特許 7682441 磁気共鳴型ワイヤレス給電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-05-16

(45)【発行日】2025-05-26

(54)【発明の名称】磁気共鳴型ワイヤレス給電装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 50/12 20160101AFI20250519BHJP

【ＦＩ】

H02J50/12

【請求項の数】 6

(21)【出願番号】P 2023139621

(22)【出願日】2023-08-30

(65)【公開番号】P2025033706

(43)【公開日】2025-03-13

【審査請求日】2024-07-25

(73)【特許権者】

【識別番号】392032443

【氏名又は名称】株式会社アドテックス

(73)【特許権者】

【識別番号】599035627

【氏名又は名称】学校法人加計学園

(74)【代理人】

【識別番号】100173934

【弁理士】

【氏名又は名称】久米 輝代

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 弘男

(72)【発明者】

【氏名】石田 弘樹

(72)【発明者】

【氏名】腰野 真司

(72)【発明者】

【氏名】武田 徹

【審査官】村上 優斗

(56)【参考文献】

【文献】特開２０２２－１２１３２４（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０２３－０８８１３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０２２／０３８５１０７（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｊ ５０／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

給電コイルを含む給電側共振回路と、受電コイルを含む受電側共振回路とを備え、Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性を利用し、前記給電コイルと前記受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置であって、
前記給電側共振回路と前記受電側共振回路を相互インダクタンスにより互いに結合された複共振回路とみなしたとき、当該複共振回路に流れる共振電流が循環し得る２つの共振ループ（「ループＩの共振ループ」および「ループIIの共振ループ」）が存在し、
前記給電側共振回路には、インバータ、および、前記給電コイルの電流または磁界を検出するセンサが接続され、
前記インバータが、前記センサにより検出された前記給電コイルの電流に基づく電流位相または前記給電コイルの磁界に基づく磁界位相を基準に、前記給電側共振回路に加わる交流電圧と前記給電コイルに流れる交流電流との位相関係を調整できる位相調整回路を備え、
前記インバータ内部のスイッチング素子をターンオンまたはターンオフさせる時刻であるスイッチタイミングが、前記位相調整回路によって前記位相関係を調整した後の信号によって生成されたパルスに基づいて決定されることにより、前記２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定される
ことを特徴とする磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【請求項2】

前記インバータの内部にはコンパレータが設けられ、かつ、前記コンパレータへの入力の前に、前記位相調整回路としての位相遅れ回路が設置されており、
前記インバータは、前記位相遅れ回路が、前記２つの共振ループのうちの「ループIIの共振ループ」を選択する目的で、前記センサによって検出された前記給電コイルの電流または磁界に基づく交流電流が前記コンパレータに入力される前に、前記交流電流を１８０°を越えて遅らせて前記コンパレータに入力させることにより、前記給電コイルに流れる交流電流に対して前記給電側共振回路に加わる交流電圧の位相を進ませる進み位相として前記位相関係を調整する制御を行う
ことを特徴とする請求項1記載の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【請求項3】

前記インバータの内部にはコンパレータが設けられ、前記センサによって検出された前記給電コイルの電流または磁界に基づく交流電流が前記コンパレータに入力されるように構成されており、かつ、前記コンパレータの出力の後に、前記位相調整回路としての時間遅延回路が設置されており、
前記インバータは、前記時間遅延回路による遅延時間の制御によって前記位相関係を調整する制御を行う
ことを特徴とする請求項1記載の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【請求項4】

前記インバータの内部にはコンパレータが設けられ、前記センサによって検出された前記給電コイルの電流または磁界に基づく交流電流が前記コンパレータに入力されるように構成されており、かつ、前記コンパレータの出力の後に、前記位相調整回路としてのオールパスフィルタが設置されており、
前記インバータは、前記オールパスフィルタによって前記位相関係を調整する制御を行う
ことを特徴とする請求項1記載の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【請求項5】

前記インバータの内部にはコンパレータが設けられ、前記センサによって検出された前記給電コイルの電流または磁界に基づく交流電流が前記コンパレータに入力されるように構成されており、かつ、前記コンパレータの出力の後に、前記位相調整回路としてのＰＬＬ（位相同期回路）が設置されており、
前記インバータは、前記ＰＬＬ（位相同期回路）により、前記給電コイルに流れる交流電流に対して前記給電側共振回路に加わる交流電圧の位相を進ませる、または、遅らせることによって、前記位相関係を調整する制御を行う
ことを特徴とする請求項1記載の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【請求項6】

前記ＰＬＬ（位相同期回路）は、少なくともＶＣＯ（電圧制御発振器）を備え、前記ＶＣＯ（電圧制御発振器）の入力電圧を制御することによって、前記ＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振周波数に制限を付け、前記ＰＬＬ（位相同期回路）の出力信号の周波数範囲を制限する
ことを特徴とする請求項５記載の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性（以下、「ＰＴ対称性」と呼ぶ）を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来より、ワイヤレス給電技術については、電磁誘導方式のものや、磁界共鳴方式のものなど、既に知られている技術がいくつか存在する。このうち、電磁誘導方式のワイヤレス給電技術は、例えば、携帯電話の充電などに用いられているものであり、コイルが上下に配置されており、すなわち、変圧器と同様な原理で、給電コイルと受電コイルの間の距離（伝送距離）が非常に近いときのみ、電力を送ることができる。

【0003】

しかし、電磁誘導方式のワイヤレス給電技術は、伝送距離が数ｍｍくらいと短いため、給電コイルと受電コイルの距離を大きく取ることができず、また、給電コイルと受電コイルの位置がほんの少しでもずれたり離れたりしてしまうと充電も給電もできない、すなわち、位置ズレに弱いため、人工心臓などの人体の内部に取り付けられた人工機器や、ロボットアームのように多方向への回転や軸ずれがある装置に適用することは難しい、という問題がある。

【0004】

また、磁界共鳴方式のワイヤレス給電技術は、伝送距離が数ｃｍ～数ｍくらいと長いため、電磁誘導方式に比べれば給電コイルと受電コイルの距離を大きくとることができるので実用化には近いレベルになってきている。しかし、給電コイルと受電コイルの距離を一定にして固定しておかないと送ることができず、その距離より近づいても遠ざかっても、また、角度がついてしまっても伝送効率が低下して、必要な電力を送ることができないという敏感さがあるため、すなわち、この方式の場合も位置ズレに弱いため、ロボットアームのように多方向への回転や軸ずれがある装置（回転する給電対象）に適用することは難しい、という問題がある。

【0005】

ここで、ワイヤレス給電方式の１つとして、Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性（以下、「ＰＴ対称性」と呼ぶ。）を利用したワイヤレス給電という技術がある。このＰＴ対称性を利用したワイヤレス給電は、非エルミート系のハミルトニアンをもつ物理システムであり、２０１７年に初めて発表された新しい概念のワイヤレス給電である（非特許文献１参照）。

【0006】

ＰＴ対称性が保存されると、ハミルトニアンの固有エネルギーが実数となるため、非エルミート系でありながら、系のエネルギーが保存されたように振る舞う。この場合、単位時間あたりに給電側共振回路と受電側共振回路との間で伝達されるエネルギーは、２つの共振回路間の結合係数に依存しなくなる。その結果、伝送距離が変化しても、給電コイルおよび受電コイルに位置ズレが生じても、ＰＴ対称性が保存されていれば、伝送電力と電力伝送効率は常に一定に保たれることになる。

