知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
▶ 東京電力株式会社の特許一覧 ▶ 国立大学法人長岡技術科学大学の特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2024-12-26
(45)【発行日】2025-01-10
(54)【発明の名称】電源装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20241227BHJP
H02M 7/5387 20070101ALI20241227BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M7/5387 Z
【請求項の数】
4
(21)【出願番号】P 2021049653
(22)【出願日】2021-03-24
(65)【公開番号】P2022148112
(43)【公開日】2022-10-06
【審査請求日】2023-12-20
(73)【特許権者】
【識別番号】000003687
【氏名又は名称】東京電力ホールディングス株式会社
(73)【特許権者】
【識別番号】304021288
【氏名又は名称】国立大学法人長岡技術科学大学
(74)【代理人】
【識別番号】100149548
【弁理士】
【氏名又は名称】松沼 泰史
(74)【代理人】
【識別番号】100175824
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 淳一
(74)【代理人】
【識別番号】100140774
【弁理士】
【氏名又は名称】大浪 一徳
(74)【代理人】
【識別番号】100179833
【弁理士】
【氏名又は名称】松本 将尚
(74)【代理人】
【識別番号】100114937
【弁理士】
【氏名又は名称】松本 裕幸
(72)【発明者】
【氏名】鈴木 大
(72)【発明者】
【氏名】芳賀 仁
(72)【発明者】
【氏名】日下 佳祐
【審査官】冨永 達朗
(56)【参考文献】
【文献】再公表特許第２０１８／１３１３８４（ＪＰ，Ａ１）
【文献】特開２０１３－１９２３８３（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ３／１５５
Ｈ０２Ｍ ７／５３８７
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
Ｈブリッジ回路を備える単相インバータ回路と、前記Ｈブリッジ回路の高電位側に接続される第１電源線と、前記Ｈブリッジ回路の低電位側に接続される第２電源線との間に接続される入力コンデンサと、
前記第１電源線又は前記第２電源線と第１接続点との間に直列接続される第１直流電源と、リアクトルとを備える第１電源部と、
前記第１接続点と第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第１スイッチと、前記第１接続点と第３接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第２スイッチと、前記第２接続点に一端が接続され、前記第３接続点に他端が接続される第２直流電源とを備える第２電源部と、
前記第３接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御し、又は前記第１電源線と前記第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第３スイッチと、
前記第１電源線と前記第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御し、又は前記第３接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第４スイッチと、
前記単相インバータ回路に入力される電圧を、前記単相インバータ回路が出力する周波数の２倍の周波数で脈動させる制御部と、
前記入力コンデンサの両端の電圧を検出する第１電圧検出部と、
前記第２直流電源の出力電圧を検出する第２電圧検出部と、
を備え、
前記制御部は、取得した前記入力コンデンサの両端の電圧と、前記第２直流電源の出力電圧とに基づき、前記入力コンデンサの両端の電圧が、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう前記第１スイッチ、前記第２スイッチ又は前記第３スイッチのうち少なくともいずれかの導通状態を制御する、
電源装置。
【請求項2】
前記入力コンデンサの両端の電圧は、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きい請求項１に記載の電源装置。
【請求項3】
前記第４スイッチとは、前記第２接続点にアノードが接続され、前記第１電源線にカソードが接続されたダイオード、又は前記第２電源線にアノードが接続され前記第３接続点にカソードが接続されたダイオードである請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項4】
前記制御部は、前記入力コンデンサの両端の電圧が、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう前記第１スイッチ、前記第２スイッチ又は前記第３スイッチのうち少なくともいずれかの導通状態を制御する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、直流電源の出力電圧を制御し、異なる電圧の直流電力貯蔵機器との間で電力の授受を行う双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータが広く使用されている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、通常、直流電源と直流電力貯蔵機器のそれぞれが個別のリアクトルを要するが、単一のリアクトルを用いて同様の機能を実現するフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータが報告されている（例えば、非特許文献１を参照。）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0003】
