特許 7634807 回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-02-14

(45)【発行日】2025-02-25

(54)【発明の名称】回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/22 20160101AFI20250217BHJP

   H02P 21/05 20060101ALI20250217BHJP

【ＦＩ】

H02P21/22

H02P21/05

【請求項の数】 16

(21)【出願番号】P 2023555944

(86)(22)【出願日】2021-10-27

(86)【国際出願番号】 JP2021039617

(87)【国際公開番号】W WO2023073823

(87)【国際公開日】2023-05-04

【審査請求日】2023-10-30

(73)【特許権者】

【識別番号】324003048

【氏名又は名称】三菱電機モビリティ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100161207

【弁理士】

【氏名又は名称】西澤 和純

(74)【代理人】

【識別番号】100206081

【弁理士】

【氏名又は名称】片岡 央

(74)【代理人】

【識別番号】100188673

【弁理士】

【氏名又は名称】成田 友紀

(74)【代理人】

【識別番号】100188891

【弁理士】

【氏名又は名称】丹野 拓人

(72)【発明者】

【氏名】森 辰也

(72)【発明者】

【氏名】藤本 千明

(72)【発明者】

【氏名】石川 光亮

【審査官】谿花 正由輝

(56)【参考文献】

【文献】特開２０２１－１４１６２９（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０２０－０７８１０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００８－１４１８６８（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０２１－０９７５２６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０２０－１８４８５５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｐ ２１／２２

Ｈ０２Ｐ ２１／０５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

回転機に電圧を印加するインバータと、
前記インバータに設けられ、前記回転機を流れる電流である回転機電流を検出する電流検出器と、
前記回転機の制御指令に基づいて、前記インバータに対して前記電圧の指令値である電圧指令値を出力する制御器と、
を備え、
前記制御器は、
前記制御指令に基づいてトルク電流指令値を演算するトルク電流指令値生成器と、
弱め界磁電流指令値を算出する弱め界磁電流指令値生成器と、
前記トルク電流指令値と前記弱め界磁電流指令値とに基づき前記電圧指令値を演算する電圧指令値演算器と、
を有し、
前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記インバータの変調率を、前記電流検出器が少なくとも二相の前記回転機電流の検出が可能な第１閾値に制限する第１弱め界磁電流指令値を前記弱め界磁電流指令値として出力する、
回転機の制御装置。

【請求項2】

前記インバータは、上アームに位置するスイッチング素子及び下アームに位置するスイッチング素子を備え、
前記電流検出器は、前記上アームに位置するスイッチング素子若しくは前記下アームに位置するスイッチング素子に直列に、又は直流母線に直列に設けられる、
請求項１記載の回転機の制御装置。

【請求項3】

前記電流検出器は、前記インバータの各相の前記下アームに位置するスイッチング素子に直列に設けられて三相の前記回転機電流を検出するものであって、
前記第１閾値は、前記電流検出器が三相の前記回転機電流の検出が可能な前記インバータの変調率に設定されている、
請求項２記載の回転機の制御装置。

【請求項4】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記第１弱め界磁電流指令値を、前記回転機の回転速度及び前記インバータの直流母線電圧に基づいて算出する、請求項１から請求項３の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項5】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記第１弱め界磁電流指令値を、前記回転機電流に応じた前記電圧指令値から得られる変調率に基づいて算出する、請求項１から請求項４の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項6】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の制御装置において、少なくとも１か所に過熱保護制限がかかったときに前記第１弱め界磁電流指令値を制限する、請求項１から請求項５の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項7】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の制御装置の少なくとも１か所の故障を検知したときに前記第１弱め界磁電流指令値を制限する、請求項１から請求項６の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項8】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の回転速度が閾値より低いときに前記第１弱め界磁電流指令値を制限する、請求項１から請求項７の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項9】

前記制御器は、前記第１弱め界磁電流指令値が制限値に到達したら、前記インバータの変調率を正弦波ＰＷＭ変調範囲に制限可能な第２閾値に制限する第２弱め界磁電流指令値を出力する、請求項１から請求項８の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項10】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記トルク電流指令値と、前記回転機又は前記インバータの定格電流とに基づいて前記第１弱め界磁電流指令値を制限するとともに、制限された前記第１弱め界磁電流指令値と前記第２弱め界磁電流指令値のうちの小さい方を、前記弱め界磁電流指令値として出力する、請求項９記載の回転機の制御装置。

【請求項11】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記第２弱め界磁電流指令値を、前記回転機の回転速度及び前記インバータの直流母線電圧に基づいて算出する、請求項９又は請求項１０記載の回転機の制御装置。

【請求項12】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記第２弱め界磁電流指令値を、前記回転機電流に応じた前記電圧指令値から得られる変調率に基づいて算出する、請求項９又は請求項１０記載の回転機の制御装置。

【請求項13】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の制御装置において、少なくとも１か所に過熱保護制限がかかったときに前記第２弱め界磁電流指令値を制限する、請求項９から請求項１２の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項14】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の制御装置の少なくとも１か所の故障を検知したときに前記第２弱め界磁電流指令値を制限する、請求項９から請求項１３の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項15】

前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記回転機の回転速度が閾値より低いときに前記第２弱め界磁電流指令値を制限する、請求項９から請求項１４の何れか一項に記載の回転機の制御装置。

【請求項16】

ステアリングの操舵トルクを検出するトルク検出器と、
前記ステアリングに対して操舵補助トルクを発生させる回転機と、
前記トルク検出器が検出した前記操舵トルクに応じて、前記回転機の駆動を制御する請求項１から請求項１５の何れか一項に記載の回転機の制御装置と、
を備える電動パワーステアリング装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から、回転機の運転範囲（速度－トルク特性の範囲）を拡大する技術として、弱め界磁制御が知られている。この弱め開示制御は、端的にいうと、界磁の力を弱めて回転機に流れる電流を確保することで、速度上昇に伴うトルクの低下幅を抑制するものである。

【0003】

以下の特許文献１には、従来の弱め界磁制御の一例が開示されている。この弱め界磁制御は、変調率指令値が最大変調率より小さい値を採るときに開始され、弱め界磁制御が開始されるタイミングと、正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）パターンによる非同期ＰＷＭ制御と５パルス制御との移行タイミングとを異ならせるものである。このような制御を行うことで、非同期ＰＷＭ制御と５パルス制御とがチャタリングすることをなくすようにしている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【文献】特許第４７１５５７６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、上述した特許文献１に記載された技術では、非同期ＰＷＭ制御と５パルス制御等の同期ＰＷＭ制御とを安定に切り替えるための弱め界磁制御が開始されるタイミングについての言及がなされている。しかしながら、上述した特許文献１に記載された技術では、電流検出器としてのシャント抵抗を備えるインバータにおける電流検出方式を採用した場合において、正しく電流を検出するために必要な弱め界磁制御のタイミングについて何ら言及されていない。

【0006】

このため、上述した特許文献１に記載された技術を、シャント抵抗を備えるインバータを用いた回転機の制御装置に搭載しても、回転機に流れる電流を正しく検出できない。このように、回転機に流れる電流を正しく検出できないと、電流の検出誤差に起因して回転機の出力トルクの精度が悪化し、振動・騒音が大きくなってしまうという問題がある。

【0007】

本開示は上記事情に鑑みてなされたものであり、回転機に流れる電流を正しく検出することで、回転機の出力トルクの精度向上及び振動・騒音の低減を図ることができる回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本開示の一態様による回転機の制御装置は、回転機に電圧を印加するインバータと、前記インバータに設けられ、前記回転機を流れる電流である回転機電流を検出する電流検出器と、前記回転機の制御指令に基づいて、前記インバータに対して前記電圧の指令値である電圧指令値を出力する制御器と、を備え、前記制御器は、前記制御指令に基づいてトルク電流指令値を演算するトルク電流指令値生成器と、弱め界磁電流指令値を算出する弱め界磁電流指令値生成器と、前記トルク電流指令値と前記弱め界磁電流指令値とに基づき前記電圧指令値を演算する電圧指令値演算器と、を有し、前記弱め界磁電流指令値生成器は、前記インバータの変調率を、前記電流検出器が少なくとも二相の前記回転機電流の検出が可能な第１閾値に制限する第１弱め界磁電流指令値を前記弱め界磁電流指令値として出力する。