【0007】

また、伝送距離の変化に対する伝送電力や電力伝送効率の変動を抑制する目的で、交流電源として用いられるインバータの周波数を自動調整する方法が数多く提案されている（非特許文献２参照）。しかし、それらの制御方法では、伝送電力や電力伝送効率を伝送距離と完全に無関係とすることはできない。なぜならば、それらすべてのシステムが非エルミート系の物理システムとして設計されておらず、かつ、ＰＴ対称性を保存させていないからである。

【0008】

そして、ＰＴ対称性を利用したワイヤレス給電とは、従来の磁界共鳴方式のワイヤレス給電技術における交流電源を、負性抵抗器と電気的に同様な振る舞いをするインバータ、すなわち、負性抵抗として振る舞うインバータで置き換えたものである。

【0009】

このことは、例えば特許文献１においても開示されているとおり公知の技術であるが、もう少し詳細に説明すると、負性抵抗として振る舞うインバータとは、あらかじめスイッチング周波数および電圧振幅が固定されていないインバータであり、インバータの出力端からみた、ワイヤレス給電回路の見かけの共振周波数により、スイッチング周波数が定まる回路構成を有し、コイルの伝送距離の変化や位置ズレなどにより変化し得るワイヤレス給電回路の見かけの共振周波数の変化に対して、スイッチング周波数が早い応答速度で追従するインバータのことである。ここで、ワイヤレス給電回路とは、給電側共振回路および受電側共振回路と、それに接続された以降の回路すべてを含んだ回路のことである。また、見かけの共振周波数とは、給電側共振回路と受電側共振回路が相互作用しているので、その相互作用を加味した、実質的な共振周波数を意味している。

【0010】

また、ＰＴ対称性を利用したワイヤレス給電では、前述のインバータを自励発振させて用いる。発振には、２つのモードが存在しており、どちらのモードにおいてもＰＴ対称性は保存できる。ここで、この２つのモードについて、もう少し詳細に説明する。図１は、Ｓ－Ｐトポロジーの等価回路を示した図であり、特許文献１の図１４と同じ図である。

【0011】

図１に示すように、Ｓ－Ｐトポロジーの給電側共振回路１と受電側共振回路２は、相互インダクタンスｋ_ｍＬで結合された複共振回路として表すことができる。また、図１の中のＬは、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの自己インダクタンスを表す。Ｌ（１－ｋ_ｍ）は、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの漏れインダクタンスを表す。また、ｒ_１’およびｒ_２’は、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの巻線抵抗を表す。ｒ_ｃは、鉄損等価抵抗を表す。Ｃは、コンデンサのキャパシタンス（静電容量）を表す。図１に示す回路には、複共振回路に流れる共振電流が循環し得る２つの共振ループ（「ループＩの共振ループ」および「ループIIの共振ループ」）が存在する。また、周波数については、ループＩの共振周波数がω_ｌ、ループIIの共振周波数がω_ｈとする。

【0012】

ただし、非特許文献１で示された実験結果のように、運転中に２つの発振モード（共振ループ）が意図せず勝手に切り替わってしまうことがある。発振モード（共振ループ）の切り替わりが起こると動作が不安定になり、電力伝送そのものが困難となるため、いずれかの発振モード（共振ループ）を確実に選択する方法が必要であった。

【0013】

そこで、そのような問題を解決する１つの方法として、特許文献１では、ＰＴ対称性を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置において、２つの共振ループのＱ値（選択度）の大きさをコイルの設計により調整することで、いずれかの共振ループを選択する方法が提案されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0014】

【文献】特開２０２２－１２１３２４号公報

【非特許文献】

【0015】

【文献】Sid Assawaworrarit, Xiaofang Yu & Shanhui Fan,“Robust wireless power transfer using a nonlinear parity-time-symmetric circuit”, Nature, 15 JUNE 2017, volume 546, p.387-390

【文献】A.P.Sample, D.T.Meyer & J.R.Smith, “Analysis, experimental results, and range adaptation of magnetically coupled resonators for wireless power transfer”, IEEE Trans. Ind. Electron., 2011, vol.58, no.2, pp.544-554

【文献】J. Zhou, B. Zhang, W. Xiao, D. Qiu, and Y. Chen,“Nonlinear parity-time-symmetric model for constant efficiency wireless power transfer: application to a drone-in-flight wireless charging platform”, IEEE Trans. Ind. Electron., Aug. 2019, vol.66, no.5, pp.4097-4107

【文献】H. Ishida, T. Kyoden, and H. Furukawa,“Application of parity-time symmetry to low-frequency wireless power transfer system”, IEEJ J. Ind. Appl., 2022, vol.11, no.1, pp.59-68

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0016】

しかしながら、例えば特許文献１等に示すような磁気共鳴型ワイヤレス給電装置では、２つの共振ループのＱ値（選択度）の大きさをコイルの設計により調整することで、いずれかの共振ループを選択する方法が採用されていたので、給電コイルと受電コイルの設計に制約が生じてしまい、コイルを自由な形状や寸法にすることができない、という応用上の課題があった。

【0017】

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ＰＴ対称性を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置において、周囲の環境に左右されず、かつ、給電コイルと受電コイルの設計に制約を与えない方法で、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループの選択固定を行うことが可能な磁気共鳴型ワイヤレス給電装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0018】

上記目的を達成するため、この発明は、給電コイルを含む給電側共振回路と、受電コイルを含む受電側共振回路とを備え、Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性を利用し、前記給電コイルと前記受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置であって、前記給電側共振回路と前記受電側共振回路を相互インダクタンスにより互いに結合された複共振回路とみなしたとき、当該複共振回路に流れる共振電流が循環し得る２つの共振ループ（「ループＩの共振ループ」および「ループIIの共振ループ」）が存在し、前記給電側共振回路には、インバータ、および、前記給電コイルの電流または磁界を検出するセンサが接続され、前記インバータが、前記センサにより検出された前記給電コイルの電流に基づく電流位相または前記給電コイルの磁界に基づく磁界位相を基準に、前記給電側共振回路に加わる交流電圧と前記給電コイルに流れる交流電流との位相関係を調整できる位相調整回路を備え、前記インバータ内部のスイッチング素子をターンオンまたはターンオフさせる時刻であるスイッチタイミングが、前記位相調整回路によって前記位相関係を調整した後の信号によって生成されたパルスに基づいて決定されることにより、前記２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定されることを特徴とする。

【発明の効果】

【0019】

この発明によれば、ＰＴ対称性を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置において、給電側共振回路に加わる交流電圧と前記給電コイルに流れる交流電流との位相関係を調整するための位相調整回路を設けたことにより、周囲の環境に左右されず、かつ、給電コイルと受電コイルの設計に制約を与えない方法で、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループの選択固定を行うことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】Ｓ－Ｐトポロジーの等価回路を示した図である。

【図2】ＰＴ対称性を利用した磁界共鳴方式のワイヤレス給電の代表的な２種類の回路構成を示す概念図である。

【図3】磁気結合係数ｋ_ｍと２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係の典型例を示す数値計算結果のグラフである。

【図4】ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌと、２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係を示すグラフである。