【文献】宮下他、「電流不連続モードを適用したフライングキャパシタ型ＤＣ－ＤＣコンバータによるバッテリマネジメントシステムの動作検証」、電気学会研究会資料．ＳＰＣ、半導体電力変換研究会、２０１９年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
ここで、太陽光電池のような、所定の条件によって出力電圧や負荷容量が変化する電源では、ＤＣ／ＤＣコンバータとバッテリやコンデンサ等のエネルギー蓄積機器とを接続して使用する場合がある。また、家電等の多くの負荷機器は単相交流で稼働するものがあり、直流電源からインバータを用いて交流に変換している。従って、出力電圧が変動する直流電源を用いて交流電源とする場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合があった。
上述したようなフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合、多数の電力変換用スイッチング素子とリアクトルで構成されているため、非常用電源としては、装置全体の小型化、高効率化や低コスト化に対して課題を有している。
上述したようなフライングキャパシタ型のＤＣ／ＤＣコンバータとインバータ装置とを接続して使用する場合、多数の電力変換用スイッチング素子とリアクトルで構成されているため、非常用電源としては、装置全体の小型化、高効率化や低コスト化に対して課題を有している。
【0005】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明の一態様に係る電源装置は、Ｈブリッジ回路を備える単相インバータ回路と、前記Ｈブリッジ回路の高電位側に接続される第１電源線と、前記Ｈブリッジ回路の低電位側に接続される第２電源線との間に接続される入力コンデンサと、前記第１電源線又は前記第２電源線と第１接続点との間に直列接続される第１直流電源と、リアクトルとを備える第１電源部と、前記第１接続点と第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第１スイッチと、前記第１接続点と第３接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第２スイッチと、前記第２接続点に一端が接続され、前記第３接続点に他端が接続される第２直流電源とを備える第２電源部と、前記第３接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御し、又は前記第１電源線と前記第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第３スイッチと、前記第１電源線と前記第２接続点との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御し、又は前記第３接続点と前記第２電源線との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する第４スイッチと、前記単相インバータ回路に入力される電圧を、前記単相インバータ回路が出力する周波数の２倍の周波数で脈動させる制御部と、前記入力コンデンサの両端の電圧を検出する第１電圧検出部と、前記第２直流電源の出力電圧を検出する第２電圧検出部と、を備え、前記制御部は、取得した前記入力コンデンサの両端の電圧と、前記第２直流電源の出力電圧とに基づき、前記入力コンデンサの両端の電圧が、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう前記第１スイッチ、前記第２スイッチ又は前記第３スイッチのうち少なくともいずれかの導通状態を制御する。
【0007】
本発明の一態様に係る電源装置において、前記入力コンデンサの両端の電圧は、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きい。
【0008】
本発明の一態様に係る電源装置において、前記第４スイッチとは、前記第２接続点にアノードが接続され、前記第１電源線にカソードが接続されたダイオード、又は前記第２電源線にアノードが接続され前記第３接続点にカソードが接続されたダイオードであってもよい。
【0009】
本発明の一態様に係る電源装置において、前記制御部は、前記入力コンデンサの両端の電圧が、前記第１直流電源及び前記第２直流電源のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう前記第１スイッチ、前記第２スイッチ又は前記第３スイッチのうち少なくともいずれかの導通状態を制御する。
【発明の効果】
【0011】
本発明によれば、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【図1】第１の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図2】第１の実施形態に係る電源装置が備える入力コンデンサの両端の電圧変動範囲の一例を示す図である。
【図3】第１の実施形態に係る電源装置を、電流不連続モードを用いて、第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。
【図4】第１の実施形態に係る電源装置を、電流連続モードを用いて、第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。
【図5】第１の実施形態に係る電源装置を用いて、第１直流電源と単相インバータとの間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。
【図6】第１の実施形態に係る電源装置を用いて、第２直流電源と単相インバータとの間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。
【図7】第２の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。
【図8】従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0013】
［従来技術］
図８は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。同図を参照しながら、従来技術による問題点について説明する。
回路９０は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路９１と、従来技術による単相インバータ回路９２とを組み合わせた回路である。
