、上記第２０の構成の車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリと、を備える構成（第２１の構成）である。

【発明の効果】

【0029】

本明細書中に開示されている発明によれば、スイッチング電源装置の出力電圧のオーバーシュートを抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1A】非同期整流型スイッチング電源装置の第１構成例を示す図

【図1B】同期整流型スイッチング電源装置の第１構成例を示す図

【図1C】第３スイッチの構成例を示す図

【図1D】第３スイッチの他の構成例を示す図

【図2】出力電圧のオーバーシュートが発生したときの第１構成例に係るスイッチング電源装置の第１動作例を示すタイムチャート

【図3】インダクタ電流が回生している状態を示す図

【図4】負荷電流のタイムチャート

【図5】出力電圧のオーバーシュートが発生したときの第１構成例に係るスイッチング電源装置の第２動作例を示すタイムチャート

【図6】インダクタ電流が回生している状態を示す図

【図7】インダクタ電流がグランドから第２スイッチのボディダイオードを介してインダクタに向かって流れる状態を示す図

【図8】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図

【図9】インダクタ電流が回生している状態を示す図

【図10】インダクタ電流がインダクタから第１スイッチのボディダイオードを介して入力電圧の印加端に向かって流れる状態を示す図

【図11】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図

【図12A】非同期整流型スイッチング電源装置の第２構成例を示す図

【図12B】同期整流型スイッチング電源装置の第２構成例を示す図

【図13】出力電圧のオーバーシュートが発生したときの第２構成例に係るスイッチング電源装置の動作例を示すタイムチャート

【図14】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第１制御パターン）

【図15】インダクタ電流がグランドから第２スイッチのボディダイオードを介してインダクタに向かって流れる状態を示す図（第１制御パターン）

【図16】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第１制御パターン）

【図17】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第１制御パターン）

【図18】インダクタ電流がインダクタから第１スイッチのボディダイオードを介して入力電圧の印加端に向かって流れる状態を示す図（第１制御パターン）

【図19】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第１制御パターン）

【図20】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第２制御パターン）

【図21】インダクタ電流がグランドから第２スイッチのボディダイオードを介してインダクタに向かって流れる状態を示す図（第２制御パターン）

【図22】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第２制御パターン）

【図23】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第２制御パターン）

【図24】インダクタ電流がインダクタから第１スイッチのボディダイオードを介して入力電圧の印加端に向かって流れる状態を示す図（第２制御パターン）

【図25】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第２制御パターン）

【図26】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第３制御パターン）

【図27】インダクタ電流がグランドから第２スイッチのボディダイオードを介してインダクタに向かって流れる状態を示す図（第３制御パターン）

【図28】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第３制御パターン）

【図29】インダクタ電流が回生している状態を示す図（第３制御パターン）

【図30】インダクタ電流がインダクタから第１スイッチのボディダイオードを介して入力電圧の印加端に向かって流れる状態を示す図（第３制御パターン）

【図31】出力電圧及びスイッチ電圧の波形図（第３制御パターン）

【図32】車両の一構成例を示す外観図

【図33】第２構成例に係る同期整流型スイッチング電源装置の変形例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0031】

本明細書において、定電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。

【0032】

本明細書において、ＭＯＳトランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」”の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳトランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。

【0033】

＜スイッチング電源装置の第１構成例＞
図１Ａ及び図１Ｂは、スイッチング電源装置の構成例を示す図である。図１Ａ及び図１Ｂに示すスイッチング電源装置１は、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに降圧するスイッチング電源装置であって、制御部ＣＮＴ１と、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、出力帰還部ＦＢ１と、検出部ＤＥＴ１と、を備える。

【0034】

制御部ＣＮＴ１は、出力帰還部ＦＢ１及び検出部ＤＥＴ１の各出力に基づき、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３のオン／オフを制御する。言い換えると、制御部ＣＮＴ１は、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３のオン／オフを制御するスイッチ制御装置である。制御部ＣＮＴ１は、検出部ＤＥＴ１の検出結果を取得する取得部２と、取得部２によって取得された検出部ＤＥＴ１の検出結果に基づき第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、及び第３スイッチＳＷ３のオン／オフを制御し、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制する抑制部３と、を備える。

【0035】

抑制部３は、例えば、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出されると、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３をオン状態にして出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制する。抑制部３は、他の例として、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出されてから、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制する。