【図5】ＰＴ対称性のワイヤレス給電に使われるインバータとして、Ｄ級インバータを給電側共振回路に接続した場合の回路図である。

【図6】図５に示す給電側共振回路の各波形の位相関係を示す模式図である。

【図7】交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の位相関係を示す実験結果である。

【図8】インバータに接続されるワイヤレス給電の等価回路を示す回路図である。

【図9】この発明の実施の形態１における、位相調整回路をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。

【図10】図９に示した位相調整回路（前置増幅器３６および位相遅れ回路３５）の各部の電圧波形を示す模式図である。

【図11】この発明の実施の形態１における、時間遅延回路をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。

【図12】この発明の実施の形態１における、オールパスフィルタをもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。

【図13】この発明の実施の形態１における、ＰＬＬ（位相同期回路）をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。

【図14】この発明の実施の形態１における、ＰＬＬ（位相同期回路）の具体的な内部機能の一例を示すブロック図である。

【図15】この発明の実施の形態１における、オールパスフィルタとＰＬＬ（位相同期回路）をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。

【図16】この発明の実施の形態１における実際の装置において、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進み位相になるように調整した場合の、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の計測波形を示すグラフである。

【図17】図１６の位相関係において、給電側共振回路１に設けられた給電コイル１１と受電側共振回路２に設けられた受電コイル２１との距離、すなわち、この２つのコイル間の伝送距離ｄを変化させたときの共振周波数の変化を計測した結果を示すグラフである。

【図18】２つのコイル間の伝送距離ｄを変化させたときの伝送電力を計測した結果を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0021】

この発明は、Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性（以下、「ＰＴ対称性」と呼ぶ）を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置に関するものである。
以下、この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

【0022】

実施の形態１．
図２は、ＰＴ対称性を利用した磁界共鳴方式のワイヤレス給電の代表的な２種類の回路構成を示す概念図である。図２（ａ）（ｂ）に示すいずれの回路例においても、給電側共振回路１は、交流電源としてのインバータ３に接続される。一方、受電側共振回路２には、負荷抵抗Ｒ_Ｌの負荷が接続される。これらの回路において、Ｌ_１は給電コイル１１の自己インダクタンス、Ｃ_１は給電側コンデンサの静電容量、Ｌ_２は受電コイル２１の自己インダクタンス、Ｃ_２は受電側コンデンサの静電容量を表す。また、ｒ_１とｒ_２は、それぞれ給電側共振回路１および受電側共振回路２に含まれる抵抗成分を表している。

【0023】

図２（ａ）に示す回路例は、給電側共振回路１のコイルとコンデンサが直列（シリーズ）に接続され、受電側共振回路２のコイルとコンデンサも直列に接続されているのでＳ－Ｓトポロジーと呼ばれる。図２（ｂ）に示す回路例では、給電側共振回路１のコイルとコンデンサが直列に接続され、受電側共振回路２のコイルとコンデンサは並列（パラレル）に接続されていることから、Ｓ－Ｐトポロジーと呼ばれる。Ｓ－ＳトポロジーにおいてＰＴ対称性を保存させたワイヤレス給電の事例が非特許文献３に開示されており、Ｓ－ＰトポロジーにおいてＰＴ対称性を保存させたワイヤレス給電の事例が非特許文献４に開示されている。

【0024】

ここで、繰り返しになるが、図１に示すＳ－Ｐトポロジーの等価回路を例に説明すると、Ｓ－Ｐトポロジーの給電側共振回路１と受電側共振回路２は、相互インダクタンスｋ_ｍＬで結合された複共振回路として表すことができる。また、図１の中のＬは、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの自己インダクタンスを表す。Ｌ（１－ｋ_ｍ）は、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの漏れインダクタンスを表す。また、ｒ_１’およびｒ_２’は、給電コイル１１および受電コイル２１それぞれの巻線抵抗を表す。ｒ_ｃは、鉄損等価抵抗を表す。Ｃは、コンデンサのキャパシタンス（静電容量）を表す。図１に示す回路には、複共振回路に流れる共振電流が循環し得る２つの共振ループ（「ループＩの共振ループ」および「ループIIの共振ループ」）が存在する。また、周波数については、ループＩの共振周波数をω_ｌ、ループIIの共振周波数をω_ｈとする。

【0025】

また、この発明の実施の形態１におけるＰＴ対称性を利用したワイヤレス給電装置においても、前述のとおり、インバータを自励発振させて用いる、ということと、発振には、２つのモードが存在しており、どちらのモードにおいてもＰＴ対称性は保存できる、という点では、従来と同じである。なお、図１、図２に示すとおり、給電側共振回路１は給電コイル１１を含むものであり、受電側共振回路２は受電コイル２１を含むものであることは、言うまでもない。

【0026】

そして、図２（ａ）（ｂ）に示すいずれのトポロジーにおいても、インバータ３の出力端から見たワイヤレス給電の回路は複共振回路を形成しており、２つの共振ループが存在することになるが、２つの共振ループの厳密な数式は、図２に示す回路図からは導き出すことができない。これについては、厳密には結合モード理論より求めることができ、その導出過程については非特許文献４に示されているとおり（本願出願人のうちの一人が非特許文献４において示したとおり）であるが、ここでは詳細な説明や導出過程については省略し、結果のみを記載すると、（１）式および（２）式に示すものとなる。

【0027】

【数1】

【0028】

【数2】

【0029】

すなわち、（１）式に示したω_ｈの共振周波数をもつ共振ループと、（２）式に示したω_ｌの共振周波数をもつ共振ループが存在する。そして、これら２つの共振ループは、ω_ｈ＞ω_ｌの関係にある。ω_０は、給電側共振回路と受電側共振回路が遠く離れ、完全に結合していない場合の固有角共振周波数であり、（３）式で表すことができる。なお、（１）式および（２）式におけるΓ_２０およびΓ_Ｌについてはいずれも、結合モード理論におけるパラメータ（ＣＭＴパラメータ）であるが、これらについても、特許文献１に詳細に説明されているとおり（本願出願人のうちの一人が特許文献１および非特許文献４において示したとおり）であるが、本願発明の説明においては関連性が薄いこと、および、定義の説明が長くなることから、ここでは詳細な説明については省略する。

【0030】

【数3】

【0031】

また、ｋは、結合レートと呼ばれるパラメータであり、給電側共振回路と受電側共振回路の間で単位時間あたりにエネルギーがやりとりされる回数に関するパラメータである。さらに、結合レートｋを給電コイルと受電コイル間の磁気結合係数ｋ_ｍを使って、（４）式のように表すことができる。

【0032】

【数4】

【0033】

ここで、例えば、図２（ｂ）のＳ－Ｐトポロジーの場合に、（１）式および（２）式を適応させると、次の（５）式および（６）式のように表すことができる。

【0034】

【数5】

【0035】

【数6】

【0036】

なお、上記の（５）式および（６）式を、近似的に（７）式および（８）式として表すこともできる。特許文献１においては、これらの近似式である（７）式および（８）式が説明に用いられている。

【0037】

【数7】

【0038】

【数8】

【0039】

（５）式および（６）式から、ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌは、磁気結合係数ｋ_ｍのみの関数であることがわかる。複雑なコイル形状の場合、磁気結合係数ｋ_ｍと、給電コイルと受電コイルの間の距離ｄ（伝送距離）の関係を定式化することは困難であり、一般的にはコンピュータを用いた数値計算により求められるが、磁気結合係数ｋ_ｍがコイル間の伝送距離ｄに逆比例する関係は、普遍的なものである。図３は、磁気結合係数ｋ_ｍと２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係の典型例を示す数値計算結果のグラフである。