図８は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路と単相インバータ回路とを組み合わせた場合における回路図の一例を示す図である。同図を参照しながら、従来技術による問題点について説明する。
回路９０は、従来技術によるフライングキャパシタ型コンバータ回路９１と、従来技術による単相インバータ回路９２とを組み合わせた回路である。
【0014】
フライングキャパシタ型コンバータ回路９１は、バッテリ９１１と、リアクトル９１２と、太陽電池９１３と、スイッチ９１４と、スイッチ９１５と、スイッチ９１６と、スイッチ９１７とを備える。フライングキャパシタ型コンバータ回路９１は、スイッチ９１４と、スイッチ９１５と、スイッチ９１６と、スイッチ９１７とを所定のタイミングでスイッチング動作させることにより、バッテリ９１１及び太陽電池９１３間における電力の授受を行う。なお、バッテリ９１１及び太陽電池９１３は、電力を送受電可能な装置であればよい。
【0015】
単相インバータ回路９２は、スイッチ９２３、スイッチ９２４、スイッチ９２５及びスイッチ９２６により構成されるＨブリッジと、リアクトル９２１と負荷９２２とを備える。単相インバータ回路９２は、Ｈブリッジを制御することにより、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１から供給される直流電力を単相交流電力に変換する。
【0016】
単相インバータ回路９２は、入力コンデンサとして、コンデンサ９２７を備える。通常、単相インバータ回路の入力コンデンサには、大容量の電解コンデンサが用いられる。電解コンデンサは装置自体が大型であり、更に寿命が短いといった欠点がある。単相インバータ回路９２に備えられるコンデンサ９２７は、当該欠点を補うべく、小容量のフィルムコンデンサが用いられる。そのため、コンデンサ９２７に与えられる電圧を高くし、単相インバータ回路９２の入力電圧に、電源周波数（すなわち、単相インバータ回路３０が出力する電力の周波数）の２倍の脈動を与えることを要する。
【0017】
回路９０は、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１と単相インバータ回路９２との接続において、リアクトル９３と、スイッチ９４と、スイッチ９５とを備える。回路９０は、スイッチ９４と、スイッチ９５とを所定のタイミングでスイッチング動作させることにより、リアクトル９３に流れる電流を制御し、単相インバータ回路９２の入力電圧として与えられる電圧を制御する。
【0018】
上述したように、従来技術によれば、フライングキャパシタ型コンバータ回路９１と単相インバータ回路９２との接続に、リアクトル９３と、スイッチ９４と、スイッチ９５とを要する。したがって、リアクトル９３、スイッチ９４、及びスイッチ９５が増える分だけ装置が大型化し、高コスト化してしまうといった問題があった。
【0019】
［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、第１の実施形態に係る電源装置１の回路構成の一例について説明する。
図１は、第１の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、第１の実施形態に係る電源装置１の回路構成の一例について説明する。
【0020】
［電源装置の回路構成］
電源装置１は、第１直流電源１１と、リアクトル１２と、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第３スイッチＳ３と、第４スイッチＳ４と、第２直流電源２１と、単相インバータ回路３０と、入力コンデンサ４０と、制御部５０とを備える。第１直流電源１１と、リアクトル１２とを第１電源部１０とも記載し、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第２直流電源２１とを第２電源部２０とも記載する。
電源装置１は、第１直流電源１１と、リアクトル１２と、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第３スイッチＳ３と、第４スイッチＳ４と、第２直流電源２１と、単相インバータ回路３０と、入力コンデンサ４０と、制御部５０とを備える。第１直流電源１１と、リアクトル１２とを第１電源部１０とも記載し、第１スイッチＳ１と、第２スイッチＳ２と、第２直流電源２１とを第２電源部２０とも記載する。
【0021】
単相インバータ回路３０は、リアクトル３１と、負荷３２とを備える。また、単相インバータ回路３０は、スイッチ３３と、スイッチ３４と、スイッチ３５と、スイッチ３６とを含んで構成されるＨブリッジ回路を備える。
入力コンデンサ４０は、Ｈブリッジ回路の高電位側に接続される第１電源線ＰＬ１と、Ｈブリッジ回路の低電位側に接続される第２電源線ＰＬ２との間に接続される。入力コンデンサ４０は、小容量のフィルムコンデンサある。ここで、小容量とは、例えば８８μＦ（マイクロファラド）程度であってもよい。
入力コンデンサ４０の両端の電圧は、第１直流電源１１の出力電圧よりも大きく、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きい。入力コンデンサ４０の容量は、具体的には、入力コンデンサ４０の両端の電圧が第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
入力コンデンサ４０は、Ｈブリッジ回路の高電位側に接続される第１電源線ＰＬ１と、Ｈブリッジ回路の低電位側に接続される第２電源線ＰＬ２との間に接続される。入力コンデンサ４０は、小容量のフィルムコンデンサある。ここで、小容量とは、例えば８８μＦ（マイクロファラド）程度であってもよい。
入力コンデンサ４０の両端の電圧は、第１直流電源１１の出力電圧よりも大きく、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きい。入力コンデンサ４０の容量は、具体的には、入力コンデンサ４０の両端の電圧が第１直流電源１１及び第２直流電源２１のいずれの出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
【0022】
