特許 7617352 整合回路、ＲＦフロントエンド電力増幅回路及び移動通信機器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-01-09

(45)【発行日】2025-01-20

(54)【発明の名称】整合回路、ＲＦフロントエンド電力増幅回路及び移動通信機器

(51)【国際特許分類】

   H03H 7/38 20060101AFI20250110BHJP

   H03H 7/01 20060101ALI20250110BHJP

   H03F 3/24 20060101ALI20250110BHJP

   H03F 1/26 20060101ALI20250110BHJP

【ＦＩ】

H03H7/38 Z

H03H7/01 A

H03F3/24

H03F1/26

【請求項の数】 10

(21)【出願番号】P 2023536507

(86)(22)【出願日】2022-04-29

(65)【公表番号】

(43)【公表日】2024-01-04

(86)【国際出願番号】 CN2022090482

(87)【国際公開番号】W WO2023020014

(87)【国際公開日】2023-02-23

【審査請求日】2023-06-15

(31)【優先権主張番号】202110951884.9

(32)【優先日】2021-08-19

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(73)【特許権者】

【識別番号】521079271

【氏名又は名称】深▲せん▼▲飛▼▲驤▼科技股▲ふん▼有限公司

(74)【代理人】

【識別番号】100146374

【弁理士】

【氏名又は名称】有馬 百子

(74)【代理人】

【識別番号】110000291

【氏名又は名称】弁理士法人コスモス国際特許商標事務所

(72)【発明者】

【氏名】周 佳輝

(72)【発明者】

【氏名】龍 華

【審査官】東 昌秋

(56)【参考文献】

【文献】特表２０１７－５０１６５８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０２１－５０５０３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１１／０２４１７９８（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開平６－６１５２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０３Ｈ ７／００－７／５４

Ｈ０３Ｆ １／００－３／７２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＲＦフロントエンド電力増幅器に用いられる整合回路であって、
第１周波数において、インピーダンスが第１所定インピーダンスである第１インピーダンス整合器と、
第１インピーダンス整合器のフロントエンドとグランドとの間に架け渡され、第１周波数信号を通過させ、前記第１周波数よりも低い第２周波数の信号及び前記第１周波数信号の第１高調波信号のうちの少なくとも一方を抑制する第１バンドパスフィルタと、
第１インピーダンス整合器のバックエンドとグランドとの間に架け渡され、前記第１周波数信号の第２高調波信号を抑制する第１トラップと、
前記第１インピーダンス整合器のフロントエンドに接続される第１整合ユニットと、を含み、
第１バンドパスフィルタは、直列に接続された第１共振器及び第２共振器を含み、前記第１共振器は、並列に接続された第１インダクタ及び第１キャパシタを含み、前記第２共振器は、直列に接続された第２インダクタ及び第２キャパシタを含み、
前記第１整合ユニットは、直列に接続された第５インダクタと、第６インダクタと、第７インダクタと、第５キャパシタとを含み、
前記第１整合ユニットは、
第５インダクタと第６インダクタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第８インダクタ及び第６キャパシタと、
第６インダクタと第７インダクタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第９インダクタ及び第７キャパシタと、
第７インダクタと第５キャパシタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第１０インダクタ及び第８キャパシタと、をさらに含み、
前記第１周波数は１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ及び／又は１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ動作周波数帯域以内であり、
前記第２周波数は８２０ＭＨｚ～９２０ＭＨｚ周波数帯域以内であることを特徴とする整合回路。

【請求項2】

前記第１共振器と前記第２共振器は、前記第２周波数と前記第１高調波信号の周波数で直列共振することを特徴とする請求項１に記載の整合回路。

【請求項3】

前記第１インピーダンス整合器は、直列に接続された第３インダクタ及び第３キャパシタを含むことを特徴とする請求項１に記載の整合回路。

【請求項4】

前記第３インダクタ及び前記第３キャパシタは、前記第１周波数で共振することを特徴とする請求項３に記載の整合回路。

【請求項5】

前記第１トラップは、直列に接続された第４インダクタ及び第４キャパシタを含むことを特徴とする請求項１記載の整合回路。

【請求項6】

前記第４インダクタ及び前記第４キャパシタは、前記第２高調波信号の周波数で共振することを特徴とする請求項５に記載の整合回路。

【請求項7】

前記第１高調波信号は前記第１周波数信号の３次高調波であり、
前記第２高調波信号は前記第１周波数信号の２次高調波であり、
前記第１所定インピーダンスは５０オームであることを特徴とする請求項１に記載の整合回路。