【0036】

取得部２及び抑制部３はそれぞれ、ソフトウェア的に実現されてもよく、ハードウェア回路によって実現されてもよく、フトウェアとハードウェアとの協働によって実現されてもよい。

【0037】

第１スイッチＳＷ１は、第１端が入力電圧ＶＩＮの印加端に接続可能に構成され、第２端がインダクタＬ１の第１端に接続可能に構成される。第１スイッチＳＷ１は、入力電圧ＶＩＮの印加端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する。第１スイッチＳＷ１としては、例えばＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ等を用いることができる。例えば第１スイッチＳＷ１にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いる場合、入力電圧ＶＩＮより大きい電圧を生成するためにブートストラップ回路等をスイッチング電源装置１に設けるようにすればよい。なお、第１スイッチＳＷ１のオン状態とは、第１スイッチＳＷ１の第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、第１スイッチＳＷ１の第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態である。また、第１スイッチＳＷ１のオフ状態とは、第１スイッチＳＷ１の第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態である。

【0038】

第２スイッチＳＷ２は、第１端がインダクタＬ１の第１端及び第１スイッチＳＷ１の第２端に接続可能に構成され、第２端がグランド電位の印加端に接続可能に構成される。第２スイッチＳＷ２は、グランド電位の印加端からインダクタＬ１に至る電流経路を導通／遮断する。なお、本構成例とは異なり、第２スイッチＳＷ２は、第２端が入力電圧ＶＩＮよりも低く且つグランド電位以外の電圧の印加端に接続可能に構成されてもよい。第２スイッチＳＷ２としては、例えばダイオード、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ等を用いることができる。なお、第２スイッチＳＷ２のオン状態とは、第２スイッチＳＷ２の第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、第２スイッチＳＷ２の第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態である。また、第２スイッチＳＷ２のオフ状態とは、第２スイッチＳＷ２の第１端から第２端に電流が流れることが不可能である状態である。

【0039】

例えば第２スイッチＳＷ２にダイオードを用いる場合、スイッチング電源装置１は図１Ａに示す非同期整流型スイッチング電源装置になる。

【0040】

スイッチング電源装置１が非同期整流型スイッチング電源装置である場合、制御部ＣＮＴ１は、スイッチＳＷ１のオン／オフを制御することでスイッチＳＷ２（ダイオード）にかかるバイアス電圧を制御する。スイッチＳＷ２（ダイオード）のオン／オフはスイッチＳＷ２（ダイオード）にかかるバイアス電圧によって決まるので、制御部ＣＮＴ１は、スイッチＳＷ２（ダイオード）のオン／オフを間接的に制御している。

【0041】

例えば第２スイッチＳＷ２にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いる場合、スイッチング電源装置１は図１Ｂに示す同期整流型スイッチング電源装置になる。スイッチング電源装置１が同期整流型スイッチング電源装置である場合、スイッチング電源装置１は、軽負荷時に電流連続モードで動作する構成であってもよく、逆流防止機能を有し軽負荷時に電流不連続モードで動作する構成であってもよい。

【0042】

第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のスイッチングによって、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の接続ノードにパルス状のスイッチ電圧ＶＳＷが生成される。インダクタＬ１及び出力コンデンサＣ１は、パルス状のスイッチ電圧ＶＳＷを平滑化して出力電圧ＶＯＵＴを生成し、その出力電圧ＶＯＵＴを出力電圧ＶＯＵＴの印加端に供給する。出力電圧ＶＯＵＴの印加端には負荷ＬＤ１が接続され、負荷ＬＤ１に出力電圧ＶＯＵＴが供給される。

【0043】

第３スイッチＳＷ３は、第１端がインダクタＬ１の第１端、第１スイッチＳＷ１の第２端、及び第２スイッチＳＷ２の第１端に接続可能に構成され、第２端がインダクタＬ１の第２端に接続可能に構成される。言い換えると、第３スイッチＳＷ３は、インダクタＬ１に並列接続される。第３スイッチＳＷ３としては、例えばＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ等を用いることができる。なお、第３スイッチＳＷ３は複数の素子によって構成されてもよい。複数の素子によって構成される第３スイッチＳＷ３としては、例えば、図１Ｃに示すバックゲートが共通接続された２つのＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を備える第３スイッチＳＷ３、図１Ｄに示すようにバックゲートが共通接続された３つのＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３～Ｑ５を備える第３スイッチ等を挙げることができる。なお、第３スイッチＳＷ３のオン状態とは、第３スイッチＳＷ３の第１端から第２端に電流が流れることが可能であり、第３スイッチＳＷ３の第２端から第１端に電流が流れることも可能である状態である。また、第３スイッチＳＷ３のオフ状態とは、第３スイッチＳＷ３の第１端から第２端に電流が流れること及び第３スイッチＳＷ３の第２端から第１端に電流が流れることの少なくとも一方が不可能である状態である。

