特許 7612558 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびプログラム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2024-12-27

(45)【発行日】2025-01-14

(54)【発明の名称】電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびプログラム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20250106BHJP

   G05F 1/70 20060101ALI20250106BHJP

   H02J 3/18 20060101ALI20250106BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 R

H02M7/48 E

G05F1/70 L

H02J3/18 157

【請求項の数】 11

(21)【出願番号】P 2021191239

(22)【出願日】2021-11-25

(65)【公開番号】P2023077795

(43)【公開日】2023-06-06

【審査請求日】2024-03-13

(73)【特許権者】

【識別番号】000003078

【氏名又は名称】株式会社東芝

(73)【特許権者】

【識別番号】317015294

【氏名又は名称】東芝エネルギーシステムズ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001634

【氏名又は名称】弁理士法人志賀国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】金子 恭大

(72)【発明者】

【氏名】関口 慧

(72)【発明者】

【氏名】児山 裕史

(72)【発明者】

【氏名】福島 大史

(72)【発明者】

【氏名】田村 裕治

【審査官】安池 一貴

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１８／２１１６２４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】国際公開第２０１６／０１７５１７（ＷＯ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０１８／０１４５５７９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２０１８－０２３２３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１９－１４０７４３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｇ０５Ｆ １／７０

Ｈ０２Ｊ ３／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相の電力系統に連系する電力変換装置であって、
前記電力系統のそれぞれの相間に対応する三つの相回路がデルタ結線されたデルタ結線回路を備える電力変換器と、
前記電力変換器の制御を行う制御装置と、
を備え、
前記相回路は、
複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとを備えるセルが直列に複数接続されたアームと、インピーダンス成分とが直列に接続され、
前記直列に接続された回路の任意の位置に前記アームに流れるアーム電流を検出する電流検出器を備え、
前記制御装置は、
前記アーム電流に基づいて、前記デルタ結線回路内を流れる循環電流を検出し、検出した前記循環電流に含まれる所定の外乱成分を抑制するように、前記電力変換器を制御する、
電力変換装置。

【請求項2】

前記制御装置は、抑制する対象とする次数の前記循環電流の電流成分をゼロに近づけるように、前記電力変換器をフィードバック制御する、
請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御装置は、前記循環電流と前記循環電流の制御出力量とに基づいて推定した前記デルタ結線回路の電圧に含まれる誤差量に基づいて、前記電力変換器を制御する、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記制御装置は、前記循環電流と循環電流指令値との差分をゼロに近づけるように、基本波周期の繰り返し波形情報に基づいて前記電力変換器の制御を繰り返す、
請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記制御装置は、それぞれの相間に対応する前記相回路内の前記セルが備える前記直流コンデンサの電圧をバランスさせる前記循環電流が流れるように、前記電力変換器を制御する、
請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項6】

前記制御装置は、前記電力系統に対して逆相無効電力を供給する、または前記逆相無効電力を消費するように、前記電力変換器を制御する、
請求項１から請求項５のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記セルは、第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子の二つの前記半導体スイッチング素子が直列接続された直列回路と、前記直流コンデンサとが並列接続されたハーフブリッジ回路である、
請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記セルは、第１の半導体スイッチング素子および第２の半導体スイッチング素子の二つの前記半導体スイッチング素子が直列接続された第１の直列回路と、第３の半導体スイッチング素子および第４の半導体スイッチング素子の二つの前記半導体スイッチング素子が直列接続された第２の直列回路と、前記直流コンデンサとが並列接続されたフルブリッジ回路である、
請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記循環電流に寄与する前記インピーダンス成分は、前記三相の電力系統と前記デルタ結線回路との間に接続される変圧器に含まれる漏れインピーダンス成分である、
請求項１から請求項８のうちいずれか一項に記載の電力変換装置。

【請求項10】

三相の電力系統に連系する電力変換装置であって、
前記電力系統のそれぞれの相間に対応する三つの相回路がデルタ結線されたデルタ結線回路を備える電力変換器と、
前記電力変換器の制御を行う制御装置と、
を備え、
前記相回路は、
複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとを備えるセルが直列に複数接続されたアームと、インピーダンス成分とが直列に接続され、
前記直列に接続された回路の任意の位置に前記アームに流れるアーム電流を検出する電流検出器を備えた、前記電力変換装置の制御方法であって、
前記制御装置のコンピュータが、
前記アーム電流に基づいて、前記デルタ結線回路内を流れる循環電流を検出し、
検出した前記循環電流に含まれる所定の外乱成分を抑制するように、前記電力変換器を制御する、
電力変換装置の制御方法。

【請求項11】

三相の電力系統に連系する電力変換装置であって、
前記電力系統のそれぞれの相間に対応する三つの相回路がデルタ結線されたデルタ結線回路を備える電力変換器と、
前記電力変換器の制御を行う制御装置と、
を備え、
前記相回路は、
複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとを備えるセルが直列に複数接続されたアームと、インピーダンス成分とが直列に接続され、
前記直列に接続された回路の任意の位置に前記アームに流れるアーム電流を検出する電流検出器を備えた、前記電力変換装置を制御させるプログラムであって、
前記制御装置のコンピュータに、
前記アーム電流に基づいて、前記デルタ結線回路内を流れる循環電流を検出させ、
検出させた前記循環電流に含まれる所定の外乱成分を抑制するように、前記電力変換器を制御させる、
プログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびプログラムに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、太陽光発電や風力発電などの再生可能エネルギーの導入が拡大している。再生可能エネルギーによる電力供給では、電力系統の電圧が不安定になることが懸念される。このため、電力系統の安定的な運用をするために、静止型無効電力補償装置（STATic synchronous COMpensator：ＳＴＡＴＣＯＭ）の需要が拡大している。ＳＴＡＴＣＯＭは、自励式の変換装置を用いて無効電力を補償するものである。ＳＴＡＴＣＯＭは、例えば、変電所に設置される送変電・配電システムなどに導入され、常時運転されている。ＳＴＡＴＣＯＭは、通常の運用において連系点の無効電力を制御することによって、系統電圧の安定化に貢献している。

【0003】

近年、ＳＴＡＴＣＯＭの回路トポロジーとして、モジュラー・マルチレベル変換器（Modular Multilevel Converter：ＭＭＣ）が適用される事例が増加している。ＭＭＣは、セルと呼ばれる小容量の変換器を多段に接続して構成されるアームを備え、交流側に出力する出力電圧の電圧レベルを、セルの段数に応じて多レベル化することができる電力変換器である。ＳＴＡＴＣＯＭにＭＭＣを用いることによって、従来では必要であって交流フィルタを備える必要がなくなるというメリットを得ることができる。

【0004】

ＳＴＡＴＣＯＭには、例えば、三相のそれぞれの相間に対応するアームの両端を異なる相に接続したデルタ結線形のＭＭＣが用いられる。デルタ結線形のＭＭＣでは、各相間のアームの出力電圧の零相成分と、デルタ結線された構成内のインピーダンス成分とに応じて、デルタ結線内を循環する循環電流が流れる。一般的に、デルタ結線形のＭＭＣにおいて循環電流は、セルを構成するコンデンサの電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせるために制御される。しかしながら、循環電流は、デルタ結線形のＭＭＣの動作を制御するための演算や通信などによる遅延時間の影響などによって制御誤差を生じてしまった場合、零相成分に外乱成分が重畳されることによって、コンデンサの電圧制御に必要ではない循環電流となってしまうことがある。外乱成分が重畳された循環電流は、セルを構成する半導体素子を流れることによって、デルタ結線形のＭＭＣにおける動作（運転）の電力損失を増加させてしまう要因となり得る。この対策として、デルタ結線内にインピーダンス成分を追加することが考えられる。しかし、この場合には、デルタ結線形のＭＭＣを構成する部品（特に、受動素子）に定格値の高い大型なものを使用する必要が出てくるなど、部品のコストが増加してしまうことになってしまう。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】国際公開第２０１６／０１７５１７号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