例えば、第１直流電源１１の出力電圧が、入力コンデンサ４０の両端の電圧よりも大きくなった場合、第１直流電源１１に蓄えられた電力は、第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分と、第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分とを介して、入力コンデンサ４０に流れる。したがって、第１直流電源１１の出力電圧と、入力コンデンサ４０の両端の電圧とは、略同一となる。ここで、略同一の範囲とは、リアクトル１２、第１スイッチＳ１が有する寄生ダイオード成分及び第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分による電圧降下を考慮した範囲である。
【0023】
同様に、第２直流電源２１の出力電圧が、入力コンデンサ４０の両端の電圧よりも大きくなった場合、第２直流電源２１に蓄えられた電力は、第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分と、第３スイッチＳ３が有する寄生ダイオード成分とを介して、入力コンデンサ４０に流れる。したがって、第２直流電源２１の出力電圧と、入力コンデンサ４０の両端の電圧とは、略同一となる。ここで、略同一の範囲とは、第４スイッチＳ４が有する寄生ダイオード成分及び第３スイッチＳ３が有する寄生ダイオード成分による電圧降下を考慮した範囲である。
【0024】
第１直流電源１１は、直流電力を出力可能な電源である。第１直流電源１１は、太陽光電池のようなパワーフローが単一方向である電源であってもよく、バッテリのようにパワーフローが双方向である電源であってもよい。なお、本実施形態において、第１直流電源１１は、直流負荷に置き換えることもできる。
リアクトル１２は、第１直流電源１１に直列接続される。図１には、第１直流電源１１の正極端子側にリアクトル１２が直列接続される場合の一例について示す。リアクトル１２は、第１直流電源１１の負極端子側に直列接続されてもよい。
直列接続された第１直流電源１１とリアクトル１２とは、一端が第１接続点Ｐ１に接続され、他端が第２電源線ＰＬ２に接続される。すなわち、第１直流電源１１と、リアクトル１２とは、第２電源線ＰＬ２と第１接続点Ｐ１との間に直列接続される。
リアクトル１２は、第１直流電源１１に直列接続される。図１には、第１直流電源１１の正極端子側にリアクトル１２が直列接続される場合の一例について示す。リアクトル１２は、第１直流電源１１の負極端子側に直列接続されてもよい。
直列接続された第１直流電源１１とリアクトル１２とは、一端が第１接続点Ｐ１に接続され、他端が第２電源線ＰＬ２に接続される。すなわち、第１直流電源１１と、リアクトル１２とは、第２電源線ＰＬ２と第１接続点Ｐ１との間に直列接続される。
【0025】
第１スイッチＳ１は、第１接続点Ｐ１と第２接続点Ｐ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第２スイッチＳ２は、第１接続点Ｐ１と第３接続点Ｐ３との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、例えば、ＦＥＴ（Field effect transistor）であってもよい。第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２がＦＥＴである場合、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流値を制御される。
第２スイッチＳ２は、第１接続点Ｐ１と第３接続点Ｐ３との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、例えば、ＦＥＴ（Field effect transistor）であってもよい。第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２がＦＥＴである場合、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流値を制御される。
【0026】
第２直流電源２１は、第２接続点Ｐ２に一端が接続され、第３接続点Ｐ３に他端が接続される。第２直流電源２１は、太陽光電池のようなパワーフローが単一方向である電源であってもよく、バッテリのようにパワーフローが双方向である電源であってもよい。なお、本実施形態において、第２直流電源２１は、直流負荷に置き換えることもできる。
【0027】
第３スイッチＳ３は、第３接続点Ｐ３と第２電源線ＰＬ２との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第４スイッチＳ４は、第２接続点Ｐ２と第１電源線ＰＬ１との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は、例えば、ＦＥＴであってもよい。第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４がＦＥＴである場合、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流値を制御される。
第４スイッチＳ４は、第２接続点Ｐ２と第１電源線ＰＬ１との間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は、例えば、ＦＥＴであってもよい。第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４がＦＥＴである場合、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は、制御部５０によりゲート電圧を制御されることにより、コレクタ－エミッタ間に流れる電流値を制御される。
【0028】
第４スイッチＳ４は、例えば、ダイオードであってもよい。第４スイッチＳ４がダイオードである場合、第２接続点Ｐ２にアノードが接続され第１電源線ＰＬ１にカソードが接続される。図１に示す一例においては、ＦＥＴである第４スイッチＳ４の有する寄生ダイオード成分を用いることにより、電流制御されてもよい。
【0029】
制御部５０は、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、スイッチ３３、スイッチ３４、スイッチ３５及びスイッチ３６（以下、単にスイッチと記載する。）の導通状態を制御する。具体的には、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１との間において電力の授受を行うようスイッチの導通状態を制御する。また、制御部５０は、スイッチの導通状態を制御することにより第１直流電源１１又は第２直流電源２１の少なくともいずれかに蓄えられた電力を、単相交流電力に変換する。