【0044】

出力帰還部ＦＢ１は、出力電圧ＶＯＵＴに応じた帰還信号を生成して出力する。出力帰還部ＦＢ１としては、例えば出力電圧ＶＯＵＴを抵抗分圧して帰還信号を生成する抵抗分圧回路等を用いることができる。また例えば、出力帰還部ＦＢ１は、出力電圧ＶＯＵＴを取得し、出力電圧ＶＯＵＴそのものを帰還信号として出力する構成であってもよい。なお、出力帰還部ＦＢ１は、出力電圧ＶＯＵＴに応じた帰還信号に加えて、インダクタＬ１を流れる電流（以下、「インダクタ電流ＩＬ」という）に応じた帰還信号も生成して出力する構成であってもよい。出力帰還部ＦＢ１がインダクタ電流ＩＬに応じた帰還信号も生成することで電流モード制御が可能になる。

【0045】

検出部ＤＥＴ１は、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生及び収束を検出する。検出部ＤＥＴ１としては、例えば出力電圧ＶＯＵＴを非反転入力端子に入力し定電圧（出力電圧ＶＯＵＴの目標値より大きい電圧）を反転入力端子に入力するコンパレータを用いることができる。上記コンパレータは、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生すると、出力信号をローレベルからハイレベルに切り替える。上記コンパレータは、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが収束すると、出力信号をハイレベルからローレベルに切り替える。後述する図２では、この例示の出力信号を図示している。

【0046】

なお、出力電圧ＶＯＵＴの代わりに出力電圧ＶＯＵＴの分圧をコンパレータの非反転入力端子に入力し、上記定電圧の代わりに上記定電圧の分圧をコンパレータの反転入力端子に入力してもよい。

【0047】

また、コンパレータをヒステリシスコンパレータにしたり、オーバーシュート発生検出用のコンパレータとオーバーシュート収束検出用のコンパレータとを別々に設けたりすることで、オーバーシュート発生検出時点の出力電圧ＶＯＵＴの値とオーバーシュート収束検出時点の出力電圧ＶＯＵＴの値とを互いに異なる値にすることができる。

【0048】

また、検出部ＤＥＴ１は、必ずしも出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束を検出しなくてもよい。例えば、制御部ＣＮＴ１にカウンタを設け、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出された時点から上記カウンタで計時した一定時間が経過すると、制御部ＣＮＴ１が出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートは収束したと判定するようにしてもよい。

【0049】

なお、本構成例とは異なり、検出部ＤＥＴ１が出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆を検出し、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆が検出されると、上述した抑制部３が第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３をオン状態にして出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制するようにしてもよい。

【0050】

また、本構成例とは異なり、検出部ＤＥＴ１が出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆を検出し、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆が検出されると、上述した抑制部３が第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制するようにしてもよい。

【0051】

出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆を検出する手法としては、例えば負荷ＬＤ１が規則的に変動する負荷であって、或る特定の変動パターン後に急峻に軽負荷になる負荷である場合、或る特定の変動パターンに対応する負荷電流の変動パターンを検出すればよい。

【0052】

＜出力電圧のオーバーシュート発生時におけるスイッチング電源装置の第１動作例＞
図２は、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生したときのスイッチング電源装置１の第１動作例を示すタイムチャートである。

【0053】

出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されると、制御部ＣＮＴ１の制御により、スイッチング電源装置１は第２状態ＳＴＡＴＥ２になる。図２は、第１状態ＳＴＡＴＥ１の途中（スイッチ電圧ＶＳＷのオンデューティ期間の途中）で、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がローレベルからハイレベルに切り替わり、スイッチング電源装置１の状態が第１状態ＳＴＡＴＥ１から第２状態ＳＴＡＴＥ２に遷移した場合のタイムチャートである。第１状態ＳＴＡＴＥ１では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１スイッチＳＷ１がオン状態、第２スイッチＳＷ２がオフ状態、第３スイッチＳＷ３がオフ状態になっている。