【請求項8】

ＲＦフロントエンド電力増幅回路であって、
請求項１～７のいずれかに記載の整合回路と、
前記整合回路に接続されるＲＦ電力増幅器と、を含むことを特徴とするＲＦフロントエンド電力増幅回路。

【請求項9】

移動通信機器であって、
請求項８に記載の電力増幅回路を含むことを特徴とする移動通信機器。

【請求項10】

移動通信機器であって、
請求項１～７のいずれかに記載の整合回路を含むことを特徴とする移動通信機器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本願は、移動通信分野に属し、特に整合回路、ＲＦフロントエンド電力増幅回路及び移動通信機器に関する。

【背景技術】

【0002】

ＲＦ電力増幅器は、携帯電話通信システムの重要な構成部分とし、主に信号の増幅に用いられる。携帯電話通信システムの発展に伴い、携帯電話電力増幅器の放射電力に対する要求が高まっている。ＰＡ放射電力の向上はより高次の高調波及びより悪いスプリアス指標をもたらし、高調波及びスプリアスの悪化は通信の品質に深刻に影響し、そのため、ＰＡバックエンドの整合回路はＰＡの高調波及びスプリアスに対してより高い抑制能力を有する必要がある。

【0003】

現在、従来のＰＡ整合回路は、高調波抑制能力及び低周波スプリアス抑制能力が不足している。回路は比較的複雑であり、実現しにくく、技術的要件を満たすことが困難である。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0004】

これに鑑み、本願は、ＲＦフロントエンド電力増幅器に用いられる整合回路であって、第１周波数において、インピーダンスが第１所定インピーダンスである第１インピーダンス整合器と、第１インピーダンス整合器のフロントエンドとグランドとの間に架け渡され、第１周波数信号を通過させ、前記第１周波数よりも低い第２周波数の信号及び前記第１周波数信号の３逓倍信号のうちの少なくとも一方を抑制する第１バンドパスフィルタと、第１インピーダンス整合器のバックエンドとグランドとの間に架け渡され、前記第１周波数信号の２逓倍信号を抑制し、前記第１インピーダンス整合器と協働して１インピーダンスの整合を行う第１トラップと、前記第１インピーダンス整合器のフロントエンドに接続される第１整合ユニットと、を含み、第１バンドパスフィルタは、直列に接続された第１共振器及び第２共振器を含み、前記第１共振器は、並列に接続された第１インダクタ及び第１キャパシタを含み、前記第２共振器は、直列に接続された第２インダクタ及び第２キャパシタを含み、前記第１整合ユニットは、直列に接続された第５インダクタと、第６インダクタと、第７インダクタと、第５キャパシタとを含み、前記第１整合ユニットは、第５インダクタと第６インダクタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第８インダクタ及び第６キャパシタと、第６インダクタと第７インダクタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第９インダクタ及び第７キャパシタと、第７インダクタと第５キャパシタとの接続点とグランドとの間に架け渡される直列に接続された第１０インダクタ及び第８キャパシタと、をさらに含み、前記第１周波数は１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ及び／又は１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ動作周波数帯域以内であり、前記第２周波数は８２０ＭＨｚ～９２０ＭＨｚ周波数帯域以内である整合回路を提供する。

【0005】

任意選択的に、前記第１共振器と前記第２共振器は、前記第２周波数と前記第１高調波信号の周波数で直列共振する。

【0006】

任意選択的に、前記第１インピーダンス整合器は、直列に接続された第３インダクタ及び第３キャパシタを含む。

【0007】

任意選択的に、前記第３インダクタ及び前記第３キャパシタは、前記第１周波数で共振する。

【0008】

任意選択的に、前記第１トラップは、直列に接続された第４インダクタ及び第４キャパシタを含む。

【0009】

任意選択的に、前記第４インダクタ及び前記第４キャパシタは、前記第２高調波信号の周波数で共振する。

【0010】

任意選択的に、前記第１高調波信号は前記第１周波数信号の３次高調波であり、前記第２高調波信号は前記第１周波数信号の２次高調波であり、前記第１所定インピーダンスは５０オームである。