本発明が解決しようとする課題は、デルタ結線形のモジュラー・マルチレベル変換器に流れる循環電流に含まれる外乱成分を抑制することができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびプログラムを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0007】

実施形態の電力変換装置は、三相の電力系統に連系する電力変換装置であって、電力変換器と、制御装置と、を持つ。電力変換器は、前記電力系統のそれぞれの相間に対応する三つの相回路がデルタ結線されたデルタ結線回路を備える。制御装置は、前記電力変換器の制御を行う。前記相回路は、複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子と直流コンデンサとを備えるセルが直列に複数接続されたアームと、インピーダンス成分とが直列に接続され、前記直列に接続された回路の任意の位置に前記アームに流れるアーム電流を検出する電流検出器を備えている。前記制御装置は、前記アーム電流に基づいて、前記デルタ結線回路内を流れる循環電流を検出し、検出した前記循環電流に含まれる所定の外乱成分を抑制するように、前記電力変換器を制御する。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】第１の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図。

【図2】ＭＭＣが備えるセルの構成の一例を示す図。

【図3】ＭＭＣ内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図。

【図4】制御装置における循環電流抑制制御の処理の一例を示すフローチャート。

【図5】制御装置において第１の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図。

【図6】制御装置が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合のＭＭＣ内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図。

【図7】制御装置において第２の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図。

【図8】制御装置が第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合のＭＭＣ内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図。

【図9】制御装置において第３の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図。

【図10】第２の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0009】

以下、実施形態の電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびプログラムを、図面を参照して説明する。

【0010】

（第１の実施形態）
［電力変換装置の構成］
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図１には、電力系統に対して並列に設置（接続）され、電力系統に出力（供給）する無効電力を補償（調整）することによって電力系統の交流電力の安定化を図る電力変換装置１の一例を示している。電力系統は、例えば、交流電源や交流負荷などである。電力系統は、例えば、第１相（Ａ相）、第２相（Ｂ相）、および第３相（Ｃ相）の三相の交流系統である。電力変換装置１は、例えば、静止型無効電力補償装置（STATic synchronous COMpensator：ＳＴＡＴＣＯＭ）である。以下の説明においては、電力変換装置１と電力系統との接続箇所を連系点という。さらに、以下の説明においては、特に明言しない場合には、三相のそれぞれの相を区別しないものとする。

【0011】

電力変換装置１は、例えば、電力変換器１０と、制御装置５０と、を備える。電力変換器１０は、制御装置５０からの制御に応じて、連系点に交流電力（無効電力）を供給する、または連系点の無効電力を消費することによって、電力系統における系統電圧の安定化を図る。電力変換器１０が連系点に供給する、または消費する無効電力は、正相の無効電力（正相無効電力）、または逆相の無効電力（逆相無効電力）である。ここで、逆相とは、例えば、電力系統がＡ相、Ｂ相、およびＣ相の三相である場合において、連系点に供給される交流電力における交流電流の相順が、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の順番に位相が１２０°ずつずらされて供給されることを正相とした場合、例えば、Ａ相、Ｃ相、Ｂ相などのように、交流電圧の相順が、正相とは異なる順番で供給されることである。

【0012】

電力変換器１０は、例えば、変圧器１１と、モジュラー・マルチレベル変換器（Modular Multilevel Converter：以下、「ＭＭＣ」という）１２と、を備える。変圧器１１は、例えば、三相変圧器であってもよいし、三相のそれぞれの相ごとに対応した三つの単相変圧器のそれぞれが接続された構成であってもよい。変圧器レスで電力系統に直接連系する場合もある。電力変換器１０は、制御装置５０からの制御に応じたＭＭＣ１２からの交流電圧を出力することにより、制御装置５０からの制御に応じた交流電流を流す。

【0013】

ＭＭＣ１２は、デルタ結線形のＭＭＣである。ＭＭＣ１２は、例えば、三相のそれぞれの相間に対応する三つの相回路１２１（相回路１２１＿ａ、１２１＿ｂ、および１２１＿ｃ）、を備える。ＭＭＣ１２では、それぞれの相回路１２１の両端が、変圧器１１における異なる相に接続されることによって、三つの相回路１２１がデルタ結線されたデルタ結線回路が構成されている。

【0014】

それぞれの相回路１２１は、例えば、電流検出器（図ではＣＴ）１２２と、バッファリアクトル（図ではＢＲ）１２３と、アーム１２４と、を備える。相回路１２１では、電流検出器１２２と、バッファリアクトル１２３と、アーム１２４とが直列接続されている。図１においては、相回路１２１、電流検出器１２２、バッファリアクトル１２３、およびアーム１２４のそれぞれの符号の後の「＿（アンダーバー）」に続く文字によって、それぞれの構成要素が対応する相を表している。より具体的には、符号の後の「＿ａ」がＡ相に対応する構成要素であることを表し、「＿ｂ」がＢ相に対応する構成要素であることを表し、「＿ｃ」がＣ相に対応する構成要素であることを表している。

【0015】

電流検出器１２２は、相回路１２１に流れる電流を検出する。電流検出器１２２は、相回路１２１においてバッファリアクトル１２３が接続されているが側（言い換えれば、電力変換器１０の連系点側（交流側））に配置され、配置された位置で電流（交流電流）を検出する。電流検出器１２２が検出する電流は、アーム１２４を流れる電流である。以下の説明においては、電流検出器１２２が検出する電流を、「アーム電流Ｉａｒｍ」という。電流検出器１２２は、検出したアーム電流Ｉａｒｍの検出値（以下、単に「アーム電流Ｉａｒｍ」という）を制御装置５０に出力する。電流検出器１２２は、アーム電流Ｉａｒｍが検出できる位置であれば、相回路１２１の任意の位置に接続することができる。

【0016】

バッファリアクトル１２３は、アーム１２４に流れる電流の変化を抑制するためのインピーダンス成分を有するインピーダンス素子である。バッファリアクトル１２３は、特許請求の範囲における「インピーダンス成分」の一例である。

【0017】

アーム１２４は、例えば、複数のセル１２５（セル１２５－１～セル１２５－ｎ（ｎは、自然数））が直列に接続されている構成である。つまり、アーム１２４は、複数段（ｎ段）のセル１２５で構成されている。セル１２５のそれぞれは、小容量の変換器である。セル１２５は、複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子と、直流コンデンサと、を備える。半導体スイッチング素子は、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）である。半導体スイッチング素子は、制御装置５０からの制御（スイッチング制御）に応じて動作（スイッチング動作）する。

【0018】

図２は、ＭＭＣ１２が備えるセル１２５の構成の一例を示す図である。図２の（ａ）に示したセル１２５ａは、ハーフブリッジを適用した構成である。セル１２５ａは、例えば、二つの半導体スイッチ部１２６（半導体スイッチ部１２６－１および半導体スイッチ部１２６－２）と、一つの直流コンデンサ１２７と、を備える。半導体スイッチ部１２６は、例えば、半導体スイッチング素子であってもよいし、半導体スイッチング素子とダイオードとが互いに並列に接続された構成であってもよい。セル１２５ａでは、半導体スイッチ部１２６－１と半導体スイッチ部１２６－２とが直列に接続され、その両端に直流コンデンサ１２７が接続されている。セル１２５ａでは、半導体スイッチ部１２６－１と半導体スイッチ部１２６－２の接続点と、半導体スイッチ部１２６－２の一端とのそれぞれが、出力端子である。つまり、セル１２５ａでは、二つの半導体スイッチ部１２６が接続された直列回路の中点と一端とのそれぞれが、出力端子である。この構成により、セル１２５ａでは、正電圧あるいは負電圧の片極性で、電圧レベルが２レベルの出力電圧が、出力端子から出力される。

