特許 7663491 電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-04-08

(45)【発行日】2025-04-16

(54)【発明の名称】電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20250409BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

【請求項の数】 4

(21)【出願番号】P 2021214197

(22)【出願日】2021-12-28

(65)【公開番号】P2023097849

(43)【公開日】2023-07-10

【審査請求日】2024-06-13

(73)【特許権者】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】山口 雅史

【審査官】今井 貞雄

(56)【参考文献】

【文献】国際公開第２０１４／１０３１０５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】特開２０１４－０１１９４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１７－２２９１４０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成された１次側回路と、複数のスイッチング素子を含むブースト回路および整流回路で構成された２次側回路と、共振コイルおよび共振コンデンサを含む電流共振回路と、前記１次側回路および前記２次側回路の間に設けられたトランスと、前記１次側回路を構成するスイッチング素子および前記２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備えた電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路および前記２次側回路に流れる電流が予め定められた許容電流値を超えず、かつ前記２次側回路から出力される電力が最大となるように予め決定しておいた前記１次側回路を構成するスイッチング素子の駆動周波数の下限値および前記ブースト回路のブースト率を、前記１次側回路に入力される直流電圧毎に下限駆動周波数および最適ブースト率として記憶する記憶部をさらに備え、
前記制御部は、前記ブースト回路のブースト動作によって前記１次側回路に入力された直流電圧を昇圧して前記２次側回路から出力させるときに、前記ブースト率が当該直流電圧に対応した前記最適ブースト率に近づいた状態にし、かつ前記駆動周波数が当該直流電圧に対応した前記下限駆動周波数を下回らないように前記１次側回路を構成するスイッチング素子および前記２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する
ことを特徴とする電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記制御部は、前記１次側回路に入力された直流電圧の前記ブースト動作による昇圧を開始させるとき、前記駆動周波数を予め定められた上限駆動周波数に維持したまま前記ブースト率をゼロから当該直流電圧に対応した前記最適ブースト率まで増加させていった後に、前記駆動周波数を当該直流電圧に対応した前記下限駆動周波数に向かって低下させていく
ことを特徴とする請求項１に記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記制御部は、前記１次側回路に入力された直流電圧の前記ブースト動作による昇圧を終了させるとき、前記ブースト率を前記最適ブースト率に維持したまま前記駆動周波数を前記上限駆動周波数まで増加させていった後に、前記ブースト率をゼロまで低下させていく
ことを特徴とする請求項２に記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項4】

前記制御部は、前記ブースト率が前記１次側回路に入力された直流電圧に対応する最適ブースト率に近づいた状態で前記駆動周波数を変化させて、前記２次側回路から出力される電力が所望の出力電力になるように前記１次側回路を構成するスイッチング素子および前記２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する
ことを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ブースト機能を備えた電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

電気自動車（ＥＶ，Electric Vehicle）およびプラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ，Plug-in Hybrid Vehicle）等の電動車の駆動用車載バッテリから直流電力を取り出すＶ２Ｈ（Vehicle to Home）と呼ばれる装置は、通常、車載バッテリが出力する直流電圧（以下、「入力電圧」ともいう）を昇圧する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、昇圧後の直流電圧を交流電圧に変換する双方向ＤＣ／ＡＣインバータとを備えている。このうち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、小型化および高効率化に適したＣＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータが注目されている。

【0003】

ＣＨＡｄｅＭＯ規格に準拠したＶ２Ｈ装置は、１５０Ｖ～４５０Ｖの広範囲の入力電圧に対応する必要がある。しかしながら、ＣＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、双方向の動作において所定の電圧を出力しなければならないためトランスの変圧比の自由度が低く、ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ単体と昇降圧チョッパーとを組み合わせた電源に比べて昇圧可能な範囲が狭い。このため、ＣＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧が比較的低いときに、双方向ＤＣ／ＡＣインバータが必要とする直流電力を出力できない場合があった。すなわち、ＣＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、広範囲の入力電圧に対応できなかった。

【0004】

この問題を解決する方法の１つとして、従来、ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側回路にブースト機能をもたせることが検討されている。例えば、非特許文献１には、ＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側整流回路に２つのスイッチング素子Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３を設け、両方のスイッチング素子がオンする遅延時間Ｔ_Ｄ（＝Ｔ_０－Ｔ_１，Ｔ_３－Ｔ_４）を作り出すことにより、ブースト（より強力な昇圧）を実現することが記載されている。なお、非特許文献１に記載された電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ブースト率Ｔ_Ｄ－Ｎ（＝一駆動周期Ｔ_Ｓにおける遅延時間Ｔ_Ｄの割合）と１次側回路の駆動周波数Ｆとをパラメータとした関数によって昇圧率Ｍが表される（特に、Ｆｉｇ．２参照）。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0005】

【文献】Yungtaek Jang, et al., “Implementation of 3.3-kW GaN-Based DC-DC Converter for EV On-Board Charger with Series-Resonant Converter that Employs Combination of Variable-Frequency and Delay-Time Control”, Proc. of APEC2016, pp.1292-1299