【0009】

また、本開示の一態様による電動パワーステアリング装置は、ステアリングの操舵トルクを検出するトルク検出器と、前記ステアリングに対して操舵補助トルクを発生させる回転機と、前記トルク検出器が検出した前記操舵トルクに応じて、前記回転機の駆動を制御する上記の回転機の制御装置と、を備える。

【発明の効果】

【0010】

本開示によれば、インバータに設けられた電流検出器を用いて二相の回転機電流を正しく検出することでき、これにより回転機の出力トルクの精度向上及び振動・騒音の低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本開示の実施の形態１による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。

【図2】実施の形態１における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。

【図3】実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。

【図4】実施の形態１における両端電圧の変化の一例を示す図である。

【図5】実施の形態１において、修正電圧指令が変化した場合に生成されるスイッチング信号の一例を示す図である。

【図6】実施の形態１において、修正電圧生成器で行われる処理を示すフローチャートである。

【図7】実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。

【図8】実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の他の例を示す図である。

【図9】本開示の実施の形態２による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。

【図10】本開示の実施の形態３による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。

【図11】実施の形態３における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。

【図12】本開示の実施の形態４による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。

【図13】実施の形態４における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。

【図14】実施の形態４において、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器で行われる処理の物理的意味を説明する図である。

【図15】実施の形態４における電流指令値演算器の動作を説明するための図である。

【図16】本開示の実施の形態５による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。

【図17】実施の形態５において、電流検出器において電流を判別するために用いられるテーブルの一例を示す図である。

【図18】実施の形態５において、修正電圧生成器で行われる処理を示すフローチャートである。

【図19】実施の形態５において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。

【図20】実施の形態５において、制御器から出力されるスイッチング信号の一例を示す図である。

【図21】実施の形態５において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の他の例を示す図である。

【図22】本開示の実施の形態６による回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置の要部構成を示すブロック図である。

【図23】実施の形態６における回転機のトルク－回転数特性の一例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、図面を参照して、本開示の実施の形態による回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置について詳細に説明する。

【0013】

〔実施の形態１〕
図１は、本開示の実施の形態１による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。図１に示す通り、本実施の形態による回転機の制御装置１は、回転子位置検出器１１、インバータ１２、及び制御器１３を備えており、外部から入力される制御指令としてのトルク指令Ｔ_ｒｅｆに基づいて、回転機１０を制御する。

【0014】

ここで、回転機の制御装置１の制御対象である回転機１０は、三相の巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを有する三相交流回転機である。この回転機１０は、例えば、永久磁石同期回転機、巻線界磁同期回転機、誘導回転機、シンクロナスリラクタンスモータの何れであってもよい。

【0015】

回転子位置検出器１１は、レゾルバ、エンコーダ、ＭＲ（磁気抵抗）センサ等を備えており、これらを用いて回転機１０の回転子の回転子位置θを検出する。尚、本実施の形態では、回転子位置検出器１１を用いて回転機１０の回転子位置θを検出する例について説明するが、回転子位置検出器１１を用いることなく回転機１０の回転子位置θを推定するようにしてもよい。つまり、本開示において、回転機１０の回転子位置θの情報は必要であるが、回転子位置検出器１１を備えることは必須ではない。

【0016】

インバータ１２は、制御器１３の制御の下で直流電源ＢＴから供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を回転機１０に供給する。尚、直流電源ＢＴは、バッテリー、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等の直流電力を供給するために必要な全ての機器を含む。直流電源ＢＴの出力電圧（直流母線電圧）は、Ｖｄｃであるとする。

【0017】

インバータ１２は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ、及びシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ（電流検出器）を備える。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは、直流電源ＢＴの正極に接続されている。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐにそれぞれ接続されているとともに、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗをそれぞれ介して直流電源ＢＴの負極に接続されている。

【0018】

ここで、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、及びシャント抵抗ＲｕによってＵ相の直列回路が形成されている。このＵ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｕｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｕに接続されている。

【0019】

また、上アームスイッチング素子Ｓｖｐ、下アームスイッチング素子Ｓｖｎ、及びシャント抵抗ＲｖによってＶ相の直列回路が形成されている。このＶ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｖｐと下アームスイッチング素子Ｓｖｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｖに接続されている。

【0020】

また、上アームスイッチング素子Ｓｗｐ、下アームスイッチング素子Ｓｗｎ、及びシャント抵抗ＲｗによってＷ相の直列回路が形成されている。このＷ相の直列回路では、上アームスイッチング素子Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｗｎとの接続点が、回転機１０の巻線Ｗに接続されている。

【0021】

上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等の半導体スイッチを用いることができる。

【0022】

上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐがそれぞれ入力される。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎには、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎがそれぞれ入力される。上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、制御器１３から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎによって、オン状態又はオフ状態になる。以下、スイッチング信号Ｇｕｐ，Ｇｖｐ，Ｇｗｐ，Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎを総称する場合には、「スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎ」と表記することがある。

【0023】

例えば、スイッチング信号Ｇｕｐが「オン指令（＝１）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオン状態になり、スイッチング信号Ｇｕｐが「オフ指令（＝０）」である場合に上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオフ状態になる。他のスイッチング素子（上アームスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及び下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）についても同様である。このようにして、インバータ１２は、直流電源ＢＴから供給される直流電力から、回転機１０に供給する交流電力を生成する。

【0024】

シャント抵抗Ｒｕは、回転機１０の巻線Ｕに流れる電流（回転機電流）ｉｕに比例した両端電圧ＶＲｕ（＝－Ｒｕ×ｉｕ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｖは、回転機１０の巻線Ｖに流れる電流（回転機電流）ｉｖに比例した両端電圧ＶＲｖ（＝－Ｒｖ×ｉｖ）を制御器１３に出力する。シャント抵抗Ｒｗは、回転機１０の巻線Ｗに流れる電流（回転機電流）ｉｗに比例した両端電圧ＶＲｗ（＝－Ｒｗ×ｉｗ）を制御器１３に出力する。

【0025】

ここで、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗは、回転機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの抵抗値とを乗算して得られる値であり、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに比例した量である。このため、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗは、電流を検出した値（回転機電流の検出値）といえる。尚、インバータ１２は、回転機１０と一体化されていてもよい（尚、一体化されたのをパワーパックと呼ぶ）。

【0026】

制御器１３は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗ、及び回転子位置θを入力とし、これらに基づいてインバータ１２を駆動するスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。制御器１３は、例えば、マイコン又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の離散時間演算器により実現されるＰＷＭ制御器である。制御器１３は、電流指令値演算器２１、電流検出器２２、座標変換器２３、電流制御器２４（電圧指令値演算器）、座標変換器２５（電圧指令値演算器）、修正電圧生成器２６（電圧指令値演算器）、ＰＷＭ信号生成器２７（電圧指令値演算器）、及び速度演算器２８を備える。

【0027】

電流指令値演算器２１は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆに基づいて、回転機１０に通電する電流の指令値（目標値）である電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆを演算する。例えば、回転機１０が永久磁石同期回転機である場合には、電流指令値演算器２１は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆ、直流母線電圧Ｖｄｃ、及び回転子位置θに加えて、速度演算器２８によって得られた回転機１０の回転角速度ωを用いて、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆを演算する。

