特許 7647906 無線通信装置、システム、及び方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-03-10

(45)【発行日】2025-03-18

(54)【発明の名称】無線通信装置、システム、及び方法

(51)【国際特許分類】

   H04J 11/00 20060101AFI20250311BHJP

   H04L 27/01 20060101ALI20250311BHJP

   H04L 27/26 20060101ALI20250311BHJP

【ＦＩ】

H04J11/00 Z

H04L27/01

H04L27/26 114

【請求項の数】 9

(21)【出願番号】P 2023551016

(86)(22)【出願日】2022-01-19

(86)【国際出願番号】 JP2022001862

(87)【国際公開番号】W WO2023053472

(87)【国際公開日】2023-04-06

【審査請求日】2024-03-06

(31)【優先権主張番号】P 2021160872

(32)【優先日】2021-09-30

(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000004237

【氏名又は名称】日本電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100103894

【弁理士】

【氏名又は名称】家入 健

(72)【発明者】

【氏名】田和 憲明

【審査官】齊藤 晶

(56)【参考文献】

【文献】米国特許出願公開第２０２０／０３８９２６８（ＵＳ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２０２１／０１１１７８６（ＵＳ，Ａ１）

【文献】特開２００７－１３４７８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】Yixiao Li et al.，Doppler Shift Estimation Based Channel Estimation for Orthogonal Time Frequency Space System，2021 IEEE 94th Vehicular Technology Conference (VTC2021-Fall)，2021年09月27日

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０４Ｊ １１／００

Ｈ０４Ｌ ２７／０１

Ｈ０４Ｌ ２７／２６

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調する受信手段を備え、
第１のＵＥ（User Equipment）用の前記第１リファレンス信号は、前記第１のＵＥ用の所定の第１エレメント範囲内に配置され、
第２のＵＥ用の前記第１リファレンス信号は、前記第２のＵＥ用の所定の第２エレメント範囲内に配置され、
前記第１エレメント範囲と前記第２エレメント範囲は、所定の距離以上離れた位置に配置される、
無線通信装置。

【請求項2】

前記受信手段は、前記第１リファレンス信号が配置されたサブフレームと、前記第２リファレンス信号が配置されたサブフレームと、を含む前記ＯＴＦＳ信号を受信し復調する、
請求項１に記載の無線通信装置。

【請求項3】

前記第１リファレンス信号は、チャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）を求めるためのチャネルインパルスレスポンスリファレンス信号（ＣＩＲ－ＲＳ：Channel Impulse Response－Reference Signal）であり、
前記第２リファレンス信号は、前記位相補正を行うための位相補正リファレンス信号（ＰＣＲＳ：Phase Compensation Reference Signal）である、
請求項１または２に記載の無線通信装置。

【請求項4】

前記受信手段は、
周波数時間（ＦＴ：Frequency Time）空間において、前記第１リファレンス信号に基づいたチャネル補正を行う第１等化器と、
遅延ドップラー（ＤＤ：Delay Doppler）空間において、前記第２リファレンス信号に基づいた前記位相補正の処理を行う第２等化器と、を有する、
請求項３に記載の無線通信装置。

【請求項5】

前記第１等化器が前記チャネル補正を行った後に、前記第２等化器が前記位相補正の処理を行う、
請求項４に記載の無線通信装置。

【請求項6】

前記受信手段は、前記第１リファレンス信号を用いて前記チャネル推定を行って、前記ＣＩＲを求めるチャネル推定手段をさらに備え、
前記第１等化器は、前記ＣＩＲに基づいて受信したデータに対して前記チャネル補正を行う、
請求項４または５に記載の無線通信装置。

【請求項7】

前記チャネル推定手段は、前記ＦＴ空間において、受信した前記ＯＴＦＳ信号から求めた前記第１リファレンス信号を伝搬チャネルの影響を受けていない前記第１リファレンス信号で除算したときの商を前記ＣＩＲとして計算する、
請求項６に記載の無線通信装置。

【請求項8】

ユーザ装置と基地局とを備え、
前記ユーザ装置は、
第１リファレンス信号と直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号と第２リファレンス信号とを送信する送信手段を有し、
前記基地局は、
前記第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、前記第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した前記ＯＴＦＳ信号を復調する受信手段を有し、
第１のＵＥ（User Equipment）用の前記第１リファレンス信号は、前記第１のＵＥ用の所定の第１エレメント範囲内に配置され、
第２のＵＥ用の前記第１リファレンス信号は、前記第２のＵＥ用の所定の第２エレメント範囲内に配置され、
前記第１エレメント範囲と前記第２エレメント範囲は、所定の距離以上離れた位置に配置される、
システム。

【請求項9】

第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調すること、
を備え、
第１のＵＥ（User Equipment）用の前記第１リファレンス信号は、前記第１のＵＥ用の所定の第１エレメント範囲内に配置され、
第２のＵＥ用の前記第１リファレンス信号は、前記第２のＵＥ用の所定の第２エレメント範囲内に配置され、
前記第１エレメント範囲と前記第２エレメント範囲は、所定の距離以上離れた位置に配置される、
方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、無線通信装置、システム、方法、及びプログラムに関し、特に、高いデータレートの直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調することが可能な無線通信装置、システム、方法、及びプログラムに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、基地局（ＢＳ：Base Station）と、高速移動するユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）と、の間で大容量の通信を行うことが検討されている。しかしながら、第４世代（４Ｇ：4th Generation）と第５世代（５Ｇ：5th Generation）で利用されている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式には、ドップラー効果などによる周波数誤差に対する耐性が低いという課題がある。近年では、ドップラー効果の影響が大きいミリ波などの高周波帯域の周波数の利用が検討されており、ドップラー効果に対する耐性を高くすることが課題になっていた。

【0003】

ＯＦＤＭでドップラー効果を補正するためにはリファレンス信号の数を増やし、頻繁に伝搬チャネルの推定（チャネル推定）の結果を更新し補正する必要がある。しかしながら、リファレンス信号を増やすと、データに使用できるエレメント数が減少し、データレートが低下してしまう。また、 チャネル推定を頻繁に更新するため、データを処理するための計算量が増大するという課題があった。

【0004】

そこで、非特許文献１において、直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）変調方式が提案された。ＯＴＦＳ変調は、ＯＦＤＭ変調のように周波数時間（ＦＴ：Frequency Time）空間にデータを配置するのではなく、遅延ドップラー（ＤＤ：Delay Doppler）空間にデータを配置する。