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、この従来のＬＬＣ方式の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、所望の昇圧率Ｍを得るために、ブースト率Ｔ_Ｄ－Ｎと駆動周波数Ｆの組み合わせを無限に存在する組み合わせの中からどのように選択すればよいのかが定まっていない。このため、この電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、ブースト率を高くし過ぎたり駆動周波数Ｆを低くし過ぎたりした結果、１次側回路および２次側回路に流れる共振電流（ピーク電流）が予め定められた許容電流値を超えてしまうことがあった。

【0007】

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、入力電圧が比較的低いときでもピーク電流を許容電流値以下に抑制しながら必要とされる大きな直流電力を出力することが可能な、広範囲の入力電圧に対応した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本発明に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータは、複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成された１次側回路と、複数のスイッチング素子を含むブースト回路および整流回路で構成された２次側回路と、共振コイルおよび共振コンデンサを含む電流共振回路と、１次側回路および２次側回路の間に設けられたトランスと、１次側回路を構成するスイッチング素子および２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部とを備えたものであって、１次側回路および２次側回路に流れる電流が予め定められた許容電流値を超えず、かつ２次側回路から出力される電力が最大となるように予め決定しておいた１次側回路を構成するスイッチング素子の駆動周波数の下限値およびブースト回路のブースト率を、１次側回路に入力される直流電圧毎に下限駆動周波数および最適ブースト率として記憶する記憶部をさらに備え、制御部は、ブースト回路のブースト動作によって１次側回路に入力された直流電圧を昇圧して２次側回路から出力させるときに、ブースト率が当該直流電圧に対応した最適ブースト率に近づいた状態にし、かつ駆動周波数が当該直流電圧に対応した下限駆動周波数を下回らないように上記１次側回路を構成するスイッチング素子および２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御するよう構成されている。

【0009】

この構成では、１次側回路および２次側回路に流れる電流（ピーク電流）が予め定められた許容電流値を超えず、かつ２次側回路から出力される電力が最大となるような駆動周波数の下限値（下限駆動周波数）およびブースト率（最適ブースト率）を１次側回路に入力される直流電圧毎にシミュレーションや実機評価等により予め決定しておき、これにしたがって制御部が１次側回路および２次側回路を制御するようになっている。このため、この構成によれば、入力電圧が低い場合であってもピーク電流を許容電流値以下に抑制しながら必要とされる大きな直流電力を２次側回路から出力することが可能となる。

【0010】

上記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部は、必要とされる直流電力を２次側回路から確実に出力するために、１次側回路に入力された直流電圧のブースト動作による昇圧を、駆動周波数を予め定められた上限駆動周波数に維持したままブースト率をゼロから当該直流電圧に対応した最適ブースト率まで増加させていった後に、駆動周波数を当該直流電圧に対応した下限駆動周波数に向かって低下させていくよう構成されていることが好ましい。

【0011】

上記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部は、１次側回路に入力された直流電圧のブースト動作による昇圧を終了させるとき、ブースト率を最適ブースト率に維持したまま駆動周波数を上限駆動周波数まで増加させていった後に、ブースト率をゼロまで低下させていくよう構成されていてもよい。

【0012】

また、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御部は、ブースト率が１次側回路に入力された直流電圧に対応する最適ブースト率に近づいた状態で駆動周波数を変化させて、２次側回路から出力される電力が所望の出力電力になるように１次側回路を構成するスイッチング素子および２次側回路を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御するよう構成されていてもよい。

【発明の効果】

【0013】

本発明によれば、入力電圧が比較的低いときでもピーク電流を許容電流値以下に抑制しながら必要とされる大きな直流電力を出力することが可能な、広範囲の入力電圧に対応した電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明の実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図2】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの使用態様を示すブロック図である。

【図3】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータを構成するスイッチング素子の制御タイミングを示す図であって、（Ａ）はブーストを行わない場合の制御タイミングの一例、（Ｂ）はブーストを行う場合の制御タイミングの一例を示す図である。

【図4】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図であって、（Ａ）は図３（Ｂ）の期間１－１における電流経路、（Ｂ）は期間１－２における電流経路、（Ｃ）は期間１－３における電流経路を示す図である。

【図5】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの電流経路を示す図であって、（Ａ）は図３（Ｂ）の期間２－１における電流経路、（Ｂ）は期間２－２における電流経路、（Ｃ）は期間２－３における電流経路を示す図である。

【図6】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおける、駆動周波数、出力電圧およびブースト率の関係を示す図である。

【図7】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御部が実行する起動処理を示すフロー図である。

【図8】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御部が起動処理の後に実行する通常処理および終了処理を示すフロー図である。

【図9】実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御部が実行する起動処理の概要を示す模式図である。

【図10】本発明の第１変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図11】本発明の第２変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図12】本発明の第３変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、添付図面を参照しながら、本発明に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例について説明する。

【0016】

［実施例］
図１に、本発明の実施例に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、双方向に動作するＣＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであり、図２に示すように、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１２０とともにＶ２Ｈ装置１１０を構成している。Ｖ２Ｈ装置１１０は、主に、電動車の駆動用車載バッテリ１００の直流電力を所定の交流電力に変換して負荷１３０に出力する放電動作と、商用電力系統１４０の交流電力を所定の直流電力に変換して車載バッテリ１００に出力する充電動作とを行うことができる。

