ホーム > 特許ランキング > 住友電気工業株式会社
知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】
(24)【登録日】2025-06-10
(45)【発行日】2025-06-18
(54)【発明の名称】電力変換装置及びその制御方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20250611BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
【請求項の数】
12
(21)【出願番号】P 2022059355
(22)【出願日】2022-03-31
(65)【公開番号】P2022167803
(43)【公開日】2022-11-04
【審査請求日】2024-09-24
(31)【優先権主張番号】P 2021073198
(32)【優先日】2021-04-23
(33)【優先権主張国・地域又は機関】JP
(73)【特許権者】
【識別番号】000002130
【氏名又は名称】住友電気工業株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110000280
【氏名又は名称】弁理士法人サンクレスト国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】綾井 直樹
(72)【発明者】
【氏名】江頭 大也
【審査官】今井 貞雄
(56)【参考文献】
【文献】国際公開第２０１４／０６４８８４（ＷＯ，Ａ１）
【文献】特開２０１５－００２６５７（ＪＰ，Ａ）
(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)
Ｈ０２Ｍ ７／４８
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置であって、インバータと、
前記インバータと前記交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、
前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、
前記交流電路の第１電圧線と中性線との間の第１相電圧、及び、前記交流電路の第２電圧線と前記中性線との間の第２相電圧を取得する交流側電圧センサと、
前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備え、
前記交流リアクトルは、前記インバータの出力端から前記第１電圧線及び前記第２電圧線に至る２線に共通のコアを有するものであり、
前記制御部は、
前記第１電圧線と前記第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記第１相電圧と前記第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する、
電力変換装置。
【請求項2】
前記制御部は、前記中点電圧が、前記ＤＣバスの２線間の電圧の中間値からずれるように、前記中点電圧制御部を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記制御部は、前記第１相電圧の位相と前記第２相電圧を反転させた反転電圧の位相とが一致するように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記制御部は、前記第１相電圧の位相又は前記第２相電圧を反転させた反転電圧の位相と、前記線間電圧の位相とが一致するように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記制御部は、前記第１相電圧及び前記反転電圧の位相差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記位相差を低減する、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記制御部は、前記第１相電圧又は前記反転電圧と、前記線間電圧とに位相差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記位相差を低減する、請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項7】
前記制御部は、前記線間電圧のゼロクロス検出時における前記第１相電圧、及び、前記線間電圧のゼロクロス検出時における前記第２相電圧、のうち少なくとも１つの電圧に基づいて、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記第１相電圧及び前記反転電圧の位相差を低減する、請求項３又は請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項8】
前記制御部は、前記第１相電圧及び前記第２相電圧の差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記差を低減する、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項9】
前記バイアス電圧は、矩形波、正弦波又は三角波である、請求項５から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項10】
前記第１相電圧及び前記第２相電圧は、瞬時値又は実効値である、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項11】
前記交流リアクトルは和動接続されている、請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項12】
インバータと、前記インバータと単相３線式の交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備え、前記交流電路に交流出力を提供する電力変換装置についての、前記制御部による制御方法であって、前記交流電路の第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記交流電路の中性線から見た第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する、
電力変換装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本開示は電力変換装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【0002】