【0040】

図３に示すように、磁気結合係数ｋ_ｍと２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係については数値計算できるため、（５）式および（６）式から、ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌと、２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係についても、計算することができる。図４は、ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌと、２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離ｄの関係を示すグラフである。

【0041】

図４に示すように、ループIIの共振周波数ω_ｈは、２つのコイル間の伝送距離ｄが長くなると低くなる方向へ向かい、ループＩの共振周波数ω_ｌは、伝送距離ｄが長くなると高くなる方向へ向かう。図４に示す例では、２つのコイル間の伝送距離ｄが７０ｍｍ付近で、２つの共振ループの共振周波数が一致する。一致した以降の伝送距離では、ＰＴ対称性が保存されていないため、本願発明の議論からは除外される。

【0042】

前述したように、ＰＴ対称性のワイヤレス給電では、インバータを自励発振させて使用するため、ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌどちらかの共振ループが選ばれて自励発振が起こる。しかし、運転中に伝送距離ｄの変動があったとき、ループIIの共振周波数ω_ｈとループＩの共振周波数ω_ｌが意図せず突然切り替わってしまうと、自励発振の周波数が急に大きく（不連続に）変動することになるため、この際に電力伝送が一旦途切れてしまう。また、モードによって伝送電力の大きさや電力伝送効率に差があるため、ループIIの共振周波数ω_ｈおよびループＩの共振周波数ω_ｌの切り替わりにより、伝送電力の大きさに段差が生じてしまう、という問題もある。

【0043】

そこで、この発明では、伝送距離ｄが変動しても、共振ループがどちらかに固定されていれば、自励発振の周波数が滑らかに（連続的に）変化するため、安定したワイヤレス給電が可能になる、という発想から、ループIIの共振周波数ω_ｈをもつ共振ループ、または、ループＩの共振周波数ω_ｌをもつ共振ループの、いずれか１つの共振ループを選択固定する目的で、給電コイル１１の電流に対して電圧の位相を進ませる／遅らせるための、位相調整回路を設けた回路構成にしたものである。

【0044】

まず初めに、本願発明のような位相調整回路を持たない場合のインバータの回路構成について説明する。ＰＴ対称性のワイヤレス給電に使われるインバータには、Ｄ級インバータまたはＥ級インバータが用いられる。図５は、ＰＴ対称性のワイヤレス給電に使われるインバータとして、Ｄ級インバータを給電側共振回路に接続した場合の回路図である。実際には、図５に示す給電側共振回路１からワイヤレスで給電される受電側共振回路と、その受電側共振回路に接続された負荷抵抗が存在するが、この図５においては図示を省略している。図６は、図５に示す給電側共振回路１の各波形の位相関係を示す模式図である。

【0045】

従来技術においても説明したとおり、ＰＴ対称性を利用したワイヤレス給電とは、従来の磁界共鳴方式のワイヤレス給電技術における交流電源を、負性抵抗器と電気的に同様な振る舞いをするインバータ、すなわち、負性抵抗として振る舞うインバータで置き換えたものである。

【0046】

負性抵抗として振る舞うインバータとは、あらかじめスイッチング周波数および電圧振幅が固定されていないインバータであり、インバータの出力端からみた、ワイヤレス給電回路の見かけの共振周波数により、スイッチング周波数が定まる回路構成を有し、２つのコイル（給電コイルと受電コイル）間の伝送距離の変化や位置ズレなどにより変化し得るワイヤレス給電回路の見かけの共振周波数の変化に対して、スイッチング周波数が早い応答速度で追従するインバータのことである。そして、ワイヤレス給電回路とは、給電側共振回路および受電側共振回路と、それに接続された回路すべてを含んだ回路のことである。また、見かけの共振周波数とは、給電側共振回路と受電側共振回路が相互作用しているので、その相互作用を加味した、実質的な共振周波数を意味している。

【0047】

図５に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３および電流センサ４が接続されており、このインバータ３および電流センサ４が負性抵抗回路を実現するものである。また、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある。ハイサイドのＦＥＴ３３、および、ローサイドのＦＥＴ３４は、インバータ３内部のスイッチング素子である。

【0048】

図５の中のコンパレータ３１には、電流センサ４により検出された給電コイル１１に流れる交流電流ｉ_１の検出信号が入力され、ゲートドライバー３２に、コンパレータ３１の出力である入力パルスを入力すると、ゲートドライバー３２から、インバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドのＦＥＴ３３とローサイドのＦＥＴ３４を交互に通電／非通電（ターンオン／ターンオフ）させるための位相差１８０°の２相の出力パルス（第１相の出力パルスと、第２相の出力パルス）が出力される。ゲートドライバー３２に入力される入力パルスは、給電コイル１１に流れる交流電流ｉ_１または給電コイル１１に生じる交流磁場を元に作り出される。

【0049】

このとき、ゲートドライバー３２からインバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ３３とローサイドＦＥＴ３４に交互に出力される出力パルスのスイッチタイミングは、ゲートドライバー３２への入力パルスに基づいて決定される。ここで、「スイッチタイミング」とは、インバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ３３とローサイドＦＥＴ３４をターンオンまたはターンオフさせる時刻のことである。そして、インバータ３と給電側共振回路１との間に設置された電流センサ４によって検出された交流電流ｉ_１の検出信号をコンパレータ３１に入力し、前述の入力パルスを生成させる。

【0050】

つまり、インバータ３の出力である給電側共振回路１における給電コイル１１の駆動電流を、インバータ３における制御側に帰還して、インバータ３の出力電流を制御しており、これを「帰還制御」と呼ぶ。
ここで、交流電流ｉ_１の検出信号とは、交流電流ｉ_１と同相の交流電圧信号である。原理的には、交流電流ｉ_１と給電側共振回路の入力電圧ｖ_１は同相（位相差なし）となるため、正帰還により自励発振が起こる。この自励発振により給電コイルが励磁されてワイヤレス給電が実現する。

【0051】

ただし、実際の回路では、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１は同相にはならない。実際には、電圧信号が回路を伝播する過程で時間的な遅れが生じるために、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１が遅れ位相になる。この位相差を初期位相差と呼ぶことにする。なお、特許文献１に記載されている位相補償回路は、この初期位相差を補償し、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１を同相にするための回路であり、本願発明とは目的が大きく異なるものである。

【0052】

そして、前述したように、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１を同相にすることは、理論的には正しいが、実際に交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１を同相にすると、前述したような２つの共振ループの切り替わりが頻発する、という問題が発生してしまう。逆に、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１に意図的に位相差を設けてみると、いずれかの共振ループで安定することが実験によりわかった。

【0053】

図７は、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の位相関係を示す実験結果であり、図７（ａ）は、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１が遅れ位相の場合、図７（ｂ）は、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１が同相の場合、図７（ｃ）は、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１が進み位相の場合を示している。

【0054】

図７（ａ）に示すように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１が遅れ位相のときには、ループＩの共振周波数ω_ｌの共振ループが選択される。図７（ｂ）に示すように、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１がほぼ同相のときには、共振ループが不安定となる。また、図７（ｃ）に示すように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１が進み位相のときには、ループIIの共振周波数ω_ｈの共振ループが選択される。