【0019】

図２の（ｂ）に示したセル１２５ｂは、フルブリッジを適用した構成である。セル１２５ｂは、例えば、四つの半導体スイッチ部１２６（半導体スイッチ部１２６－１～１２６－４）と、一つの直流コンデンサ１２７と、を備える。セル１２５ｂでは、半導体スイッチ部１２６－１と半導体スイッチ部１２６－２とが直列に接続された直列回路と、半導体スイッチ部１２６－３と半導体スイッチ部１２６－４とが直列に接続された直列回路とが並列に接続され、それぞれの直列回路の両端に直流コンデンサ１２７が接続されている。セル１２５ｂでは、半導体スイッチ部１２６－１と半導体スイッチ部１２６－２とが接続された直列回路の中点と、半導体スイッチ部１２６－３と半導体スイッチ部１２６－４とが接続された直列回路の中点とのそれぞれが、出力端子である。この構成により、セル１２５ｂでは、正電圧と負電圧との両極性で、電圧レベルが３レベルの出力電圧が、出力端子から出力される。

【0020】

セル１２５ａは、特許請求の範囲における「ハーフブリッジ回路」の一例である。セル１２５ｂは、特許請求の範囲における「フルブリッジ回路」の一例である。半導体スイッチ部１２６－１は、特許請求の範囲における「半導体スイッチング素子」および「第１の半導体スイッチング素子」の一例であり、半導体スイッチ部１２６－２は、特許請求の範囲における「半導体スイッチング素子」および「第２の半導体スイッチング素子」の一例である。半導体スイッチ部１２６－３は、特許請求の範囲における「半導体スイッチング素子」および「第３の半導体スイッチング素子」の一例であり、半導体スイッチ部１２６－４は、特許請求の範囲における「半導体スイッチング素子」および「第４の半導体スイッチング素子」の一例である。半導体スイッチ部１２６－１と半導体スイッチ部１２６－２との直列回路とは、特許請求の範囲における「第１の直列回路」の一例であり、半導体スイッチ部１２６－３と半導体スイッチ部１２６－４との直列回路とは、特許請求の範囲における「第２の直列回路」の一例である。

【0021】

図１に戻り、制御装置５０は、電力変換器１０の動作を制御することによって、電力変換器１０に、電力系統との連系点に無効電力を出力（供給）させる。つまり、制御装置５０は、ＭＭＣ１２の各アーム１２４内のセル１２５が備えるそれぞれの半導体スイッチ部１２６のスイッチング制御を行う。制御装置５０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などのハードウェアプロセッサがプログラム（ソフトウェア）を実行することで電力変換器１０の動作を制御する。制御装置５０は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＧＰＵ（Graphics Processing Unit）などのハードウェア（回路部；circuitryを含む）によって実現されてもよいし、ソフトウェアとハードウェアの協働によって実現されてもよい。制御装置５０は、専用のＬＳＩによって実現されてもよい。プログラムは、予め制御装置５０あるいは電力変換装置１が備えるＨＤＤ（Hard Disk Drive）やフラッシュメモリなどの記憶装置（非一過性の記憶媒体を備える記憶装置）に格納されていてもよいし、ＤＶＤやＣＤ－ＲＯＭなどの着脱可能な記憶媒体（非一過性の記憶媒体）に格納されており、記憶媒体が制御装置５０あるいは電力変換装置１が備えるドライブ装置に装着されることで制御装置５０あるいは電力変換装置１が備えるＨＤＤやフラッシュメモリにインストールされてもよい。

【0022】

制御装置５０は、電力変換器１０内のＭＭＣ１２においてデルタ結線されたそれぞれのアーム１２４内のセル１２５が備える半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御するための制御信号（ゲート信号Ｇａｔｅ）を生成して、それぞれのセル１２５に出力する。より具体的には、Ａ相のアーム１２４＿ａ内のセル１２５が備えるそれぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御するためのゲート信号Ｇａｔｅ＿ａと、Ｂ相のアーム１２４＿ｂ内のセル１２５が備えるそれぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御するためのゲート信号Ｇａｔｅ＿ｂと、Ｃ相のアーム１２４＿ｃ内のセル１２５が備えるそれぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御するためのゲート信号Ｇａｔｅ＿ｃとのそれぞれを生成して、対応するセル１２５に出力する。これにより、電力変換装置１では、電力変換器１０において連系点側（交流側）に、制御装置５０からの制御に応じたＭＭＣ１２からの交流電圧を出力することにより、制御装置５０からの制御に応じた無効電力を連系点に出力（供給）することができる。

【0023】

ところで、制御装置５０による半導体スイッチ部１２６のスイッチング制御によって、ＭＭＣ１２では、デルタ結線回路に、各相のアーム１２４の出力電圧の零相成分（以下、「アーム零相電圧Ｖｚ」という）とバッファリアクトル１２３のインピーダンス成分とに応じた循環電流（以下、「循環電流Ｉｚ」という）が流れる。この循環電流Ｉｚは、ＭＭＣ１２内のデルタ結線回路を構成する全てのセル１２５を順次流れる（循環する）電流である。より具体的には、循環電流Ｉｚは、例えば、変圧器１１のＡ相側から相回路１２１＿ａが備えるバッファリアクトル１２３＿ａおよびアーム１２４＿ａ内のそれぞれのセル１２５を通って変圧器１１のＣ相側に流れ、その後、相回路１２１＿ｃが備えるバッファリアクトル１２３＿ｃおよびアーム１２４＿ｃ内のそれぞれのセル１２５を通って変圧器１１のＢ相側に流れ、さらに、相回路１２１＿ｂが備えるバッファリアクトル１２３＿ｂおよびアーム１２４＿ｂ内のそれぞれのセル１２５を通って変圧器１１のＡ相側に流れる（戻る）ように流れる。この循環電流Ｉｚによって、ＭＭＣ１２では、それぞれのセル１２５が備える直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスされる。

【0024】

このように制御装置５０が電力変換器１０の動作を制御する場合、その制御に誤差が生じてしまうことが考えられる。制御装置５０による電力変換器１０の制御の誤差（以下、「制御誤差」という）の要因としては、制御装置５０における演算や通信の遅延時間、制御装置５０が制御を行ってから実際に電力変換器１０が動作をするまでの遅延時間など、種々の要因が考えられる。例えば、制御装置５０がゲート信号Ｇａｔｅを出力してから、対応する半導体スイッチ部１２６が入力されたゲート信号Ｇａｔｅに応じた動作をするまでの間の遅延時間などの影響が、制御誤差の要因として考えられる。制御装置５０における電力変換器１０の制御において制御誤差が生じてしまうと、意図しない循環電流ＩｚがＭＭＣ１２内のデルタ結線回路を流れることによって、ＭＭＣ１２の動作（運転）に電力損失が発生してしまうことが考えられる。これは、制御装置５０による電力変換器１０の制御に制御誤差が生じたことによって、それぞれのセル１２５が備える直流コンデンサ１２７の電圧を制御するために不必要な電圧成分が、外乱成分（以下、「零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓ」という）としてアーム零相電圧Ｖｚに重畳されてしまうことによるものである。

【0025】

ここで、デルタ結線回路内でのアーム零相電圧Ｖｚと、循環電流Ｉｚおよび各相のアーム電流Ｉａｒｍとの関係の一例について説明する。図３は、ＭＭＣ１２内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図である。図３には、制御装置５０による電力変換器１０の制御に制御誤差が生じている場合において、後述する対策を講じていない（後述する零相外乱電圧補償機能を実行していない）場合のデルタ結線回路内のアーム零相電圧Ｖｚ、循環電流Ｉｚ、および各相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）のアーム電流Ｉａｒｍの波形の一例を示している。図３には、上段に、アーム零相電圧Ｖｚの波形の一例を示し、下段に、循環電流Ｉｚと、Ａ相のアーム電流Ｉａｒｍ（Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ）、Ｂ相のアーム電流Ｉａｒｍ（Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ）、およびＣ相のアーム電流Ｉａｒｍ（Ｃ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃ）とのそれぞれの波形の一例を、上段に示したアーム零相電圧Ｖｚの波形に対応付けて示している。図３において横軸は、時間ｔである。