【0028】

図２は、実施の形態１における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。図２に示す通り、電流指令値演算器２１は、トルク指令値生成器３１（トルク電流指令値生成器）、弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２（弱め界磁電流指令値生成器）、弱め界磁用目標電圧演算器３３（弱め界磁電流指令値生成器）、及び第１弱め界磁電流指令値演算器３４（弱め界磁電流指令値生成器）を備える。

【0029】

トルク指令値生成器３１は、制御指令（ここではトルク指令Ｔ_ｒｅｆ）からトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを得る。例えば、回転機１０が突極性のない又は小さい回転機である場合には、トルク指令値生成器３１は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆに回転機１０のトルク係数Ｋｔの逆数（１／Ｋｔ）を乗算することでトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを得ればよい。これに対し、回転機１０が突極性の大きい回転機である場合には、トルク指令値生成器３１は、リラクタンストルクを考慮して、トルク指令Ｔ_ｒｅｆからトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを得るようにしてもよい。

【0030】

弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ及び回転角速度ωに基づいて弱め界磁用ｑ軸電圧Ｖ１を得る。ここで、Ｒ，φはそれぞれ、回転機１０の巻線抵抗、鎖交磁束である。図２中の弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２を示すブロックに示された式は、「永久磁石同期回転機におけるｑ軸電圧において、回転機１０のインダクタンスＬとｑ軸電流微分値ｄｉｑ／ｄｔの乗算項を除いたもの」に等しい。

【0031】

弱め界磁用目標電圧演算器３３は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、回転角速度ω、直流母線電圧Ｖｄｃ、及びインバータ１２の変調率における第１閾値Ｋｄｃ_１を用いて、弱め界磁用目標電圧Ｖ０を得る。ここで、第１閾値Ｋｄｃ_１は以下の（１）式で与えられる。
Ｋｄｃ_１＝Ｔｍｉｎ／Ｔｃ …（１）

【0032】

上記（１）式中のＴｃは、キャリア三角波の周期であり、Ｔｍｉｎは、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗによって正しく回転機電流が検出可能な下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間の閾値（最小値）である。尚、これらの詳細については後述する。

【0033】

図２中の弱め界磁用目標電圧演算器３３を示すブロックに示された式は、右辺第１項が「インバータ１２が出力する線間電圧実効値Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ×Ｋｄｃ_１／２^0.5）の２乗」、右辺第２項が「永久磁石同期回転機におけるｄ軸電圧において、ｄ軸電流ｉｄによる電圧降下項を除いたものの２乗」に等しい。この式は、平方根を含んでいる。制御器１３の処理負荷を下げたい場合は、この式に対して、テーラー展開、マクローリン展開を用いて近似してもよい。

【0034】

第１弱め界磁電流指令値演算器３４は、図２中の第１弱め界磁電流指令値演算器３４を示すブロックに示された式に従って、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を出力する。具体的に、第１弱め界磁電流指令値演算器３４は、弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２によって得られた弱め界磁用ｑ軸電圧Ｖ１と、弱め界磁用目標電圧演算器３３によって得られた弱め界磁用目標電圧Ｖ０とを比較する。そして、Ｖ１＞Ｖ０なる関係であれば、第１弱め界磁電流指令値演算器３４は、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１として、以下の（２）式で求められる値を出力する。
ｉｄ_ｒｅｆ１＝（Ｖ０－Ｖ１）／（ω・Ｌ） …（２）
これに対し、Ｖ１＞Ｖ０なる関係が満たされなかった場合には、第１弱め界磁電流指令値演算器３４は、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１として「０」を出力する。

【0035】

次に、図１に示すＰＷＭ信号生成器２７について説明する。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧生成器２６から出力された修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′に基づいて、ＰＷＭ変調されたスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを出力する。

【0036】

図３は、実施の形態１におけるスイッチング信号の生成原理を説明するための図である。ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′と、周期Ｔｃ（周波数ｆｃ）のキャリア三角波（搬送波）Ｃとを比較することでスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを生成する。

【0037】

具体的に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｕ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｕｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｕｎをオン（「１」）とする。

【0038】

また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｖ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｖｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｖｎをオン（「１」）とする。

【0039】

また、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより大きければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオン（「１」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオフ（「０」）とする。逆に、ＰＷＭ信号生成器２７は、修正電圧指令値ｖｗ′がキャリア三角波Ｃより小さければ、スイッチング信号Ｇｗｐをオフ（「０」）とし、スイッチング信号Ｇｗｎをオン（「１」）とする。

【0040】

尚、インバータ１２の上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとが同時にオン状態にならないように、スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎに短絡防止時間（デッドタイム）を設けても良い。

【0041】

スイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎには、回転機１０の電気角１周期中において、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てをオン状態にするパターンが含まれる。具体的には、図３中における区間Ｄのように、スイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎの全てがオン（１）となるパターンが含まれる。

【0042】

ここで、インバータ１２から回転機１０に印加される（ＰＷＭ形状の）電圧には、修正電圧指令の成分のほかに、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃの整数倍の成分が含まれる。これに起因して周期Ｔｃの整数倍の成分の電流が回転機１０に通電され、周期Ｔｃの値によっては回転機１０より異音が生じる。

【0043】

このような異音の発生を防止するためには、例えば、回転機１０を電動パワーステアリングの操舵アシストを行うモータとして使用する場合には、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを６０［μｓ］以下に設定すればよい。Ｔｃ＝６０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は１６．６ｋＨｚになり、人間が不快に感じる騒音になりにくい。より好ましくは、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃを５０［μｓ］程度に設定すればよい。Ｔｃ＝５０［μｓ］とすることで、異音の周波数ｆｃ（＝１／Ｔｃ）は２０ｋＨｚ程度になり、人間にはほぼ聞こえなくなる。人間が聞こえる周波数帯域は、２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ程度である。尚、以下では、Ｔｃ＝５０［μｓ］として説明する。

【0044】

続いて、図１に示す電流検出器２２について説明する。電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗ及びＰＷＭ信号生成器２７から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを用いて検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを出力する。具体的に、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗを図３中に示すタイミング「Ｖ」で取得する。このタイミング「Ｖ」は、キャリア三角波Ｃが最大値（直流母線電圧Ｖｄｃ）となるタイミングである。

【0045】

タイミング「Ｖ」では、図３に示す通り、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに入力されるスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎが全てオン（「１」）である。このため、電流検出器２２は、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗをそれぞれ－Ｒｕ，－Ｒｖ，－Ｒｗで除算することで、検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを取得することが可能である。以下、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗから検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを求める検出法を「三相検出」という。

【0046】

図４は、実施の形態１における両端電圧の変化の一例を示す図である。図４に示す通り、スイッチング信号Ｇｘｎが「０」から「１」に変化した後に、両端電圧ＶＲｘにリンギングと呼ばれるインバータ１２のスイッチングに起因した変動（例えば、数［μｓ］に亘る変動）が生じる。尚、スイッチング信号Ｇｘｎは、スイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎの何れか１つを示しており、両端電圧ＶＲｘは、両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗの何れか１つを示している。このようなリンギングが含まれる両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ，ＶＲｗが電流検出器２２に入力されると、電流検出器２２から出力される検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓは、実際に回転機１０に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して誤差が生じたものとなる。

【0047】

ここで、正確な検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを得るには、対応する下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間がリンギング収束時間に応じて設定された閾値Ｔｍｉｎより長い必要がある。下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間を閾値Ｔｍｉｎ以上にするためには、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される電圧が、図３中の一点鎖線で示す電圧（Ｖｄｃ×Ｔｍｉｎ／Ｔｃ）以下である必要がある。よって、上述した「三相検出」を行うには、ＰＷＭ信号生成器２７に入力される三相全ての電圧が図３中の一点鎖線で示す電圧（Ｖｄｃ×Ｔｍｉｎ／Ｔｃ）以下である必要がある。