【0011】

本願は、前述した整合回路のいずれかと、前記整合回路に接続されるＲＦ電力増幅器と、を含むＲＦフロントエンド電力増幅回路をさらに提供する。

【0012】

本願は、前述した電力増幅回路のいずれか、又は前述した整合回路のいずれかと、を含む移動通信機器をさらに提供する。

【0013】

本願は、前述した電力増幅回路のいずれか、又は前述した整合回路のいずれかとを含むチップをさらに提供する。

【0014】

上記整合回路、電力増幅回路及び移動通信機器を利用すると、帯域内信号の高調波をより良好に抑制することができる。帯域内信号の２次高調波、３次高調波及びより高次の高調波に対して良好な抑制効果がある。また、該整合回路は低周波スプリアスノイズに対して良好な抑制効果がある。本願に係る整合回路を利用すると、高調波を抑制するとともに低周波スプリアスを最適化し、一石二鳥の作用を達成することができる。

【0015】

例えば、現在の移動通信機器は一般的に複数のモード信号を処理する必要があり、一般的にＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００信号を処理するとともに、ＧＳＭ周波数帯域信号を処理する必要がある。この移動機器内部では、ＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００の信号を処理する電力増幅回路にとって、ＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００の信号は帯域内信号である。帯域内信号の高調波信号とＧＳＭ周波数帯域信号は主な干渉源となる。本願に係る整合回路を利用すると、上記干渉源の干渉影響を効果的に抑制することができる。また、該回路は構造が簡単で、実現しやすい。

【0016】

本願の実施例における技術的解決手段をより明確に説明するために、以下、実施例の説明に必要な図面を簡単に紹介する。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】従来技術におけるＲＦフロントエンド電力増幅回路のトポロジー構造概略図を示す。

【図2】本願の実施例に係る例示的な整合回路を示す。

【図3】図２に示される整合回路におけるバンドパスフィルタ１１の伝送ゲインカーブを示す。

【図4】図２に示される整合回路の別のトポロジー構造概略図を示す。

【図5】図１に示される電力増幅回路への図２に示される整合回路のカスケード接続の有無の場合におけるゲイン比較波形の概略図を示す。

【図6】本願の別の実施例のＲＦフロントエンド電力増幅回路のトポロジー構造概略図を示す。

【発明を実施するための形態】

【0018】

図１は従来技術におけるＲＦフロントエンド電力増幅回路のトポロジー構造概略図を示す。

【0019】

図１に示すように、従来のＲＦフロントエンド電力増幅回路は、電力増幅器ＰＡと、Ｌ_０１～Ｌ_０３、Ｃ_０１～Ｃ_０４、Ｌ_１～Ｌ_３からなるフィルタ回路とを含んでもよい。

【0020】

従来、移動通信機器は、一般に、複数種の通信信号を統合して処理する必要がある。例えば、移動通信信号は、ＤＣＳ１８００（１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ）動作周波数帯域、ＰＳＣ１９００（１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ）動作周波数帯域及びＧＳＭ（８２０ＭＨｚ～９２０ＭＨｚ）動作周波数帯域における少なくとも２つを含む複数のモード信号を同時に処理する必要がある。

【0021】

図１に示す回路がＤＣＳ１８００（１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ）及び／又はＰＳＣ１９００（１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ）を処理する電力増幅回路である場合、帯域内信号としては、ＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００がある。帯域内信号の高調波及びＧＳＭ周波数帯域信号は該回路の主な干渉源となる。

【0022】

図１に示される回路では、帯域内信号の高調波ノイズやＧＳＭ周波数帯域信号を含む低周波スプリアスノイズに対する抑制が不十分であるため、ニーズに応えることが困難である。図１に示す回路に基づき、本願は図２に示される整合回路を提供する。

【0023】

図２は本願の実施例に係る例示的な整合回路を示す。

【0024】

図２に示すように、整合回路１０００は、インピーダンス整合器１２と、バンドパスフィルタ１１と、トラップ１３とを含んでもよい。任意選択的に、整合回路はＲＦ電力増幅回路の出力端に設けられてもよい。任意選択的に、整合回路１０００は図１に示される回路の出力端に接続されもよい。