【0054】

第２状態ＳＴＡＴＥ２では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１スイッチＳＷ１がオフ状態、第２スイッチＳＷ２がオフ状態、第３スイッチＳＷ３がオン状態になる。出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生してスイッチング電源装置１の状態が第２状態ＳＴＡＴＥ２になると、図３に示すようにインダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１及び第３スイッチＳＷ３を含む閉回路で回生する。これにより、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、第２状態ＳＴＡＴＥ２では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0055】

また、例えば、負荷電流（スイッチング電源装置１の出力電流）が図４に示すように急峻に減少した後に急峻に増加する場合、負荷電流が急峻に増加するときにインダクタＬ１及び第３スイッチＳＷ３を含む閉回路で蓄えられている回生エネルギーを負荷ＬＤ１側に開放することによって、負荷電流が急峻に増加したときの出力電圧ＶＯＵＴのアンダーシュートも抑制することができる。

【0056】

本動作例では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されるまで、スイッチング電源装置１の状態は第２状態ＳＴＡＴＥ２に維持される。第２状態ＳＴＡＴＥ２が維持されている間、インダクタ電流ＩＬは第３スイッチＳＷ３のオン抵抗によって徐々に減少する。図２では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がハイレベルからローレベルに切り替わると、スイッチング電源装置１の状態が第２状態ＳＴＡＴＥ２から第１状態ＳＴＡＴＥ１に遷移しているが、この遷移はあくまで例示である。すなわち、第２状態ＳＴＡＴＥ２の終了後に、第１状態ＳＴＡＴＥ１以外の状態に遷移するようにしてもよい。

【0057】

本動作例では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生から収束までの間、第２状態ＳＴＡＴＥ２が一度も中断されることなく維持される。しかしながら、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができれば、本動作例とは異なり、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生から収束までの間に第２状態ＳＴＡＴＥ２が一時的に中断されてもよく、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束を待たずに第２状態ＳＴＡＴＥ２が終了されてもよい。

【0058】

＜出力電圧のオーバーシュート発生時におけるスイッチング電源装置の第２動作例＞
図５は、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生したときのスイッチング電源装置１の第２動作例を示すタイムチャートである。

【0059】

出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されると、制御部ＣＮＴ１の制御により、スイッチング電源装置１は第２状態ＳＴＡＴＥ２になる。図５は、第１状態ＳＴＡＴＥ１の途中（スイッチ電圧ＶＳＷのオンデューティ期間の途中）で、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がローレベルからハイレベルに切り替わり、スイッチング電源装置１の状態が第１状態ＳＴＡＴＥ１から第２状態ＳＴＡＴＥ２に遷移した場合のタイムチャートである。

【0060】

第１状態ＳＴＡＴＥ１では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２が周期信号Ｓ１に基づいて固定周期Ｔｆｉｘで相補的にオン状態とオフ状態を切り替え、第３スイッチＳＷ３がオフ状態になっている。周期信号Ｓ１は、固定周期Ｔｆｉｘでパルスが発生する信号である。周期信号Ｓ１は、制御部ＣＮＴ１の内部で生成される信号でもよく、制御部ＣＮＴ１の外部で生成されて制御部ＣＮＴ１によって取得される信号でもよい。なお、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の相補的にオン状態とオフ状態を切り替わりにおいて、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の双方がオフ状態になるデッドタイム期間を設けることが望ましい。

【0061】

第２状態ＳＴＡＴＥ２では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１スイッチＳＷ１がオフ状態になり、第２スイッチＳＷ２がオフ状態になり、第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とが固定周期Ｔｆｉｘで切り替わる。第２状態ＳＴＡＴＥ２において、制御部ＣＮＴ１は、周期信号Ｓ１に基づいて第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とを切り替える。

【0062】

第２状態ＳＴＡＴＥ２では、状態ＳＴＡＴＥ２－１と状態ＳＴＡＴＥ２－２との２つの状態が固定周期Ｔｆｉｘで繰り返される。状態ＳＴＡＴＥ２－１は第３スイッチＳＷ３がオン状態である期間であり、状態ＳＴＡＴＥ２－２は第３スイッチＳＷ３がオフ状態である期間である。