【0005】

ＯＴＦＳ変調は、データをＤＤ空間に配置して変調するため、ドップラー効果などによる周波数誤差に高い耐性を有する。そのため、高速移動するＵＥに対して高速通信（高いデータレート）が可能になると期待されている。

【0006】

ＯＴＦＳ変調では、ＵＥと基地局間の伝搬チャネルの影響を、リファレンス信号（ＲＳ：Reference Signal）を用いてチャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）を求めることで補正する。ＣＩＲを求めるためには、一般的に広いＤＤ空間を必要とする。このため、頻繁にＲＳを配置すると、データレートが低下する。

【0007】

そこで、例えば、全てのサブフレームにＲＳを配置するのではなく、間欠的にＲＳを配置することが考えられる。しかしながら、異なるサブフレームで求めたＣＩＲは、ドップラー効果などによる周波数誤差の影響で精度が劣化する。ＣＩＲの精度劣化は、復調精度の低下となり、その結果、データレート（スループット）が低下する。

【0008】

また、ＯＴＦＳ変調の信号ではＤＤ空間にデータが配置される。ＤＤ空間でのデータの伝搬チャネルの影響を補正するためには、ＣＩＲから求めた補正係数と受信したデータとで畳み込み演算を行う必要がある。しかしながら、畳み込み演算は計算量が多く、さらに補正係数を求めるためにも多くの計算量が必要である（非特許文献２参照）。

【0009】

そこで、高いデータレートのＯＴＦＳ信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調する方法が必要であった。

【0010】

特許文献１の０２３７段落には、「例えば、ターゲットアンテナポート（ｔａｒｇｅｔ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）が特定ＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳである場合、当該ＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔｓはＱＣＬ－Ｔｙｐｅ Ａの観点では特定のＴＲＳと、ＱＣＬ－Ｔｙｐｅ Ｄの観点では特定のＳＳＢとＱＣＬされたと指示／設定されることができる。このような指示／設定を受けた端末は、ＱＣＬ－ＴｙｐｅＡ ＴＲＳにおいて測定されたＤｏｐｐｌｅｒ、ｄｅｌａｙ値を利用して当該ＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳを受信し、ＱＣＬ－ＴｙｐｅＤ ＳＳＢ受信に使用された受信ビームを当該ＮＺＰ ＣＳＩ－ＲＳ受信に適用することができる。」と記載されている。特許文献１には、高いデータレートのＯＴＦＳ信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調することは記載されていない。

【0011】

特許文献２の００７６段落には「受信機は、チャネル畳み込みＯＴＦＳパイロットバーストとして、直接および複製ＯＴＦＳパイロットバーストの組み合わせを受信する。受信機へのＯＴＦＳパイロットバーストの着信の順序は、１）直接ＯＴＦＳパイロットバースト、次いで、周波数偏移複製ＯＴＦＳパイロットバーストである。」と記載されている。また、特許文献２の０１９９段落には「各データ記号が、無線多次元データチャネルの時間遅延およびドップラー偏移チャネル応答パラメータに従って選定される、複数の異なる時間ならびに異なる周波数にわたって、複数の区別可能な（例えば、通常は相互直交）波形を横断して、無損失かつ可逆様式で分配されることである。」と記載されている。特許文献２には、高いデータレートのＯＴＦＳ信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調することは記載されていない。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0012】

【文献】特表２０２１－５０２７８３号公報

【文献】特開２０２０－２０５６４１号公報

【非特許文献】

【0013】

【文献】R. Hadani et al.， "Orthogonal Time Frequency Space Modulation，" 2017 IEEE Wireless Communications and Networking Conference (WCNC)， 2017， pp. 1-6.

【文献】G. D. Surabhi and A. Chockalingam， "Low-Complexity Linear Equalization for OTFS Modulation，" in IEEE Communications Letters， vol. 24， no. 2， pp. 330-334， Feb. 2020.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0014】

上記のとおり、高いデータレートのＯＴＦＳ信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調する方法が必要であるという課題があった。

【0015】

本開示の目的は、上述した課題を解決する無線通信装置、システム、方法、及びプログラムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0016】

本開示に係る無線通信装置は、
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて主に位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調する受信部を備える。

【0017】

本開示に係るシステムは、
ユーザ装置と基地局とを備え、
前記ユーザ装置は、
第１リファレンス信号と直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号と第２リファレンス信号とを送信する送信部を有し、
前記基地局は、
前記第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、前記第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した前記ＯＴＦＳ信号を復調する受信部を有する。

【0018】

本開示に係る方法は、
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調すること、
を備える。

【0019】

本開示に係るプログラムは、
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調すること、
をコンピュータに実行させる。

【発明の効果】

【0020】

本開示によれば、高いデータレートの直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調することが可能な無線通信装置、システム、方法、及びプログラムを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】実施の形態１に係る無線通信装置を例示するブロック図である。

【図2】実施の形態１に係るシステムを例示するブロック図である。

【図3】実施の形態１に係るＵＥと基地局の構成を例示するブロック図である。

【図4】実施の形態１に係るチャネル推定部を例示するブロック図である。

【図5】実施の形態１に係るＣＩＲ－ＲＳとＰＣＲＳとデータの配置を例示する模式図である。

【図6A】実施の形態１に係る基地局による補正の効果を例示するコンスタレーション図である。

【図6B】実施の形態１に係る基地局による補正の効果を例示するコンスタレーション図である。

【図7A】実施の形態１に係る基地局によるＤｅｌａｙ方向の補正の効果を例示するコンスタレーション図である。

【図7B】実施の形態１に係る基地局によるＤｅｌａｙ方向の補正の効果を例示するコンスタレーション図である。

【図8】実施の形態２に係るОＴＦＳ後処理部を例示するブロック図である。

【図9A】２ユーザが多重接続した時の信号マッピングを例示する模式図である。

【図9B】２ユーザが多重接続した時の信号マッピングを例示する模式図である。

【発明を実施するための形態】

【0022】

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面において、同一又は対応する要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明を省略する。

【0023】

［実施の形態１］
＜概要＞
図１は、実施の形態１に係る無線通信装置を例示するブロック図である。
図１は、実施の形態１に係る無線通信装置の最小構成を示す。
図２は、実施の形態１に係るシステムを例示するブロック図である。