【0017】

放電動作において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、車載バッテリ１００が出力する直流電圧、すなわち１次側入出力端Ｔ１，Ｔ１’に現れる電圧Ｖ１を昇圧するとともに、昇圧後の直流電圧、すなわち電圧Ｖ２を２次側入出力端Ｔ２，Ｔ２’から出力する。一方、充電動作において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１２０が出力する直流電圧、すなわち２次側入出力端Ｔ２，Ｔ２’に現れる電圧Ｖ２を降圧するとともに、降圧後の直流電圧、すなわち電圧Ｖ１を１次側入出力端Ｔ１，Ｔ１’から出力する。

【0018】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、複数のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成された１次側回路１１と、複数のスイッチング素子を含むブースト回路および整流回路で構成された２次側回路１２と、共振コイルＬ１，Ｌ２および共振コンデンサＣ９，Ｃ１０を含む電流共振回路と、１次側回路１１および２次側回路１２の間に設けられたトランスＴＲと、１次側回路１１を構成するスイッチング素子および２次側回路１２を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御する制御部１３とを備えている。

【0019】

１次側回路１１は、第１スイッチング素子Ｑ１と、第２スイッチング素子Ｑ２と、第３スイッチング素子Ｑ３と、第４スイッチング素子Ｑ４とを含んでいる。第１スイッチング素子Ｑ１は第１レグの上アームを構成し、第２スイッチング素子Ｑ２は第１レグの下アームを構成する。第３スイッチング素子Ｑ３は第２レグの上アームを構成し、第４スイッチング素子Ｑ４は第２レグの下アームを構成する。第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の接続点は、共振コンデンサＣ９および共振コイルＬ１を介してトランスＴＲの１次巻線の一端に接続され、第３スイッチング素子Ｑ３および第４スイッチング素子Ｑ４の接続点は、１次巻線の他端に接続されている。

【0020】

共振コイルＬ１は、トランスＴＲの漏れインダクタンスであってもよいし、これとは別のコイルであってもよい。また、共振コイルＬ１は、上記漏れインダクタンスと別のコイルとを合成したものであってもよい。

【0021】

第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、制御部１３の制御下でオン／オフ（スイッチング）する。第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、シリコン製のパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、シリコンカーバイド製のパワーＭＯＳＦＥＴ等のパワー半導体素子を用いることができる。

【0022】

第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれには、第１～第４ダイオードＤ１～Ｄ４が逆並列接続されている。第１～第４ダイオードＤ１～Ｄ４は、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれに寄生する（内蔵された）寄生ダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。

【0023】

第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれには、さらに、第１～第４コンデンサＣ１～Ｃ４が並列接続されている。第１～第４コンデンサＣ１～Ｃ４は、第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれに寄生する（内蔵された）寄生容量であってもよいし、外付けのコンデンサであってもよい。

【0024】

上アームを構成する第１スイッチング素子Ｑ１および第３スイッチング素子Ｑ３は、高電位側の１次側入出力端Ｔ１に接続されている。また、下アームを構成する第２スイッチング素子Ｑ２および第４スイッチング素子Ｑ４は、低電位側の１次側入出力端Ｔ１’に接続されている。

【0025】

２次側回路１２は、第５スイッチング素子Ｑ５と、第６スイッチング素子Ｑ６と、第７スイッチング素子Ｑ７と、第８スイッチング素子Ｑ８とを含んでいる。第５スイッチング素子Ｑ５は第３レグの上アームを構成し、第６スイッチング素子Ｑ６は第３レグの下アームを構成する。第７スイッチング素子Ｑ７は第４レグの上アームを構成し、第８スイッチング素子Ｑ８は第４レグの下アームを構成する。第５スイッチング素子Ｑ５および第６スイッチング素子Ｑ６の接続点は、共振コンデンサＣ１０および共振コイルＬ２を介してトランスＴＲの２次巻線の一端に接続され、第７スイッチング素子Ｑ７および第８スイッチング素子Ｑ８の接続点は、２次巻線の他端に接続されている。

【0026】

第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のうち、本発明の「ブースト回路」を構成する第６スイッチング素子Ｑ６および第８スイッチング素子Ｑ８は、制御部１３の制御下でオン／オフ（スイッチング）する。一方、第５スイッチング素子Ｑ５および第７スイッチング素子Ｑ７は、制御部１３の制御下でオフ状態をとり続ける。第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８としては、ＩＧＢＴ、シリコン製のパワーＭＯＳＦＥＴ、シリコンカーバイド製のパワーＭＯＳＦＥＴ等のパワー半導体素子を用いることができる。

【0027】

第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のそれぞれには、第５～第８ダイオードＤ５～Ｄ８が逆並列接続されている。第５～第８ダイオードＤ５～Ｄ８は、第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のそれぞれに寄生する（内蔵された）寄生ダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。第５～第８ダイオードＤ５～Ｄ８は、放電動作時に本発明の「整流回路」を構成する。

【0028】

第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のそれぞれには、さらに、第５～第８コンデンサＣ５～Ｃ８が並列接続されている。第５～第８コンデンサＣ５～Ｃ８は、第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のそれぞれに寄生する（内蔵された）寄生容量であってもよいし、外付けのコンデンサであってもよい。