また、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１の少なくともいずれかと、入力コンデンサ４０との間における電力の授受を行うにあたり、入力コンデンサ４０の平均電圧Ｖａｖｅが所定の値になるようスイッチの導通状態を制御する。ここで所定の値とは、単相インバータ回路３０の出力電圧の２倍の周波数で脈動する電圧Ｖ３の下限の電圧が第１直流電源１１の電圧Ｖ１又は第２直流電源２１の電圧Ｖ２の電圧のいずれの電圧よりも高くなるような値とする。
また、制御部５０は、入力コンデンサ４０の直流電圧をＰＷＭ制御によって単相系統電圧に変換する。したがって、制御部５０の制御により入力コンデンサ４０には、系統の２倍周波数の電圧リプル（ΔＶ）が発生する。当該電圧リプルは、入力コンデンサ４０の容量と、負荷電力によって一義的に決まる。
また、制御部５０は、第１直流電源１１及び第２直流電源２１の少なくともいずれかと、入力コンデンサ４０との間における電力の授受を行うにあたり、入力コンデンサ４０の平均電圧Ｖａｖｅが所定の値になるようスイッチの導通状態を制御する。ここで所定の値とは、単相インバータ回路３０の出力電圧の２倍の周波数で脈動する電圧Ｖ３の下限の電圧が第１直流電源１１の電圧Ｖ１又は第２直流電源２１の電圧Ｖ２の電圧のいずれの電圧よりも高くなるような値とする。
また、制御部５０は、入力コンデンサ４０の直流電圧をＰＷＭ制御によって単相系統電圧に変換する。したがって、制御部５０の制御により入力コンデンサ４０には、系統の２倍周波数の電圧リプル（ΔＶ）が発生する。当該電圧リプルは、入力コンデンサ４０の容量と、負荷電力によって一義的に決まる。
【0030】
図２は、第１の実施形態に係る電源装置が備える入力コンデンサの両端の電圧変動範囲の一例を示す図である。同図を参照しながら、入力コンデンサ４０の両端の電圧変動範囲について説明する。以降の説明において、入力コンデンサ４０の両端の電圧をｖ３とも記載する。同図には、電圧Ｖ３の時間変化について、縦軸を電圧、横軸を時間として示す。
【0031】
制御部５０は、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４を制御することにより、電圧Ｖ３を、単相インバータ回路３０が出力する電源周波数の２倍の周波数で脈動させる。このとき、電圧Ｖ３は、下の式（１）で表される。
【0032】
【数1】
【0033】
電圧Ｖ３の電圧変動範囲ΔＶは、単相インバータ回路３０における定数を用いて表されるため、すなわち電圧Ｖ３は、下の式（２）で表される。
【0034】
【数2】
【0035】
このとき、電圧Ｖ３の電圧値が下の式（３）で表される最小値を取る場合においても、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
【0036】
【数3】
【0037】
すなわち、入力コンデンサの両端の電圧をＶ３とし、単相インバータ回路の最大電力をＰとし、単相インバータ回路の周波数をｆとし、入力コンデンサの容量をＣとしたときに、入力コンデンサの容量Ｃは、入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３が上の式（３）式を満たす場合においても、入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３が第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう設定される。
【0038】
上述した一例では、入力コンデンサ４０の容量により、入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３が第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう制御される場合の一例について説明したが、本実施形態においては、他の方法により電圧Ｖ３を第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう制御してもよい。
【0039】
例えば、不図示の第１電圧検出部により、入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３を検出し、不図示の第２電圧検出部により、第２直流電源２１の出力電圧を検出し、検出された入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３と、第２直流電源２１の出力電圧とに基づき、入力コンデンサ４０の両端の電圧Ｖ３が、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２又は第３スイッチＳ３のうち少なくともいずれかの導通状態を制御してもよい。
【0040】
［第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受］
図３は、第１の実施形態に係る電源装置を、電流不連続モードを用いて、第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、電流不連続モードを用いた場合の、第１直流電源１１と第２直流電源２１との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
図３は、第１の実施形態に係る電源装置を、電流不連続モードを用いて、第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、電流不連続モードを用いた場合の、第１直流電源１１と第２直流電源２１との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
【0041】
Ｄ１ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の正極側端子から、リアクトル１２を介し、第１直流電源１１の負極側端子に電流が流れる。すなわち、Ｄ１ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は増加する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、第２直流電源２１に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、第２直流電源２１に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