【0048】

図５は、実施の形態１において、修正電圧指令が変化した場合に生成されるスイッチング信号の一例を示す図である。図５に示す通り、回転機１０の回転数の上昇等により電圧振幅が上昇することで、修正電圧指令（図５に示す例では、修正電圧指令値ｖｕ′）がキャリア三角波Ｃの最大値（直流母線電圧Ｖｄｃ）に近い大きな値をとる場合がある。このような場合には、スイッチング信号Ｇｕｎが「０」から「１」に切り替わる時刻とタイミング「Ｖ」との時間差が小さく、両端電圧ＶＲｕにはリンギングの影響が存在する。

【0049】

このように、スイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎの何れか１つのオン時間が閾値Ｔｍｉｎより短い場合には、その相に関する検出電流は、他の二相から生成してもよい。以下、この検出法を「二相検出」という。例えば、図５に示す通り、スイッチング信号Ｇｕｎが閾値Ｔｍｉｎより短い場合には、電流検出器２２は、検出電流ｉｕｓを、ｉｕｓ＝－ｉｖｓ－ｉｗｓなる式により求めても良い。また、スイッチング信号Ｇｖｎが閾値Ｔｍｉｎより短い場合には、電流検出器２２は、検出電流ｉｖｓを、ｉｖｓ＝－ｉｕｓ－ｉｗｓなる式により求めても良い。また、スイッチング信号Ｇｗｎが閾値Ｔｍｉｎより短い場合には、電流検出器２２は、検出電流ｉｗｓを、ｉｗｓ＝－ｉｕｓ－ｉｖｓなる式により求めてもよい。

【0050】

座標変換器２３は、電流検出器２２によって検出された検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓ及び回転子位置検出器１１によって検出された回転子位置θに基づいて座標変換を行い、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の検出電流ｉｄ，ｉｑを演算する。

【0051】

電流制御器２４は、電流指令値演算器２１で演算された電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ，ｉｑ_ｒｅｆ及び座標変換器２３で演算された検出電流ｉｄ，ｉｑに基づいて、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑを演算する。電流制御器２４は、ｄ軸電流制御器２４ｄ及びｑ軸電流制御器２４ｑを備える。

【0052】

ｄ軸電流制御器２４ｄは、ｄ軸上の電流指令値ｉｄ_ｒｅｆと検出電流ｉｄとの偏差（ｄ軸電流偏差）に対し、Ｐ制御或いはＰＩ制御等の制御器Ｇｃｄを適用して、ｄ軸電流偏差を「０」に一致させるべくｄ軸上の電圧指令値ｖｄを演算する。ｑ軸電流制御器２４ｑは、ｑ軸上の電流指令値ｉｑ_ｒｅｆと検出電流ｉｑとの偏差（ｑ軸電流偏差）にＰ制御或いはＰＩ制御等の制御器Ｇｃｑを適用して、ｑ軸電流偏差を「０」に一致させるべくｑ軸上の電圧指令値ｖｑを演算する。

【0053】

座標変換器２５は、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑを回転子位置検出器１１よって検出された回転子位置θに基づいて座標変換し、三相座標上の電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを演算する。

【0054】

修正電圧生成器２６は、座標変換器２５から出力される電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに対してオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔを加算した修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を出力する。図６は、実施の形態１において、修正電圧生成器で行われる処理を示すフローチャートである。

【0055】

図６に示すフローチャートの処理が開始されると、まず、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も小さいものを選択してＶｍｉｎとする処理が修正電圧生成器２６で行われる（ステップＳ１１）。次に、直流母線電圧ＶｄｃとステップＳ１１で求められたＶｍｉｎとを用いて、Ｖｍｉｎをオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔとする処理が修正電圧生成器２６で行われる（ステップＳ１２）。そして、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗからオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔを減算して、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を求める処理が修正電圧生成器２６で行われる（ステップＳ１３）。

【0056】

図７は、実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。尚、図７の上段に示すグラフが、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形を示すグラフであり、下段に示すグラフが、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形を示すグラフである。但し、図７に示すグラフでは、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖとしている。ここで、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、０（キャリア三角波Ｃの最小値）～Ｖｄｃ（キャリア三角波Ｃの最大値）となる。このため、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖの場合には、インバータ１２が出力可能な電圧範囲は、図７に示す通り、０Ｖ～１０Ｖとなる。

【0057】

図６に示すステップＳ１２において、Ｖｍｉｎをオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔとする処理が行われることで、図７の下段のグラフに示す通り、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′のうち、最小のものが常にインバータ出力下限値に一致する。このことは、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を電圧飽和させない範囲で可能な限り三相等しく下側へオフセットさせ、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのオン時間を可能な限り大きくしていることを意味する。これは、本実施の形態のように、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに対して直列にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備えるインバータにおいては、電流検出の観点では有利である。

【0058】

尚、オフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔの演算方法は、上述した方法に限定される訳ではない。例えば、図６のステップＳ１１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も小さいものを選択してＶｍｉｎとする処理に加えて、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も大きいものを選択してＶｍａｘとする処理を行ってもよい。そして、ステップＳ１２において、ｖｏｆｆｓｅｔを「（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２」に設定する処理を行ってもよい。このように、ｖｏｆｆｓｅｔ＝（Ｖｍａｘ＋Ｖｍｉｎ）／２とする手法は、３次調波加算又はＨＩＰ変調と呼ばれる従来技術である。また、最大相の上アームスイッチング素子を常にオン状態にする二相変調としてもよい。

【0059】

図７に示すグラフは、インバータ１２の出力線間電圧の振幅をＫｄｃ_１・Ｖｄｃに設定した場合のものである。このとき、閾値Ｔｍｉｎを５［μｓ］とすると、Ｔｃが５０［μｓ］であるから、第１閾値Ｋｄｃ_１は、前述した（１）式から、Ｋｄｃ_１＝Ｔｍｉｎ／Ｔｃ＝５［μｓ］／５０［μｓ］＝０．９となる。図７の下段に示すグラフを参照すると、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の電圧範囲は、０～０．９Ｖｄｃとなっており、常に「三相検出」が可能となることが分かる。

【0060】

図８は、実施の形態１において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の他の例を示す図である。尚、図８の上段に示すグラフが、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形を示すグラフであり、下段に示すグラフが、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形を示すグラフである。図８に示すグラフは、インバータ１２の出力線間電圧の振幅をＫｄｃ_１・Ｖｄｃより大きく設定した場合のものである。図８の下段に示すグラフを参照すると、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′が０．９Ｖｄｃ超える部分があり、常に「二相検出」が必要となることが分かる。

【0061】

以上の通り、本実施の形態では、インバータ１２の変調率における第１閾値Ｋｄｃ_１を規定している（前述した（１）式参照）。そして、第１弱め界磁電流指令値演算器３４によって演算された第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１（前述した（２）式参照）に等しい弱め界磁電流が通電されることによって、インバータ１２から出力される線間電圧の振幅が直流母線電圧ＶｄｃのＫｄｃ_１倍に制限されるようにしている。

【0062】

ここで、インバータ１２の変調率を、「インバータ１２から出力される線間電圧の振幅を直流母線電圧Vｄｃで除して得られる値」と定義すると、インバータ１２の変調率は、第１閾値Ｋｄｃ_１で制限されるということである。これは、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の電圧範囲が、図７に示す三相検出可能範囲に一致するように弱め界磁電流が制限されるということであり、常に三相検出が可能になる。

【0063】

前述した通り、本実施の形態のインバータ１２のように下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎに対して直列にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを備えるインバータの電流検出法には三相検出と二相検出とがある。これらの電流検出法を比較すると、二相検出よりも三相検出の方がよい。その理由は、二相検出よりも三相検出の方が、一相にオフセット誤差がある場合、又はシャント抵抗の抵抗値誤差による検出ゲインの誤差が生じた場合の影響が小さいためである。