【0029】

制御部１３は、マイコンやＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の制御用ＩＣによって構成されている。制御部１３は、上位制御器からの指令およびフィードバック情報に基づき、１次側回路１１を構成する第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４および２次側回路１２を構成する第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８を制御する。なお、上位制御器から制御部１３が受け取る指令には、起動指令、停止指令および出力電力指令値等が含まれている。また、放電動作時に制御部１３が受け取るフィードバック情報には、入力電圧Ｖ１の電圧値、出力電圧Ｖ２の電圧値、および２次側入出力端Ｔ２から流れ出る電流（出力電流）の電流値等が含まれている。フィードバック情報には、１次側入出力端Ｔ１に流れ込む電流（入力電流）の電流値が含まれていてもよい。

【0030】

制御部１３は、図３（Ａ）に示すように、第１レグを構成する第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２を逆位相でオン／オフさせる。このとき、制御部１３は、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ時間が第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間よりも若干長くなるように両者を制御することにより、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２の両方がオフ状態をとる期間、すなわちデッドタイムを設けることができる。第２レグを構成する第３スイッチング素子Ｑ３および第４スイッチング素子Ｑ４についても同様である。

【0031】

また、制御部１３は、入力電圧Ｖ１が比較的高いときは、図３（Ａ）に示すように、第５スイッチング素子Ｑ５および第７スイッチング素子Ｑ７だけでなく第６スイッチング素子Ｑ６および第８スイッチング素子Ｑ８もオフ状態に維持してブースト回路を停止させることで、第５～第８ダイオードＤ５～Ｄ８にダイオードブリッジ整流を行わせる。このとき、制御部１３は、駆動周期ＴＳ（＝１／駆動周波数）を変更することによって出力電力を指令値に追従させることができる。

【0032】

一方、制御部１３は、入力電圧Ｖ１が比較的低いときは、図３（Ｂ）に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１および第４スイッチング素子Ｑ４のターンオン、並びに第２スイッチング素子Ｑ２および第３スイッチング素子Ｑ３のターンオンに合わせて、期間ＴＢ（以下、「ブースト期間」という）だけ第６スイッチング素子Ｑ６および第８スイッチング素子Ｑ８をオン状態とすることで、ブースト回路を作動させる。このとき、制御部１３は、ブースト期間ＴＢおよび駆動周期ＴＳのうちの少なくとも１つを変更することによって出力電力を指令値に追従させることができる。ただし、ブースト期間ＴＢには急峻に立ち上がる大きな電流が流れるので、ブースト期間ＴＢの頻繁な変更は予期せぬ事態を生じさせるおそれがある。このため、出力電力の追従は、主として駆動周期ＴＳ（駆動周波数）の変更によって行うことが望ましい。

【0033】

後述するように、制御部１３がブースト回路を作動させると、２次側回路１２がトランスＴＲを介して短絡されて大きな共振電流が生じる。これによる大きなエネルギーを共振コイルＬ２に蓄積し、適当なタイミングで解放すれば、大きな出力電流を得ることができる。

【0034】

ブースト回路が作動する場合、一駆動周期ＴＳは６つの期間１－１，１－２，１－３，２－１，２－２，２－３で構成されることとなる。

【0035】

期間１－１は、ブースト期間である。この期間では、オン状態とされた第６スイッチング素子Ｑ６および第８ダイオードＤ８によってトランスＴＲの２次巻線が短絡されることにより、図４（Ａ）に示すように、「１次側入出力端Ｔ１→第１スイッチング素子Ｑ１（オン状態）→共振コンデンサＣ９→共振コイルＬ１→トランスＴＲの１次巻線→第４スイッチング素子Ｑ４（オン状態）→１次側入出力端Ｔ１’」の経路、および「トランスＴＲの２次巻線→共振コイルＬ２→共振コンデンサＣ１０→第６スイッチング素子Ｑ６（オン状態）→第８ダイオードＤ８」の循環経路で大きな共振電流が流れ、共振コイルＬ１，Ｌ２に大きなエネルギーが蓄積される。

【0036】

期間１－２は、伝達期間である。この期間では、第６スイッチング素子Ｑ６がオフ状態とされたことにより共振コイルＬ２に蓄積されていたエネルギーが解放され、図４（Ｂ）に示すように、「２次側入出力端Ｔ２’→第８ダイオードＤ８→トランスＴＲの２次巻線→共振コイルＬ２→共振コンデンサＣ１０→第５ダイオードＤ５→２次側入出力端Ｔ２」の経路で電流が流れ、出力電圧Ｖ２が昇圧される。昇圧の程度は、期間１－１（ブースト期間ＴＢ）の長さに依存する。

【0037】

期間１－３は、回生期間である。この期間では、第１スイッチング素子Ｑ１および第４スイッチング素子Ｑ４がオフ状態とされたことにより共振コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが解放され、図４（Ｃ）に示すように、「１次側入出力端Ｔ１’→第２ダイオードＤ２→共振コンデンサＣ９→共振コイルＬ１→トランスＴＲの１次巻線→第３ダイオードＤ３→１次側入出力端Ｔ１」の経路で電流が流れ、車載バッテリ１００にエネルギーが回生される。この１次側回路１１における電流、および期間１－２から流れ続けている２次側回路１２における電流は、徐々に減少していく。