単相３線式の自立出力を提供することができる電力変換装置が、例えば特許文献１に提案されている。特許文献１の電力変換装置は、２相ハーフブリッジのインバータと、ＤＣバスの中点電位を調節するコンバータとを含むものである。このインバータは、ＤＣバスの２線間に、ハイサイドの第１スイッチング素子及びローサイドの第２スイッチング素子の直列体と、ハイサイドの第３スイッチング素子及びローサイドの第４スイッチング素子の直列体とが、接続されている。ＤＣバスの中点電位を制御するコンバータは、ＤＣバスの２線間に接続した一対のコンデンサの直列体における相互接続点の電位が、ＤＣバスの２線間の電位の中間になるように制御する。この相互接続点は、単相３線の中性線と直結されている。
【0003】
インバータの制御部は、ユニポーラ方式のパルス幅変調制御（ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御）により４つのスイッチング素子の開閉を制御する。第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子が交互にオンすることにより、単相３線式の第１電圧線（Ｕ線）と中性線（Ｏ線）との間のＵ相電圧が出力される。第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子が交互にオンすることにより、単相３線式の第２電圧線（Ｗ線）と中性線（Ｏ線）との間のＷ相電圧が出力される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0004】
【文献】特開２０１４－８７１６０号公報（図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
上記の電力変換装置では、第１スイッチング素子と第４スイッチング素子との開閉、及び、第２スイッチング素子と第３スイッチング素子との開閉が、互いに同期しない。このため、ＤＣバスの対地電位がスイッチングによって大きく変動し、交流出力端子に多大なコモンモードノイズが発生する。このコモンモードノイズを抑制するために、コモンモードチョークコイル及びＹコンデンサを含む、高価で大きなフィルタ回路が必要になる。また、Ｕ線、Ｗ線には、それぞれ平滑用のリアクトルを配置しなければならない。そのため、電力変換装置を小型化することが困難である。また、それぞれのリアクトルで大きな鉄損が発生する。
【0006】
一方、自立出力を単相３線の交流負荷に供給する場合、Ｕ相の負荷とＷ相の負荷との不均衡があると、Ｕ相電圧とＷ相電圧とが一致しなくなる。この場合、上述のような中点電位の制御では、Ｕ相電圧とＷ相電圧とを一致させることができない。
【0007】
本開示は、単相３線式で自立出力を提供することができる電力変換装置において、小型化と相電圧の不均衡抑制とを実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は特許請求の範囲によって定められるものである。
【0009】
（電力変換装置）
開示するのは、単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置であって、
インバータと、
前記インバータと前記交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、
前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、
前記交流電路の第１電圧線と中性線との間の第１相電圧、及び、前記交流電路の第２電圧線と前記中性線との間の第２相電圧を取得する交流側電圧センサと、
前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備える。
前記交流リアクトルは、前記インバータの出力端から前記第１電圧線及び前記第２電圧線に至る２線に共通のコアを有するものであり、
前記制御部は、
前記第１電圧線と前記第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記第１相電圧と前記第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
開示するのは、単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置であって、
インバータと、
前記インバータと前記交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、
前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、
前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、
前記交流電路の第１電圧線と中性線との間の第１相電圧、及び、前記交流電路の第２電圧線と前記中性線との間の第２相電圧を取得する交流側電圧センサと、
前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備える。
前記交流リアクトルは、前記インバータの出力端から前記第１電圧線及び前記第２電圧線に至る２線に共通のコアを有するものであり、
前記制御部は、
前記第１電圧線と前記第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記第１相電圧と前記第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
【0010】
（電力変換装置の制御方法）
インバータと、前記インバータと単相３線式の交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備え、前記交流電路に交流出力を提供する電力変換装置についての、前記制御部による制御方法であって、
前記交流電路の第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記交流電路の中性線から見た第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
インバータと、前記インバータと単相３線式の交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備え、前記交流電路に交流出力を提供する電力変換装置についての、前記制御部による制御方法であって、
前記交流電路の第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、
前記交流電路の中性線から見た第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
【発明の効果】
【0011】