【0026】

図３に示した電力変換器１０の制御に制御誤差が生じている場合の一例では、図３の上段に示したように、電力系統の周波数ｆｓの３倍で脈動している電圧成分が、制御誤差によってアーム零相電圧Ｖｚに重畳されている。この脈動している電圧成分が、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓである。この零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによって、図３の下段に示したように、循環電流Ｉｚも、電力系統の周波数ｆｓの３倍で脈動してしまう。これにより、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃのそれぞれは、本来であれば脈動がない周波数ｆｓの正弦波の交流波形であるが、循環電流Ｉｚの脈動によって歪みが生じてしまい、交流波形の最大の電流値と最小の電流値との差を大きくしてしまうことがあり得る。つまり、それぞれの相のアーム電流Ｉａｒｍのピーク値が増加してしまうことがあり得る。このため、ＭＭＣ１２を構成するバッファリアクトル１２３や、セル１２５が備える半導体スイッチ部１２６や直流コンデンサ１２７（特に、受動素子）は、アーム電流Ｉａｒｍのピーク値が増加した場合でも、故障してしまったり、動作が不安定になってしまったりすることがないような定格値の高いものを使用する必要ある。これは、ＭＭＣ１２のコストが増加する要因ともなり得る。

【0027】

このため、制御装置５０は、ＭＭＣ１２が備えるそれぞれの電流検出器１２２が検出した各相のアーム電流Ｉａｒｍに基づいてＭＭＣ１２における循環電流Ｉｚを算出することによって検出する。制御装置５０は、電流検出器１２２＿ａが検出したＡ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、電流検出器１２２＿ｂが検出したＢ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、電流検出器１２２＿ｃが検出したＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃから、下式（１）によって循環電流Ｉｚを算出する。

【0028】

Ｉｚ＝（Ｉａｒｍ＿ａ＋Ｉａｒｍ＿ｂ＋Ｉａｒｍ＿ｃ）／３ ・・・（１）

【0029】

制御装置５０は、算出（検出）した循環電流Ｉｚに基づいて、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓを抑制するようにそれぞれの半導体スイッチ部１２６を制御するためのゲート信号Ｇａｔｅを生成する。つまり、制御装置５０は、算出した循環電流Ｉｚに基づいて、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる脈動が少ない循環電流Ｉｚがデルタ結線回路に流れるようにそれぞれの半導体スイッチ部１２６を制御する。例えば、制御装置５０がゲート信号Ｇａｔｅを出力してからそれぞれの半導体スイッチ部１２６が入力されたゲート信号Ｇａｔｅに応じた動作をするまでの間の遅延時間がある場合、制御装置５０は、遅延時間を考慮したタイミング（例えば、早めのタイミング）でゲート信号Ｇａｔｅを出力する。これを実現するには未来の制御情報が必要になるが、現実には未来の完全な予測は困難であるため、等価的に遅延時間の影響を軽減するように制御する。これにより、制御装置５０は、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによって流れる循環電流Ｉｚを抑制する。以下の説明においては、制御装置５０が行う、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによって流れる循環電流Ｉｚを抑制する制御を、「循環電流抑制制御」という。

【0030】

循環電流抑制制御では、制御装置５０は、算出した循環電流Ｉｚの電流値（以下、「循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔ」という）と、ＭＭＣ１２に循環電流Ｉｚを流させるための電流指令値（以下、「循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆ」という）とに基づいて、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによって流れる循環電流Ｉｚを抑制するための制御電圧値（以下、「循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆ」という）を算出する。循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆは、循環電流Ｉｚを調整し、それぞれのセル１２５が備える直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせるための制御に用いられる。以下の説明においては、制御装置５０において、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔと循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆとに基づいて循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する機能を、「零相外乱電圧補償機能」という。制御装置５０は、零相外乱電圧補償機能により算出した循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに基づく循環電流ＩｚがＭＭＣ１２内のデルタ結線回路を流れるような制御信号（ゲート信号Ｇａｔｅ）を生成して、対応するセル１２５（対応する半導体スイッチ部１２６）に出力する。これにより、電力変換装置１では、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚ（直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせるための制御に不必要な成分）がデルタ結線回路に流れるのが抑制される。循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆは、特許請求の範囲における「循環電流の制御出力量」の一例である。

【0031】

［循環電流抑制制御の処理］
図４は、制御装置５０における循環電流抑制制御の処理の一例を示すフローチャートである。図４には、制御装置５０が、循環電流抑制制御においてゲート信号Ｇａｔｅを出力する際に実行する処理の流れの一例を示している。本フローチャートの処理は、電力変換装置１が動作している間、繰り返し実行されるものであってもよい。以下の説明においては、電力変換器１０においてＭＭＣ１２に循環電流Ｉｚを流させるための循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆが予め定められており、制御装置５０に入力（設定）されている、もしくは制御装置５０の直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせるための制御によって演算されているものとする。さらに、以下の説明においては、それぞれの電流検出器１２２からアーム電流Ｉａｒｍが出力されている、つまり、それぞれの電流検出器１２２におけるアーム電流Ｉａｒｍの検出が完了しているものとする。

【0032】

制御装置５０は、循環電流抑制制御を開始すると、まず、それぞれの電流検出器１２２により出力されたアーム電流Ｉａｒｍを取得する（ステップＳ１）。制御装置５０は、取得したアーム電流Ｉａｒｍに基づいて、上式（１）によって循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔを算出（検出）する（ステップＳ２）。制御装置５０は、算出した循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔと循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆとに基づいて、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する（ステップＳ３）。制御装置５０は、算出した循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに基づいて、それぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御するためのゲート信号Ｇａｔｅを生成し、生成したゲート信号Ｇａｔｅをそれぞれの半導体スイッチ部１２６に出力する（ステップＳ４）。

【0033】

このようにして制御装置５０は、算出した循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔと、設定された循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆとに基づいて、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出して、電力変換器１０に出力するゲート信号Ｇａｔｅを生成し、電力変換器１０の動作を制御することによって、電力変換器１０に、直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせ、補償された無効電力を電力系統に出力（供給）させる。

【0034】

［第１の零相外乱電圧補償機能］
ここで、制御装置５０において零相外乱電圧補償機能を実現する構成の一例について説明する。図５は、制御装置５０において第１の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図である。制御装置５０における第１の零相外乱電圧補償機能では、特定の次数の零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓの成分を抑制する（ゼロに近づけるようにする）特定次数成分抑制制御を行って、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する。制御装置５０は、第１の零相外乱電圧補償機能を実現するための構成として、加算器５００と、補償器（図ではＧｚ）５１０と、加算器５２０と、加算器５３０と、特定次数成分抑制制御部５４０と、を備える。

【0035】

加算器５００は、循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆから循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔを減算する。言い換えれば、加算器５００は、循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆと循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔとの偏差を取る。加算器５００は、減算結果の循環電流差分値ΔＩｚを出力する。加算器５００は、例えば、減算器で構成してもよい。

【0036】

補償器５１０は、加算器５００により出力された循環電流差分値ΔＩｚに対してフィードバック制御を行う。補償器５１０におけるフィードバック制御では、例えば、Ｐ（比例：Proportional）制御、またはＩ（積分：Integral）制御、またはＤ（微分：Differential）制御のいずれかの制御、あるいはこれらの制御を組み合わせた制御（例えば、ＰＩＤ制御）を行うことが考えられる。

【0037】

加算器５２０は、補償器５１０によるフィードバック制御の結果に対して所定のフィードフォワード電圧値Ｖｆｆを加算する。言い換えれば、加算器５２０は、補償器５１０によるフィードバック制御の結果に対してフィードフォワード電圧値Ｖｆｆに基づくフィードフォワード制御を行う。つまり、第１の零相外乱電圧補償機能では、補償器５１０によるフィードバック制御と加算器５２０によるフィードフォワード制御を組み合わせた二自由度制御系が構成されている。加算器５２０は、フィードフォワード制御を行った結果を、アーム零相電圧Ｖｚを二自由度で制御するための二自由度制御出力Ｖｚ’として出力する。