【0064】

更に、図８に示す通り、二相検出区間になると、図５に示した修正電圧指令値ｖｕ′のように瞬時値でＶｄｃ近傍の値をとるようになる、すると、その相（Ｕ相）が電流検出のタイミング「Ｖ」近傍でスイッチングすることで、他の二相（Ｖ相，Ｗ相）の電流検出が影響を受け、電流の検出誤差を生じるといった課題もある。このため、本実施の形態では、常に三相検出となるように第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を設定することで、電流の検出誤差を十分に小さくするようにしている。これにより、電流の検出誤差に起因するトルクリップル・振動・騒音を低減することができる。

【0065】

〔実施の形態２〕
図９は、本開示の実施の形態２による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。尚、図９においては、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。本実施の形態による回転機の制御装置２は、図１に示す回転機の制御装置１が備えるインバータ１２及び制御器１３を、インバータ１２ａ及び制御器１３ａにそれぞれ替えた構成である。

【0066】

インバータ１２ａは、図１に示すインバータ１２のシャント抵抗Ｒｗが省略された構成である。つまり、インバータ１２ａは、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎに対して直列にシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖが設けられているが、下アームスイッチング素子Ｓｕｗに対してはシャント抵抗が設けられていない構成である。このため、本実施の形態では、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｖが制御器１３ａに入力される。

【0067】

制御器１３ａは、図１に示す制御器１３が備える電流検出器２２を電流検出器２２ａに替えた構成である。電流検出器２２ａは、インバータ１２ａの下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎに対してそれぞれ直列に接続されたシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕ及びＰＷＭ信号生成器２７から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎを用いて検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓ，ｉｗｓを出力する。

【0068】

電流検出器２２ａは、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕを図３に示すタイミング「Ｖ」で取得する。このタイミングではスイッチング信号Ｇｕｎ，Ｇｖｎ，Ｇｗｎが全てオン（「１」）である。このため、シャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖの両端電圧ＶＲｕ，ＶＲｕをそれぞれ－Ｒｕ、－Ｒｖで除算することで、検出電流ｉｕｓ，ｉｖｓを取得することができる。検出電流ｉｗｓについては、回転機１０を流れる電流（三相電流）の総和が０になることを考慮して、ｉｗｓ＝－ｉｕｓ－ｉｖｓなる式から求める。

【0069】

本実施の形態の回転機の制御装置２において、実施の形態１で説明した第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１が通電されることによって、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の電圧範囲は、図７の下段に示すグラフと同様に、０～Ｖｄｃ×Ｔｍｉｎ／Ｔｃとなる。ここで、実施の形態１では、常に三相検出が可能であったが、本実施の形態では、シャント抵抗が２つのシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖのみであるため、常に二相検出が可能となる。

【0070】

しかしながら、インバータ１２ａ、電流検出器２２ａの構成に従来の弱め界磁制御技術を適用すると、図８に示す電圧を出力すると一相しか検出できない区間が生じる課題がある。これは、本実施の形態においては、二相検出区間が生ずる実施の形態１の構成よりもシャント抵抗が少ないためである。

【0071】

そこで、本実施の形態では、実施の形態１で説明した第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を適用することで、常に二相検出が行えるようにしている。常に二相検出が行えることで、残りの一相の電流も演算で求めることができる。これにより、制御器１３ａにおいて、その三相の電流情報に基づく電流制御を行うことができる。

【0072】

〔実施の形態３〕
図１０は、本開示の実施の形態３による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。尚、図１０においては、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。本実施の形態による回転機の制御装置３は、図１に示す回転機の制御装置１が備える制御器１３を制御器１３ｂに替えた構成である。制御器１３ｂは、図１に示す制御器１３が備える電流指令値演算器２１を電流指令値演算器２１ｂに替えた構成である。

【0073】

図１１は、実施の形態３における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。尚、図１１においては、図２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。図１１に示す通り、電流指令値演算器２１ｂは、トルク指令値生成器３１に加えて、変調率演算部４１（弱め界磁電流指令値生成器）、減算器４２（弱め界磁電流指令値生成器）、及びＰＩ演算器４３（弱め界磁電流指令値生成器）を備える。

【0074】

変調率演算部４１は、回転二軸（ｄ，ｑ軸）上の電圧指令値ｖｄ，ｖｑと直流母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、以下の（３）式で示される変調率ｍを演算する。
ｍ＝（ｖｄ²+ｖｑ²）^0.5／（Ｖｄｃ／2^0.5） …（３）
減算器４２は、変調率ｍと第１閾値Ｋｄｃ_１との差分（ｍ－Ｋｄｃ_１）を演算する。ＰＩ演算器４３は、減算器４２で求めた差分を０にするため比例・積分制御を実行し、その出力を第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１とする。

【0075】

ここで、比例・積分制御を実行結果の符号が正であった場合には、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１の符号が正となる。しかしながら、弱め界磁電流を正に流しても回転機１０の運転範囲を拡大することはできないので、ＰＩ演算器４３の出力が正の時に０に修正するクリップを設けてもよい。また、ＰＩ演算器４３の比例積分ゲインを回転機１０の回転角速度ωに反比例させて変動させるように設定してよい。

【0076】

以上の通り、本実施の形態では、図１に示す電流指令値演算器２１に替えて図１１に示す電流指令値演算器２１ｂを設けて、変調率ｍと第１閾値Ｋｄｃ_１との差分を０とするようにしている。これにより、図２に示す弱め界磁用目標電圧演算器３３で用いられるパラメータ（回転機１０の巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬ、鎖交磁束φ）の値と真の値との誤差が生じても、変調率ｍを第１閾値Ｋｄｃ_１に正しく調整することができる。

【0077】

〔実施の形態４〕
図１２は、本開示の実施の形態４による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。尚、図１２においては、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。本実施の形態による回転機の制御装置４は、図１に示す回転機の制御装置１が備える制御器１３を制御器１３ｃに替えた構成である。制御器１３ｃは、図１に示す制御器１３が備える電流指令値演算器２１を電流指令値演算器２１ｃに替えた構成である。

【0078】

図１３は、実施の形態４における電流指令値演算器の内部構成を示すブロック図である。尚、図１３においては、図２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。図１３に示す通り、電流指令値演算器２１ｃは、図２に示す電流指令値演算器２１に、弱め界磁用目標電圧演算器５３（弱め界磁電流指令値生成器）、第２弱め界磁電流指令値演算器５４（弱め界磁電流指令値生成器）、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５（弱め界磁電流指令値生成器）、第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６（弱め界磁電流指令値生成器）、及び選択器５７（弱め界磁電流指令値生成器）を追加した構成である。

【0079】

弱め界磁用目標電圧演算器５３は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ、回転角速度ω、直流母線電圧Ｖｄｃ、及びインバータ１２の変調率における第２閾値Ｋｄｃ_２を用いて、弱め界磁用目標電圧Ｖ０′を得る。ここで、第２閾値Ｋｄｃ_２は以下の（４）式で与えられる。
Ｋｄｃ_２＝Ｋｍａｘ …（４）

【0080】

上記（４）式中のＫｍａｘは、正弦波ＰＷＭの変調範囲であり、一般に「１」に設定するが、インバータ１２のデットタイム等を考慮して「１」よりやや低めに設定してもよい。但し、Ｋｍａｘは、第１閾値Ｋｄｃ_１より大きい値である。

【0081】

図１３中の弱め界磁用目標電圧演算器５３を示すブロックに示された式は、右辺第１項が「インバータ１２が出力する線間電圧実効値Ｖｄｃ１（＝Ｖｄｃ×Ｋｄｃ_２／２^0.5）の２乗」、右辺第２項が「永久磁石同期回転機におけるｄ軸電圧において、ｄ軸電流ｉｄによる電圧降下項を除いたものの２乗」に等しい。この式は、平方根を含んでいる。制御器１３ｄの処理負荷を下げたい場合は、この式に対して、テーラー展開、マクローリン展開を用いて近似してもよい。