本開示によれば、単相３線式で自立出力を提供することができる電力変換装置において、小型化と相電圧の不均衡抑制とを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【0012】
【発明を実施するための形態】
【0013】
［本開示の実施形態の説明］
本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。
本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。
【0014】
（１）本開示の電力変換装置は、単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置であって、インバータと、前記インバータと前記交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、前記交流電路の第１電圧線と中性線との間の第１相電圧、及び、前記交流電路の第２電圧線と前記中性線との間の第２相電圧を取得する交流側電圧センサと、前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備えている。前記交流リアクトルは、前記インバータの出力端から前記第１電圧線及び前記第２電圧線に至る２線に共通のコアを有するものであり、前記制御部は、前記第１電圧線と前記第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、前記第１相電圧と前記第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する電力変換装置である。
【0015】
このような電力変換装置では、自立運転中に、インバータは相電圧を制御せず第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧を目標値に合わせるよう動作する。制御部は、中点電圧制御部を制御して中点電圧を調節することにより、第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるようにする。中点電圧は中間値とは限らず、中間値からいずれか一方に偏る場合もある。また、バイポーラ方式のパルス幅変調制御により、ＤＣバスの対地電圧が安定し、コモンモードノイズを低減することができ、電圧線の２線に共通のコアを持つ交流リアクトルを用いることができる。その結果、ノイズフィルタ及び交流リアクトルを小型化できるので、電力変換装置の小型化が可能となる。
【0016】
（２）前記（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記中点電圧が、前記ＤＣバスの２線間の電圧の中間値からずれるように、前記中点電圧制御部を制御する。
この場合、第１相の交流負荷と、第２相の交流負荷とが、不均等であっても、中点電圧が中間値からずれることで、第１相電圧と第２相電圧とが、絶対値で互いに均等になることができる。
この場合、第１相の交流負荷と、第２相の交流負荷とが、不均等であっても、中点電圧が中間値からずれることで、第１相電圧と第２相電圧とが、絶対値で互いに均等になることができる。
【0017】
（３）前記（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記第１相電圧の位相と前記第２相電圧を反転させた反転電圧の位相とが一致するように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
これにより、交流側の相電圧調整を行いつつ、第１相電圧及び反転電圧の位相差を調整しない場合と比べて、中点制御電流を低減することができる。この結果、電流定格の小さい直流リアクトルを使用することができるため、直流リアクトルの大型化を抑制したり、高コスト化を抑制したり、損失の増大を抑制したりすることができる。
これにより、交流側の相電圧調整を行いつつ、第１相電圧及び反転電圧の位相差を調整しない場合と比べて、中点制御電流を低減することができる。この結果、電流定格の小さい直流リアクトルを使用することができるため、直流リアクトルの大型化を抑制したり、高コスト化を抑制したり、損失の増大を抑制したりすることができる。
【0018】
（４）前記（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記第１相電圧の位相又は前記第２相電圧を反転させた反転電圧の位相と、前記線間電圧の位相とが一致するように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する。
これにより、交流側の相電圧調整を行いつつ、第１相電圧又は反転電圧と、線間電圧との位相差を調整しない場合と比べて、中点制御電流を低減することができる。この結果、電流定格の小さい直流リアクトルを使用することができるため、直流リアクトルの大型化を抑制したり、高コスト化を抑制したり、損失の増大を抑制したりすることができる。また、第１相電圧及び第２相電圧のうち一方の位相を算出すればよいため、回路構成をより簡素化することができる。
これにより、交流側の相電圧調整を行いつつ、第１相電圧又は反転電圧と、線間電圧との位相差を調整しない場合と比べて、中点制御電流を低減することができる。この結果、電流定格の小さい直流リアクトルを使用することができるため、直流リアクトルの大型化を抑制したり、高コスト化を抑制したり、損失の増大を抑制したりすることができる。また、第１相電圧及び第２相電圧のうち一方の位相を算出すればよいため、回路構成をより簡素化することができる。
【0019】
（５）前記（３）の電力変換装置において、前記制御部は、前記第１相電圧及び前記反転電圧の位相差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記位相差を低減する。
第１相電圧及び反転電圧の位相に基づいて中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与することで、第１相電圧及び反転電圧の位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
第１相電圧及び反転電圧の位相に基づいて中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与することで、第１相電圧及び反転電圧の位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
【0020】
（６）前記（４）の電力変換装置において、前記制御部は、前記第１相電圧又は前記反転電圧と、前記線間電圧とに位相差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記位相差を低減する。