【0038】

ここまでの構成、つまり、二自由度制御出力Ｖｚ’を出力するための加算器５００、補償器５１０、および加算器５２０の構成は、零相外乱電圧補償機能を実行しない、つまり、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓの抑制を行わない場合の構成と同様の構成である。すなわち、従来のＳＴＡＴＣＯＭにおいてＭＭＣを制御するために備える、一般的な制御装置においても行われている、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによって流れる循環電流Ｉｚを抑制する制御を含まない循環電流制御を行うための構成である。これに対して、第１の零相外乱電圧補償機能を実現するための構成要素として、加算器５３０および特定次数成分抑制制御部５４０を備えている。

【0039】

特定次数成分抑制制御部５４０は、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔに基づいて補償電圧Ｖｃｍｐ１を算出する。補償電圧Ｖｃｍｐ１は、後述する二自由度制御出力Ｖｚ’に基づくアーム零相電圧Ｖｚに含まれる外乱成分を表すものである。特定次数成分抑制制御部５４０は、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１と、比例積分（図ではＰＩ）制御器５４２と、正弦波（図ではｓｉｎ）生成部５４３と、を備える。

【0040】

ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１は、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔに含まれるｎ次調波成分の振幅Ｉｚｎと位相Φｎとを抽出する。例えば、図３に示したように、アーム零相電圧Ｖｚに、電力系統の周波数ｆｓの３倍で脈動している電圧成分が重畳している場合、循環電流Ｉｚの３次調波成分が抑制する対象となるため、ｎ＝３となる。ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１において振幅Ｉｚｎを抽出する方法は、例えば、ｎ次調波成分を通過するバンドパスフィルタで循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔを処理することによって循環電流ｎ次バンドパスフィルタ値Ｉｚ＿ｂｐｆｎを得た後に、循環電流ｎ次バンドパスフィルタ値Ｉｚ＿ｂｐｆｎに対して実効値演算した結果に√２を乗じて得られた結果を用いる方法であってもよい。ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１において振幅Ｉｚｎを抽出する方法は、例えば、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔをｎ次回転座標系でｄ－ｑ変換して得られた結果を用いる方法であってもよい。ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１において位相Φｎを抽出する方法は、例えば、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔ（もしくは循環電流ｎ次バンドパスフィルタ値Ｉｚ＿ｂｐｆｎ）に対してヒルベルト変換などを用いた単相ＰＬＬ（Phase Locked Loop）法を適用する方法であってもよい。ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１において位相Φｎを抽出する方法は、例えば、遅延処理を用いて単相信号である循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔ（もしくは循環電流ｎ次バンドパスフィルタ値Ｉｚ＿ｂｐｆｎ）から擬似的に三相信号を生成し、この三相信号に対して三相ＰＬＬ法を適用する方法であってもよい。

【0041】

比例積分制御器５４２は、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１が抽出したｎ次調波成分の振幅Ｉｚｎに対して、下式（２）で表される伝達関数Ｆｓで比例積分処理を行って、ｎ次調波成分電圧Ｖｚｎを算出する。

【0042】

Ｆｓ＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ ・・・（２）

【0043】

上式（２）において、Ｋｐは比例ゲインを表し、Ｋｉは積分ゲインを表し、ｓはラプラス空間における複素変数を表す。

【0044】

正弦波生成部５４３は、比例積分制御器５４２が算出したｎ次調波成分電圧Ｖｚｎに対して、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１が抽出したｎ次調波成分の位相Φｎを位相とした正弦波ｓｉｎΦｎを乗算することによって、下式（３）で表される補償電圧Ｖｃｍｐ１を算出する。

【0045】

Ｖｃｍｐ１＝Ｖｚｎ×ｓｉｎΦｎ ・・・（３）

【0046】

正弦波生成部５４３は、算出した補償電圧Ｖｃｍｐ１を特定次数成分抑制制御部５４０の算出結果として出力する。

【0047】

加算器５３０は、加算器５２０により出力された二自由度制御出力Ｖｚ’から特定次数成分抑制制御部５４０により出力された補償電圧Ｖｃｍｐ１を減算する。加算器５３０は、例えば、減算器で構成してもよい。加算器５３０は、減算結果を循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとして出力する。

【0048】

このような機能構成およびその処理によって制御装置５０は、第１の零相外乱電圧補償機能において、抑制する対象とする次数（ここでは、３次調波成分）の循環電流Ｉｚの電流成分をゼロに近づけるようにフィードバック制御を行って循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出し、算出した循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに基づいて生成してゲート信号Ｇａｔｅを対応する半導体スイッチ部１２６に出力して電力変換器１０の動作を制御する。これにより、電力変換装置１では、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚがデルタ結線回路に流れるのが抑制される。より具体的には、例えば、補償電圧Ｖｃｍｐ１が、補償する対象である零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓと一致している場合、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆから零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓの影響が打ち消されることになる。

【0049】

ここで、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能によって電力変換器１０を制御した場合におけるデルタ結線回路内でのアーム零相電圧Ｖｚと、循環電流Ｉｚおよび各相のアーム電流Ｉａｒｍとの関係の一例について説明する。図６は、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合のＭＭＣ１２内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図である。図６にも、図３と同様に、上段にアーム零相電圧Ｖｚの波形の一例を示し、下段に循環電流Ｉｚと、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃとのそれぞれの波形の一例を、上段に示したアーム零相電圧Ｖｚの波形に対応付けて示している。図６においても、横軸は時間ｔである。

【0050】

図６の上段に示したように、電力変換器１０の制御に制御誤差が生じている場合において制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行すると、制御誤差によってアーム零相電圧Ｖｚに重畳される電力系統の周波数ｆｓの３倍で脈動している電圧成分（零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓ）が、図３に示した零相外乱電圧補償機能を実行していない場合に比べて抑制されていることがわかる。これにより、図６の下段に示したように、循環電流Ｉｚも、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる電力系統の周波数ｆｓの３倍の脈動が抑制される。これにより、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃのそれぞれは、ピーク値の増加が抑制される。つまり、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃのそれぞれの交流波形が、本来の正弦波に近い波形になる。これにより、電力変換装置１では、ＭＭＣ１２の動作（運転）の電力損失を抑制することができる。このため、電力変換装置１では、ＭＭＣ１２を構成するバッファリアクトル１２３や、セル１２５が備える半導体スイッチ部１２６や直流コンデンサ１２７として、定格値の高いものを使用する必要がなくなり、ＭＭＣ１２のコストの増加を抑えることができる。

【0051】

上述した第１の零相外乱電圧補償機能では、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１が、循環電流Ｉｚの３次調波成分を抑制する対象とした場合について説明したが、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１は、５次調波成分やそれ以上の周波数成分を抑制する対象にするようにしてもよい。つまり、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１は、ｎ＝３に加えて、または代えて、ｎ＝５や、ｎ＞５の周波数成分の振幅Ｉｚｎと位相Φｎとを抽出するようにしてもよい。この場合のｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１の処理、つまり、振幅Ｉｚｎと位相Φｎとの抽出方法は、上述したｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１の処理と等価なものになるようにすればよい。そして、特定次数成分抑制制御部５４０が備える比例積分制御器５４２や正弦波生成部５４３、加算器５３０の処理も、ｎ次調波成分振幅・位相抽出部５４１が抑制する対象とした次数に応じた等価なものになるようにすればよい。

【0052】

［第２の零相外乱電圧補償機能］
図７は、制御装置５０において第２の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図である。制御装置５０における第２の零相外乱電圧補償機能では、外乱オブザーバを用いた推定処理を行って、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに含まれる誤差量を推定し、推定した誤差量を差し引いた循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する。この場合の制御装置５０（以下、「制御装置５０ａ」という）は、第２の零相外乱電圧補償機能を実現するための構成として、加算器５００と、補償器（図ではＧｚ）５１０と、加算器５２０と、加算器５３０と、外乱オブザーバ部５５０と、を備える。制御装置５０ａが備える加算器５００、補償器５１０、加算器５２０、および加算器５３０は、第１の零相外乱電圧補償機能を実現する制御装置５０が備えるそれぞれの構成要素と同様である。つまり、制御装置５０ａにおいても、補償器５１０によるフィードバック制御と加算器５２０によるフィードフォワード制御を組み合わせて二自由度制御出力Ｖｚ’を出力する二自由度制御系が構成される。そして、制御装置５０ａでも、加算器５３０によって二自由度制御出力Ｖｚ’から補償電圧（第２の零相外乱電圧補償機能では、外乱オブザーバ部５５０により出力されるため、「補償電圧Ｖｃｍｐ２」という）が減算された循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する。補償電圧Ｖｃｍｐ２も、補償電圧Ｖｃｍｐ１と同様に、二自由度制御出力Ｖｚ’に基づくアーム零相電圧Ｖｚに含まれる外乱成分を表すものである。