【0042】
電流不連続モードにおいては、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間（すなわち、Ｄ３ＴＳＷ）が存在する。具体的には、リアクトル１２に流れる電流値の時間変化は、リアクトル１２のリアクタンスに依存するため、リアクトル１２によっては誤差が生じる場合がある。したがって、電流不連続モードにおいては、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間を設けることにより、リアクトル１２に流れる電流が衝突することを抑止する。Ｄ３ＴＳＷの期間は、理論的にはゼロであってもよい。
【0043】
Ｄ１ＴＳＷの期間と、Ｄ２ＴＳＷの期間とを入れ替えることにより、第２直流電源２１の電力を第１直流電源１１に供給することができる。
【0044】
なお、周期ＴＳＷは固定であってもよく、毎周期ごとに変化（すなわち周波数変調：ＰＦＭ）させてもよい。
【0045】
図４は、第１の実施形態に係る電源装置を、電流連続モードを用いて、第１直流電源と第２直流電源との間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、電流連続モードを用いた場合の、第１直流電源１１と第２直流電源２１との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
【0046】
電流連続モードにおいては、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間（すなわち、Ｄ３ＴＳＷ）が存在しない点において、上述した電流不連続モードとは異なる。電流不連続モードの説明において、既に説明した内容については、説明を省略する場合がある。
【0047】
電流連続モードにおいては、期間Ｄ３ＴＳＷを設けないため、リアクトル１２に流れる電流がゼロとならず、電流変化が少ない。したがって、電流連続モードにおいては、電流変化が少ないため、ノイズが少なくなるメリットがある。一方、電流不連続モードでは、リアクトル１２に流れる電流変化が大きいため、ノイズが大きくなるデメリットがある。
【0048】
また、電流連続モードにおいては、リアクトル１２に流れる電流を検出することを要し、制御が複雑となるデメリットがある。一方、電流不連続モードでは、リアクトル１２に流れる電流を検出することを要しないため、制御が容易となるメリットがある。
【0049】
また、電流連続モードにおいては、リアクトル１２に流れる電流変化が小さいため、第１直流電源１１の電圧を昇圧させるために、より大きいリアクタンスを有するリアクトル１２を用いることを要するデメリットがある。一方、電流不連続モードでは、リアクトル１２に流れる電流変化が大きいため、第１直流電源１１の電圧を昇圧させるために、より小さいリアクタンスを有するリアクトル１２を用いることができるというメリットがある。
【0050】
［第１直流電源又は第２直流電源と単相インバータとの間の電力の授受］
図５は、第１の実施形態に係る電源装置を用いて、第１直流電源と単相インバータとの間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、第１直流電源１１と単相インバータ回路３０との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
図５は、第１の実施形態に係る電源装置を用いて、第１直流電源と単相インバータとの間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、第１直流電源１１と単相インバータ回路３０との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
【0051】
Ｄ１ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の正極側端子から、リアクトル１２を介し、第１直流電源１１の負極側端子に電流が流れる。すなわち、Ｄ１ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は増加する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
【0052】
Ｄ３ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる。リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間を設けることにより、リアクトル１２に流れる電流が衝突することを抑止する。Ｄ３ＴＳＷの期間は、理論的にはゼロであってもよい。
【0053】
なお、Ｄ２ＴＳＷの期間と、Ｄ１ＴＳＷの期間とを入れ替えることにより、リアクトル１２に流れる電流は負となり、単相インバータ回路３０から第１直流電源１１に電力が供給される。
【0054】
Ｄ４ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の正極側端子から、リアクトル１２を介し、第１直流電源１１の負極側端子に電流が流れる。すなわち、Ｄ４ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は増加する。
Ｄ５ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力と、第２直流電源２１と、リアクトル１２に蓄えられた電力とが、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ５ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
Ｄ５ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力と、第２直流電源２１と、リアクトル１２に蓄えられた電力とが、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ５ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