【0024】

図１に示すように、実施の形態１に係る無線通信装置１１は、受信部１１１を備える。受信部１１１は、第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、チャネル推定と位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調する。なお、無線通信装置を無線基地局または基地局と称することもある。

【0025】

受信部１１１は、例えば、第１リファレンス信号が配置されたサブフレームと、第２リファレンス信号が配置されたサブフレームと、を含むＯＴＦＳ信号を受信し復調する。

【0026】

図２に示すように、実施の形態１に係るシステム１０は、基地局（ＢＳ：Base Station）１１とユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）１２とを備える。ＵＥ１２は、第１リファレンス信号とＯＴＦＳ信号と第２リファレンス信号とを送信する送信部（図示しない）を有する。基地局１１は、第１リファレンス信号とデータと第２リファレンス信号とを受信する受信部（図示しない）を有する。

【0027】

ＵＥ１２は、例えば車両などに搭載され、高速で移動している。実施の形態１では、ＵＥ１２から基地局１１に送信するアップリンクについて説明するが、これには限定されない。基地局１１からＵＥ１２に送信するダウンリンクについても、実施の形態１はアップリンクと同様にして適用が可能である。

【0028】

ＵＥ１２の送信部から基地局１１の受信部に、ＯＴＦＳ変調された高周波信号が送信される。高周波信号は、伝搬による減衰や建物などの障害物による反射や回折や透過を経て、基地局１１に到達する。これらの減衰や反射などの影響を総じて伝搬チャネルと称する。また、ＵＥ１２が高速で移動した場合、ＵＥ１２から送信された高周波信号の周波数は、ドップラー効果により、基地局１１でわずかにずれて受信される。

【0029】

基地局１１の受信部は、ＯＴＦＳ変調された高周波信号を受信し、ダウンコンバートしたＯＴＦＳ信号の第１リファレンス信号を用いて伝搬チャネルのチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、チャネル推定と位相補正の結果を用いて、受信したＯＴＦＳ信号を復調する。基地局１１の受信部は、後述する技術を用いて、伝搬チャネルやドップラー効果の影響を受けたＯＴＦＳ信号（高周波信号）を補正し復調する。

【0030】

なお、第１リファレンス信号は、チャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）を求めるためのチャネルインパルスレスポンスリファレンス信号（ＣＩＲ－ＲＳ：Channel Impulse Response-Reference Signal）である。また、第２リファレンス信号は、主に位相補正を行うための位相補正リファレンス信号（ＰＣＲＳ：Phase Compensation Reference Signal）である。

【0031】

＜構成＞
図３は、実施の形態１に係るＵＥと基地局の構成を例示するブロック図である。
図３は、ＵＥ１２の送信部１２２と基地局１１の受信部１１１を示す。
この例では、ＵＥ１２から基地局１１へのアップリンクについて説明する。

【0032】

図３に示すように、ＵＥ１２の送信部１２２は、ＯＴＦＳの前処理を行うＯＴＦＳ前処理部１２２１と、直交周波数多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調を行うＯＦＤＭ変調部１２２２と、デジタル信号をＲＦ（Radio Frequency）信号に変換するＤ ｔｏ Ｒ部と、アンテナ（ＡＮＴ：Antenna）と、を含む。なお、信号をデータと称することもある。

【0033】

ＯＴＦＳ前処理部１２２１は、リファレンス信号（ＲＳ：Reference Signal）やデータなどを各エレメントに配置するマッピング（Mapping）部と、逆ＳＦＦＴ（Symplectic Finite Fourier Transform）を行うＩＳＦＦＴ０部とを含む。

【0034】

ＯＦＤＭ変調部１２２２は、通常のＯＦＤＭ変調と同様な処理を行う。ＯＦＤＭ変調部１２２２は、データの帯域外にゼロデータを追加するＡｄｄ Ｚｅｒｏ部と、逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ部と、ＣＰ（Cyclic prefix）を追加するＡｄｄ ＣＰ部と、データをパラレルからシリアルに変換するＰ ｔｏ Ｓ部と、を含む。

【0035】

基地局１１の受信部１１１は、アンテナ（ＡＮＴ：Antenna）と、受信したＲＦ信号をデジタル信号に変換するＲ ｔｏ Ｄ部と、ＯＦＤＭ復調部１１１２と、ＯＴＦＳ後処理部１１１１と、を含む。

【0036】

ＯＦＤＭ復調部１１１２は、通常のＯＦＤＭ復調と同様な処理を行う。ＯＦＤＭ復調部１１１２は、デジタルのデータをシリアルからパラレルに変換するＳ ｔｏ Ｐ部と、ＣＰを除去するＲｍ ＣＰ部と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を行うＦＦＴ部と、帯域外成分を除去するＲｍ Ｚｅｒｏ部と、を含む。

【0037】

ＯＴＦＳ後処理部１１１１は、伝搬チャネルの推定を行うチャネル推定部と、第１等化器ＥＱ１と、ＳＦＦＴを行うＳＦＦＴ０部と、第２等化器ＥＱ２と、を含む。

【0038】

第１等化器ＥＱ１は、ＦＴ空間において、第１リファレンス信号に基づいたチャネル補正を行う。第２等化器ＥＱ２は、ＤＤ空間において、第２リファレンス信号に基づいた位相補正の処理を行う。

【0039】

第１等化器ＥＱ１がチャネル補正を行った後に、第２等化器ＥＱ２が位相補正の処理を行う。

【0040】

チャネル推定部は、第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行って、チャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）を求める。第１等化器ＥＱ１は、求めたＣＩＲに基づいてＯＴＦＳ信号に対してチャネル補正を行う。

【0041】

図４は、実施の形態１に係るチャネル推定部を例示するブロック図である。
図４は、チャネル推定部の詳細を示す。

【0042】

図４に示すように、チャネル推定部は、ＳＦＦＴを行うＳＦＦＴ１部と、チャネルインパルスレスポンスリファレンス信号（ＣＩＲ－ＲＳ：Channel Impulse Response-Reference Signal）周囲のエレメント領域を抽出するＣＩＲ－ＲＳ抽出部と、ＩＳＦＦＴを行うＩＳＦＦＴ１部と、リファレンス信号（ＲＳ：Reference Signal）をＩＳＦＦＴするＩＳＦＦＴ２部と、を含む。