【0053】

外乱オブザーバ部５５０は、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔと、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとに基づいて、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる誤差量を、補償電圧Ｖｃｍｐ２として算出する。外乱オブザーバ部５５０は、補償器（図ではＧｄｏｂ）５５１と、加算器５５２と、ローパスフィルタ（図ではＬＰＦ）５５３と、を備える。

【0054】

補償器５５１は、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔに対して伝達関数＝１／Ｇｐでの補償（推定）を行う。ここで、Ｇｐは、アーム零相電圧Ｖｚから循環電流Ｉｚへの伝達特性を示すものである。

【0055】

加算器５５２は、補償器５５１による補償結果から加算器５３０の減算結果である循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを減算する。言い換えれば、加算器５５２は、補償器５５１による補償結果と前回の循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとの偏差を取ることによって、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる誤差量を算出する。加算器５５２は、例えば、減算器で構成してもよい。

【0056】

ローパスフィルタ５５３は、加算器５５２の減算結果に対して所定の周波数（カットオフ周波数）よりも高い周波数の電圧値を抑圧するフィルタ処理を行う。ローパスフィルタ５５３におけるカットオフ周波数は、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓよりも高い値に設定される。ローパスフィルタ５５３のフィルタ特性は、１次系であってもよいし、２次系あるいはそれ以上の次数であってもよい。ローパスフィルタ５５３は、フィルタ処理した結果を、外乱オブザーバ部５５０が算出した補償電圧Ｖｃｍｐ２として出力する。

【0057】

加算器５３０は、加算器５２０により出力された二自由度制御出力Ｖｚ’から外乱オブザーバ部５５０により出力された補償電圧Ｖｃｍｐ２を減算した減算結果を循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとして出力する。

【0058】

このような機能構成およびその処理によって制御装置５０ａは、第２の零相外乱電圧補償機能において、外乱オブザーバ部５５０による推定処理によって推定した誤差量を差し引いた循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出し、算出した循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに基づいて生成してゲート信号Ｇａｔｅを対応する半導体スイッチ部１２６に出力して電力変換器１０の動作を制御する。これにより、電力変換装置１では、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合と同様に、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚがデルタ結線回路に流れるのが抑制される。

【0059】

ここで、制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能によって電力変換器１０を制御した場合におけるデルタ結線回路内でのアーム零相電圧Ｖｚと、循環電流Ｉｚおよび各相のアーム電流Ｉａｒｍとの関係の一例について説明する。図８は、制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合のＭＭＣ１２内のデルタ結線回路の波形の一例を示す概略波形図である。図８にも、図３や図６と同様に、上段にアーム零相電圧Ｖｚの波形の一例を示し、下段に循環電流Ｉｚと、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃとのそれぞれの波形の一例を、上段に示したアーム零相電圧Ｖｚの波形に対応付けて示している。図８においても、横軸は時間ｔである。

【0060】

図８の上段に示したように、電力変換器１０の制御に制御誤差が生じている場合において制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合でも、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合（図６参照）と同様に、制御誤差によってアーム零相電圧Ｖｚに重畳される電力系統の周波数ｆｓの３倍で脈動している電圧成分（零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓ）が、図３に示した零相外乱電圧補償機能を実行していない場合に比べて抑制されていることがわかる。これにより、図８の下段に示したように、制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合でも、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合（図６参照）と同様に、循環電流Ｉｚも、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる電力系統の周波数ｆｓの３倍の脈動が抑制される。これにより、制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合でも、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合（図６参照）と同様に、Ａ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ａ、Ｂ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｂ、およびＣ相アーム電流Ｉａｒｍ＿ｃのそれぞれは、ピーク値の増加が抑制され、交流波形が本来の正弦波に近い波形になる。これにより、電力変換装置１では、第２の零相外乱電圧補償機能でも第１の零相外乱電圧補償機能と同様に、ＭＭＣ１２の動作（運転）の電力損失を抑制することができ、ＭＭＣ１２の構成要素に定格値の高いものを使用する必要がなくなり、ＭＭＣ１２のコストの増加を抑えることができる。

【0061】

上述した第２の零相外乱電圧補償機能では、外乱オブザーバ部５５０によって補償電圧Ｖｃｍｐ２を算出する場合の構成を示したが、制御装置５０は、第１の零相外乱電圧補償機能と第２の零相外乱電圧補償機能とを合わせて、零相外乱電圧補償機能として実行してもよい。つまり、制御装置５０は、零相外乱電圧補償機能を実現するための構成として、特定次数成分抑制制御部５４０と外乱オブザーバ部５５０とを備えてもよい。そして、２が実行するそれぞれの零相外乱電圧補償機能において、共通する構成要素（つまり、加算器５００、補償器５１０、加算器５２０、および加算器５３０）を共用してもよい。この場合、加算器５３０は、加算器５２０により出力された二自由度制御出力Ｖｚ’から、特定次数成分抑制制御部５４０により出力された補償電圧Ｖｃｍｐ１と、外乱オブザーバ部５５０により出力された補償電圧Ｖｃｍｐ２とのそれぞれを減算した減算結果を、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとして出力する。

【0062】

［第３の零相外乱電圧補償機能］
図９は、制御装置５０において第３の零相外乱電圧補償機能を実現する機能構成の一例を示す図である。制御装置５０における第３の零相外乱電圧補償機能では、繰り返し制御を行って、循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔ、つまり、循環電流Ｉｚと循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆとの差分をゼロに近づけるようにするための循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出する。この場合の制御装置５０（以下、「制御装置５０ｂ」という）は、第３の零相外乱電圧補償機能を実現するための構成として、加算器５００と、繰り返し制御部５６０と、加算器５７０と、補償器（図ではＧｚ）５１０と、加算器５２０と、を備える。制御装置５０ｂが備える加算器５００、補償器５１０、加算器５２０、および加算器５３０は、第１の零相外乱電圧補償機能を実現する制御装置５０や、第２の零相外乱電圧補償機能を実現する制御装置５０ａが備えるそれぞれの構成要素と同様である。

【0063】

加算器５００は、循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆから循環電流検出値Ｉｚ＿ｄｅｔを減算した循環電流差分値ΔＩｚを出力する。

【0064】

繰り返し制御部５６０は、加算器５００により出力された循環電流差分値ΔＩｚに対して遅延演算を行った補償電流Ｉｃｍｐを算出する。補償電流Ｉｃｍｐは、循環電流差分値ΔＩｚに含まれる外乱成分を表すものである。繰り返し制御部５６０は、加算器５６１と、遅延部（図ではＤｅｌａｙ）５６２と、ローパスフィルタ（図ではＬＰＦ）５６３と、補償器（図ではＧｒｐ）５６４と、を備える。

【0065】

加算器５６１は、加算器５００により出力された循環電流差分値ΔＩｚにローパスフィルタ５６３により出力されたフィルタ出力値ΔＩｚ’を加算する。

【0066】

遅延部５６２は、加算器５６１の加算結果（下式（４））に対して下式（５）で表される遅延の伝達関数Ｆｄによる遅延演算を行う。

【0067】

ΔＩｚ＋ΔＩｚ’ ・・・（４）

【0068】

Ｆｄ＝ｅｘｐ（－ｓ×Ｔｓ） ・・・（５）

【0069】

上式（５）において、Ｔｓには、循環電流指令値Ｉｚ＿ｒｅｆの基本波周期を選定して設定する。従って、繰り返し制御は、基本波周期の繰り返し波形情報に基づく制御となる。

【0070】

ローパスフィルタ５６３は、遅延部５６２の遅延演算結果に対して所定の周波数（カットオフ周波数）でのフィルタ処理を行う。ローパスフィルタ５６３におけるカットオフ周波数は、繰返し制御による追値効果を期待する周波数よりも十分大きな値に設定される。ローパスフィルタ５６３には、カットオフ周波数として、例えば、１［ｋＨｚ］が設定される。ローパスフィルタ５６３は、フィルタ処理した結果を、フィルタ出力値ΔＩｚ’として出力する。上述したように、ローパスフィルタ５６３が出力したフィルタ出力値ΔＩｚ’は、加算器５６１において、循環電流差分値ΔＩｚに加算される。