【0055】

次に、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の位相関係を調整することで、共振ループが選択できる原理について説明する。前述したように、この発明の実施の形態１におけるワイヤレス給電装置のインバータは、交流電流ｉ_１の電流波形を正帰還させることで自励発振する。よって、このインバータは、発振周波数が固定されていない交流電源とみなすことができる。
図５に示したように、インバータ３は、給電側共振回路１に接続される。そして、磁気結合によって受電側共振回路２（図１、図２参照）および負荷抵抗Ｒ_Ｌ（図１、図２参照）も間接的にインバータ３に接続される。

【0056】

インバータ３の出力端からみた回路は共振回路を形成しているが、この共振回路をシンプルな等価回路として表したものを図８に示す。図８は、インバータに接続されるワイヤレス給電の等価回路を示す回路図である。ここで、回路の抵抗成分をＲ、インダクタンス成分をＬ、キャパシタンス成分をＣとする。
インバータが共振周波数ω_ｃで自励発振するとき、誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスの大きさは、次の（９）式を満たす必要がある。

【0057】

【数9】

【0058】

したがって、インバータの出力端からみた共振回路のリアクタンス成分はゼロとなり、インバータに抵抗Ｒのみが接続された回路と等価となる。これがＰＴ対称性を保存した際の本来の等価回路である。そして、前述したように、本来の等価回路では、インバータに抵抗成分Ｒしか接続されていないから、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１は同相になる。
しかし、この発明では、このように本来、同相となる交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の位相差を強制的に作り出しているのである。

【0059】

例えば、図７（ａ）に示したように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を遅れさせると、インバータに接続された等価回路が容量性となる。別の言い方をすれば、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を遅れさせると、共振周波数ωが、本来の共振周波数ω_ｃからわずかに外れて、インバータに接続された等価回路が容量性になる、と言うこともできる。

【0060】

一方、図７（ｃ）に示したように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進ませると、共振周波数ωが、本来の共振周波数ω_ｃからわずかに外れて、インバータに接続された等価回路が誘導性になる。
ところで、インバータに接続された等価回路のインピーダンスＺは、次の（１０）式で表すことができる。また、誘導性の条件とは（１１）式である。

【0061】

【数10】

【0062】

【数11】

【0063】

また、（９）式から、インダクタンス成分Ｌについては（１２）式のように表すことができるので、（１２）式を（１１）式に代入すると、誘導性の条件は（１３）式のようになる。

【0064】

【数12】

【0065】

【数13】

【0066】

このように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進ませると、そのときの共振周波数ωは、本来の共振周波数ω_ｃよりもわずかに高くなる。

【0067】

前述したように、共振周波数ω_ｃとは、ループIIの共振周波数ω_ｈまたはループＩの共振周波数ω_ｌのことである。また、ω_ｈ＞ω_ｌの関係にあるので、（１３）式に示すω＞ω_ｃの関係を満足させるための十分条件は、ω＞ω_ｈとなる。ただし、ωはω_ｈよりもわずかに高い周波数であるから、ωはω_ｈとほぼ変わらない周波数となる。つまり、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進ませると、ループIIの共振周波数ω_ｈの共振ループを選択することになる。

【0068】

一方、容量性の条件とは（１４）式である。また、（９）式と（１４）式から、容量性の条件は（１５）式のようになる。

【0069】

【数14】

【0070】

【数15】

【0071】

このように、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を遅らせると、そのときの共振周波数ωは、本来の共振周波数ω_ｃよりもわずかに低くなる。

【0072】

前述したように、共振周波数ω_ｃとは、ループIIの共振周波数ω_ｈまたはループＩの共振周波数ω_ｌのことである。また、ω_ｈ＞ω_ｌの関係にあるので、（１５）式に示すω＜ω_ｃの関係を満足させるための十分条件は、ω＜ω_ｌとなる。ただし、ωはω_ｌよりもわずかに低い周波数であるから、ωはω_ｌとほぼ変わらない周波数となる。つまり、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を遅らせると、ループＩの共振周波数ω_ｌの共振ループを選択することになる。

【0073】

そこで、実際の回路例について説明する。前述のとおり、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１に意図的に位相差を設けてみると、いずれかの共振ループで安定させることができる、ということが確認できている（実験結果については、後述する図１６～図１８参照）。そこで、ループIIの共振周波数ω_ｈの共振ループを選択固定する目的で、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進ませる場合には、電流センサによって検出した交流電流をコンパレータに入力する前に、位相進み回路を挿入すればよい。しかし、位相進み回路は、ハイパスフィルタとしても機能してしまうので、高周波のノイズ成分を優先的に通過させてしまうため、Ｓ／Ｎ比は悪化し、安定動作には適さない側面がある。

【0074】

一方、位相遅れ回路は、ローパスフィルタとしても機能し、高周波のノイズ成分を遮断するため、安定動作に適している。もちろん、位相遅れ回路であるから、位相進み回路を作り出すことはできない。そこで、実際の回路では、図９に示すように、前置増幅器３６と位相遅れ回路３５の組み合わせにより、位相調整回路３０を構成することで位相進みを実現させている。これにより、２つの共振ループのうちのいずれかの共振ループに選択固定して、安定した動作を実現させることができる。

【0075】

図９は、この発明の実施の形態１における、位相調整回路をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。図９に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３が接続されており、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある点については、図５に示す回路図と同じである。

【0076】

また、図９においては、給電側共振回路１と、それに接続されるインバータ３と電流センサ４のみを図示しているが、前提としては図１、図２と同じように、給電コイル１１を含む給電側共振回路１と、受電コイル２１を含む受電側共振回路２とを備え、ＰＴ対称性（Ｐａｒｉｔｙ－Ｔｉｍｅ対称性）を利用し、給電コイル１１と受電コイル２１を磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置であって、給電側共振回路１と受電側共振回路２を相互インダクタンスにより互いに結合された複共振回路とみなしたとき、当該複共振回路に流れる共振電流が循環し得る２つの共振ループ（「ループＩの共振ループ」および「ループIIの共振ループ」）が存在する、というものである。

【0077】

しかし、図９の回路の場合、すなわち、この発明の実施の形態１における回路の一例では、インバータ３の内部に設けられたコンパレータ３１への入力の前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６および位相遅れ回路３５を備えた位相調整回路３０が設置されており、給電コイル１１の電流または磁界を検出したことに基づく交流電流ｉ_１が、コンパレータ３１に入力される前に、位相調整回路３０（反転増幅回路３６および位相遅れ回路３５）によって、交流電流ｉ_１を１８０°を越えて遅らせてコンパレータ３１に入力することにより、進み位相として制御する位相制御を行うものである。これにより、２つの共振ループのうちの「ループIIの共振ループ」を選択固定することができる。

【0078】

すなわち、図９における位相調整回路３０（前置増幅器（反転増幅回路）３６および位相遅れ回路３５）が設置されていなければ、インバータ３のコンパレータ３１には、電流センサ４により検出された給電コイル１１に流れる交流電流ｉ_１の検出信号が入力され、ゲートドライバー３２に、コンパレータ３１の出力である入力パルスを入力すると、ゲートドライバー３２から、インバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドのＦＥＴ３３とローサイドのＦＥＴ３４を交互に通電／非通電（ターンオン／ターンオフ）させるための位相差１８０°の２相の出力パルス（第１相の出力パルスと、第２相の出力パルス）が出力される。ゲートドライバー３２に入力される入力パルスは、給電コイル１１に流れる交流電流ｉ_１または給電コイル１１に生じる交流磁場を元に作り出される。