【0043】

＜動作＞
＜ＵＥの動作＞
ＵＥ１２の送信部１２２は、マッピング部がＤＤ空間にＲＳやデータを配置する。
図５は、実施の形態１に係るＣＩＲ－ＲＳとＰＣＲＳとデータの配置を例示する模式図である。
図５の横軸はドップラーインデックス（Doppler Index）を示し、縦軸は遅延インデックス（Delay Index）を示す。

【0044】

この例では、１サブフレーム中の遅延（Delay）方向の総インデックス数Ｍは、Ｍ＝１２００、ドップラー（Doppler）方向の総インデックス数Ｎは、Ｎ＝１４とし、１０サブフレームで１フレームとする。

【0045】

ＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）のみが配置されたサブフレームの数は１フレームあたり１つであってもよく、また、データとＰＣＲＳ（第２リファレンス信号）とが配置されたサブフレームの数は２つ以上であってもよい。

【0046】

具体的には、第０サブフレームは、ＣＩＲ－ＲＳのみを配置し、ＣＩＲ－ＲＳを配置しないエレメントは全てゼロ（ブランク）とする。ＣＩＲ－ＲＳを、遅延インデックスｌ_０＝１５０、ドップラーインデックスｋ_０＝１のエレメント位置に配置する。この例では、１つのエレメントのみにＣＩＲ－ＲＳを配置したが、これには限定されない。ＣＩＲ－ＲＳを一定のエレメント範囲に配置してもよい。また、後述するＣＩＲ－ＲＳ解析範囲に影響を与えない範囲でデータを配置してもよい。

【0047】

第１サブフレームから第９サブフレームには、データと位相補正リファレンス信号（ＰＣＲＳ：Phase Compensation Reference Signal）を配置する。この例では、ＰＣＲＳは、各サブフレームの遅延インデックスｌ_ｐ＝０、４８、９５、…、１１５２、ドップラーインデックスｋ_ｐ＝０のエレメント位置に配置する。ＰＣＲＳは、乱数状に分布した既知のＱＰＳＫ信号とする。ただし、ＰＣＲＳのエレメント位置やデータはこれに限定されない。

【0048】

上記のように、ＤＤ空間に配置した第ｉ番目のサブフレーム信号をｘ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤとする。ここで、ｌ＝０，１，…，Ｍ－１、ｋ＝０，１，…，Ｎ－１，ｉ＝０，１，…，９である。これにより、特に、第０サブフレームの信号ｘ_{０（ｌ，ｋ）} ^ＤＤは、式（１）のように表される。

（１）

【0049】

信号ｘ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤをサブフレームごとにＯＴＦＳ変調する。変調方法は、非特許文献１及び非特許文献２で示された方法と同様である。

【0050】

先ず、信号ｘ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤをＩＳＦＦＴによって、ＤＤ空間からＦＴ空間の信号ｘ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴ，（ｍ＝０，１，…，Ｍ－１、ｎ＝０，１，…，Ｎ－１）に変換する。信号ｘ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴは、式（２）に示すように、ＩＳＦＦＴによってＤｅｌａｙ方向とＤｏｐｐｌｅｒ方向にそれぞれフーリエ変換と逆フーリエ変換することで計算される。

（２）

【0051】

信号ｘ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴは、ＯＦＤＭ変調部１２２２で、通常の方法でＯＦＤＭ変調される。ＯＦＤＭ変調されたＯＴＦＳ信号ｓ_{ｉ（ｐ，ｑ）}，（ただしｐ＝０，１，…，Ｍ－１、ｑ＝０，１，…，Ｎ－１）は、式（３）及び式（４）のように表される。

（３）

（４）

【0052】

ここでは、簡単のため、Ａｄｄ Ｚｅｒｏ部での帯域外ゼロデータの追加と、Ａｄｄ ＣＰ部でのＣＰ追加を無視（省略）する。そして、第０サブフレームの信号ｓ_{０（ｐ，ｑ）}は、式（１）と式（４）より、式（５）となる。

（５）

【0053】

ＵＥ１２の送信部１２２のＰ ｔｏ Ｓ部は、信号ｓ_{ｉ（ｐ，ｑ）}をパラレル－シリアル変換し、デジタルベースバンド信号に変換する。Ｄ ｔｏ Ｒ部は、デジタルベースバンド信号をアナログベースバンド信号に変換し、さらに、アナログベースバンド信号を搬送波帯域のＲＦ信号に変換する。ＲＦ信号は、ＡＮＴから空中に放射される。

【0054】

＜基地局の動作＞
基地局１１の受信部１１１は、ＵＥ１２からのＲＦ信号をＡＮＴで受信し、Ｒ ｔｏ Ｄ部でＲＦ信号をデジタルベースバンド信号に変換する。Ｓ ｔｏ Ｐ部は、デジタルベースバンド信号をシリアル－パラレル変換して受信信号ｒ_{ｉ（ｐ，ｑ）}にする。

【0055】

ＯＦＤＭ復調部１１１２は、受信信号ｒ_{ｉ（ｐ，ｑ）}を通常の方法でＯＦＤＭ復調する。ここで、ＵＥ１２と基地局１１は、通常の方法でタイミング同期が取られているものとする。ＯＦＤＭ復調部１１１２のＲｍ ＣＰ部は、受信信号ｒ_{ｉ（ｐ，ｑ）}からＣＰを除去する。その後、ＦＦＴ部がフーリエ変換を行い、Ｒｍ Ｚｅｒｏ部が帯域外ゼロ成分を除去する。ＯＦＤＭ復調部１１１２でＯＦＤＭ復調して得られた信号ｙ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴは、式（６）及び式（７）のように表せる。

（６）

（７）

【0056】

ここでは、簡単のため、ＣＰ除去と帯域外ゼロデータ除去と雑音成分を無視（省略）して表わす。式（７）のｈ_{（ｍ，ｎ）}は伝搬チャネル、ω_０はドップラー効果による周波数オフセットに対応した角周波数、ｔ_ｓはサンプリング間隔（サンプリングレートの逆数）である。よって、式（７）のｅ^{（ｊω０ｔｓ（ＭＮｉ＋Ｍｎ＋ｐ））}はドップラー効果による位相変化を示す。