【0063】

本動作例では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されるまで、スイッチング電源装置１の状態は第２状態ＳＴＡＴＥ２に維持される。第２状態ＳＴＡＴＥ２が維持されている間、インダクタ電流ＩＬは第３スイッチＳＷ３のオン抵抗によって徐々に減少する。図５では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がハイレベルからローレベルに切り替わると、スイッチング電源装置１の状態が第２状態ＳＴＡＴＥ２から第３状態ＳＴＡＴＥ３に遷移する。第３状態ＳＴＡＴＥ３では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフ状態になる。

【0064】

そして、第３状態ＳＴＡＴＥ３において、周期信号Ｓ１にパルスが発生すると、第３状態ＳＴＡＴＥ３から第１状態ＳＴＡＴＥ１に遷移する。

【0065】

以下、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いた場合を例に挙げて、状態ＳＴＡＴＥ２－１及び状態ＳＴＡＴＥ２－２の詳細を説明する。なお、この例とは異なり、例えば第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３にバイポーラトランジスタを用い、各バイポーラトランジスタに「逆接続ダイオード」を並列接続してもよい。「逆接続ダイオード」の電流が流れる方向（「逆接続ダイオード」のアノードからカソードに向かう方向）は、「逆接続ダイオード」に並列接続されるバイポーラトランジスタの電流が流れる方向と逆である。

【0066】

まずインダクタ電流ＩＬが正の向きである場合について説明する。

【0067】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図６に示すように、第３スイッチＳＷ３がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１及び第３スイッチＳＷ３を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0068】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0069】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図７に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬは、インダクタＬ１と、第３スイッチＳＷ３のボディダイオードとを含む閉回路で回生する。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＯＵＴ－Ｖｆ _ＳＷ３になる。なお、Ｖｆ _ＳＷ３は第３スイッチＳＷ３のボディダイオードの順方向電圧である。

【0070】

本動作例では、個々の状態ＳＴＡＴＥ２－２の期間は固定期間である。具体的は、個々の状態ＳＴＡＴＥ２－２の期間は周期信号Ｓ１のパルス幅に相当する固定期間である。個々の状態ＳＴＡＴＥ２－２の期間は固定周期Ｔｆｉｘの１／１０以下であることが望ましい。個々の状態ＳＴＡＴＥ２－２の期間が固定周期Ｔｆｉｘの１／１０より長いと、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが収束するまでに要する時間が許容範囲を超えるからである。

【0071】

インダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図８に示すようになる。なお、図８の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図８から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0072】

次にインダクタ電流ＩＬが負の向きである場合について説明する。

【0073】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図９に示すように、第３スイッチＳＷ３がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１及び第３スイッチＳＷ３を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0074】

【0075】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図１０に示すように、第３スイッチＳＷ３がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１から第１スイッチＳＷ１のボディダイオードを介して入力電圧ＶＩＮの印加端に向かって流れる。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＩＮ＋Ｖｆ_ＳＷ１になる。なお、Ｖｆ_ＳＷ１は第１スイッチＳＷ１のボディダイオードの順方向電圧である。

【0076】

インダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図１１に示すようになる。なお、図１１の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図１１から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0077】

＜スイッチング電源装置の第２構成例＞
図１２Ａ及び図１２Ｂは、スイッチング電源装置の第２構成例を示す図である。なお、図１２Ａ及び図１２Ｂにおいて、図１Ａ及び図１Ｂと同様の部分については適宜説明を省略する。図１２Ａ及び図１２Ｂに示すスイッチング電源装置１１は、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに降圧するスイッチング電源装置であって、制御部ＣＮＴ１と、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、出力帰還部ＦＢ１と、検出部ＤＥＴ１と、を備える。なお、図１２Ａ及び図１２Ｂ中のダイオードは、ＭＯＳトランジスタのボディダイオードである。同様に、後述する図１４、図１５、図１７、図１８、図２０、図２１、図２３、図２４、図２６、図２７、図２９、図３０、及び図３３中のダイオードもＭＯＳトランジスタのボディダイオードである。

【0078】

本構成例では、抑制部３は、取得部２によって取得された検出部ＤＥＴ１の検出結果に基づき第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、及び第３スイッチＳＷのオン／オフを制御し、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出されてから、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出されるまでの期間、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制する。