【0079】

しかし、図９においては、コンパレータ３１への入力の前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６および位相遅れ回路３５が設置されており、給電コイル１１の電流または磁界を検出したことに基づく交流電流ｉ_１が、コンパレータ３１に入力される前に、反転増幅回路３６および位相遅れ回路３５によって、交流電流ｉ_１を１８０°を越えて遅らせた信号がコンパレータ３１に入力される。ゲートドライバー３２に、コンパレータ３１の出力である入力パルスを入力すると、ゲートドライバー３２から、インバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドのＦＥＴ３３とローサイドのＦＥＴ３４を交互に通電／非通電（ターンオン／ターンオフ）させるための位相差１８０°の２相の出力パルス（第１相の出力パルスと、第２相の出力パルス）が出力されること、および、ゲートドライバー３２に入力される入力パルスは、給電コイル１１に流れる交流電流ｉ_１または給電コイル１１に生じる交流磁場を元に作り出されることについては、図５に示したインバータ３と同じである。

【0080】

このとき、ゲートドライバー３２からインバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ３３とローサイドＦＥＴ３４に交互に出力される出力パルスのスイッチタイミングは、ゲートドライバー３２への入力パルスに基づいて決定される。ここで、「スイッチタイミング」とは、前述のとおり、インバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ３３とローサイドＦＥＴ３４をターンオンまたはターンオフさせる時刻のことである。そして、インバータ３と給電側共振回路１との間に設置された電流センサ４によって検出された交流電流ｉ_１の検出信号を、前置増幅器（反転増幅回路）３６および位相遅れ回路３５によって位相調整した信号をコンパレータ３１に入力し、前述の入力パルスを生成させる、というものである。

【0081】

すなわち、図９の場合には、ゲートドライバー３２からインバータ３内部のスイッチング素子であるハイサイドＦＥＴ３３とローサイドＦＥＴ３４に交互に出力される出力パルスのスイッチタイミングは、電流センサ４によって検出された給電コイル１１の電流位相または磁界位相を基準に、進み位相または遅れ位相の帰還制御によって位相制御を行った後の信号、すなわち、位相調整回路３０によって位相関係を調整した後の信号をコンパレータ３１に入力することによって生成された入力パルスに基づいて決定される。

【0082】

ここでは、前置増幅器３６は反転増幅回路にしてあるため、交流電流ｉ_１の検出信号が前置増幅器３６に入力されると、図１０に示すとおり、出力信号の位相は入力信号に対して１８０°反転する。図１０は、図９に示した位相調整回路３０（前置増幅器３６および位相遅れ回路３５）の各部の電圧波形を示す模式図である。その後、オペアンプを使って位相遅れ回路（ローパスフィルタ）３５の出力では、さらに位相が遅れる。例えば、位相遅れ回路３５にて１３０°の位相遅れを発生させた場合、前置増幅器３６を含めた位相遅れは、１８０＋１３０＝３１０°となる。つまり、１周期（３６０°）遅れで３６０－３１０＝５０°位相を進ませたことになるので、等価的に位相進みを実現させることができる。すなわち、交流電流ｉ_１を１８０°を越えて遅らせてコンパレータ３１に入力することになる。

【0083】

また、図９においては、給電側共振回路１に接続される負性抵抗回路として、インバータ３と電流センサ４を用いるものとして説明するが、電流センサ４に代えて、磁気センサを用いるようにしてもよい。電流位相と磁界位相は一致するため、電流センサ４によって電流を検出し、電流位相を検出して、その電流位相に基づいて交流電流を検出するようにしてもよいし、磁気センサによって磁界を検出し、磁界位相を検出して、その磁界位相に基づいて交流電流を検出するようにしてもよいからである。すなわち、インバータ３とともに負性抵抗回路を構成するセンサとしては、給電側共振回路１における給電コイル１１の電流または磁界を検出することができるセンサであればよい。これについては、図５、図８、後述する図１１以降においても同様である。

【0084】

すなわち、この図９に示す回路は、給電側共振回路１に接続されたインバータ３の発振のために、給電コイル１１の電流または磁界を検出し、その電流または磁界に基づいて給電コイル１１の電圧または電流のゼロクロスを検出して自励発振させる装置である。そして、ループIIの共振周波数ω_ｈをもつ共振ループ（「ループIIの共振ループ」）を選択固定する目的で、給電コイル１１の電流に対して電圧の位相を進ませるために、給電コイル１１の電流センサ４または磁気センサ（図示せず）を用いることによって検出した交流電流ｉ_１を、インバータ３内のコンパレータ３１に入力する前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６と位相遅れ回路３５を挿入し、１８０°を越えて遅らせることで、進み位相として制御するものである。つまり、遅れ位相１８０°以上まわして進み位相を実現するものであり、この結果、進み位相制御がノイズに弱いことで動作が不安定になる、という課題を解決することができる。

【0085】

このように、給電側共振回路１には、インバータ３、および、給電コイル１１の電流または磁界を検出するセンサ（図９では電流センサ４）が接続され、インバータ３が、センサにより検出された給電コイル１１の電流に基づく電流位相（または給電コイル１１の磁界に基づく磁界位相）を基準に、進み位相または遅れ位相の帰還制御により位相制御を行う位相調整回路３０、すなわち、給電側共振回路１に加わる交流電圧と給電コイル１１に流れる交流電流との位相関係を調整できる位相調整回路３０を備え、インバータ３内部のスイッチング素子をターンオンまたはターンオフさせる時刻であるスイッチタイミングが、位相調整回路３０によって位相関係を調整した後の信号によって生成されたパルスに基づいて決定されることにより、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定される。

【0086】

また、図９に示す実施例（回路）の場合には、インバータ３の内部にはコンパレータ３１が設けられ、かつ、コンパレータ３１への入力の前に、位相調整回路３０としての位相遅れ回路３５が設置されている。そして、インバータ３は、位相遅れ回路３５が、２つの共振ループのうちの「ループIIの共振ループ」を選択する目的で、センサ（図９では電流センサ４）によって検出された給電コイル１１の電流または磁界に基づく交流電流がコンパレータ３１に入力される前に、交流電流を１８０°を越えて遅らせてコンパレータ３１に入力させることにより、給電コイル１１に流れる交流電流に対して給電側共振回路１に加わる交流電圧の位相を進ませる進み位相として位相関係を調整する制御を行うものである。

【0087】

図９に示した実施例（回路）では、位相調整回路３０の具体的な一例として、オペアンプを使ったローパスフィルタを位相遅れ回路３５として用いているが、ローパスフィルタで１３０°程度の大きな位相遅れを発生させると、ローパスフィルタのゲイン（出力振幅／入力振幅）が小さくなり過ぎて、出力信号の振幅が小さくなり過ぎる問題も想定される。その場合は、ローパスフィルタの代わりに時間遅延回路を用いる方法がある。

【0088】

図１１は、この発明の実施の形態１における、時間遅延回路をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。図１１に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３が接続されており、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある点については、図５および図９に示す回路図と同じである。