【0057】

信号ｙ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴを用いてＯＴＦＳ後処理を行う。この例では、ＣＩＲ－ＲＳを配置した第０サブフレームを用いてチャネル推定を行い、ＣＩＲを求める。チャネル推定は、図４に示した順で実施される。先ず、ＳＦＦＴ１部で信号ｙ_{０（ｍ，ｎ）} ^ＦＴにＳＦＦＴを行い、ＦＴ空間からＤＤ空間の信号ｙ_{０（ｌ，ｋ）} ^ＤＤに変換する。信号ｙ_{０（ｌ，ｋ）} ^ＤＤを式（８）に示す。

（８）

【0058】

ＣＩＲ－ＲＳ抽出部は、信号ｙ_{０（ｌ，ｋ）} ^ＤＤからＣＩＲ－ＲＳを配置した周囲のエレメントのみを抽出する。この抽出した範囲をＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲と呼ぶ。この例では、図５の点線で示すように、ＣＩＲ－ＲＳを配置したエレメントから、Ｄｅｌａｙ方向に＋／－１５０インデックス、Ｄｏｐｐｌｅｒ方向に＋／－３インデックスの範囲を抽出する。ＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲がサブフレーム端を超える場合、図５の点線のようにサブフレーム内で折り返して範囲を設定する。このとき、ＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲外のエレメントの値はゼロとする。ＣＩＲ－ＲＳの抽出後の信号をｙ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤとする。

【0059】

ＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲がＣＩＲ－ＲＳを配置した範囲よりも大きくする理由は、電波伝搬の影響を受けたＣＩＲ－ＲＳを抽出するためである。すなわち、ＣＩＲ－ＲＳは、遅延やドップラー効果などにより、元のエレメントの位置とは異なる位置、または、複数のエレメント位置に分散して受信されるからである。そして、このようなＣＩＲ－ＲＳの変化に基づいてＣＩＲを推測（推定）する。

【0060】

また、ＣＩＲ－ＲＳの周囲を抽出することにより、熱雑音などの影響を抑え、チャネル推定の精度を向上させることができる。この例では、第０サブフレームにはＣＩＲ－ＲＳのみ配置しているが、これには限定されない。ＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲に影響を与えないエレメント領域に、データや他のＵＥ用のＣＩＲ－ＲＳなどを配置してもよい。

【0061】

ＣＩＲ－ＲＳが抽出された後の信号ｙ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤは、ＩＳＦＦＴ１部での変換、すなわち、式（２）で示した処理（変換）と同様にＩＳＦＦＴ変換され、再度、ＦＴ空間の信号ｙ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴに変換される。信号ｙ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴは、ＣＩＲ－ＲＳのみを送信した場合の受信信号と考えられるため、式（７）と式（５）に基づいて式（９）のように表される。

（９）

【0062】

ＣＩＲ－ＲＳは、既知の信号であるので、基地局１１においてもＣＩＲ－ＲＳのみを配置した第０サブフレーム信号ｘ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤを作成する。この例の場合、信号ｘ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤは、式（１）で示した信号ｘ_{０（ｌ，ｋ）} ^ＤＤに等しい。ＵＥ１２において第０サブフレームにはＣＩＲ－ＲＳのみ配置しているが、ＵＥ１２においてデータなどを第０サブフレームに配置した場合でも、基地局１１で生成する第０サブフレームにはＣＩＲ－ＲＳのみを配置する。

【0063】

ＤＤ空間の信号ｘ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤは、ＩＳＦＦＴ２部で式（２）と同様にＩＳＦＦＴ変換され、ＦＴ空間の信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴに変換される。信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴを式（１０）及び式（１１）に示す。

【0064】

（１０）

（１１）

【0065】

各フレームで同じ信号をＣＩＲ－ＲＳとして使用する場合、各フレームで信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴを計算する必要はなく、初めに一度計算し、その後、同じ信号を繰り返し使用してもよい。また、この例では、ＩＳＦＦＴ２部を用いて、信号ｘ_{ｒ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤから信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴを作成したが、これには限定されない。予め作成した信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴを基地局１１内のメモリに保持しておき、それを使用してもよい。

【0066】

チャネル推定部で求めるＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}は、受信信号から求めたＣＩＲ－ＲＳのＦＴ空間の信号ｙ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴと、伝搬チャネルの影響を受けていないＣＩＲ－ＲＳのＦＴ空間の信号ｘ_{ｒ（ｍ，ｎ）} ^ＦＴとの商を計算することで求める。すなわち、チャネル推定部は、ＦＴ空間において、受信したОＴＦＳ信号から求めたＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）を伝搬チャネルの影響を受けていないＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）で除算したときの商をＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}として計算する。ＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}を式（１２）及び式（１３）に示す。

（１２）

（１３）

【0067】

これにより、ドップラー効果の周波数誤差の影響を含むチャネル係数が計算される。第０サブフレームで求めたＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}は、再度、ＣＩＲ－ＲＳの配置されたサブフレームが受信されるまで、繰り返し使用する。

【0068】

第１等化器ＥＱ１は、ＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}を用いてＦＴ空間においてチャネル補正を行う。補正された信号ｚ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＥＱ１を式（１４）及び式（１５）に示す。

（１４）

（１５）

【0069】

信号ｚ_{ｉ（ｍ，ｎ）} ^ＥＱ１は、ＳＦＦＴ０部でＳＦＦＴ変換され、ＤＤ空間の信号ｚ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤに変換される。ｚ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤを式（１６）及び式（１７）に示す。

（１６）

（１７）

【0070】

式（１６）及び式（１７）に示すように、信号ｚ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤには、ドップラー効果による位相ずれが補正しきれずに残っている。

【0071】

ドップラー効果による位相ずれは、２つの成分を有する。１つ目の成分は、ｅ^{（ｊω０ｔｓＭＮｉ）}であり、サブフレームごとの位相ずれであり、第０サブフレームで求めたＣＩＲを、その後のサブフレームに使用することが原因で生じる。２つ目の成分は、ｅ^{（ｊω０ｔｓ（ｌ－ｌ０））}であり、ＣＩＲ－ＲＳを配置した位置とのＤｅｌａｙ方向の差に依存した位相ずれである。

【0072】

この位相ずれを、ＰＣＲＳを用いて第２等化器ＥＱ２で補正する。第２等化器ＥＱ２で用いる補正係数ｗ_{ｉ（ｌ，ｋ）}は、ＰＣＲＳのオリジナル信号（送信側と受信側で予め取り決めた既知の信号）と受信信号の商を計算することで、式（１８）及び式（１９）に示すように求める。