【0079】

例えば第２スイッチＳＷ２にダイオードを用いる場合、スイッチング電源装置１１は図１２Ａに示す非同期整流型スイッチング電源装置になる。

【0080】

スイッチング電源装置１１が非同期整流型スイッチング電源装置である場合、制御部ＣＮＴ１は、スイッチＳＷ１のオン／オフを制御することでスイッチＳＷ２（ダイオード）にかかるバイアス電圧を制御する。スイッチＳＷ２（ダイオード）のオン／オフはスイッチＳＷ２（ダイオード）にかかるバイアス電圧によって決まるので、制御部ＣＮＴ１は、スイッチＳＷ２（ダイオード）のオン／オフを間接的に制御している。

【0081】

例えば第２スイッチＳＷ２にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いる場合、スイッチング電源装置１１は図１２Ｂに示す同期整流型スイッチング電源装置になる。スイッチング電源装置１１が同期整流型スイッチング電源装置である場合、スイッチング電源装置１１は、軽負荷時に電流連続モードで動作する構成であってもよく、逆流防止機能を有し軽負荷時に電流不連続モードで動作する構成であってもよい。

【0082】

第３スイッチＳＷ３としては、例えばＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ等を用いることができる。第３スイッチＳＷ３は、互いに直列接続される第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子を含む。なお、第１スイッチ素子のオン状態とは、第１スイッチ素子から第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが可能であり、第２スイッチ素子から第１スイッチ素子に向かう電流が流れることも可能である状態である。また、第１スイッチ素子のオフ状態とは、第１スイッチ素子から第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが不可能である状態である。また、第２スイッチ素子のオン状態とは、第１スイッチ素子から第２スイッチ素子に向かう電流が流れることが可能であり、第２スイッチ素子から第１スイッチ素子に向かう電流が流れることも可能である状態である。また、第２スイッチ素子のオフ状態とは、第２スイッチ素子から第１スイッチ素子に向かう電流が流れることが不可能である状態である。図１Ａ及び図１Ｂに示す構成例では、第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子として、２つのＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２が用いられる。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２の接続ノードに接続される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１のソース及びバックゲートは、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２のソース及びバックゲートに接続される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、インダクタＬ１と出力コンデンサＣ１の接続ノードに接続される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１は入力側に設けられ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２は出力側に設けられるので、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２よりも高耐圧のトランジスタにするとよい。

【0083】

検出部ＤＥＴ１は、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生及び収束を検出する。検出部ＤＥＴ１としては、例えば出力電圧ＶＯＵＴを非反転入力端子に入力し定電圧（出力電圧ＶＯＵＴの目標値より大きい電圧）を反転入力端子に入力するコンパレータを用いることができる。上記コンパレータは、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生すると、出力信号をローレベルからハイレベルに切り替える。上記コンパレータは、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが収束すると、出力信号をハイレベルからローレベルに切り替える。後述する図１３では、この例示の出力信号を図示している。

【0084】

【0085】

【0086】

なお、本構成例とは異なり、検出部ＤＥＴ１が出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆を検出し、検出部ＤＥＴ１によって出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生の予兆が検出されると、上述した抑制部３が第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、第３スイッチＳＷ３のオン状態とオフ状態とを固定周期で切り替えて出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制するようにしてもよい。

【0087】

【0088】

＜出力電圧のオーバーシュート発生時におけるスイッチング電源装置の動作例＞
図１３は、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートが発生したときのスイッチング電源装置１１の動作を示すタイムチャートである。

【0089】

出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されると、制御部ＣＮＴ１の制御により、スイッチング電源装置１１は第２状態ＳＴＡＴＥ２になる。図１３は、第１状態ＳＴＡＴＥ１の途中（スイッチ電圧ＶＳＷのオンデューティ期間の途中）で、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの発生が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がローレベルからハイレベルに切り替わり、スイッチング電源装置１１の状態が第１状態ＳＴＡＴＥ１から第２状態ＳＴＡＴＥ２に遷移した場合のタイムチャートである。

【0090】

【0091】

【0092】

【0093】

本動作例では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されるまで、スイッチング電源装置１１の状態は第２状態ＳＴＡＴＥ２に維持される。第２状態ＳＴＡＴＥ２が維持されている間、インダクタ電流ＩＬは第３スイッチＳＷ３のオン抵抗によって徐々に減少する。図１３では、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートの収束が検出部ＤＥＴ１によって検出されて検出部ＤＥＴ１の出力がハイレベルからローレベルに切り替わると、スイッチング電源装置１１の状態が第２状態ＳＴＡＴＥ２から第３状態ＳＴＡＴＥ３に遷移する。第３状態ＳＴＡＴＥ３では、制御部ＣＮＴ１の制御により、第１～第３スイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフ状態になる。