【0089】

しかし、図１１の回路の場合、すなわち、この発明の実施の形態１における回路の別の一例では、インバータ３の内部に設けられたコンパレータ３１への入力の前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６が設置され、コンパレータ３１の出力の後に時間遅延回路３７が設置されており、遅延時間の制御で位相制御を行うものである。この図１１の場合には、位相調整回路３０は、少なくとも時間遅延回路３７を含むものである。

【0090】

すなわち、この図１１に示す回路は、ループIIの共振周波数ω_ｈをもつ共振ループ（「ループIIの共振ループ」）を選択固定する目的で、給電コイル１１の電流に対して電圧の位相を進ませるために、給電コイル１１の電流センサ４または磁気センサ（図示せず）を用いることによって検出した交流電流ｉ_１を、インバータ３内のコンパレータ３１に入力し、コンパレータ３１の出力の後に、時間遅延回路３７を挿入し、遅延時間の制御で位相制御を行うものである。

【0091】

コンパレータ３１の後段にシミュット・トリガー付きのＮＯＴ型論理素子とＲＣ積分回路を組み合わせた時間遅延回路３７を多段に接続することで、１３０°程度の大きな位相遅れを発生させている。つまり、コンパレータ３１に入力するスイッチ信号の制御に、ＮＯＴ回路とＲＣ積分回路による実時間制御を実現するものであり、この結果、アナログ回路の位相遅延が周波数依存性をもつ、という課題を解決することができる。なお、論理素子としては、必ずしもシミュット・トリガー付きである必要はない。また、論理素子としては、ＮＯＴ型の代わりにバッファ回路でも実現可能である。

【0092】

このように、図１１に示す実施例（回路）では、インバータ３の内部にはコンパレータ３１が設けられ、センサ（図１１では電流センサ４）によって検出された給電コイル１１の電流または磁界に基づく交流電流がコンパレータ３１に入力されるように構成されており、かつ、コンパレータ３１の出力の後に、位相調整回路３０としての時間遅延回路３７が設置されている。そして、インバータ３は、時間遅延回路３７による遅延時間の制御によって位相関係を調整する制御を行っており、これにより、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定されるものである。

【0093】

図９および図１１の実際の回路例では、給電コイル１１の接続線に電流センサ４を取り付けて給電コイル１１の電流（給電側共振回路１の電流）を検出することにより、交流電流ｉ_１の位相を検出している。これと同様の効果は、給電コイル１１の近傍に磁気センサ（図示せず）を取り付けて給電コイル１１の磁界（給電側共振回路１の磁界）を検出する、というやり方でも実現することができる。磁気センサとしては、ホール素子のほか、電線をループ状に形成したループコイルと呼ばれる磁気センサでもあってもよい。なお、この場合には、前述の負性抵抗回路を構成するのは、インバータ３と磁気センサ、ということになる。

【0094】

このように、図９では、コンパレータ３１の前に位相遅れ回路（ローパスフィルタ）３５を入れることで位相を制御しており、図１１では、コンパレータ３１の後に時間遅延回路３７を入れることで位相を制御している。他に想定される実施例としては、図１１に示す時間遅延回路３７の代わりに、オールパスフィルタと呼ばれる位相のみを制御できる回路を使うことも考えられる。

【0095】

図１２は、この発明の実施の形態１における、オールパスフィルタをもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。図１２に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３が接続されており、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある点については、図５、図９、図１１に示す回路図と同じである。

【0096】

しかし、図１２の回路の場合、すなわち、この発明の実施の形態１における回路のさらに別の一例では、インバータ３の内部に設けられたコンパレータ３１への入力の前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６が設置され、コンパレータ３１の出力の後にオールパスフィルタ３８が設置されており、このオールパスフィルタ３８によって位相制御を行うものである。

【0097】

すなわち、この図１２に示す回路は、ループIIの共振周波数ω_ｈをもつ共振ループ（「ループIIの共振ループ」）を選択固定する目的で、給電コイル１１の電流に対して電圧の位相を進ませるために、給電コイル１１の電流センサ４または磁気センサ（図示せず）を用いることによって検出した交流電流ｉ_１を、インバータ３内のコンパレータ３１に入力し、コンパレータ３１の出力の後に、オールパスフィルタ３８を挿入し、このオールパスフィルタ３８によって位相制御を行うものである。

【0098】

このように、図１２に示す実施例（回路）では、インバータ３の内部にはコンパレータ３１が設けられ、センサ（図１２では電流センサ４）によって検出された給電コイル１１の電流または磁界に基づく交流電流がコンパレータ３１に入力されるように構成されており、かつ、コンパレータ３１の出力の後に、位相調整回路３０としてのオールパスフィルタ３８が設置されている。そして、インバータ３は、オールパスフィルタ３８によって位相関係を調整する制御を行っており、これにより、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定されるものである。

【0099】

さらに、図１３に示すように、図１１に示す時間遅延回路３７や図１２に示すオールパスフィルタ３８の代わりに、ＰＬＬ（位相同期回路）３９を用いて位相を制御する方法も考えられる。図１３は、この発明の実施の形態１における、ＰＬＬ（位相同期回路）をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。図１３に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３が接続されており、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある点については、図５、図９、図１１、図１２に示す回路図と同じである。

【0100】

しかし、図１３の回路の場合、すなわち、この発明の実施の形態１における回路のさらに別の一例では、インバータ３の内部に設けられたコンパレータ３１への入力の前に、前置増幅器（反転増幅回路）３６が設置され、コンパレータ３１の出力の後にＰＬＬ（位相同期回路）３９が設置されており、このＰＬＬ（位相同期回路）３９によって位相制御を行うものである。

【0101】

すなわち、この図１３に示す回路は、ループIIの共振周波数ω_ｈをもつ共振ループ（「ループIIの共振ループ」）を選択固定する目的で、給電コイル１１の電流に対して電圧の位相を進ませるために、給電コイル１１の電流センサ４または磁気センサ（図示せず）を用いることによって検出した交流電流ｉ_１を、インバータ３内のコンパレータ３１に入力し、コンパレータ３１の出力の後に、ＰＬＬ（位相同期回路）３９を挿入し、このＰＬＬ（位相同期回路）３９により位相の進み・遅れを制御することによって位相制御を行うものである。

【0102】

このように、図１３に示す実施例（回路）では、インバータ３の内部にはコンパレータ３１が設けられ、センサ（図１３では電流センサ４）によって検出された給電コイル１１の電流または磁界に基づく交流電流がコンパレータ３１に入力されるように構成されており、かつ、コンパレータ３１の出力の後に、位相調整回路３０としてのＰＬＬ（位相同期回路）３９が設置されている。そして、インバータ３は、ＰＬＬ（位相同期回路）３９により、給電コイル１１に流れる交流電流に対して給電側共振回路１に加わる交流電圧の位相を進ませる、または、遅らせることによって、位相関係を調整する制御を行っており、これにより、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループが選択固定されるものである。

【0103】

図１４は、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の具体的な内部機能の一例を示すブロック図である。図１４に示すように、ＰＬＬ（位相同期回路）３９は、少なくともＰＦＤ（位相検出器）９１とＶＣＯ（電圧制御発振器）９２とを備えている。そして、ＰＦＤ（位相検出器）９１が、基準周波数となる入力信号と、電圧に応じて周波数が変化するＶＣＯ（電圧制御発振器）９２からの出力のフィードバック信号との位相差を算出し、その位相差をＶＣＯ（電圧制御発振器）９２に入力することにより、入力信号と出力信号の位相を同期させる。したがって、ＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の入力電圧にいくらかのオフセット電圧を与えることで、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の出力信号の周波数の範囲に制限を与えることができる。