（１８）

（１９）

【0073】

ここで、サブフレーム番号ｉは１から９の整数である。ＰＣＲＳの存在しないＤｅｌａｙインデックスの補正係数

は、近接する補正係数から内挿、外挿によって求める。また、ＰＣＲＳの存在しないＤｏｐｐｌｅｒインデックスの補正係数

は、ＰＣＲＳの存在するＤｏｐｐｌｅｒインデックスの補正係数ｗ_{ｉ（ｌ，ｋ∈ｋｐ）}と等しい値を使用する

。

【0074】

第０サブフレームにデータを配置する場合、ＣＩＲ－ＲＳの抽出範囲に影響を与えない位置にＰＣＲＳを追加し、上記と同様に補正を行う。もしくは、前フレーム、または、同フレーム内の補正係数ｗ_{ｉ（ｌ，ｋ）} （ｉ＝１，２，…，９）の、同じＤｅｌａｙインデックスの補正係数を用いて外挿により求めてもよい。

【0075】

第２等化器ＥＱ２は、補正係数ｗ_{ｉ（ｌ，ｋ）}を受信信号ｚ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＤＤに乗ずることで補正を行う。第２等化器ＥＱ２による補正後の信号ｚ_{ｉ（ｌ，ｋ）} ^ＥＱ２を、式（２０）及び式（２１）に示す。

（２０）

（２１）

【0076】

第２等化器ＥＱ２を用いることで、ドップラー効果に起因する位相ずれが補正され、送信信号が正しく受信される。なお、この例では、簡単のため振幅変化を無視したが、第２等化器ＥＱ２を用いることでサブフレーム毎の振幅変化も補正することができる。

【0077】

＜効果＞
実施の形態１に係る基地局１１は、ＦＴ空間でチャネル補正を行う。これにより、計算量を抑えることができる。例えば、１台のＵＥ１２と基地局１１とが通信している場合を考える。このとき、ＤＤ空間でチャネル補正を行う場合、（ＭＮｘＭＮ）次元の行列の逆数を求め、受信信号と畳み込み演算を行う必要がある（非特許文献２参照）。一方、実施の形態１では、ＭｘＮ次元の行列の各要素の逆数を求め、受信信号の各要素と乗算を行うだけでよいので計算量を抑えることができる。

【0078】

また、実施の形態１に係る基地局１１は、ＦＴ空間でチャネル補正を行うため、ＯＴＦＳ信号を使用した場合でも、通常の手法で空間多重技術が利用できる。これにより、複数のＵＥ１２の同時、且つ、同一周波数接続が可能であり、基地局１１の通信容量を増加させることができる。

【0079】

その結果、高いデータレートの直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を保ちつつ、少ない計算量で精度よくＯＴＦＳ信号を復調することが可能な無線通信装置、システム、方法、及びプログラムを提供することができる。

【0080】

また、実施の形態１に係る基地局１１は、ＣＩＲ－ＲＳとＰＣＲＳの２種類のＲＳを用いる。これにより、伝搬チャネルによる影響と、ドップラー効果による影響の両方を補正することができる。

【0081】

具体的には、ＰＣＲＳを用いた第２等化器ＥＱ２を用いることで、補正するデータとは異なるサブフレームで求めたＣＩＲを用いることができる。毎サブフレームＣＩＲ－ＲＳでチャネル推定を行うとデータレートの低下を招くため、チャネル推定を行わないサブフレームを用いることで高いデータレートを保つことができる。

【0082】

図６Ａ及び図６Ｂは、実施の形態１に係る基地局による補正の効果を例示するコンスタレーション図である。
図６Ａ及び図６Ｂの横軸はＩチャネル（channel）を示し、縦軸はＱチャネル（channel）を示す。

【0083】

図６Ａ及び図６Ｂは、ＵＥを歩行速度（約４ｋｍ／ｓ）で、基地局に向けて移動させた場合の結果を示す。搬送波周波数は２８ＧＨｚ（ギガヘルツ）である。
図６Ａは、第２等化器ＥＱ２がサブフレームごとの補正を行わなかった場合のコンスタレーション図である。
図６Ｂは、第２等化器ＥＱ２がサブフレームごとの補正を行った場合のコンスタレーション図である。

【0084】

図６Ａに示すように、第２等化器ＥＱ２が補正を行わなかった場合、第１サブフレーム以降、サブフレームごとに位相が回転してしまう。一方、図６Ｂに示すように、第２等化器ＥＱ２が補正を行った場合、位相回転が補正される。

【0085】

また、ＣＩＲだけでは、Ｄｅｌａｙインデックスに依存したドップラー効果の影響を見積もることができないので、第１等化器ＥＱ１だけではこの影響が残る（式１７参照）。実施の形態１に係る基地局１１は、ＰＣＲＳを用いた第２等化器ＥＱ２によって、この影響を補正し、復調精度を向上させることができる。

【0086】

図７Ａ及び図７Ｂは、実施の形態１に係る基地局によるＤｅｌａｙ方向の補正の効果を例示するコンスタレーション図である。
図７Ａ及び図７Ｂの横軸はＩチャネル（channel）を示し、縦軸はＱチャネル（channel）を示す。
図７Ａ及び図７Ｂは、ＵＥが高速で移動していると仮定し、ＵＥの送信部と基地局の受信部に４ｋＨｚ（キロヘルツ）の周波数誤差を与えた場合の測定結果を示す。周波数誤差４ｋＨｚは、およそ１５０ｋｍ／ｈでＵＥが基地局に向かって移動している状況に等しい。搬送波周波数は２８ＧＨｚ（ギガヘルツ）である。

【0087】

図７Ａは、第２等化器ＥＱ２がＤｅｌａｙ方向の補正を行っていない場合のコンスタレーション図である。
図７Ｂは、第２等化器ＥＱ２がＤｅｌａｙ方向の補正を行った場合のコンスタレーション図である。
図７Ａ及び図７Ｂは、１サブフレーム間のコンスタレーションを示す。

【0088】

図７Ａに示すように、第２等化器ＥＱ２がＤｅｌａｙ方向の補正を行っていない場合、円周方向に分散してしまう。一方、図７Ｂに示すように、第２等化器ＥＱ２がＤｅｌａｙ方向の補正を行った場合、円周方向の分散が補正される。