【0038】

期間２－１では、期間１－１とは逆方向の共振電流により、共振コイルＬ１，Ｌ２に大きなエネルギーが蓄積される（図５（Ａ）参照）。

【0039】

期間２－２では、期間１－２と異なる経路で共振コイルＬ２に蓄積されていたエネルギーが解放され、出力電圧Ｖ２が昇圧される（図５（Ｂ）参照）。

【0040】

期間２－３では、期間１－３と異なる経路で共振コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが解放され、車載バッテリ１００に回生される（図５（Ｃ）参照）。

【0041】

図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、記憶部１４をさらに備えている。記憶部１４は、例えば、不揮発性のメモリ等によって構成されている。記憶部１４は、制御部１３が１次側回路１１および２次側回路１２を制御する際に必要とされる情報を記憶している。

【0042】

続いて、記憶部１４に記憶された情報の意義を理解するために必要な、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの特性について説明する。

【0043】

まず、入力電圧Ｖ１＝２６３Ｖ、一定の抵抗負荷の条件下で放電動作を行ったときに、駆動周波数およびブースト率（＝ブースト期間ＴＢ／駆動周期ＴＳ）と出力電圧Ｖ２との間にどのような関係があるのかをシミュレーションした結果を図６に示す。ブースト率は、０％（ブーストなし）、１０％、２０％、２５％および３０％とした。

【0044】

この結果が示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、ブースト率を高くすればするほど、（１）出力電圧Ｖ２のピークが高くなり、（２）出力電圧Ｖ２がピークを迎える駆動周波数が高くなり、かつ（３）出力電圧Ｖ２が駆動周波数に対して敏感になる、という特性を有している。また、１次側回路１１および２次側回路１２に流れる電流（共振電流）のピークも、出力電圧Ｖ２に似た傾向を示す。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、入力電圧Ｖ１が低いためにブースト率を比較的高く設定せざるを得ない場合に、ピーク電流を予め定められた許容電流値以下に抑えるために駆動周波数を厳密に制御する必要がある。特に、出力電力を指令値に追従させるために駆動周波数を比較的高い周波数から低下させていく場合は、駆動周波数をどこまで低下させることが可能なのかを正確に知っておく必要がある。なお、許容電流値は、回路構成部品（例えば、スイッチング素子に使用するパワー半導体素子）がどの程度の電流を流すことができるのかに基づいて定めた値である。回路構成部品に許容電流値を超える電流が流れると、熱破壊等の問題が生じる。

【0045】

次に、入力電圧Ｖ１＝１５０Ｖ、出力電圧Ｖ２＝４５０Ｖ、許容電流値＝３５．５Ａ、共振回路の共振周波数＝１１０ｋＨｚの条件下で放電動作を行ったときに、駆動周波数をどこまで低下させることが可能なのかと、そのときの出力電力とをシミュレーションした結果を表１に示す。ブースト率は、２０％、２５％、３０％、３５％、４０％とした。

【表1】

【0046】

この結果が示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、ブースト率を高くすればするほど駆動周波数の下限値が上昇（例えば、ブースト率を２０％から４０％に変更すると、駆動周波数の下限値が１３０ｋＨｚから２１１ｋＨｚに上昇）するという特性、およびブースト率によって動作周波数を下限値としたときの出力電力が異なる（例えば、ブースト率を３０％に設定したときに、出力電力が最も高い２．６９ｋＷとなる）という特性を有している。なお、表１は、前述した通り、入力電圧Ｖ１＝１５０Ｖの条件下でのシミュレーション結果であり、入力電圧Ｖ１の条件が異なれば、表１とは異なる結果になる。

【0047】

このような特性を踏まえ、本実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａでは、記憶部１４に、１次側回路１１および２次側回路１２に流れる電流（ピーク電流）が予め定められた許容電流値（例えば、３５．５Ａ）を超えず、かつ２次側回路１２から出力される電力（出力電力）が最大となるように予め決定しておいた駆動周波数の下限値およびブースト率を、１次側回路１１に入力される直流電圧（入力電圧Ｖ１）毎に、下限駆動周波数および最適ブースト率として記憶しておく（表２参照）。

【表2】

例えば、入力電圧Ｖ１＝１５０Ｖに対応する最適ブースト率および下限駆動周波数については、表１にしたがい、３０％および１８９ｋＨｚを記憶しておく。＊＊＊で示した他の入力電圧Ｖ１に対応する最適ブースト率および下限駆動周波数は、入力電圧Ｖ１の条件を変えて行ったシミュレーションの結果から導き出すことができる。

【0048】

続いて、図７～図９を参照しながら、記憶部１４に記憶された入力電圧Ｖ１毎の最適ブースト率および下限駆動周波数に基づく、制御部１３が放電動作時に実行する処理について説明する。