第１相電圧又は反転電圧の位相と、線間電圧の位相とに基づいて中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与することで、第１相電圧又は反転電圧と、線間電圧との位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
第１相電圧又は反転電圧の位相と、線間電圧の位相とに基づいて中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与することで、第１相電圧又は反転電圧と、線間電圧との位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
【0021】
（７）前記（３）又は（４）の電力変換装置において、前記制御部は、前記線間電圧のゼロクロス検出時における前記第１相電圧、及び、前記線間電圧のゼロクロス検出時における前記第２相電圧、のうち少なくとも１つの電圧に基づいて、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記第１相電圧及び前記反転電圧の位相差を低減する。
これにより、第１相電圧及び第２相電圧の位相ではなく、線間電圧のゼロクロス検出時における各電圧に基づいてバイアス電圧を付与すればよいため、位相を算出する必要がなく、回路構成をより簡素化することができる。
これにより、第１相電圧及び第２相電圧の位相ではなく、線間電圧のゼロクロス検出時における各電圧に基づいてバイアス電圧を付与すればよいため、位相を算出する必要がなく、回路構成をより簡素化することができる。
【0022】
（８）前記（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記第１相電圧及び前記第２相電圧の差がある場合に、前記中点電圧に正又は負のバイアス電圧を付与して前記差を低減する。
中点電圧を必ずしも中間値にするのではなく、バイアス電圧の付与により偏らせることで、第１相の交流負荷と、第２相の交流負荷とが、不均等であっても、第１相電圧と第２相電圧とが、絶対値で互いに均等になるように調節することができる。
中点電圧を必ずしも中間値にするのではなく、バイアス電圧の付与により偏らせることで、第１相の交流負荷と、第２相の交流負荷とが、不均等であっても、第１相電圧と第２相電圧とが、絶対値で互いに均等になるように調節することができる。
【0023】
（９）前記（５）から（８）のいずれかの電力変換装置において、前記バイアス電圧は、矩形波、正弦波又は三角波である。
【0024】
（１０）前記（１）又は（２）の電力変換装置において、前記第１相電圧及び前記第２相電圧は、瞬時値又は実効値である。
第１相電圧及び第２相電圧としては、瞬時値、実効値のいずれをも用いることができる。瞬時値を用いると制御のレスポンスが早いが若干過敏な制御になる。実効値を用いると制御のレスポンスは、瞬時値よりは遅いが、過敏にならない安定した制御になる。
第１相電圧及び第２相電圧としては、瞬時値、実効値のいずれをも用いることができる。瞬時値を用いると制御のレスポンスが早いが若干過敏な制御になる。実効値を用いると制御のレスポンスは、瞬時値よりは遅いが、過敏にならない安定した制御になる。
【0025】
（１１）前記（１）から（１０）のいずれかの電力変換装置において、前記交流リアクトルは和動接続されている。
この場合、交流リアクトルを小型化することができる。
この場合、交流リアクトルを小型化することができる。
【0026】
（１２）制御方法としての観点からは、インバータと、前記インバータと単相３線式の交流電路との間に設けられた交流リアクトルと、前記インバータに直流電圧を供給するＤＣバスと、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧となる第１コンデンサ及び第２コンデンサの直列体と、前記ＤＣバスの２線間に設けられ、前記中点電圧を制御する中点電圧制御部と、前記インバータに対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、前記中点電圧制御部を制御する制御部と、を備え、前記交流電路に交流出力を提供する電力変換装置についての、前記制御部による制御方法であって、前記交流電路の第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧が目標値となるように前記インバータを制御し、前記交流電路の中性線から見た第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるように、前記中点電圧制御部を制御して前記中点電圧を調節する、電力変換装置の制御方法である。
【0027】
このような電力変換装置の制御方法によれば、自立運転中に、インバータは相電圧を制御せず第１電圧線と第２電圧線との間の線間電圧を目標値に合わせるよう動作する。制御方法としては、中点電圧制御部を制御して中点電圧を調節することにより、第１相電圧と第２相電圧とが絶対値で互いに均等になるようにする。中点電圧は中間値とは限らず、中間値からいずれか一方に偏る場合もある。また、バイポーラ方式のパルス幅変調制御により、ＤＣバスの対地電圧が安定し、コモンモードノイズを低減することができる。
【0028】
［本開示の実施形態の詳細］
以下、本開示の電力変換装置及びその制御方法の具体例について、図面を参照して説明する。
以下、本開示の電力変換装置及びその制御方法の具体例について、図面を参照して説明する。
【0029】
《電力変換装置の構成》
図１は、電力変換装置の一例を示す回路図である。電力変換装置１００は、直流電源２０と、交流電路３１との間に設けられている。電力変換装置１００は、商用電力系統との系統連系運転、または、商用電力系統から解列した状態での自立運転が可能であるが、本開示では、自立運転について説明する。
図１は、電力変換装置の一例を示す回路図である。電力変換装置１００は、直流電源２０と、交流電路３１との間に設けられている。電力変換装置１００は、商用電力系統との系統連系運転、または、商用電力系統から解列した状態での自立運転が可能であるが、本開示では、自立運転について説明する。
【0030】
交流電路３１は、単相３線式であり、電圧線のＵ線、Ｗ線と、接地された中性線のＯ線とを有する。交流電路３１のＵ相（Ｕ線－Ｏ線間）には、Ｕ相負荷３２ｕが接続されている。交流電路３１のＷ相（Ｗ線－Ｏ線間）には、Ｗ相負荷３２ｗが接続されている。Ｕ線－Ｏ線の線間には１０１Ｖ、Ｗ線－Ｏ線の線間にはＵ相と逆位相で１０１Ｖ、Ｕ線－Ｗ線の線間には２０２Ｖが印加される。
【0031】