【0089】

また、実施の形態１に係る基地局１１は、ＳＦＦＴ１部を用いて第０サブフレームの信号をＤＤ空間に変換し、ＣＩＲ－ＲＳ抽出部によって、ＣＩＲ－ＲＳの周囲を抽出することで、伝搬チャネルの影響を受けたＣＩＲ－ＲＳのみを雑音を抑えて抽出することができる。

【0090】

ここで、実施の形態１に係る基地局の特徴を以下に示す。
２種類のリファレンス信号（ＣＩＲ－ＲＳとＰＣＲＳ）を用い、それぞれ異なる等化器を利用することで、ＯＴＦＳ信号を高いデータレートを保ちつつ、少ない計算量で精度よく復調することができる。

【0091】

［実施の形態２］
図８は、実施の形態２に係るОＴＦＳ後処理部を例示するブロック図である。

【0092】

図８に示すように、実施の形態２に係る基地局２１は、実施の形態１に係る基地局１１と比べて、第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２を追加した点が異なる。また、基地局２１は、基地局１１と比べて、ＳＦＦＴ０部とＳＦＦＴ１部を共通にした点が異なる。基地局２１のその他の要素（機能部）は、基地局１１と同様である。

【0093】

第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２は、ＣＩＲを推定するときに、第１等化器ＥＱ１をバイパスするために使用する。例えば、実施の形態１と同様に、第０サブフレームにＣＩＲ－ＲＳが配置された信号を使用する場合、第０サブフレーム時において、第１等化器ＥＱ１をバイパスするように第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２を切り替える。一方、第１サブフレームから第９サブフレーム時においては、第１等化器ＥＱ１を使用するように第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２を切り替える。

【0094】

すなわち、第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２は、ＣＩＲ－ＲＳのみが配置されたサブフレームが、第１等化器ＥＱ１をバイパスするような設定を行う。また、第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２は、ＣＩＲ－ＲＳが配置されていないサブフレームでは、第１等化器ＥＱ１にОＦＤＭ復調して得られた信号を入力する。

【0095】

なお、第１セレクタＳＥ１と第２セレクタＳＥ２を用いない場合、ＣＩＲを推定するときのみ、ＣＩＲ係数ｈ_{ｅ（ｍ，ｎ）}を１に変更し、第１等化器ＥＱ１での補正が行われないようにしてもよい。

【0096】

また、実施の形態１に係るＳＦＦＴ０部とＳＦＦＴ１部を共通にしてもよい。これを実現するため、図８に示すように、チャネル推定部は、ＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）抽出部と逆ＳＦＦＴ変換部（ＩＳＦＦＴ１部）とを備えてもよい。ＳＦＦＴ０部（ＳＦＦＴ変換部）は、第１等化器ＥＱ１がチャネル補正を行った信号に対してＳＦＦＴ変換を行う。ＣＩＲ－ＲＳ抽出部は、ＳＦＦＴ変換部が変換した信号からＣＩＲ－ＲＳを抽出する。ＩＳＦＦＴ１部は、ＣＩＲ－ＲＳ抽出部が抽出した信号に対して逆ＳＦＦＴ変換する。

【0097】

これにより、ＳＦＦＴの計算を省略でき（ＳＦＦＴが１つだけ削減できる）ので（図４と図８を参照）、実施の形態１と比べて、受信部での計算量を低減することができる。

【0098】

［実施の形態３］
図９Ａ及び図９Ｂは、２ユーザが多重接続した時の信号マッピングを例示する模式図である。
図９Ａは、第１のＵＥ（ＵＥ３２ａ）の信号マッピングを示す。
図９Ｂは、第２のＵＥ（ＵＥ３２ｂ）の信号マッピングを示す。

【0099】

実施の形態３は、複数のＵＥ３２と基地局３１が同時に通信するマルチユーザ環境においても利用することができる。実施の形態３では、ＵＥ３２ごとに、エレメント位置を変えてＣＩＲ－ＲＳとＰＣＲＳをそれぞれ配置する。

【0100】

図９Ａ及び図９Ｂに示すように、ＣＩＲ－ＲＳには、電波伝搬による遅延やＤｏｐｐｌｅｒ効果によって、マッピング上でエレメント位置の変化や、複数のエレメントへ拡散（分散）というような変化が表れる。これにより、ＣＩＲ－ＲＳが他のＵＥのＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲に影響を与えた場合、ＣＩＲの推定精度が低下し復調精度が低下する。そこで、実施の形態３では、ＣＩＲ－ＲＳを、図９Ａ及び図９Ｂに示すように、複数のＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲は、相互に影響を与えない、互いに十分離れた位置に配置する。

【0101】

具体的には、第１のＵＥ用のＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）は、第１のＵＥ用の所定の第１エレメント範囲内に配置する。第２のＵＥ用のＣＩＲ－ＲＳ（第１リファレンス信号）は、第２のＵＥ用の所定の第２エレメント範囲内に配置する。第１エレメント範囲と第２エレメント範囲は、所定の距離以上離れた位置に配置する。なお、ＣＩＲ－ＲＳ抽出範囲をエレメント範囲と称することもある。

【0102】

実施の形態３では、ＵＥ３２ａ用のＣＩＲ－ＲＳとＵＥ３２ｂ用のＣＩＲ－ＲＳを離れた位置に配置することにより、ＣＩＲ－ＲＳ抽出部がそれぞれのＵＥのＣＩＲ－ＲＳのみを抽出することができ、それぞれのＵＥのＣＩＲを確実に求めることができる。

【0103】

また、それぞれのＵＥごとに、エレメント位置が重ならないようにしてＰＣＲＳを配置してもよい。

【0104】

また、実施の形態１から３では、ＣＩＲを用いたチャネル補正をＦＴ空間で行うため、ゼロフォーシング（Zero-forcing）法や最小平均二乗誤差（Minimum Mean Square Error）法といった空間多重技術を用いることができる。これにより、同時、且つ、同周波数帯域に複数の信号を多重することができるため、通信量を増加することができる。

【0105】

なお、空間多重技術による通信量の増加は、上りの信号だけでなく、伝搬チャネルの可逆性を利用して、下りの信号にも適用できる。これにより、下りにおいても通信量を増加することができる。