【0071】

補償器５６４は、ローパスフィルタ５６３により出力されたフィルタ出力値ΔＩｚ’に対して伝達関数＝１／Ｇｐでの補償を行う。加算器５６１における伝達関数は、制御装置５０ａが備える外乱オブザーバ部５５０内の補償器５５１における伝達関数と同様である。従って、Ｇｐは、アーム零相電圧Ｖｚから循環電流Ｉｚへの伝達特性を示すものである。補償器５６４は、フィルタ出力値ΔＩｚ’に対する補償を行った結果を、繰り返し制御部５６０が算出した補償電流Ｉｃｍｐとして出力する。

【0072】

加算器５７０は、加算器５００により出力された循環電流差分値ΔＩｚから繰り返し制御部５６０により出力された補償電流Ｉｃｍｐを減算する。加算器５７０は、減算結果（下式（６））を出力する。

【0073】

ΔＩｚ－Ｉｃｍｐ ・・・（６）

【0074】

制御装置５０ｂは、第３の零相外乱電圧補償機能において、加算器５７０により出力された上式（６）の減算結果を、従来のＳＴＡＴＣＯＭにおいてＭＭＣを制御するために備える一般的な制御装置において算出するものと同じ減算結果として扱う。より具体的には、制御装置５０ｂは、上式（６）の減算結果を、従来の制御装置においても備えている加算器５００の減算結果として扱う。従って、補償器５１０は、加算器５７０により出力された上式（６）の減算結果を、加算器５００により出力された循環電流差分値ΔＩｚとしてフィードバック制御を行う。さらに、加算器５２０は、補償器５１０によるフィードバック制御の結果に対して所定のフィードフォワード電圧値Ｖｆｆを加算することによってフィードフォワード制御を行う。加算器５２０は、フィードフォワード制御を行った結果である二自由度制御出力Ｖｚ’を、循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆとして出力する。

【0075】

このような機能構成およびその処理によって制御装置５０ｂは、第３の零相外乱電圧補償機能において、繰り返し制御部５６０による繰り返し制御を行って上式（６）の減算結果を得て、補償器５１０と加算器５２０とを組み合わせた二自由度で制御する循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆを算出し、算出した循環電流制御出力Ｖｚ＿ｒｅｆに基づいて生成してゲート信号Ｇａｔｅを対応する半導体スイッチ部１２６に出力して電力変換器１０の動作を制御する。これにより、電力変換装置１では、制御装置５０が第１の零相外乱電圧補償機能を実行した場合や、制御装置５０ａが第２の零相外乱電圧補償機能を実行した場合と同様に、零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚがデルタ結線回路に流れるのが抑制される。

【0076】

制御装置５０ｂが第３の零相外乱電圧補償機能によって電力変換器１０を制御した場合におけるデルタ結線回路内でのアーム零相電圧Ｖｚと、循環電流Ｉｚおよび各相のアーム電流Ｉａｒｍとの関係は、第１の零相外乱電圧補償機能（図６参照）や第２の零相外乱電圧補償機能（図８参照）と同様であるため、詳細な説明は省略する。

【0077】

上記説明したように、第１の実施形態の電力変換装置１では、制御装置５０が、電力変換器１０内のＭＭＣ１２が備える各相に対応する相回路１２１のアーム電流Ｉａｒｍに基づいて、ＭＭＣ１２のデルタ結線回路内を流れる循環電流Ｉｚを算出する。そして、第１の実施形態の電力変換装置１では、制御装置５０が、算出した循環電流Ｉｚに基づいて、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓを抑制するようにそれぞれの半導体スイッチ部１２６を制御する。これにより、第１の実施形態の電力変換装置１では、ＭＭＣ１２が備えるそれぞれのセル１２５内の直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）をバランスさせるために不必要な零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚがデルタ結線回路に流れるのが抑制され、電力変換器１０が電力系統との連系点に出力（供給）する無効電力が補償される。これにより、第１の実施形態の電力変換装置１では、ＭＭＣ１２の動作（運転）の電力損失を抑制することができる。このことにより、第１の実施形態の電力変換装置１では、ＭＭＣ１２を構成するバッファリアクトル１２３や、セル１２５が備える半導体スイッチ部１２６や直流コンデンサ１２７（特に、受動素子）として、故障してしまったり、動作が不安定になってしまったりすることがないような定格値の高いものを使用する必要がなくなり、ＭＭＣ１２のコストの増加を抑えることができる。

【0078】

（第２の実施形態）
［電力変換装置の構成］
以下、第２の実施形態について説明する。図１０は、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。図１０にも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、電力系統に対して並列に設置（接続）され、電力系統に出力（供給）する無効電力を補償（調整）することによって電力系統の交流電力の安定化を図る電力変換装置２の一例を示している。電力変換装置２も、例えば、静止型無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）である。以下の説明においても、電力変換装置２と電力系統との接続箇所を連系点という。さらに、以下の説明においても、特に明言しない場合には、三相のそれぞれの相を区別しないものとする。図１０においては、第１の実施形態の電力変換装置１と同様の機能を有する構成要素については同一の符号を付して、再度の詳細な説明は省略する。

【0079】

電力変換装置２は、例えば、電力変換器２０と、制御装置５０と、を備える。電力変換器２０も、第１の実施形態の電力変換器１０と同様に、制御装置５０からの制御に応じて、連系点に交流電力（無効電力）を供給する、または連系点の無効電力を消費することによって、電力系統における系統電圧の安定化を図る。電力変換器２０が連系点に供給する、または消費する無効電力も、正相の無効電力または逆相の無効電力である。

【0080】

電力変換器２０は、例えば、変圧器２１と、モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）２２と、を備える。変圧器２１は、例えば、ＭＭＣ２２側の結線がデルタ形とされ、巻線の線間にＭＭＣ２２が備える後述するアームが直接接続される構成である。電力変換器２０も、第１の実施形態の電力変換器１０と同様に、制御装置５０からの制御に応じたＭＭＣ２２からの交流電圧を出力することにより、制御装置５０からの制御に応じた交流電流を流す。

【0081】

ＭＭＣ２２は、例えば、三相のそれぞれの相間に対応する三つの相回路２２１（相回路２２１＿ａ、２２１＿ｂ、および２２１＿ｃ）、を備える。ＭＭＣ２２では、それぞれの相回路２２１の両端が、変圧器２１における対応する相の変換器側端子に接続される。ＭＭＣ２２では、三つの相回路２２１が変圧器２１内で異なる相に接続されることによって、三つの相回路２２１がデルタ結線されたデルタ結線回路（以下、「デルタ結線回路Ａ」という）が構成されている。図１０には、変圧器２１内でのそれぞれの相回路２２１が結線される一例を示している。

【0082】

それぞれの相回路２２１は、例えば、電流検出器（図ではＣＴ）１２２と、アーム１２４と、を備える。図１０においても、第１の実施形態と同様に、相回路２２１、電流検出器１２２、およびアーム１２４のそれぞれの符号の後の「＿（アンダーバー）」に続く文字によって、それぞれの構成要素が対応する相を表している。