【0094】

そして、第３状態ＳＴＡＴＥ３において、周期信号Ｓ１にパルスが発生すると、第３状態ＳＴＡＴＥ３から第１状態ＳＴＡＴＥ１に遷移する。

【0095】

以下、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いた場合を例に挙げて、状態ＳＴＡＴＥ２－１及び状態ＳＴＡＴＥ２－２の詳細を３つの制御パターンに分けて説明する。なお、この例とは異なり、例えば第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２にバイポーラトランジスタを用い、各バイポーラトランジスタに「逆接続ダイオード」を並列接続してもよい。「逆接続ダイオード」の電流が流れる方向（「逆接続ダイオード」のアノードからカソードに向かう方向）は、「逆接続ダイオード」に並列接続されるバイポーラトランジスタの電流が流れる方向と逆である。同様に、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の代わりにバイポーラトランジスタを用い、各バイポーラトランジスタに「逆接続ダイオード」を並列接続してもよい。

【0096】

＜第１制御パターン＞
まずインダクタ電流ＩＬが正の向きである場合について説明する。

【0097】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図１４に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0098】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0099】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図１５に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬは、インダクタＬ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１のボディダイオードと、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２とを含む閉回路で回生する。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＯＵＴ－Ｖｆ_Ｑ１になる。なお、Ｖｆ_Ｑ１はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１のボディダイオードの順方向電圧である。

【0100】

【0101】

インダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図１６に示すようになる。なお、図１６の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図１６から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0102】

次にインダクタ電流ＩＬが負の向きである場合について説明する。

【0103】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図１７に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0104】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0105】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図１８に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１から第１スイッチＳＷ１のボディダイオードを介して入力電圧ＶＩＮの印加端に向かって流れる。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＩＮ＋Ｖｆ_ＳＷ１になる。なお、Ｖｆ_ＳＷ１は第１スイッチＳＷ１のボディダイオードの順方向電圧である。

【0106】

インダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図１９に示すようになる。なお、図１９の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図１９から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0107】

＜第２制御パターン＞
まずインダクタ電流ＩＬが正の向きである場合について説明する。

【0108】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図２０に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0109】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0110】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図２１に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬはグランドから第２スイッチＳＷ２のボディダイオードを介してインダクタＬ１に向かって流れる。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷは－Ｖｆ_ＳＷ２になる。なお、Ｖｆ_ＳＷ２は第２スイッチＳＷ２のボディダイオードの順方向電圧である。

【0111】

インダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図２２に示すようになる。なお、図２２の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図２２から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0112】

次にインダクタ電流ＩＬが負の向きである場合について説明する。

【0113】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図２３に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0114】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0115】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図２４に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬは、インダクタＬ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２のボディダイオードとを含む閉回路で回生する。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＯＵＴ＋Ｖｆ_Ｑ２になる。なお、Ｖｆ_Ｑ２はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２のボディダイオードの順方向電圧である。

【0116】

インダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図２５に示すようになる。なお、図２５の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図２５から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0117】

＜第３制御パターン＞
まずインダクタ電流ＩＬが正の向きである場合について説明する。

【0118】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図２６に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0119】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0120】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図２７に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬはグランドから第２スイッチＳＷ２のボディダイオードを介してインダクタＬ１に向かって流れる。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷは－Ｖｆ_ＳＷ２になる。

【0121】

インダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図２８に示すようになる。なお、図２８の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図２８から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0122】

次にインダクタ電流ＩＬが負の向きである場合について説明する。

【0123】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、図２９に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオン状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１並びにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を含む閉回路で回生し、スイッチ電圧ＶＳＷと出力電圧ＶＯＵＴとは略同一になる。

【0124】

状態ＳＴＡＴＥ２－１では、負荷ＬＤ１側への電流供給を遮断することができる。そして、状態ＳＴＡＴＥ２－１では、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフ状態であるため、出力電圧ＶＯＵＴをオーバーシュート発生時のレベル付近にほぼクランプすることができる。すなわち、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート発生時に第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２をオフ状態にし、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン状態にすることで、出力電圧ＶＯＵＴがさらに増加することを防止でき、出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュートを抑制することができる。