【0055】
Ｄ６ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる。リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間を設けることにより、リアクトル１２に流れる電流が衝突することを抑止する。Ｄ６ＴＳＷの期間は、理論的にはゼロであってもよい。
【0056】
なお、Ｄ４ＴＳＷの期間と、Ｄ５ＴＳＷの期間とを入れ替えることにより、リアクトル１２に流れる電流は負となり、単相インバータ回路３０及び第２直流電源２１から第１直流電源１１に電力が供給される。
【0057】
なお、周期ＴＳＷは固定であってもよく、毎周期ごとに変化（すなわち周波数変調：ＰＦＭ）させてもよい。
【0058】
図６は、第１の実施形態に係る電源装置を用いて、第２直流電源と単相インバータとの間の電力の授受をさせる場合におけるリアクトルに流れる電流値の時間変化の一例を示す図である。同図を参照しながら、第２直流電源２１と単相インバータ回路３０との間の電力の授受の一例について説明する。同図は、リアクトル１２に流れる電流値を縦軸とし、その時間変化について、横軸を時間として示す。
【0059】
Ｄ１ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第１直流電源１１の正極側端子から、リアクトル１２を介し、第１直流電源１１の負極側端子に電流が流れる。すなわち、Ｄ１ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は増加する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
このとき、第１直流電源１１は、直前の周期ＴＳＷにおいて第２直流電源２１から受けた電力を放出する。
Ｄ２ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４を導通状態に制御する。第１直流電源１１の電力に加え、リアクトル１２に蓄えられた電力が、単相インバータ回路３０に電力が供給される。すなわち、Ｄ２ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流は減少する。
このとき、第１直流電源１１は、直前の周期ＴＳＷにおいて第２直流電源２１から受けた電力を放出する。
【0060】
Ｄ３ＴＳＷの期間、リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる。リアクトル１２に流れる電流がゼロとなる期間を設けることにより、リアクトル１２に流れる電流が衝突することを抑止する。Ｄ３ＴＳＷの期間は、理論的にはゼロであってもよい。
【0061】
Ｄ５ＴＳＷの期間、制御部５０は、第２スイッチＳ２及び第４スイッチＳ４を非導通状態に、第１スイッチＳ１及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。第２直流電源２１の電力が、第１直流電源１１に供給されつつ、リアクトル１２には電力が蓄積される。すなわち、Ｄ５ＴＳＷの期間、リアクトル１２には、負の電流が流れる。
Ｄ４ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。リアクトル１２に蓄えられた電力が、第１直流電源１１に移動する。すなわち、Ｄ４ＴＳＷの期間、リアクトル１２には、正の電流が流れる。
Ｄ４ＴＳＷの期間、制御部５０は、第１スイッチＳ１を非導通状態に、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３を導通状態に制御する。リアクトル１２に蓄えられた電力が、第１直流電源１１に移動する。すなわち、Ｄ４ＴＳＷの期間、リアクトル１２には、正の電流が流れる。
【0062】
なお、第１直流電源１１の電力授受は、Ｄ１ＴＳＷ及びＤ２ＴＳＷの期間に移行する電力と、Ｄ４ＴＳＷ及びＤ５ＴＳＷの期間に移行する電力との収支により決定される。具体的には、Ｄ１ＴＳＷ及びＤ２ＴＳＷの期間に移行する電力が、Ｄ４ＴＳＷ及びＤ５ＴＳＷの期間に移行する電力より大きい場合には力行動作となり、Ｄ１ＴＳＷ及びＤ２ＴＳＷの期間に移行する電力が、Ｄ４ＴＳＷ及びＤ５ＴＳＷの期間に移行する電力より小さい場合には回生動作となる。また、Ｄ１ＴＳＷ及びＤ２ＴＳＷの期間に移行する電力と、Ｄ４ＴＳＷ及びＤ５ＴＳＷの期間に移行する電力とが等しい場合には、第１直流電源１１は電力を授受しない。
【0063】
なお、周期ＴＳＷは固定であってもよく、毎周期ごとに変化（すなわち周波数変調：ＰＦＭ）させてもよい。
【0064】
［第２の実施形態］
図７は、第２の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、第１の実施形態に係る電源装置１Ａの回路構成の一例について説明する。電源装置１Ａは、電源装置１と等価な回路である。電源装置１Ａの説明において、電源装置１と同様の構成については、同様の符号を付すことにより、説明を省略する場合がある。
図７は、第２の実施形態に係る電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。同図を参照しながら、第１の実施形態に係る電源装置１Ａの回路構成の一例について説明する。電源装置１Ａは、電源装置１と等価な回路である。電源装置１Ａの説明において、電源装置１と同様の構成については、同様の符号を付すことにより、説明を省略する場合がある。
【0065】
電源装置１Ａは、第１直流電源１１Ａと、リアクトル１２Ａと、第１スイッチＳ１Ａと、第２スイッチＳ２Ａと、第３スイッチＳ３Ａと、第４スイッチＳ４Ａと、第２直流電源２１Ａと、単相インバータ回路３０と、入力コンデンサ４０と、制御部５０Ａとを備える。第１直流電源１１Ａと、リアクトル１２Ａとを第１電源部１０Ａとも記載し、第１スイッチＳ１Ａと、第２スイッチＳ２Ａと、第２直流電源２１Ａとを第２電源部２０Ａとも記載する。
【0066】
電源装置１Ａは、第１直流電源１１に代えて第１直流電源１１Ａを備え、リアクトル１２に代えてリアクトル１２Ａを備える。電源装置１Ａは、第１直流電源１１Ａの負極端子側にリアクトル１２Ａが接続される点において、電源装置１とは異なる。直列接続された第１直流電源１１Ａとリアクトル１２Ａとは、一端が第１接続点Ｐ１Ａに接続され、他端が第１電源線ＰＬ１に接続される。すなわち、第１直流電源１１と、リアクトル１２とは、第１電源線ＰＬ１と第１接続点との間に直列接続される。