【0049】

ステップＳ１において、制御部１３は、上位制御器から放電動作開始の指令（起動指令）とともに出力電力指令値を受け取る。

【0050】

ステップＳ２において、制御部１３は、入力電圧Ｖ１を測定する。本実施例では、電圧センサが出力した入力電圧Ｖ１に関する電気信号をフィードバック情報として受け取ることによって「測定」が行われる。

【0051】

ステップＳ３において、制御部１３は、測定した入力電圧Ｖ１に対応した最適ブースト率および下限駆動周波数を記憶部１４から読み取る。例えば、入力電圧Ｖ１が１５０Ｖの場合は、最適ブースト率３０％および下限駆動周波数１８９ｋＨｚを読み取る（表２参照）。

【0052】

ステップＳ４において、制御部１３は、予め定められた上限駆動周波数ｆｍ（例えば、共振周波数の２倍である２２０ｋＨｚ）で１次側回路１１を構成する第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフを開始させる。また、制御部１３は、ブースト率０％で２次側回路１２を構成する第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のオン／オフを開始させる。ただし、ブースト率が０％である間、制御部１３は、第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオンさせることはない（図３（Ａ）参照）。

【0053】

ステップＳ５において、制御部１３は、測定した入力電圧Ｖ１と予め定められたブースト開始電圧とを比較する。入力電圧Ｖ１がブースト開始電圧よりも高い場合は、ブーストを行う必要はないと判断し、ステップＳ１０に進む。一方、それ以外の場合は、ブーストを行うためにステップＳ６に進む。

【0054】

ステップＳ６において、制御部１３は、ブースト率を所定量（例えば、１％）だけ増加させる。この結果、２次側回路１２を構成する第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８が増加後のブースト率でオン／オフするようになる。より詳しくは、第５スイッチング素子Ｑ５および第７スイッチング素子Ｑ７がオフ状態を維持したまま、第６スイッチング素子Ｑ６および第８スイッチング素子Ｑ８が増加後のブースト率でオン／オフするようになる。ブースト率が増加すると、出力電力も増加する。

【0055】

ステップＳ７において、制御部１３は、出力電力を測定する。本実施例では、電圧センサが出力した出力電圧Ｖ２に関する電気信号、および２次側入出力端Ｔ２から流れ出る電流を検出する電流センサが出力した出力電流に関する電気信号をフィードバック情報として受け取ること、および受け取った電気信号同士を演算することによって「測定」が行われる。

【0056】

ステップＳ８において、制御部１３は、ステップＳ７において測定した出力電力とステップＳ１において受け取った出力電力指令値とを比較する。両者が一致する場合は、動作点（ブースト率および駆動周波数）の変更をさらに行う必要はないので、［Ａ］に進む。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの起動処理は終了する。一方、両者が一致しない場合、すなわち、出力電力が出力電力指令値に達していない場合は、動作点の変更を続けるためにステップＳ９に進む。

【0057】

ステップＳ９において、制御部１３は、現在のブースト率とステップＳ３において読み取った最適ブースト率とを比較する。両者が一致する場合は、さらにブースト率を増加するのは不適当なので、ステップＳ１０に進む。一方、両者が一致しない場合、すなわち、現在のブースト率が最適ブースト率に達していない場合は、ブースト率の増加により出力電力を出力電力指令値に近づける余地があるため、ステップＳ６に戻る。

【0058】

制御部１３は、出力電力が出力電力指令値に一致するかブースト率が最適ブースト率に一致するまで、ステップＳ６～Ｓ９を繰り返し実行する。

【0059】

ステップＳ１０において、制御部１３は、駆動周波数を所定量（例えば、１ｋＨｚ）だけ低下させる。この結果、１次側回路１１を構成する第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４および２次側回路１２を構成する第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、低下後の駆動周波数でオン／オフするようになる。駆動周波数が低下すると、出力電力は増加する。

【0060】

ステップＳ１１において、制御部１３は、ステップＳ７と同様の手法により出力電力を測定する。

【0061】

ステップＳ１２において、制御部１３は、ステップＳ１１において測定した出力電力とステップＳ１において受け取った出力電力指令値とを比較する。両者が一致する場合は、動作点の変更をさらに行う必要はないので、［Ａ］に進む。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａの起動処理は終了する。一方、両者が一致しない場合、すなわち、出力電力が出力電力指令値に達していない場合は、動作点（駆動周波数）の変更を続けるためにステップＳ１０に戻る。

【0062】

制御部１３は、出力電力が出力電力指令値に一致するまで、ステップＳ１０～Ｓ１２を繰り返し実行する。なお、上位制御器が正常に機能しており、かつ記憶部１４に記憶された情報に誤りがなければ、出力電力が出力電力指令値に一致する前に駆動周波数が下限駆動周波数を下回ることはないが、ピーク電流が許容電流値を超えることによる素子破壊を確実に防ぐために、制御部１３は、ステップＳ１０を実行した後に駆動周波数が下限駆動周波数を下回っていないかどうかを判定することが好ましい。この判定を行わない場合は、ステップＳ３における下限駆動周波数の読み取りを省略することができる。