【0025】

インピーダンス整合器１２はインピーダンスを整合することに用いられ得る。第１周波数において、インピーダンス整合器１２のインピーダンスは第１所定インピーダンスである。任意選択的に、該第１所定インピーダンスは５０Ωであってもよい。第１周波数は、整合回路１０００に接続される電力増幅回路の動作周波数の範囲内であってもよい。例えば、その動作周波数範囲の中心周波数であってもよい。任意選択的に、該動作周波数の範囲は、ＤＣＳ１８００（１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ）周波数帯域及び／又はＰＳＣ１９００（１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ）周波数帯域を含んでもよい。任意選択的に、インピーダンス整合器１２は、直列に接続されたインダクタＬ_３（第３インダクタ）とキャパシタＣ_３（第３キャパシタ）とを含んでもよい。任意選択的に、インダクタＬ_３及びキャパシタＣ_３は、第１周波数付近で共振してもよい。任意選択的に、整合回路１０００の入力インピーダンス及び出力インピーダンスが第１所定インピーダンスとなるように、インダクタＬ_４及びキャパシタＣ_４のパラメータに応じてインダクタＬ_３及びキャパシタＣ_３のパラメータ値を設定してもよい。

【0026】

図２に示すように、バンドパスフィルタ１１は、インピーダンス整合器１２のフロントエンドとグランドとの間に架け渡されてもよい。バンドパスフィルタ１１は、第１周波数信号を通過させることができ、第１周波数信号の第１高調波及び第２周波数付近のノイズ信号を抑制することができる。第１高調波は、前記第１周波数信号の３次高調波であってもよい。第２周波数はＧＳＭ（８２０ＭＨｚ～９２０ＭＨｚ）周波数帯域以内であってもよい。任意選択的に、バンドパスフィルタ１１は、直列に接続された共振器１１１及び共振器１１２を含んでもよい。任意選択的に、共振器１１１は、並列に接続されたキャパシタＣ_１（第１キャパシタ）及びインダクタＬ_１（第１インダクタ）を含んでもよい。共振器１１２は、直列に接続されたキャパシタＣ_２（第２キャパシタ）及びインダクタＬ_２（第２インダクタ）を含んでもよい。

【0027】

任意選択的に、共振器１１１は、第２周波数と第１高調波周波数との間の周波数で共振してもよく、第１高調波周波数は第１周波数の３逓倍であってもよい。共振器１１２は、第２周波数と第１高調波周波数との間の周波数でも共振可能である。任意選択的に、共振器１１１と共振器１１２は同じ周波数で共振してもよい。任意選択的に、共振器１１１と共振器１１２は、第２周波数と第１高調波周波数で直列共振してもよい。例えば、共振器１１１のインピーダンスは、

【数1】

で表されてもよい。

【0028】

共振器１１２のインピーダンスは、

【数2】

で表されてもよい。

【0029】

【数3】

である場合、式（１）から、共振器１１１がω_αで共振していることがわかる。ω＜ω_αである場合、Ｚ_１１１は容量性を示し、ω＞ω_αである場合、Ｚ_１１１は誘導性を示す。式（２）から、共振器１１２がω_βで共振していることがわかる。ω＜ω_βである場合、Ｚ_１１２は誘導性を示し、ω＞ω_βである場合、Ｚ_１１２は容量性を示す。任意選択的に、共振器１１１と共振器１１２は、同じ周波数、すなわち、Ｌ_１Ｃ_１＝Ｌ_２Ｃ_２で共振してもよい。

【0030】

バンドパスフィルタ１１のインピーダンスは、

【数4】

で表されてもよい。

【0031】

明らかに、ωに関する方程式

【数5】

には４つのルートが存在することは明らかである。この４つのルートは２対に分けることができ、各対のルートは互いに逆数である。上記２対のルートがそれぞれ第２周波数と第１高調波周波数に対応するように、キャパシタＣ_１、Ｃ_２及びインダクタＬ_１、Ｌ_２のパラメータを適宜設定することができる。すなわち、バンドパスフィルタ１１が第２周波数近傍及び第１高調波周波数近傍にあるときのバンドパスフィルタ１１のインピーダンスＺ１１を０に近づけるほど非常に小さくすることができる。これにより、バンドパスフィルタ１１は第２周波数及び第１高調波の周波数を大きく減衰させる。