【0082】

第２弱め界磁電流指令値演算器５４は、図１３中の第２弱め界磁電流指令値演算器５４を示すブロックに示された式に従って、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２を出力する。具体的に、第２弱め界磁電流指令値演算器５４は、弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２によって得られた弱め界磁用ｑ軸電圧Ｖ１と、弱め界磁用目標電圧演算器５３によって得られた弱め界磁用目標電圧Ｖ０′とを比較する。そして、Ｖ１＞Ｖ０′なる関係であれば、第２弱め界磁電流指令値演算器５４は、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２として、以下の（５）式で求められる値を出力する。
ｉｄ_ｒｅｆ２＝（Ｖ０′－Ｖ１）／（ω・Ｌ） …（５）
これに対し、Ｖ１＞Ｖ０′なる関係が満たされなかった場合には、第２弱め界磁電流指令値演算器５４は、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２として「０」を出力する。

【0083】

ここで、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１は、インバータ１２の変調率を第１閾値Ｋｄｃ_１（前述した（１）式参照）に制限する値である。これに対し、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２は、インバータ１２の変調率を第２閾値Ｋｄｃ_２（前述した（４）参照）に制限する値である。

【0084】

第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５は、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１の上限を０に制限し、下限をｉｄｍａｘと－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ²）^0.5との大きい方に制限する。上記のＩｍａｘは回転機１０又はインバータ１２の定格電流である。上記のｉｄｍａｘは弱め界磁電流の最大値であり、一般には回転機１０の永久減磁を避ける値に設定される。

【0085】

図１４は、実施の形態４において、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器で行われる処理の物理的意味を説明する図である。図１４において、縦軸はｑ軸電流Ｉｑであり、横軸はｄ軸電流Ｉｄである。また、図１４中の一点鎖線で示す円は、回転機１０又はインバータ１２の定格電流Ｉｍａｘを示している。つまり、一点鎖線で示す円の内部が、回転機１０又はインバータ１２の定格電流Ｉｍａｘ以内で通電可能な範囲を表している。

【0086】

トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ＝ｉｑ_ｒｅｆ１のとき、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１の通電範囲は、０～－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5の範囲である。よって、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ１とｉｄ_ｒｅｆ１との合成ベクトルが回転機１０又はインバータ１２の定格電流Ｉｍａｘを超えない範囲に設定（制限）される。但し、－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5は、Ｉｍａｘとｉｑ_ｒｅｆ１から通電可能なｉｄ_ｒｅｆ１の範囲であり、前述した永久減磁を考慮した値でない。よって、下限値は－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5とｉｄｍａｘとの大きい方（絶対値で小さい方）を選択する。

【0087】

第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６は、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２の上限を０、下限をｉｄｍａｘに制限する。選択器５７は、電流指令値演算器２１ｃの動作モードに従って、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５から出力される第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１、又は、第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６から出力される第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２を弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして出力する。尚、電流指令値演算器２１ｃの動作モードとしては、以下に示す第１～第４モードがある。

【0088】

・第１モード：変調率ｍ＝Ｋｄｃ_１を満たすように、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが通電される動作モードである。この動作モードでは、図１３の第１弱め界磁電流指令値演算器３４から出力される第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１が、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５の制限を受けずに弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして出力される。

【0089】

・第２モード：第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１として、－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5が通電される動作モードである。この動作モードでは、図１３の第１弱め界磁電流指令値演算器３４から出力される第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１が、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５の制限を受けて、ｉｄ_ｒｅｆ＝－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5として出力される。

【0090】

・第３モード：変調率ｍ＝Ｋｄｃ_２を満たすように弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが通電される動作モードである。この動作モードでは、図１３の第２弱め界磁電流指令値演算器５４から出力される第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２が、第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６の制限を受けずに弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして出力される。尚、第２弱め界磁電流指令値演算器５４から出力される第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２は、第２モードのときの出力（－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5）よりも小さい（絶対値で大きい）。

【0091】

・第４モード：第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１として、弱め界磁電流の最大値ｉｄｍａｘが出力される動作モードである。この動作モードでは、回転機１０の永久減磁等の課題で弱め界磁電流が制限される。

【0092】

図１５は、実施の形態４における電流指令値演算器の動作を説明するための図である。図１５の第１段目（最上段）に示すグラフは、回転機１０の回転角速度ωの経時変化を示すグラフである。第２段目に示すグラフは、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆの経時変化を示すグラフである。第３段目に示すグラフは、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの経時変化を示すグラフである。第４段目に示すグラフは、変調率ｍ（＝インバータ１２の線間電圧振幅／直流母線電圧Ｖｄｃ）の経時変化を示すグラフである。第５段目（最下段）に示すグラフは、回転機１０のトルクの経時変化を示すグラフである。

【0093】

図１５に示すグラフは、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの大きさに応じて、左側に位置する５段分のグラフからなるグラフ群ＧＲ１と、右側に位置する５段分のグラフからなるグラフ群ＧＲ２とに分かれる。尚、グラフ群ＧＲ１は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの大きさが相対的に小さいときのものであり、グラフ群ＧＲ２は、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの大きさが相対的に大きいときのものである。

【0094】

まず、グラフ群ＧＲ１について説明する。第４段目のグラフに示す変調率ｍが、第１閾値Ｋｄｃ_１に到達すると、ｍ＝Ｋｄｃ_１を満たすように、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ（＝第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１）が通電される（第１モード：第２段目のグラフ中に示す（１））。そして、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが弱め界磁電流の最大値ｉｄｍａｘに到達すると、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが弱め界磁電流の最大値ｉｄｍａｘに維持される（第４モード：第２段目のグラフ中に示す（４））。

【0095】

次に、グラフ群ＧＲ２について説明する。第４段目のグラフに示す変調率ｍが、第１閾値Ｋｄｃ_１に到達すると、ｍ＝Ｋｄｃ_１を満たすように、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ（＝第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１）が通電される（第１モード：第２段目のグラフ中に示す（１））。その後、Ｉｍａｘ²＜ｉｄ_ｒｅｆ²＋ｉｑ_ｒｅｆ²なる関係が成立すると、電流指令値演算器２１ｃの動作モードが第２モードになる（第２段目のグラフ中に示す（２））。これにより、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして、－（Ｉｍａｘ²－ｉｑ_ｒｅｆ１²）^0.5が通電される。このとき、回転機１０の回転角速度ωの上昇により変調率ｍは第１閾値Ｋｄｃ_１から第２閾値Ｋｄｃ_２に上昇する。

【0096】

変調率ｍ＝Ｋｄｃ_２になると、それを満たすように、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２が通電される（第３モード：第２段目のグラフ中に示す（３））。そして、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが、弱め界磁電流の最大値ｉｄｍａｘに到達すると、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆが弱め界磁電流の最大値ｉｄｍａｘに維持される（第４モード：第２段目のグラフ中に示す（４））。

【0097】

以上の通り、本実施の形態では、まず、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を通電し、変調率ｍを第１閾値Ｋｄｃ_１に保持することで、回転機１０の騒音を低減する。次に、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を回転機１０又はインバータ１２の定格電流Ｉｍａｘとトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆとに応じて制限することで、回転機１０に通電される電流を定格電流Ｉｍａｘ以内に抑えつつトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを通電する。

【0098】

次いで、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１と、変調率ｍを第２閾値Ｋｄｃ_２（ＰＷＭ変調可能な最大値）とする第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２とを比較する。そして、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２が小さくなる（絶対値で大きくなる）と、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆとして第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２を通電する。

【0099】

このように本実施の形態では、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を可能な限り通電する範囲を最大化し（第１モード）、定格電流Ｉｍａｘを維持しつつトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを維持し（第２モード）、第２弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ２の通電による回転機１０のＰＷＭ変調範囲を維持している（第３モード）。これにより、静粛性と出力最大化との両立を可能にしている。