【0063】

このように、制御部１３は、駆動周波数を上限駆動周波数ｆｍに維持したままブースト率を０％から直流電圧Ｖ１に対応した最適ブースト率まで増加させていった後に、駆動周波数を直流電圧Ｖ１に対応した下限駆動周波数に向かって低下させていく（図９中の太実線矢印「実施例」、および曲線Ｃ３参照）。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、ピーク電流が許容電流値を超えるのを確実に防ぎながら、上位制御器から指令された通りの出力電力を確実に出力することができる。なお、駆動周波数とブースト率とを同時並行的に変化させると、ブースト率が最適ブースト率まで増加する前に駆動周波数が下限駆動周波数まで低下してしまい、それ以上駆動周波数を低下させることができないために指令された通りの出力電力を出力できない場合がある（図９中の破線矢印「比較例」参照）。

【0064】

図６から理解されるように、出力電圧Ｖ２は、ある程度増加したブースト率に対して非常に敏感である。出力電流および出力電力にも同じような傾向がある。このため、指令値に対する出力電力の追従（特に、終盤の微調整）は、ブースト率によってではなく駆動周波数の変更によって行うことが好ましい。ブースト率を最適ブースト率まで増加させ、ブースト率を最適ブースト率に維持した状態で駆動周波数を下限駆動周波数に向かって低下させるのは、このような理由による。

【0065】

起動処理の後に実行されるステップＳ１３において、制御部１３は、上位制御器から停止指令を受け取ったか否かを判定する。停止指令を受け取った場合は、終了処理（ステップＳ１４～Ｓ１８）に進む。一方、停止指令を受け取っていない場合は、通常処理（ステップＳ１９～Ｓ２６）に進む。

【0066】

ステップＳ１４，Ｓ１５において、制御部１３は、上限駆動周波数ｆｍになるまで駆動周波数を所定量（例えば、１ｋＨｚ）ずつ増加させていく。

【0067】

ステップＳ１６，Ｓ１７において、制御部１３は、０％になるまでブースト率を所定量（例えば、１％）ずつ低下させていく。

【0068】

駆動周波数が上限駆動周波数ｆｍになり、かつブースト率が０％になった後に実行されるステップＳ１８において、制御部１３は、１次側回路１１を構成する第１～第４スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフを終了させる。なお、２次側回路１２を構成する第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８（第５スイッチング素子Ｑ５および第７スイッチング素子Ｑ７はオフ状態を維持しているので、第６スイッチング素子Ｑ６および第８スイッチング素子Ｑ８）のオン／オフは、ブースト率が０％になった時点で終了しているといえる。

【0069】

この終了処理により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、安全に放電動作を終了することができる。

【0070】

ステップＳ１９において、制御部１３は、上位制御器から出力電力指令値を受け取る。制御部１３は、出力電力指令値に変更があるまで、ステップＳ１９の実行を保留してもよい。言い換えると、制御部１３は、出力電力指令値に変更があった場合に限り、通常処理を実行してもよい。

【0071】

ステップＳ２０において、制御部１３は、ステップＳ２と同様の手法により入力電圧Ｖ１を測定する。

【0072】

ステップＳ２１において、制御部１３は、測定した入力電圧Ｖ１に対応した最適ブースト率および下限駆動周波数を記憶部１４から読み取る。

【0073】

ステップＳ２２において、制御部１３は、現在のブースト率とステップＳ２１において読み取った最適ブースト率とを比較する。両者が一致しない場合は、ステップＳ２３に進んでブースト率を増加または低下させた後にステップＳ２４に進む。一方、両者が一致する場合は、ステップＳ２３を経由せずにステップＳ２４に進む。

【0074】

ステップＳ２３において、制御部１３は、最適ブースト率に近づくようにブースト率を所定量（例えば、１％）だけ増加または低下させる。

【0075】

ステップＳ２４において、制御部１３は、ステップＳ７，Ｓ１１と同様の手法により出力電力を測定する。

【0076】

ステップＳ２５において、制御部１３は、ステップＳ２４において測定した出力電力とステップＳ１９において受け取った出力電力指令値とを比較する。両者が一致する場合は、動作点の変更をさらに行う必要はないので、［Ａ］に進む。一方、両者が一致しない場合は、動作点（駆動周波数）の変更を続ける必要があるため、ステップＳ２６に進む。

【0077】

ステップＳ２６において、制御部１３は、出力電力が出力電力指令値に近づくように駆動周波数を所定量（例えば、１ｋＨｚ）だけ増加または低下させる。より詳しくは、制御部１３は、出力電力が出力電力指令値よりも大きい場合は駆動周波数を増加させ、出力電力が出力電力指令値よりも小さい場合は駆動周波数を低下させる。

【0078】

上位制御器から停止指令を受け取らない限り、制御部１３は、通常処理（ステップＳ１９～Ｓ２６）を繰り返し実行する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａは、ピーク電流が許容電流値を超えるのを防ぎながら、上位制御器から指令された最新の指令値にしたがって出力電力を出力し続けることができる。

【0079】

なお、ピーク電流が許容電流値を超えることによる素子破壊をより確実に防ぐために、制御部１３は、ステップＳ２６を実行した後に駆動周波数が下限駆動周波数を下回っていないかどうかを判定することが好ましい。この判定を行わない場合は、ステップＳ２１における下限駆動周波数の読み取りを省略することができる。