【0125】

状態ＳＴＡＴＥ２－２では、図３０に示すように、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２がオフ状態であるため、インダクタ電流ＩＬはインダクタＬ１から第１スイッチＳＷ１のボディダイオードを介して入力電圧ＶＩＮの印加端に向かって流れる。したがって、スイッチ電圧ＶＳＷはＶＩＮ＋Ｖｆ_ＳＷ１になる。

【0126】

インダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、第２状態ＳＴＡＴＥ２での出力電圧ＶＯＵＴ及びスイッチ電圧ＶＳＷは、図３１に示すようになる。なお、図３１の紙面縦方向の縮尺に関して、出力電圧ＶＯＵＴはスイッチ電圧ＶＳＷに対して拡大されている。図３１から分かるように、スイッチ電圧ＶＳＷの周期は固定周期Ｔｆｉｘになる。すなわち、スイッチ電圧ＶＳＷの周波数（スイッチング周波数）が変動しないので、スイッチング周波数に起因するノイズの周波数も変動しない。したがって、固定周波数のノイズを抑制するノイズ抑制手段（例えばフィルタ回路など）の効果が減少してしまうおそれがない。

【0127】

＜用途＞
次に、先に説明したスイッチング電源装置１及び１１の用途例について説明する。図３２は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１～Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１～Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。

【0128】

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

【0129】

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

【0130】

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

【0131】

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

【0132】

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

【0133】

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

【0134】

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

【0135】

なお、先に説明したスイッチング電源装置１及び１１はいずれも、車載機器Ｘ１１～Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。

【0136】

＜留意点＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

【0137】

上述した第２動作例において、例えば、インダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、制御部ＣＮＴ１が状態ＳＴＡＴＥ２－２において第２スイッチＳＷ２をオン状態にしてもよい。また、例えば、インダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、制御部ＣＮＴ１が状態ＳＴＡＴＥ２－２において第１スイッチＳＷ１をオン状態にしてもよい。

【0138】

上述した第２動作例において、例えば、固定周期Ｔｆｉｘの設定値は変更可能であってもよい。周期信号Ｓ１の周期を変更することで、固定周期Ｔｆｉｘの設定値を変更することができる。

【0139】

上述したスイッチング電源装置１１の動作例において、例えば、第２制御パターン又は第３制御パターンでインダクタ電流ＩＬが正の向きである場合、制御部ＣＮＴ１が状態ＳＴＡＴＥ２－２において第２スイッチＳＷ２をオン状態にしてもよい。また、例えば、第１制御パターン又は第３制御パターンでインダクタ電流ＩＬが負の向きである場合、制御部ＣＮＴ１が状態ＳＴＡＴＥ２－２において第１スイッチＳＷ１をオン状態にしてもよい。

【0140】

上述したスイッチング電源装置１１の動作例において、例えば、固定周期Ｔｆｉｘの設定値は変更可能であってもよい。周期信号Ｓ１の周期を変更することで、固定周期Ｔｆｉｘの設定値を変更することができる。

【0141】

上述したスイッチング電源装置１１において、上述した第１スイッチ素子と上述した第２スイッチ素子との接続ノードの電圧を所定範囲にクランプするクランプ部を設けることが望ましい。例えば、図３３に示す変形例では、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３のボディダイオードを上述したクランプ部として用いている。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３のドレインは、第１スイッチ素子として用いられるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１と第２スイッチ素子として用いられるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２との接続ノードに接続される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３のゲート及びソースはグランド電位に接続される。図３３に示す変形例では、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２との接続ノードの電圧の下限値は、グランド電位からＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３のボディダイオードの順方向電圧を引いた値になる。また、図３３に示す変形例では、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ２との接続ノードの電圧の上限値は、グランド電位からＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ３のボディダイオードのアバランシェ降伏電圧になる。

【産業上の利用可能性】

【0142】

本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられる降圧型スイッチング電源装置に利用することが可能である。

【符号の説明】

【0143】

１、１１スイッチング電源装置
２取得部
３抑制部
Ｃ１出力コンデンサ
ＣＮＴ１制御部
ＤＥＴ１検出部
ＦＢ１出力帰還部
Ｌ１インダクタ
ＬＤ１負荷
Ｑ１～Ｑ５Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１～ＳＷ３第１～第３スイッチ
Ｘ車両
Ｘ１１～Ｘ１７車載機器

【図1A】