【0083】

相回路２２１では、第１の実施形態の相回路１２１からバッファリアクトル１２３が省略されている。このため、相回路２２１では、電流検出器１２２と、アーム１２４とが直列接続されている。しかし、電力変換器２０では、変圧器２１に含まれる漏れインピーダンス成分が、バッファリアクトル１２３の代わりの機能を担っている。このため、電力変換器２０でも、制御装置５０による半導体スイッチ部１２６のスイッチング制御によって、ＭＭＣ２２では、デルタ結線回路Ａに、各相のアーム１２４のアーム零相電圧Ｖｚと、バッファリアクトル１２３に代わる変圧器２１内の漏れインピーダンス成分とに応じた循環電流Ｉｚが流れる。つまり、電力変換器２０では、バッファリアクトル１２３に代わって、変圧器２１内の漏れインピーダンス成分が、デルタ結線回路Ａを流れる循環電流Ｉｚに寄与している。漏れインピーダンス成分は、特許請求の範囲における「インピーダンス成分」の一例である。

【0084】

このため、電力変換装置２においても、制御装置５０が、電力変換器２０の動作を制御する（つまり、ＭＭＣ２２の各アーム１２４内のセル１２５が備えるそれぞれの半導体スイッチ部１２６のスイッチング制御を行う）ことによって、電力変換器２０に、電力系統との連系点に無効電力を出力（供給）させる。この場合の制御装置５０における構成や、動作、処理は、第１の実施形態の制御装置５０と等価なものになるようにすればよい。

【0085】

上記説明したように、第２の実施形態の電力変換装置２でも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、制御装置５０が、電力変換器２０内のＭＭＣ２２が備える各相に対応する相回路２２１のアーム電流Ｉａｒｍに基づいて、ＭＭＣ２２のデルタ結線回路Ａ内を流れる循環電流Ｉｚを算出する。そして、第２の実施形態の電力変換装置２でも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、制御装置５０が、算出した循環電流Ｉｚに基づいて、アーム零相電圧Ｖｚに含まれる零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓを抑制するようにそれぞれの半導体スイッチ部１２６を制御する。これにより、第２の実施形態の電力変換装置２でも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、ＭＭＣ２２が備えるそれぞれのセル１２５内の直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）をバランスさせるために不必要な零相外乱電圧Ｖｚ＿ｄｉｓによる循環電流Ｉｚがデルタ結線回路Ａに流れるのが抑制され、電力変換器２０が電力系統との連系点に出力（供給）する無効電力が補償される。これにより、第２の実施形態の電力変換装置２でも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、ＭＭＣ２２の動作（運転）の電力損失を抑制することができる。このことにより、第２の実施形態の電力変換装置２でも、第１の実施形態の電力変換装置１と同様に、ＭＭＣ２２を構成するセル１２５が備える半導体スイッチ部１２６や直流コンデンサ１２７（特に、受動素子）として、故障してしまったり、動作が不安定になってしまったりすることがないような定格値の高いものを使用する必要がなくなり、ＭＭＣ２２のコストの増加を抑えることができる。

【0086】

電力変換装置２では、変圧器２１の２次側でＭＭＣ２２が備えるアーム１２４が結線されることにより、アーム１２４内のそれぞれのセル１２５と、変圧器２１内の漏れインピーダンス成分とを通って、循環電流Ｉｚがデルタ結線回路Ａを流れる構成を示した。しかし、電力変換装置２では、いずれかの箇所でデルタ結線がされていることによって、ＭＭＣ２２内のデルタ結線回路Ａに循環電流Ｉｚが流れる構成であれば、制御装置５０が同様にそれぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御することによって、同様の効果を得ることができる。

【0087】

さらに、電力変換装置２では、変圧器２１内でデルタ形の結線がされているある場合について説明したが、変圧器２１内の結線は、デルタ形の結線に限定されるものではない。例えば、変圧器２１内でオープンデルタ形の結線がされていたり、その他の結線がされていたりした場合でも、アーム１２４が備えるそれぞれのセル１２５内の直流コンデンサ１２７の電圧（充電量）が相対的に均一になるようにバランスさせるための循環電流Ｉｚが流れる構成であれば、変圧器２１内でいかなる形式で結線がされていても、制御装置５０が同様にそれぞれの半導体スイッチ部１２６をスイッチング制御することによって、同様の効果を得ることができる。

【0088】

上記に述べたとおり、各実施形態の電力変換装置では、制御装置が、アーム零相電圧に含まれる零相外乱電圧を抑制するように、それぞれのセルが備える半導体スイッチ部を制御する。より具体的には、各実施形態の電力変換装置では、制御装置が、電力変換器内のＭＭＣが備える各相に対応する相回路のアーム電流に基づいて、ＭＭＣのデルタ結線回路内を流れる循環電流を算出する。そして、各実施形態の電力変換装置では、制御装置が、算出した循環電流に基づいて零相外乱電圧補償機能を実行し、アーム零相電圧に重畳される零相外乱電圧を抑制するための循環電流制御出力を算出して、それぞれの半導体スイッチ部を制御するためのゲート信号を生成して出力する。これにより、各実施形態の電力変換装置では、ＭＭＣが備えるそれぞれのセル内の直流コンデンサの電圧（充電量）をバランスさせるために不必要な零相外乱電圧による循環電流がデルタ結線回路に流れるのが抑制され、電力変換器が電力系統との連系点に出力（供給）する無効電力が補償される。これにより、各実施形態の電力変換装置では、ＭＭＣの動作（運転）の電力損失を抑制することができる。このことにより、各実施形態の電力変換装置では、ＭＭＣを構成する受動素子として、故障してしまったり、動作が不安定になってしまったりすることがないような定格値の高いものを使用する必要がなくなり、ＭＭＣのコストの増加を抑えることができる。

【0089】

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、三相の電力系統に連系する電力変換装置（１）であって、電力系統のそれぞれの相間に対応する三つの相回路（１２１）がデルタ結線されたデルタ結線回路を備える電力変換器（１０）と、電力変換器の制御を行う制御装置（５０）と、を備え、相回路は、複数の自己消弧型の半導体スイッチング素子（１２６）と直流コンデンサ（１２７）とを備えるセル（１２５）が直列に複数接続されたアーム（１２４）と、インピーダンス成分（１２３）とが直列に接続され、直列に接続された回路の任意の位置にアームに流れるアーム電流（Ｉａｒｍ）を検出する電流検出器（１２２）を備え、制御装置は、アーム電流に基づいて、デルタ結線回路内を流れる循環電流（Ｉｚ）を検出し、検出した循環電流に含まれる所定の外乱成分（Ｖｚ＿ｄｉｓ）を抑制するように、電力変換器を制御することにより、デルタ結線形のモジュラー・マルチレベル変換器に流れる循環電流に含まれる外乱成分を抑制することができる電力変換装置を実現することができる。

【0090】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

【符号の説明】

【0091】

１，２・・・電力変換装置、１０，２０・・・電力変換器、１１，２１・・・変圧器、１２，２２・・・ＭＭＣ、１２１，１２１＿ａ，１２１＿ｂ，１２１＿ｃ，２２１，２２１＿ａ，２２１＿ｂ，２２１＿ｃ・・・相回路、１２２，１２２＿ａ，１２２＿ｂ，１２２＿ｃ・・・電流検出器、１２３，１２３＿ａ，１２３＿ｂ，１２３＿ｃ・・・バッファリアクトル、１２４，１２４＿ａ，１２４＿ｂ，１２４＿ｃ・・・アーム、１２５，１２５－１，１２５－ｎ，１２５ａ，１２５ｂ・・・セル、１２６，１２６－１，１２６－２，１２６－３，１２６－４・・・半導体スイッチ部、１２７・・・直流コンデンサ、５０，５０ａ，５０ｂ・・・制御装置、５００・・・加算器、５１０・・・補償器、５２０・・・加算器、５３０・・・加算器、５４０・・・特定次数成分抑制制御部、５４１・・・ｎ次調波成分振幅・位相抽出部、５４２・・・比例積分制御器、５４３・・・正弦波生成部、５５０・・・外乱オブザーバ部、５５１・・・補償器、５５２・・・加算器、５５３・・・ローパスフィルタ、５６０・・・繰り返し制御部、５６１・・・加算器、５６２・・・遅延部、５６３・・・ローパスフィルタ、５６４・・・補償器、５７０・・・加算器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】