【0080】

［変形例］
以上、本発明に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施例について説明してきたが、本発明の構成はこれに限定されるものではない。以下、本発明の代表的な変形例について説明する。

【0081】

・図１０に、本発明の第１変形例に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂを示す。本変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｂは、２次側の共振コイルＬ２および共振コンデンサＣ１０が省略されている点で実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと相違している。双方向の動作が不要な場合は、本変形例の構成を採用することで部品点数を削減することができる。

【0082】

・図１１に、本発明の第２変形例に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃを示す。本変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｃは、共振コイルＬ２および共振コンデンサＣ１０が省略されている点と、第５スイッチング素子Ｑ５、第７スイッチング素子Ｑ７、第５コンデンサＣ５および第７コンデンサＣ７が省略された２次側回路１５を備えている点とにおいて実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと相違している。実施例において、第３レグの上アーム（Ｑ５，Ｄ５，Ｃ５）および第４レグの上アーム（Ｑ７，Ｄ７，Ｃ７）は、「整流回路」の一部としてしか利用されていなかった。このため、双方向の動作が不要で、かつ２次側における整流をダイオードブリッジ整流とする場合は、本変形例の構成を採用し、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７およびコンデンサＣ５，Ｃ７を省略しても動作に支障はない。

【0083】

・図１２に、本発明の第３変形例に係る電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄを示す。本変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ｄは、共振コイルＬ２および共振コンデンサＣ１０が省略されている点と、２次側回路１５の代わりに２次側回路１６を備えている点とにおいて実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０Ａと相違している。２次側回路１６は、第５～第８ダイオードＤ５～Ｄ８と、第５ダイオードＤ５および第６ダイオードＤ６の接続点（トランスＴＲの２次巻線の一端）と第７ダイオードＤ７および第８ダイオードＤ８の接続点（トランスＴＲの２次巻線の他端）との間に直列に接続された「ブースト回路」としての第９スイッチング素子Ｑ９および第１０スイッチング素子Ｑ１０と、第９スイッチング素子Ｑ９に並列接続された第９ダイオードＤ９と、第１０スイッチング素子Ｑ１０に並列接続された第１０ダイオードＤ１０とを備えている。制御部１３は、第９スイッチング素子Ｑ９を第６スイッチング素子Ｑ６のごとくオン／オフさせるとともに、第１０スイッチング素子Ｑ１０を第８スイッチング素子Ｑ８のごとくオン／オフさせることにより、２次側回路１６をブースト動作させることができる。本変形例の構成は、双方向の動作が不要な場合に採用することができる。なお、本変形例では、第５～第１０ダイオードＤ５～Ｄ１０が「整流回路」を構成する。

【0084】

・実施例および第１～第３変形例では共振コンデンサＣ９および共振コイルＬ１をトランスＴＲの１次巻線の一端側にまとめて配置したが、共振コンデンサＣ９および共振コイルＬ１は、１次巻線の一端側と他端側に分かれて配置されていてもよいし、１次巻線の他端側にまとめて配置されていてもよい。また、実施例では共振コンデンサＣ１０および共振コイルＬ２をトランスＴＲの２次巻線の一端側にまとめて配置したが、共振コンデンサＣ１０および共振コイルＬ２は、２次巻線の一端側と他端側に分かれて配置されていてもよいし、２次巻線の他端側にまとめて配置されていてもよい。

【0085】

・実施例および第１変形例の制御部１３は、ブースト動作を行わないときに、第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８をオン／オフさせて同期整流を行わせてもよい。この場合は、第５～第８スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８および第５～第８ダイオード素子Ｄ５～Ｄ８が本発明の「整流回路」を構成する。

【0086】

・実施例（および第１～第３変形例）の制御部１３は、起動処理において、ブースト率をゼロから入力電圧Ｖ１に対応した最適ブースト率まで増加させた後に駆動周波数を入力電圧Ｖ１に対応した下限駆動周波数に向かって低下させ始めるが、順序はこれに限定されない。例えば、制御部１３は、ブースト率を増加させ始めた後に（ブースト率が最適ブースト率に到達する前に）駆動周波数を低下させ始めてもよい。また、制御部１３は、ブースト率を増加させ始めるとともに駆動周波数を低下させ始め、その後、駆動周波数が下限駆動周波数に到達する前にブースト率を最適ブースト率に到達させてもよい。

【0087】

・実施例（および第１～第３変形例）の制御部１３は、終了処理において、駆動周波数を上限駆動周波数ｆｍまで増加させた後にブースト率を０％に向かって低下させ始めるが、順序はこれに限定されない。例えば、制御部１３は、駆動周波数の増加とブースト率の低下を同時に始めさせてもよいし、ブースト率を先に低下させてもよい。

【符号の説明】

【0088】

１０Ａ、１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ 電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ １次側回路
１２ ２次側回路（実施例，第１変形例）
１３ 制御部
１４ 記憶部
１５ ２次側回路（第２変形例）
１６ ２次側回路（第３変形例）
１００ 車載バッテリ
１１０ Ｖ２Ｈ装置
１２０ 双方向ＤＣ／ＡＣインバータ
１３０ 負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】