【0100】

尚、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５及び第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６で規定される下限値ｉｄｍａｘは、所定の場合には、前述した回転機１０の永久減磁に基づく値より大きく（絶対値で小さく）設定しても良い。上記の所定の場合とは、回転機１０の制御器１３ｃがインバータ１２又は回転機１０の発熱による通電制限を行いたい場合、回転機１０の制御装置の少なくとも１か所が故障した場合、回転機１０の回転速度が閾値より低い場合等である。ここで、回転機１０の回転速度が閾値より低い場合には、下限値ｉｄｍａｘを０に設定してもよい。

【0101】

また、弱め界磁電流を０に制限する場合には、電流指令値演算器２１ｃは、弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆを０として出力してもよい。この場合においては、図１３に示す弱め界磁用ｑ軸電圧演算器３２、弱め界磁用目標電圧演算器３３、第１弱め界磁電流指令値演算器３４、弱め界磁用目標電圧演算器５３、第２弱め界磁電流指令値演算器５４、第１弱め界磁電流指令値上下限設定器５５、第２弱め界磁電流指令値上下限設定器５６、及び選択器５７の演算が行われないようにすればよい。

【0102】

〔実施の形態５〕
図１６は、本開示の実施の形態５による回転機の制御装置の要部構成を示すブロック図である。尚、図１６においては、図１２に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。本実施の形態による回転機の制御装置５は、図１２に示す回転機の制御装置４が備えるインバータ１２及び制御器１３ｃを、インバータ１２ｄ及び制御器１３ｄにそれぞれ替えた構成である。

【0103】

インバータ１２ｄは、図１２に示すインバータ１２のシャント抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗが省略され、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの合流点（接続点）とグランドとの間に１つのシャント抵抗Ｒｄｃ（電流検出器）が設けられた構成である。シャント抵抗Ｒｄｃに流れる電流をＩｄｃとすると、シャント抵抗Ｒｄｃの両端電圧ＶＲｄｃは、ＶＲｄｃ＝Ｒｄｃ×Ｉｄｃになる。このため、本実施の形態では、シャント抵抗Ｒｄｃの両端電圧ＶＲｄｃが制御器１３ｄに入力される。

【0104】

制御器１３ｄは、図１２に示す制御器１３ｃが備える電流検出器２２及び修正電圧生成器２６を電流検出器２２ｄ及び修正電圧生成器２６ｄにそれぞれ替えた構成である。電流検出器２２ｄは、インバータ１２ｄから出力されたシャント抵抗Ｒｄｃの両端電圧ＶＲｄｃをシャント抵抗Ｒｄｃの抵抗値で除算して、シャント抵抗Ｒｄｃに流れる電流Ｉｄｃを求める。そして、電流検出器２２ｄは、例えば、図１７に示すテーブルを用いて、求めた電流Ｉｄｃが０であるのか、又は、回転機１０の巻線Ｕに流れる電流ｉｕ、巻線Ｖに流れる電流ｉｖ，巻線Ｗに流れる電流ｉｗの何れであるのかを判別する。

【0105】

図１７は、実施の形態５において、電流検出器において電流を判別するために用いられるテーブルの一例を示す図である。図５に示すテーブルは、ＰＷＭ信号生成器２７から出力されるスイッチング信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎの組み合わせ毎に、電流Ｉｄｃが０であるのか、又は、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れであるのかを規定したものである。尚、ここでは、テーブルを用いる例について説明したが、必ずしもテーブルを用いる必要はない。

【0106】

修正電圧生成器２６ｄは、座標変換器２５から出力される電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに対してオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔを加算した修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を出力する。図１８は、実施の形態５において、修正電圧生成器で行われる処理を示すフローチャートである。

【0107】

図１８に示すフローチャートの処理が開始されると、まず、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も小さいものを選択してＶｍｉｎとし、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの中から最も大きいものを選択してＶｍａｘとする処理が修正電圧生成器２６ｄで行われる（ステップＳ２１）。次に、ステップＳ２１で求められたＶｍｉｎ及びＶｍａｘの平均値をオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔとする処理が修正電圧生成器２６ｄで行われる（ステップＳ２２）。つまり、ｖｏｆｆｓｅｔ＝（Ｖｍｉｎ+Ｖｍａｘ）×０．５なる処理が修正電圧生成器２６ｄで行われる。そして、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗからオフセット電圧ｖｏｆｆｓｅｔを減算して、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を求める処理が修正電圧生成器２６で行われる（ステップＳ２３）。

【0108】

図１９は、実施の形態５において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の一例を示す図である。尚、図１９の上段に示すグラフが、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形を示すグラフであり、下段に示すグラフが、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形を示すグラフである。但し、図１９に示すグラフでは、図７に示すグラフと同様に、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖとしている。このため、インバータ１２ｄが出力可能な電圧範囲は、０（キャリア三角波Ｃの最小値）～Ｖｄｃ（キャリア三角波Ｃの最大値）となる。このため、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖの場合には、インバータ１２ｄが出力可能な電圧範囲は、図１９に示す通り、０Ｖ～１０Ｖとなる。

【0109】

図１９中に示すタイミングＡにおいて、下段のグラフを参照すると、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｗ′の瞬時値は９．１５［Ｖ］であり、修正電圧指令値ｖｖ′の瞬時値は０．８５［Ｖ］である。ここで、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖであるから、Ｕ相及びＷ相のデューティは９１．５％であり、Ｖ相のデューティは８．５％である。尚、ここにいうデューティは、キャリア三角波Ｃの周期Ｔｃに対する上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態である時間の割合である。

【0110】

図２０は、実施の形態５において、制御器から出力されるスイッチング信号の一例を示す図である。図２０に示す例では、電圧パターンＶ５（ｉｗ），Ｖ６（ｉｖ），Ｖ７（０），Ｖ６（ｉｖ），Ｖ１（ｉｕ）が順に出力されている。一方、シャント抵抗Ｒｄｃに流れる電流をＩｄｃから各相電流が検出可能な条件として、各電圧パターンの継続時間が閾値Ｔｍｉｎ（５［μｓ］）より長いことである。図２０から、電圧パターンＶ５（ｉｗ），Ｖ１（ｉｕ）は、その継続時間が４．２５［μｓ］であり、閾値Ｔｍｉｎより短いため検出不可能である。よって、図１９に示した電圧振幅では三相電流を再生することが不可能である。

【0111】

図２１は、実施の形態５において、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ及び修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形の他の例を示す図である。尚、図２１の上段に示すグラフが、電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの波形を示すグラフであり、下段に示すグラフが、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′の波形を示すグラフである。但し、図２１に示すグラフでは、図７に示すグラフと同様に、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖとしている。このため、インバータ１２ｄが出力可能な電圧範囲は、０（キャリア三角波Ｃの最小値）～Ｖｄｃ（キャリア三角波Ｃの最大値）となる。このため、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖの場合には、インバータ１２ｄが出力可能な電圧範囲は、図１９に示す通り、０Ｖ～１０Ｖとなる。

【0112】

図２１中に示すタイミングＡにおいて、下段のグラフを参照すると、修正電圧指令値ｖｕ′，ｖｗ′の瞬時値は８．４６［Ｖ］であり、修正電圧指令値ｖｖ′の瞬時値は１．５３［Ｖ］である。ここで、直流母線電圧Ｖｄｃ＝１０Ｖであるから、Ｕ相及びＷ相のデューティは８６．４％であり、Ｖ相のデューティは１５．３％である。よって、これを図２０に示す通り、スイッチング信号として表すと、電圧パターンＶ５（ｉｗ）、Ｖ１（ｉｕ）は、その継続時間が７．６５［μｍ］であり、閾値Ｔｍｉｎより長くなるため検出可能である。よって、図２１に示した電圧振幅では三相電流を再生することが可能である。