電力変換装置１００は、直流電源２０と接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１と、このＤＣ／ＤＣコンバータの高圧側のＤＣバス２と、ＤＣバス２の２線間に接続された平滑コンデンサ３と、ＤＣバス２の２線間に接続された中点電圧制御部４と、ＤＣバス２の２線間に接続されたＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌの直列体５と、ＤＣバスコンデンサ５Ｈの両端に接続された電圧センサ６Ｈと、ＤＣバスコンデンサ５Ｌの両端に接続された電圧センサ６Ｌと、ＤＣバス２の２線間に接続されたインバータ７と、交流リアクトル８と、交流側コンデンサ９ｕ，９ｗと、電圧センサ１０ｕ，１０ｗと、制御部１１と、を備えている。なお、直流側電圧センサは、ＤＣバス２の２線間の電圧を検出する電圧センサと、ＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌのいずれか一方の両端の電圧を検出する電圧センサとで、構成されていてもよい。
【0032】
電圧センサ６Ｈは、ＤＣバスコンデンサ５Ｈの両端の電圧ＶＨを検出し、検出信号を制御部１１に送る。電圧センサ６Ｌは、ＤＣバスコンデンサ５Ｌの両端の電圧ＶＬを検出し、検出信号を制御部１１に送る。ＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌのキャパシタンスは互いに同一である。
電圧センサ１０ｕは、交流側コンデンサ９ｕの両端の電圧Ｖｕｏを検出し、検出信号を制御部１１に送る。電圧センサ１０ｗは、交流側コンデンサ９ｗの両端の電圧Ｖｗｏを検出し、検出信号を制御部１１に送る。交流側コンデンサ９ｕ，９ｗのキャパシタンスは互いに同一である。
電圧センサ１０ｕは、交流側コンデンサ９ｕの両端の電圧Ｖｕｏを検出し、検出信号を制御部１１に送る。電圧センサ１０ｗは、交流側コンデンサ９ｗの両端の電圧Ｖｗｏを検出し、検出信号を制御部１１に送る。交流側コンデンサ９ｕ，９ｗのキャパシタンスは互いに同一である。
【0033】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流リアクトル１２と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ７と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ８とを、図示のように接続して構成されている。スイッチング素子Ｑ７には逆並列にダイオードｄ７が接続され、スイッチング素子Ｑ８には逆並列にダイオードｄ８が接続されている。このＤＣ／ＤＣコンバータ１は昇圧回路であり、ＤＣバス２に必要な電圧まで直流電源２０の電圧を昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、制御部１１により、制御される。
【0034】
なお、直流電源２０の電圧が十分に高い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を省略することもできる。さらに、直流電源２０の電圧が高すぎる場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして降圧回路を採用することもありうる。ＤＣバス２の２線間の電圧は平滑コンデンサ３により、平滑されている。
【0035】
中点電圧制御部４は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ５と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ６と、直流リアクトル１３とを、図示のように接続して構成されている。直流リアクトル１３は、ＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌの相互接続点である直列体５の中点Ｍに接続されている。スイッチング素子Ｑ５には逆並列にダイオードｄ５が接続され、スイッチング素子Ｑ６には逆並列にダイオードｄ６が接続されている。中点電圧制御部４は、制御部１１により、制御される。
【0036】
中点電圧制御部４が直接的に制御しようとしているのは、電圧ＶＬである。ＤＣバス２の２線間の電圧をＶＢとすると、電圧ＶＨは、（ＶＢ－ＶＬ）となる。これらの電圧は、
ＶＬ＝ＶＨ＝（ＶＢ／２）であってもよいし、
ＶＬ＞（ＶＢ／２）＞ＶＨ、または
ＶＬ＜（ＶＢ／２）＜ＶＨ
となる場合もある。ＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌの相互接続点である直列体５の中点Ｍは、交流側のＯ線と直結するので、「電位」としては接地電位となる。
ＶＬ＝ＶＨ＝（ＶＢ／２）であってもよいし、
ＶＬ＞（ＶＢ／２）＞ＶＨ、または
ＶＬ＜（ＶＢ／２）＜ＶＨ
となる場合もある。ＤＣバスコンデンサ５Ｈ，５Ｌの相互接続点である直列体５の中点Ｍは、交流側のＯ線と直結するので、「電位」としては接地電位となる。
【0037】
インバータ７は、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備えている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にはそれぞれ、逆並列にダイオードｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４が接続されている。インバータ７は、交流リアクトル８及び交流側コンデンサ９ｕ，９ｗによるフィルタ回路を介して、交流電路３１のＵ線－Ｗ線間に、２０２Ｖを出力する。インバータ７の出力を平滑化する交流リアクトル８は、共通のコアにＵ線、Ｗ線の巻線を巻いて、ノーマル電流に対して磁束を強め合う和動接続とされている。
【0038】
交流電路３１のＵ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗは、電圧センサ１０ｕが検出する電圧Ｖｕｏと、電圧センサ１０ｗが検出する電圧Ｖｗｏとの差となる。なお、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗを直接的に検出する電圧センサを設けてもよい。また、電圧Ｖｕｏ、Ｖｗｏのいずれか一方の代わりにＵ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗを検出する電圧センサを設けてもよい。要するに、電圧Ｖｕｗ、Ｖｕｏ，Ｖｗｏが、検出又は算出も含めて、取得できる状態であればよい。
【0039】
制御部１１は、例えばコンピュータを含み、コンピュータがソフトウェア（コンピュータプログラム）を実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１１の記憶装置（図示せず。）に格納される。