【0032】

図３は、図２に示される整合回路におけるバンドパスフィルタ１１の伝送ゲインカーブを示す。

【0033】

図３に示すように、１１Ａ１は共振器１１１を単独でフィルタとした伝送ゲインカーブである。１１Ａ２は共振器１１２を単独でフィルタとした伝送ゲインカーブである。１１Ａはバンドパスフィルタ１１の伝送ゲインカーブである。図３から分かるように、バンドパスフィルタ１１は周波数ｍ６＝８００ＭＨｚ（第２周波数付近）での伝送ゲインが－２０.５９８ｄＢである。すなわち、バンドパスフィルタ１１は、８００ＭＨｚ周波数に対して２０ｄＢを超える減衰がある。バンドパスフィルタ１１は、周波数ｍ１０＝４.９３ＧＨｚでの伝送ゲインが－１６.７０５ｄＢ、周波数ｍ１１＝５.６７ＧＨｚでの伝送ゲインが－１４.４５ｄＢである。すなわち、バンドパスフィルタ１１は、周波数範囲４.９３～５.６７ＧＨｚ（第１高調波周波数付近）での減衰が１４ｄＢより大きい。バンドパスフィルタ１１は、第２周波数付近及び第１高調波周波数付近に対して明らかな減衰作用があることが分かる。

【0034】

図２に示すように、トラップ１３はインピーダンス整合器１２のバックエンドとグランドとの間に架け渡されてもよい。トラップ１３は、インピーダンス整合器１２と協働してインピーダンス整合を行うことができる。第１周波数信号の第２高調波を抑制することに用いることもできる。任意選択的に、第２高調波は、第１周波数信号の２次高調波であってもよい。トラップ１３は、直列に接続されたキャパシタＣ_４（第４キャパシタ）とインダクタＬ_４（第４インダクタ）とを含んでもよい。任意選択的に、キャパシタＣ_４及びインダクタＬ_４は、第２高調波の周波数付近で共振してもよい。

【0035】

任意選択的に、整合回路１０００は電力増幅器の出力端とアンテナとの間に設けられてもよい。

【0036】

図４は、図２に示される整合回路の別のトポロジー構造概略図を示す。

【0037】

任意選択的に、整合回路１０００は、第１整合ユニット（図示せず）をさらに含んでもよい。第１整合ユニットは、インピーダンス整合器１２のフロントエンドに接続されてもよい。第１整合ユニットは、直列に接続されたインダクタＬ_５（第５インダクタ）、インダクタＬ_６（第６インダクタ）、インダクタＬ_７（第７インダクタ）及びキャパシタＣ_５（第５キャパシタ）を含んでもよい。

【0038】

第１整合ユニットは、直列に接続されたインダクタＬ_８（第８インダクタ）及びキャパシタＣ_６（第６キャパシタ）をさらに含んでもよい。直列に接続されたインダクタＬ_８及びキャパシタＣ_６は、インダクタＬ_５とインダクタＬ_６との接続点とグランドとの間に架け渡されてもよい。前記第１整合回路は、直列に接続されたインダクタＬ_９（第９インダクタ）及びキャパシタＣ_７（第７キャパシタ）をさらに含んでもよい。直列に接続されたインダクタＬ_９及びキャパシタＣ_６は、インダクタＬ_６とインダクタＬ_７との接続点とグランドとの間に架け渡されてもよい。前記第１整合回路は、直列に接続されたインダクタＬ_１０（第１０インダクタ）及びキャパシタＣ_８（第８キャパシタ）をさらに含んでもよい。直列に接続されたインダクタＬ_１０及びキャパシタＣ_８は、インダクタＬ_７とキャパシタＣ_５との接続点とグランドとの間に架け渡されてもよい。

【0039】

図５は、図１に示される電力増幅回路への図２に示される整合回路のカスケード接続の有無の場合におけるゲイン比較波形の概略図を示す。

【0040】

図５に示すように、カーブ１４１は図１に示される回路のゲインカーブであり、カーブ１４２は、図１に示される、回路に整合回路１０００にカスケード接続されたときのゲインカーブである。

【0041】

図５に示すように、周波数ｍが１＝１.７ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して１.０９８ｄＢ減衰し、周波数ｍが２＝２ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して１.５４７ｄＢ減衰する。すなわち、信号の周波数範囲が１.７～２ＧＨｚ（動作周波数の範囲）である信号については、整合回路１０００による減衰量は無視できるほど小さい。

【0042】

図５に示すように、周波数がｍ３＝９２０ＭＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して１５.５４１ｄＢ減衰し、周波数ｍが３＝８２０ＭＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して１８.６３１ｄＢ減衰する。すなわち、整合回路１０００は、周波数範囲が８２０～９２０ＭＨｚ（ＧＳＭ信号）であるノイズ信号に対して、１５ｄＢ以上の減衰を生じさせることができる。