【0113】

そこで、本実施の形態では、第１閾値Ｋｄｃ_１を、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから少なくとも２種類の電流を取得できる電圧パターンを、閾値Ｔｍｉｎ以上出力できる値に設定する。これにより、図１６に示すようなシャント抵抗が１つのみ設けられているインバータ１２ｄにおいて、回転機１０が高速に回転する場合でも、安定した電流制御を実現することが可能となる。

【0114】

〔実施の形態６〕
図２２は、本開示の実施の形態６による回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置の要部構成を示すブロック図である。尚、図２２においては、図１に示した構成と同様の構成については同一の符号を付してある。図２２に示す通り、本実施の形態の電動パワーステアリング装置１００は、トルク検出器１０３、回転機１０、及び回転機の制御装置６を備えており、自動車等の車両の操舵機構に操舵補助力を付加する。

【0115】

尚、図２２においては、車両の操舵機構として、運転者によって操作されるステアリング（ハンドル）１０１と、ステアリング１０１の操作によって駆動される前輪１０２とを例示している。また、図２２に示す通り、回転機１０は、ギア１０４を介して車両の操舵機構に連結されている。このため、回転機１０の駆動力（操舵補助力）は、ギア１０４を介して車両の操舵機構に伝達される。

【0116】

トルク検出器１０３は、ステアリング１０１の付近に配置され、運転者の操舵トルクＴｓを検出する。回転機１０は、車両のステアリングコラム、又はラック軸に搭載され、回転機の制御装置６の制御の下で、ステアリング１０１に対して操舵補助トルクを発生させる。回転機の制御装置６は、トルク検出器１０３で検出された操舵トルクＴｓに応じて、回転機１０に供給する電流を制御することで、車両の操舵機構に付加する操舵補助力を制御する。

【0117】

回転機の制御装置６は、図１に示す回転機の制御装置１が備える制御器１３を制御器１３ｅに替えた構成である。制御器１３ｅは、図１に示す制御器１３が備える電流指令値演算器２１を電流指令値演算器２１ｅに替えた構成である。電流指令値演算器２１ｅは、図１に示す電流指令値演算器２１とは、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆの演算方法が異なる。

【0118】

電流指令値演算器２１ｅは、トルク検出器１０３で検出された操舵トルクＴｓに基づいて、トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを演算する。例えば、電流指令値演算器２１ｅは、以下の（６）式を用いて、操舵トルクＴｓからトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを演算する。
ｉｑ_ｒｅｆ＝ｋａ・Ｔｓ …（６）

【0119】

上記（６）式中のｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓ又は車両の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。尚、ここでは、上記（６）式によって「トルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆ」を決定する例について説明するが、操舵状況に応じた公知の補償制御を適宜組み合わせて用いてよい。

【0120】

図２３は、実施の形態６における回転機のトルク－回転数特性の一例を示す図である。尚、図２３においては、比較のために、従来技術における回転機のトルク－回転数特性を示すグラフを上段に示し、本実施の形態における回転機のトルク－回転数特性を示すグラフを下段に示している。

【0121】

図２３では、上段及び下段に示すグラフの各々について、（１）変調率ｍ＝Ｋｄｃ_１，ｉｄ＝０の軌跡、（２）変調率ｍ＝Ｋｄｃ_１，ｉｄ＝ｉｄｍａｘの軌跡、（３）変調率ｍ＝Ｋｄｃ_２，ｉｄ＝ｉｄｍａｘの軌跡を示している。ここで、騒音が大きくなるのは変調率ｍ＞Ｋｄｃ_１の場合である。

【0122】

従来技術では、騒音が大きくなる範囲は、（１）の軌跡と（３）と軌跡とで囲まれる領域である。このように、従来技術では、変調率ｍ＞Ｋｄｃ_１なる関係が成立する範囲が広く、回転機１０の動作軌跡において騒音大となる期間が長く、聴感上不快となる可能性がある。これに対し、本実施の形態においては、弱め界磁制御の改善によって、騒音が大きくなる範囲は、（２）の軌跡と（３）と軌跡とで囲まれる領域になる。このように、本実施の形態では、従来技術に比べて、変調率ｍ＞Ｋｄｃ_１なる関係が成立する範囲を格段に縮小することができる。このため、回転機１０の動作軌跡において騒音大となる期間が大幅に低減され、聴感上の不快感も大幅に改善される。

【0123】

以上の通り、本実施の形態では、前述した実施の形態１における技術を電動パワーステアリングのアシスト回転機の制御に適用し、第１弱め界磁電流指令値ｉｄ_ｒｅｆ１を通電する範囲を可能な限り最大化している。これにより、電動パワーステアリングの静粛性向上、及び定格電流Ｉｍａｘを維持しつつトルク電流指令値ｉｑ_ｒｅｆを維持することによる操舵感維持という従来にない顕著な作用効果が得られる。

【0124】

以上、実施の形態１～６について説明したが、本開示は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、本開示の趣旨を逸脱しない範囲で自由に変更が可能である。例えば、上述した実施の形態６における回転機の制御装置６は、実施の形態１の回転機の制御装置１と同様の構成のものである場合を例に挙げて説明した。しかしながら、上述した実施の形態６における回転機の制御装置６は、実施の形態２～５の回転機の制御装置２～５と同様の構成のものであってもよい。また、上述した実施の形態１～６は、適宜組み合わせることも可能である。

【0125】

尚、上述した回転機の制御装置１～６及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成は、内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した回転機の制御装置１～６及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより上述した回転機の制御装置１～６及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成における処理を行ってもよい。ここで、「記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行する」とは、コンピュータシステムにプログラムをインストールすることを含む。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳ及び周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

【0126】

また、「コンピュータシステム」は、インターネット又はＷＡＮ、ＬＡＮ、専用回線等の通信回線を含むネットワークを介して接続された複数のコンピュータ装置を含んでもよい。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。このように、プログラムを記憶した記録媒体は、ＣＤ－ＲＯＭ等の非一過性の記録媒体であってもよい。

【0127】

また、記録媒体には、当該プログラムを配信するために配信サーバからアクセス可能な内部又は外部に設けられた記録媒体も含まれる。尚、プログラムを複数に分割し、それぞれ異なるタイミングでダウンロードした後に回転機の制御装置１～６及び電動パワーステアリング装置１００が備える各構成で合体される構成であってもよく、また、分割されたプログラムのそれぞれを配信する配信サーバが異なっていてもよい。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、ネットワークを介してプログラムが送信された場合のサーバ又はクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、上述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、上述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

【符号の説明】

【0128】

１～６…回転機の制御装置、１０…回転機、１２，１２ａ，１２ｄ…インバータ、１３，１３ａ～１３ｅ…制御器、２４…電流制御器、２５…座標変換器、２６，２６ｄ…修正電圧生成器、２７…ＰＷＭ信号生成器、３１…トルク指令値生成器、３２…弱め界磁用ｑ軸電圧演算器、３３…弱め界磁用目標電圧演算器、３４…第１弱め界磁電流指令値演算器、４１…変調率演算部、４２…減算器、４３…ＰＩ演算器、５３…弱め界磁用目標電圧演算器、５４…第２弱め界磁電流指令値演算器、５５…第１弱め界磁電流指令値上下限設定器、５６…第２弱め界磁電流指令値上下限設定器、５７…選択器、１００…電動パワーステアリング装置、１０１…ステアリング、１０２…前輪、１０３…トルク検出器、ｉｄ_ｒｅｆ…弱め界磁電流指令値、ｉｄ_ｒｅｆ１…第１弱め界磁電流指令値、ｉｄ_ｒｅｆ２…第２弱め界磁電流指令値、ｉｑ_ｒｅｆ…トルク電流指令値、Ｋｄｃ_１…第１閾値、Ｋｄｃ_２…第２閾値、ｍ…変調率、Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ…シャント抵抗、Ｒｄｃ…シャント抵抗、Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ…上アームスイッチング素子、Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ…下アームスイッチング素子、Ｖｄｃ…直流母線電圧

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】