【0040】
なお、図１に例示したスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８は全てＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることもできる。
【0041】
《電力変換装置の制御》
次に、上記のように構成された電力変換装置１００におけるインバータ７及び中点電圧制御部４についての制御（制御方法）について説明する。
次に、上記のように構成された電力変換装置１００におけるインバータ７及び中点電圧制御部４についての制御（制御方法）について説明する。
【0042】
（第１例）
図２は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、制御ブロック図である。このような制御は、ソフトウェアによって全て実現することもできるが、部分的にハードウェアで構成することもできる。図２において、Ｖｕｗ電圧基準指示部Ｂ１から、交流電圧（瞬時値）の目標値が指示される。この目標値と、実際に検出されたＵ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗとの偏差が比較器Ｂ２により求められる。偏差は比例積分演算部Ｂ３を経て目標値に加算される（加算器Ｂ４）。加算されて得られた、補正された電圧値に基づいて、電圧指令信号生成部Ｂ５は、電圧指令信号を生成する。電圧指令信号は、キャリア信号発生部Ｂ６により出力されるキャリア信号（三角波又は鋸歯状波）と、ＰＷＭ制御部Ｂ７で比較され、ＰＷＭ制御信号となる。
図２は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、制御ブロック図である。このような制御は、ソフトウェアによって全て実現することもできるが、部分的にハードウェアで構成することもできる。図２において、Ｖｕｗ電圧基準指示部Ｂ１から、交流電圧（瞬時値）の目標値が指示される。この目標値と、実際に検出されたＵ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗとの偏差が比較器Ｂ２により求められる。偏差は比例積分演算部Ｂ３を経て目標値に加算される（加算器Ｂ４）。加算されて得られた、補正された電圧値に基づいて、電圧指令信号生成部Ｂ５は、電圧指令信号を生成する。電圧指令信号は、キャリア信号発生部Ｂ６により出力されるキャリア信号（三角波又は鋸歯状波）と、ＰＷＭ制御部Ｂ７で比較され、ＰＷＭ制御信号となる。
【0043】
このＰＷＭ制御信号は、共通の電圧指令信号とキャリア信号とから発生し、これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が制御される。この制御は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のペアの開閉が同期し、かつ相補的に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のペアの開閉が同期するバイポーラＰＷＭ方式の制御となる。
【0044】
この結果、インバータ７は、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗが目標値と一致するように動作する。バイポーラＰＷＭ制御により、ＤＣバスの対地電位が安定する。そのため、コモンモードノイズを低減することができる。また、Ｕ線及びＷ線のリアクトルのコアを共通化して和動接続することができるので、交流リアクトル８（図１）を一つにまとめて小型化することができる。
【0045】
なお、参考までに、前述の特許文献１の電力変換装置において、相電圧Ｖｕｏ、Ｖｗｏがそれぞれの目標値と一致するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のペア、Ｑ３，Ｑ４のペアに、それぞれ異なる電圧指令信号を与えると、ブリッジの対角線方向にあるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のペアの開閉、及び、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のペアの開閉は同期しない。このため、ＤＣバスの対地電位がスイッチングによって変動し、交流リアクトルに多大な電流が流れる。また、Ｕ線の交流リアクトルとＷ線の交流リアクトルとのコアを共通化して和動接続すると制御不能になる。そのため、交流リアクトルを一つにまとめて小型化することができない。
【0046】
次に、図２において、Ｕ線－Ｏ線間で検出されるＵ相電圧Ｖｕｏと、Ｗ線－Ｏ線間で検出されるＷ相電圧Ｖｗｏとが、加算器Ｂ８により加算される。Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとは互いに逆位相であり、符号が逆になるので、加算結果は、０になるか、又は、絶対値の差に、絶対値の大きい方の符号を付した値となる。この値は、比例積分演算部Ｂ９を経て、中点電圧基準指示部Ｂ１０が指示する中点電圧基準に、加算器Ｂ１１により加算される補正値となる。中点電圧基準とは例えば、ＤＣバスの２線間の電圧をＶＢとすると、中間値の（ＶＢ／２）である。
【0047】
加算器Ｂ１１における加算結果は、比較器Ｂ１２において、電圧ＶＬと比較される。比較結果の偏差すなわちＶＬからのずれ（バイアス電圧）は、比例積分演算部Ｂ１３を経て、電圧指令信号生成部Ｂ１４に送られる。そして、電圧指令信号生成部Ｂ１４において電圧指令信号が生成される。電圧指令信号は、キャリア信号発生部Ｂ１５により出力されるキャリア信号（三角波又は鋸歯状波）と、ＰＷＭ制御部Ｂ１６で比較され、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６に対するＰＷＭ制御信号となる。
【0048】
こうして、Ｕ相電圧Ｖｕｏと、Ｗ相電圧Ｖｗｏとに差がある場合は、その差に応じて中点電圧が中間値からずれるように補正されることになる。中点電圧制御部４は、基本的には、電圧ＶＬ，ＶＨが互いに均等になるように制御すれば、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏは概ね、振幅が同じで位相が反転した電圧波形となる。しかし、Ｕ線－Ｏ線間、Ｗ線－Ｏ線間にそれぞれ接続する負荷の容量の差が大きい場合には、電圧ＶＬ、ＶＨを均等にするだけでは、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏの振幅が互いに一致しない。
【0049】
そこで、上述のように、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとの合計が常にゼロになるように中点電圧基準に補正値を加算する。