【0043】

図５に示すように、周波数がｍ８＝３.４ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して７２.６６７ｄＢ減衰し、周波数がｍ１８＝３.８４ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して７４.０９６ｄＢ減衰する。すなわち、整合回路１０００は、周波数範囲が３.４～３.８４ＧＨｚ（動作周波数の２次高調波）である高調波ノイズに対して７０ｄＢ以上の抑制効果を生じさせることができる。

【0044】

図５に示すように、周波数がｍ１９＝５.１３ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して６９.８７２ｄＢ減衰し、周波数がｍ２０＝５.７３ＧＨｚである場合、カーブ１４２はカーブ１４１に対して７０.３ｄＢ減衰する。すなわち、整合回路１０００は、周波数範囲が５.１３～５.７３ＧＨｚ（動作周波数の３次高調波）である高調波ノイズに対して約７０ｄＢの抑制効果を生じさせることができる。

【0045】

図６は、本願の別の実施例のＲＦフロントエンド電力増幅回路のトポロジー構造概略図を示す。

【0046】

図６に示すように、電力増幅回路２０００は、電力増幅器２１、フィルタ回路２２及び整合回路２３を含んでもよい。フィルタ回路２２及び整合回路２３は電力増幅器２１の出力端にカスケード接続される。フィルタ回路２２と電力増幅器２１は、従来技術におけるＲＦフロントエンド電力増幅回路を構成する。整合回路は、前述した整合回路のいずれかであってもよい。

【0047】

任意選択的に、電力増幅回路２０００が処理した帯域内信号は、ＤＣＳ１８００（１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ）周波数帯域信号及び／又はＰＳＣ１９００（１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ）周波数帯域信号を含んでもよい。整合回路２３は、当該帯域内信号の高調波に対する抑制と、ＧＳＭ帯域を含む低周波ノイズに対する抑制とを強化することができる。

【0048】

本願は、前述した整合回路のいずれか、又は前述した電力増幅回路のいずれかを含む移動通信機器をさらに提供する。任意選択的に、該移動通信機器は、携帯電話、タブレット及びノートパソコン等を含んでもよい。任意選択的に、該移動通信機器は、ＧＳＭ周波数帯域信号とＤＣＳ１８００（１.７１０ＧＨｚ～１.７８５ＧＨｚ）周波数帯域信号を同時に処理することができる。又は、該移動通信機器は、ＧＳＭ周波数帯域信号とＰＳＣ１９００（１.８５０ＧＨｚ～１.９１０ＧＨｚ）周波数帯域信号を同時に処理することができる。

【0049】

本願は、前述した電力増幅回路のいずれか、又は前述した整合回路のいずれかを含むチップをさらに提供する。

【0050】

上記整合回路、電力増幅回路及び移動通信機器を利用すると、帯域内信号の高調波をより良好に抑制することができる。帯域内信号の２次高調波、３次高調波及びより高次の高調波に対して良好な抑制効果を有する。また、該整合回路は低周波スプリアスに対して良好な抑制効果を有する。本願に係る整合回路を利用すると、高調波を抑制するとともに低周波スプリアスを最適化し、一石二鳥の作用を達成することができる。

【0051】

例えば、従来の移動通信機器は一般的に複数のモード信号を処理する必要があり、一般的にＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００信号を処理するとともに、ＧＳＭ周波数帯域信号を処理する必要がある。この移動機内部では、ＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００の信号を処理する電力増幅回路にとって、ＤＣＳ１８００及び／又はＰＳＣ１９００の信号は帯域内信号である。帯域内信号の高調波信号とＧＳＭ周波数帯域信号は主な干渉源となる。本願に係る整合回路を利用すると、上記干渉源の干渉影響を効果的に抑制することができる。また、該回路は構造が簡単で、実現しやすい。

【0052】

以上は本願の実施例について詳細に説明し、本明細書では具体例を応用して本願の原理及び実施形態について説明したが、以上の実施例の説明は本願の方法及びその核心思想の理解を助けるためのものに過ぎない。また、当業者が本願の思想に基づき、本願の具体的な実施形態及び応用範囲で行った変更又は変形はすべて本願の保護範囲に属する。以上説明したように、本明細書の内容は本願を限定するものと解釈すべきではない。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】