【0067】
第１スイッチＳ１Ａは、第１接続点Ｐ１Ａと第３接続点Ｐ３Ａとの間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。第２スイッチＳ２Ａは、第１接続点Ｐ１Ａと第２接続点Ｐ２Ａとの間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。
第２直流電源２１Ａは、第２接続点Ｐ２Ａに一端が接続され、第３接続点Ｐ３Ａに他端が接続される。
第２直流電源２１Ａは、第２接続点Ｐ２Ａに一端が接続され、第３接続点Ｐ３Ａに他端が接続される。
【0068】
第３スイッチＳ３Ａは、第１電源線ＰＬ１Ａと第２接続点Ｐ２Ａとの間に流れる電流を導通状態又は非導通状態に制御する。第４スイッチＳ４Ａは、第２電源線ＰＬ２Ａと第３接続点Ｐ３Ａとの間に流れる電流を制御する。第４スイッチＳ４Ａは、例えば、ダイオードであってもよい。第４スイッチＳ４Ａがダイオードである場合、第２電源線ＰＬ２Ａにアノードが接続され第３接続点Ｐ３Ａにカソードが接続される。
【0069】
制御部５０Ａは、第１スイッチＳ１Ａ、第２スイッチＳ２Ａ、第３スイッチＳ３Ａ、第４スイッチＳ４Ａ、スイッチ３３、スイッチ３４、スイッチ３５及びスイッチ３６（以下、単にスイッチと記載する。）の導通状態を制御する。具体的には、制御部５０は、第１直流電源１１Ａ及び第２直流電源２１Ａとの間において電力の授受を行うようスイッチの導通状態を制御する。また、制御部５０Ａは、スイッチの導通状態を制御することにより第１直流電源１１Ａ又は第２直流電源２１Ａの少なくともいずれかに蓄えられた電力を、単相交流電力に変換する。
【0070】
［実施形態のまとめ］
以上説明したように、電源装置１は、第１電源部１０と、第２電源部２０と、単相インバータ回路３０と、入力コンデンサ４０と、制御部５０とを備えることにより、単相インバータ回路３０に入力される電圧を、単相インバータ回路３０が出力する周波数の２倍の周波数で脈動させる。よって、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０として小容量のフィルムコンデンサを用いることができるため、装置を低コストかつ小型化することができる。
また、本実施形態によれば、上述したような制御を行うことにより、従来技術では必要としていたリアクタンスやスイッチング素子等の素子を削減することができるため、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源装置１を提供することができる。また、本実施形態によれば、装置を小型化することができる。
以上説明したように、電源装置１は、第１電源部１０と、第２電源部２０と、単相インバータ回路３０と、入力コンデンサ４０と、制御部５０とを備えることにより、単相インバータ回路３０に入力される電圧を、単相インバータ回路３０が出力する周波数の２倍の周波数で脈動させる。よって、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０として小容量のフィルムコンデンサを用いることができるため、装置を低コストかつ小型化することができる。
また、本実施形態によれば、上述したような制御を行うことにより、従来技術では必要としていたリアクタンスやスイッチング素子等の素子を削減することができるため、低コストで直流電源を交流電源に変換可能な電源装置１を提供することができる。また、本実施形態によれば、装置を小型化することができる。
【0071】
また、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０の両端の電圧は、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きい。すなわち、単相インバータ回路３０に入力される電圧が一番小さくなった場合においても、第２直流電源２１の電圧値を下回ることがない。したがって、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０として小容量のフィルムコンデンサを用いることができるため、装置を低コストかつ小型化することができる。
【0072】
また、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０の容量は、入力コンデンサ４０の両端の電圧が第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう設定される。すなわち、本実施形態によれば、コンデンサ容量を適切な値に設定することにより、制御部５０が複雑な制御をすることなく、入力コンデンサ４０の両端の電圧が、第２直流電源２１の出力電圧を下回らない。したがって、本実施形態によれば、容易に直流電源を交流電源に変換することができる。
【0073】
また、本実施形態によれば、電源装置１は、第１電圧検出部を備えることにより入力コンデンサ４０の両端の電圧を検出し、第２電圧検出部を備えることにより第２直流電源２１の出力電圧を検出する。制御部５０は、入力コンデンサ４０の両端の電圧が、第２直流電源２１の出力電圧よりも大きくなるよう各スイッチを制御する。よって、本実施形態によれば、入力コンデンサ４０の両端の電圧が、第２直流電源２１の出力電圧よりも小さくなることはない。
【0074】
以上、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明したが、具体的な構成が上述した実施形態に限られるわけではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲での設計変更等も含まれる。
【符号の説明】
【0075】
１…電源装置、１０…第１電源部、１１…第１直流電源、１２…リアクトル、２０…第２電源部、２１…第２直流電源、３０…単相インバータ回路、３１…リアクトル、３２…負荷、３３、３４、３５、３６…スイッチ、４０…入力コンデンサ、５０…制御部、Ｓ１…第１スイッチ、Ｓ２…第２スイッチ、Ｓ３…第３スイッチ、Ｓ４…第４スイッチ、ＰＬ１…第１電源線、ＰＬ２…第２電源線、Ｐ１…第１接続点、Ｐ２…第２接続点、Ｐ３…第３接続点、９１…フライングキャパシタ型コンバータ回路、９２…単相インバータ回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】