なお、その他、Ｕ相電圧ＶｕｏまたはＷ相電圧Ｖｗｏがそれぞれ制御目標値と一致するように必要な補正値を与えてもよい。
要するに、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になるように制御すればよい。
なお、その他、Ｕ相電圧ＶｕｏまたはＷ相電圧Ｖｗｏがそれぞれ制御目標値と一致するように必要な補正値を与えてもよい。
要するに、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になるように制御すればよい。
【0050】
図３は、交流電路のＵ線－Ｏ線間のみに抵抗負荷を接続し、Ｗ線－Ｏ線間を無負荷としたときの交流出力波形を示すグラフである。横軸の数値は時間［秒］、縦軸の数値は電圧［Ｖ］である。交流の周波数は５０Ｈｚである。振幅が大きい方の交流波形は、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗである。振幅が小さい方の、互いに位相が反転した関係にある２つの交流波形は、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、及び、Ｗ相電圧Ｖｗｏである。直流の波形は、ＤＣバスの中点電圧ＶＬである。この結果より、負荷が不均等でも、目標値と一致する線間電圧Ｖｕｗ、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、Ｗ相電圧Ｖｗｏが得られていることがわかる。また、中点電圧ＶＬが刻々と僅かに変動して、中点電圧を偏らせることによる交流側の相電圧調整を行っている。
【0051】
（第２例）
図４は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、図２とは異なる他の制御ブロック図である。図２との違いは、左上の中点電圧補正部Ｐ１である。左上の中点電圧補正部Ｐ１において、実効値演算部Ｂ２０は、Ｕ相電圧Ｖｕｏに基づいて、その実効値を算出する。同様に、実効値演算部Ｂ２１は、Ｗ相電圧Ｖｗｏに基づいて、その実効値を算出する。
図４は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、図２とは異なる他の制御ブロック図である。図２との違いは、左上の中点電圧補正部Ｐ１である。左上の中点電圧補正部Ｐ１において、実効値演算部Ｂ２０は、Ｕ相電圧Ｖｕｏに基づいて、その実効値を算出する。同様に、実効値演算部Ｂ２１は、Ｗ相電圧Ｖｗｏに基づいて、その実効値を算出する。
【0052】
Ｕ相の実効値とＷ相の実効値とは、比較器Ｂ２２において互いに比較される。比較して得られた差は、比例積分演算部Ｂ２３による比例積分を経て、乗算器Ｂ２５により交流符号指示部Ｂ２４から指示された符号と乗算される。この乗算は、実効値としてはＵ相、Ｗ相共に、符号が同一であるため、Ｕ相、Ｗ相の実効値の偏差に応じて、補正値を加算するか又は減算するかを決めることを意味する。乗算器Ｂ２５の処理を経た補正値は、中点電圧基準指示部Ｂ２６が指示する中点電圧基準に加算される（加算器Ｂ２７）。中点電圧基準とは例えば、ＤＣバスの２線間の電圧をＶＢとすると、中間値の（ＶＢ／２）である。
【0053】
加算器Ｂ２７における加算結果は、比較器Ｂ２８において、電圧ＶＬと比較される。比較結果の偏差すなわちＶＬからのずれ（バイアス電圧）は、比例積分演算部Ｂ２９を経て、電圧指令信号生成部Ｂ１４に送られる。これ以後の処理、及び、インバータ７の制御に関する制御ブロック図は、図２と同様である。
【0054】
Ｕ線－Ｏ線間に接続された負荷へ電力を供給するとき、Ｕ相電圧が正の期間ではＤＣバス２のプラス側電路と中点Ｍとの間のＤＣバスコンデンサ５Ｈから電流が流れる。Ｕ相電圧が負の期間では、中点ＭとＤＣバス２のマイナス側電路との間のＤＣバスコンデンサ５Ｌから電流が流れる。よって、Ｕ相電圧Ｖｕｏの実効値がＷ相電圧Ｖｗｏの実効値よりも小さい場合には、正の期間でＶＨ＞ＶＬとなるように、負の期間でＶＬ＞ＶＨとなるようにＤＣバス中点電圧ＶＬを制御すれば、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、Ｗ相電圧Ｖｗｏの実効値が互いに一致する。
【0055】
なお、参考までに、前述の特許文献１に記載された電力変換装置では、電圧ＶＬ、ＶＨが均等になるように中点電圧制御を行うだけであって、電圧を偏らせる（バイアス電圧を付与する）という制御は行っていない。
【0056】
（第３例）
図５は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、図２、図４とは異なる他の制御ブロック図である。図２との違いは、左上の中点電圧補正部Ｐ２である。左上の中点電圧補正部Ｐ２において、実効値演算部Ｂ２０は、Ｕ相電圧Ｖｕｏに基づいて、その実効値を算出する。同様に、実効値演算部Ｂ２１は、Ｗ相電圧Ｖｗｏに基づいて、その実効値を算出する。
図５は、制御部１１において実行されるインバータ７についての制御、及び、中点電圧制御部４についての制御に関する、図２、図４とは異なる他の制御ブロック図である。図２との違いは、左上の中点電圧補正部Ｐ２である。左上の中点電圧補正部Ｐ２において、実効値演算部Ｂ２０は、Ｕ相電圧Ｖｕｏに基づいて、その実効値を算出する。同様に、実効値演算部Ｂ２１は、Ｗ相電圧Ｖｗｏに基づいて、その実効値を算出する。
【0057】
Ｕ相の実効値とＷ相の実効値とは、比較器Ｂ２２において互いに比較される。比較して得られた差は、比例積分演算部Ｂ２３による比例積分を経て、乗算器Ｂ２５により交流符号指示部Ｂ２４から指示された符号と乗算される。この乗算は、実効値としてはＵ相、Ｗ相共に、符号が同一であるため、Ｕ相、Ｗ相の実効値の偏差に応じて、補正値を加算するか又は減算するかを決めることを意味する。乗算器Ｂ２５の処理を経た補正値は、中点電圧基準指示部Ｂ２６が指示する中点電圧基準に加算される（加算器Ｂ２７）。中点電圧基準とは例えば、ＤＣバスの２線間の電圧をＶＢとすると、中間値の（ＶＢ／２）である。
【0058】
【0059】
第３例の場合も、第２例と同様に、Ｕ線－Ｏ線間に接続された負荷へ電力を供給するとき、Ｕ相電圧が正の期間ではＤＣバス２のプラス側電路と中点Ｍとの間のＤＣバスコンデンサ５Ｈから電流が流れる。Ｕ相電圧が負の期間では、中点ＭとＤＣバス２のマイナス側電路との間のＤＣバスコンデンサ５Ｌから電流が流れる。よって、Ｕ相電圧Ｖｕｏの実効値がＷ相電圧Ｖｗｏの実効値よりも小さい場合には、正の期間でＶＨ＞ＶＬとなるように、負の期間でＶＬ＞ＶＨとなるようにＤＣバス中点電圧ＶＬを制御すれば、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、Ｗ相電圧Ｖｗｏの実効値が互いに一致する。