【0104】

例えば、ループIIの共振周波数ω_ｈの周波数範囲が７０ｋＨｚから９０ｋＨｚであり、ループＩの共振周波数ω_ｌの周波数範囲が５０ｋＨｚから７０ｋＨｚであるなら、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の出力信号の周波数の範囲が７０ｋＨｚから９０ｋＨｚになるようにすれば、ループＩの共振周波数ω_ｌで動作することはなくなるので、ループIIの共振周波数ω_ｈでの動作の安定性が高まる。すなわち、ＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の入力電圧を制御することによって、ＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の発振周波数に制限を付け、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の出力信号の周波数範囲を制限することで、２つの共振ループのうちいずれかを選択した際の動作安定性を高めることができる。

【0105】

ここで、図１３に示す電流センサ４によって検出された電流に基づく交流信号を前置増幅器（反転増幅回路）３６によって反転させた信号がコンパレータ３１に入力され、コンパレータ３１において生成された入力パルスが、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の入力信号である。よって、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の出力信号がゲートドライバー３２に入力される場合には、位相制御していない正帰還の時に比べると、ＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の入力電圧を制御する（ＶＣＯ９２の制御値を制御する）ことによって周波数または位相を制御することができる。これを利用して、給電側共振回路１の共振周波数として、ループIIの共振周波数ω_ｈまたはループＩの共振周波数ω_ｌのうちのいずれか１つを選択固定することができる。また、別の方法として、ＰＬＬ（位相同期回路）３９のＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の発振周波数に制限を付け、ループIIの共振周波数ω_ｈしか発振しない、または、ループＩの共振周波数ω_ｌしか発振しない、というように制御することも可能である。

【0106】

このように、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の中のＶＣＯ（電圧制御発振器）９２の発振周波数の変動範囲にリミット（制限）を付けて、ループＩの共振周波数ω_ｌでは絶対に発振できないようにすると、必然的にループIIの共振周波数ω_ｈしか選択されないので、強制的にループIIの共振周波数ω_ｈに選択固定させることができる。
つまり、ＶＣＯ（電圧制御発振器）９２に周波数制限を与えたＰＬＬ（位相同期回路）３９を用いることによって、ＰＬＬ（位相同期回路）３９の出力周波数を制限することができるので、共振ループをいずれかに固定することができ、不安定に切り替えが起きることを防ぐことができる。

【0107】

これにより、ワイヤレス給電中の給電コイルや受電コイルの位置変動などにより電流ループがランダムに切り替わる、という問題を防ぐことができる。
以上のように、ＰＬＬ（位相同期回路）３９を追加することにより、ＰＬＬにより位相制御を行うことが可能なだけでなく、位相揺らぎなどが軽減されて安定した動作が期待できるので、動作の安定性を向上させることができる、というメリットもある。

【0108】

そしてさらに、図１５に示すように、図１１に示す時間遅延回路３７や図１２に示すオールパスフィルタ３８、または、図１３に示すＰＬＬ（位相同期回路）３９の代わりに、オールパスフィルタ３８とＰＬＬ（位相同期回路）３９との両方を用いて位相を制御する方法も考えられる。図１５は、この発明の実施の形態１における、オールパスフィルタとＰＬＬ（位相同期回路）をもつインバータと給電側共振回路の一例を示す回路図である。図１５に示すように、給電側共振回路１にはインバータ３が接続されており、インバータ３内を構成する要素として、コンパレータ３１、ゲートドライバー３２、ハイサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３３、ローサイドのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３４がある点については、図５、図９、図１１、図１２、図１３に示す回路図と同じである。

【0109】

図１６は、この発明の実施の形態１における実際の装置において、交流電流ｉ_１に対して入力電圧ｖ_１を進み位相になるように調整した場合の、交流電流ｉ_１と入力電圧ｖ_１の計測波形を示すグラフであり、破線が交流電流ｉ_１、実線が入力電圧ｖ_１を示している。すなわち、図１６は、給電側共振回路１に加わる交流電圧と給電コイル１１に流れる交流電流との位相差を示している。
また、図１７は、図１６の位相関係において、給電側共振回路１に設けられた給電コイル１１と受電側共振回路２に設けられた受電コイル２１との距離、すなわち、この２つのコイル間の伝送距離ｄを変化させたときの共振周波数の変化を計測した結果を示すグラフであり、●マークが実験結果、破線が計算結果を示している。

【0110】

実験では、図１６に示す位相差が３０～３５度の場合に、すなわち、交流電圧ｖ_１を交流電流ｉ_１に対して３０～３５度進み位相にすると、図１７に示すように、安定してループIIの共振周波数ω_ｈが選択固定されることが確認できた。図１７を見ると、いずれの伝送距離においても、すなわち、伝送距離ｄが変化した場合であっても、常にループIIの共振周波数ω_ｈの共振ループが選択固定されていることがわかる。

【0111】

図１８は、２つのコイル間の伝送距離ｄを変化させたときの伝送電力を計測した結果を示すグラフであり、●マークが実験結果、破線が計算結果を示している。図１８を見ると、いずれの伝送距離においても、すなわち、伝送距離ｄが変化した場合であっても、常に電力供給が可能になっていることが確認できる。

【0112】

以上のように、この発明によれば、ＰＴ対称性を利用し、給電コイルと受電コイルを磁気共鳴させることにより非接触で給電を行う磁気共鳴型ワイヤレス給電装置において、位相を調整するための位相調整回路を設けたことにより、周囲の環境に左右されず、かつ、給電コイルと受電コイルの設計に制約を与えずに共振ループの選択固定を行うことが可能となる。すなわち、周囲の環境に左右されず、かつ、ワイヤレス給電に適する周波数やコイルのコア形状や材質などの選択に影響されず（コイルの設計による調整などは必要なく）、給電コイルと受電コイルの設計に制約を与えずに、２つの共振ループのうちのいずれか１つの共振ループの選択固定を行うことができ、コイルを自由な形状や寸法にすることができる。

【0113】

なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

【産業上の利用可能性】

【0114】

この発明の磁気共鳴型ワイヤレス給電装置は、携帯電話の充電のような近距離のワイヤレス給電だけでなく、水中ドローンのような周囲に水がある環境、工場内の機器への送電のような周囲に金属が多い環境など、多岐にわたる環境におけるワイヤレス給電に幅広く適用することができる。

【符号の説明】

【0115】

１ 給電側共振回路
２ 受電側共振回路
３ インバータ
４ 電流センサ
１１ 給電コイル
２１ 受電コイル
３０ 位相調整回路
３１ コンパレータ
３２ ゲートドライバー
３３ ハイサイドＦＥＴ
３４ ローサイドＦＥＴ
３５ 位相遅れ回路
３６ 前置増幅器（反転増幅回路）
３７ 時間遅延回路
３８ オールパスフィルタ
３９ ＰＬＬ（位相同期回路）
９１ ＰＦＤ（位相検出器）
９２ ＶＣＯ（電圧制御発振器）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】