【0106】

尚、上記の実施の形態では、本発明をハードウェアの構成として説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明は、各構成要素の処理を、ＣＰＵ（Central Processing Unit）にコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。

【0107】

上記の実施の形態において、プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実態のある記録媒体(tangible storage medium)を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（具体的にはフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（具体的には光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（具体的には、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ(Erasable PROM)）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ(Random Access Memory)を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。

【0108】

さらに、動作は特定の順序で描かれているが、これは、望ましい結果を達成するために、そのような動作が示された特定の順序または連続した順序で実行されること、または示されたすべての動作が実行されることを要求するものとして理解されるべきではない。特定の状況では、マルチタスクと並列処理が有利な場合がある。同様に、いくつかの特定の実施の形態の詳細が上記の議論に含まれているが、これらは本開示の範囲に対する制限としてではなく、特定の実施の形態に特有の特徴の説明として解釈されるべきである。別個の実施の形態の文脈で説明される特定の特徴は、単一の実施の形態に組み合わせて実装されてもよい。逆に、単一の実施の形態の文脈で説明される様々な特徴は、複数の実施の形態で別々にまたは任意の適切な組み合わせで実装されてもよい。

【0109】

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

【0110】

尚、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

【0111】

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調する受信部を備える無線通信装置。
（付記２）
前記受信部は、前記第１リファレンス信号が配置されたサブフレームと、前記第２リファレンス信号が配置されたサブフレームと、を含む前記ＯＴＦＳ信号を受信し復調する、
付記１に記載の無線通信装置。
（付記３）
前記第１リファレンス信号は、チャネルインパルスレスポンス（ＣＩＲ：Channel Impulse Response）を求めるためのチャネルインパルスレスポンスリファレンス信号（ＣＩＲ－ＲＳ：Channel Impulse Response-Reference Signal）であり、
前記第２リファレンス信号は、前記位相補正を行うための位相補正リファレンス信号（ＰＣＲＳ：Phase Compensation Reference Signal）である、
付記１または２に記載の無線通信装置。
（付記４）
前記受信部は、
周波数時間（ＦＴ：Frequency Time）空間において、前記第１リファレンス信号に基づいたチャネル補正を行う第１等化器と、
遅延ドップラー（ＤＤ：Delay Doppler）空間において、前記第２リファレンス信号に基づいた前記位相補正の処理を行う第２等化器と、を有する、
付記３に記載の無線通信装置。
（付記５）
前記第１等化器が前記チャネル補正を行った後に、前記第２等化器が前記位相補正の処理を行う、
付記４に記載の無線通信装置。
（付記６）
前記受信部は、前記第１リファレンス信号を用いて前記チャネル推定を行って、前記ＣＩＲを求めるチャネル推定部をさらに備え、
前記第１等化器は、前記ＣＩＲに基づいて受信したデータに対して前記チャネル補正を行う、
付記４または５に記載の無線通信装置。
（付記７）
前記チャネル推定部は、前記ＦＴ空間において、受信したＯＴＦＳ信号から求めた前記第１リファレンス信号を伝搬チャネルの影響を受けていない前記第１リファレンス信号で除算したときの商を前記ＣＩＲとして計算する、
付記６に記載の無線通信装置。
（付記８）
前記第１リファレンス信号のみが配置されたサブフレームの数は１フレームあたり１つであり、
前記データと前記第２リファレンス信号とが配置されたサブフレームの数は２つ以上である、
付記６に記載の無線通信装置。
（付記９）
前記第１リファレンス信号のみが配置されたサブフレームが、前記第１等化器をバイパスするような設定を行うセレクタをさらに備え、
前記第１リファレンス信号が配置されていないサブフレームでは、前記第１等化器に直交周波数分割多重（ОＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調して得られた信号を入力する、
付記４から７のいずれか１つに記載の無線通信装置。
（付記１０）
前記第１等化器が前記チャネル補正を行った信号に対してＳＦＦＴ変換を行うＳＦＦＴ変換部と、
前記ＳＦＦＴ変換部が変換した信号から前記第１リファレンス信号を抽出する第１リファレンス信号抽出部と、
第１リファレンス信号抽出部が抽出した信号に対して逆ＳＦＦＴ変換する逆ＳＦＦＴ変換部と、
をさらに備える、
付記４に記載の無線通信装置。
（付記１１）
第１のＵＥ（User Equipment）用の前記第１リファレンス信号は、前記第１のＵＥ用の所定の第１エレメント範囲内に配置され、
第２のＵＥ用の前記第１リファレンス信号は、前記第２のＵＥ用の所定の第２エレメント範囲内に配置され、
前記第１エレメント範囲と前記第２エレメント範囲は、所定の距離以上離れた位置に配置される、
付記１から１０のいずれか１つに記載の無線通信装置。
（付記１２）
ユーザ装置と基地局とを備え、
前記ユーザ装置は、
第１リファレンス信号と直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号と第２リファレンス信号とを送信する送信部を有し、
前記基地局は、
前記第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、前記第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した前記ＯＴＦＳ信号を復調する受信部を有する、
システム。
（付記１３）
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調すること、
を備える方法。
（付記１４）
第１リファレンス信号を用いてチャネル推定を行い、第２リファレンス信号を用いて位相補正を行い、前記チャネル推定と前記位相補正の結果を用いて、受信した直交時間周波数空間（ＯＴＦＳ：Orthogonal Time Frequency Space）信号を復調すること、
をコンピュータに実行させるプログラム。

【0112】

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

【0113】

この出願は、２０２１年９月３０日に出願された日本出願特願２０２１－１６０８７２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

【符号の説明】

【0114】

１０…システム
１１、２１、３１…無線通信装置、基地局
１１１…受信部
１１１１…ＯＴＦＳ後処理部
１１１２…ＯＦＤＭ復調部
１２、３２…ＵＥ
３２ａ…第１のＵＥ
３２ｂ…第２のＵＥ
１２２…送信部
１２２１…ＯＴＦＳ前処理部
１２２２…ＯＦＤＭ変調部
Ｍ、Ｎ…総インデックス数
ＥＱ１…第１等化器
ＥＱ２…第２等化器
ＳＥ１…第１セレクタ
ＳＥ２…第２セレクタ
ＵＥ…端末

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6A】

【図6B】

【図7A】

【図7B】

【図8】

【図9A】

【図9B】