【0060】
図６は、交流電路のＵ線－Ｏ線間のみに半波整流の抵抗負荷を接続し、Ｗ線－Ｏ線間を無負荷としたときの交流出力波形を示すグラフである。横軸の数値は時間［秒］、縦軸の数値は電圧［Ｖ］である。交流の周波数は５０Ｈｚである。中点電圧制御は、上記第３例による。振幅が大きい方の交流波形は、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗである。振幅が小さい方の、互いに位相が反転した関係にある２つの交流波形は、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、及び、Ｗ相電圧Ｖｗｏである。直流の波形は、ＤＣバスの中点電圧ＶＬである。この結果より、負荷が不均等でも、目標値と一致する線間電圧Ｖｕｗ、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、Ｗ相電圧Ｖｗｏが得られていることがわかる。また、中点電圧ＶＬが刻々と僅かに変動して、中点電圧を偏らせることによる交流側の相電圧調整を行っている。
【0061】
（第４例）
上記の第２例では、Ｕ相電圧Ｖｕｏの実効値とＷ相電圧Ｖｗｏの実効値とを互いに一致させるために、中点電圧制御部４から直流リアクトル１３に電流（以下、「中点制御電流ＩＬ」と称する。）を流す。当該電流は、ＤＣバスコンデンサ５Ｈ又はＤＣバスコンデンサ５Ｌから流れることで、ＤＣバス中点電圧ＶＬが制御される。
上記の第２例では、Ｕ相電圧Ｖｕｏの実効値とＷ相電圧Ｖｗｏの実効値とを互いに一致させるために、中点電圧制御部４から直流リアクトル１３に電流（以下、「中点制御電流ＩＬ」と称する。）を流す。当該電流は、ＤＣバスコンデンサ５Ｈ又はＤＣバスコンデンサ５Ｌから流れることで、ＤＣバス中点電圧ＶＬが制御される。
【0062】
ここで、交流電路において、Ｕ線－Ｏ線間に接続される負荷と、Ｗ線－Ｏ線間に接続される負荷との間の不均衡度合いが大きいほど、Ｕ相電圧Ｖｕｏの実効値とＷ相電圧Ｖｗｏの実効値とを互いに一致させるために必要な中点制御電流ＩＬが多くなる傾向があることが、発明者らの研究により明らかになった。
【0063】
図７及び図８は、いずれも第２例の電力変換装置１００における交流出力波形（ａ）と、中点制御電流（ｂ）とを示すグラフである。図７は、交流電路のＵ線－Ｏ線間を無負荷とし、Ｗ線－Ｏ線間に１．５ｋＷの抵抗負荷を接続したときグラフである。図８は、交流電路のＵ線－Ｏ線間を無負荷とし、Ｗ線－Ｏ線間に３ｋＷの抵抗負荷を接続したときグラフである。すなわち、図８は、図７よりも負荷の不均衡度合いが大きい状態を示すグラフである。
【0064】
図７及び図８のグラフにおいて、横軸の数値は時間［秒］、（ａ）の縦軸の数値は電圧［Ｖ］であり、（ｂ）の縦軸の数値は電流［Ａ］である。交流の周波数は５０Ｈｚである。振幅が大きい方の交流波形は、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗである。振幅が小さい方の、２つの交流波形は、Ｕ相電圧Ｖｕｏと、Ｗ相電圧Ｖｗｏを反転させた反転電圧Ｖｏｗ（＝－Ｖｗｏ）である。図３及び図６では、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏを示したが、図７以降では、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの位相を比較するために、反転電圧Ｖｏｗを示している。
【0065】
中点制御電流ＩＬの実効値は、図７（ｂ）（負荷の差が１．５ｋＷ）では３１．１Ａであるのに対し、図８（ｂ）（負荷の差が３ｋＷ）では６２．０Ａとなっており、負荷の不均衡度合いが大きいほど中点制御電流ＩＬが多くなっている。
【0066】
より多い中点制御電流ＩＬを流すためには、より電流定格の大きな直流リアクトル１３が必要となり、直流リアクトル１３の大型化、高コスト化といった課題が生じる。また、直流リアクトル１３の電流定格が大きいほど、直流リアクトル１３における損失が増加するため、直流リアクトル１３における損失の増加という課題も生じる。
【0067】
以上により、発明者らは、Ｕ線－Ｏ線間及びＷ線－Ｏ線間の負荷の偏りが大きい場合に、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの絶対値が均等になるように補償しつつ、中点制御電流ＩＬの増加を抑制する方法を発明すべく、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差に着目した。
【0068】
ここで、図７（ａ）ではＵ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差が４．３４°であるのに対し、図８（ａ）ではＵ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差が８．５５°となっている。このように、負荷の不均衡度合いが大きいほどがＵ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差も大きくなっている。
【0069】
上記の第２例では、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの実効値が互いに一致するように中点制御を行う一方で、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相と反転電圧Ｖｏｗの位相とが一致するような制御は行っていない。
【0070】
図９は、第２例の交流符号指示部Ｂ２４から出力される信号を説明する図である。図９（ａ）は図８（ａ）の一部を拡大して示すグラフであり、図９（ｂ）は第２例の交流符号指示部Ｂ２４から出力される信号を示すグラフである。図９（ａ）では、説明のためにＵ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏの反転電圧Ｖｏｗとの位相差を誇張して示している。
【0071】
第２例の場合、交流符号指示部Ｂ２４は線間電圧Ｖｕｗの符号に応じて、＋１又は－１を出力する。すなわち、交流符号指示部Ｂ２４の出力位相は、線間電圧Ｖｕｗの位相と一致している。このような場合、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの実効値を互いに一致させることができるものの、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗに位相差が発生することがある。
【0072】
そこで、本例では、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが絶対値で互いに均等になり、かつＵ相電圧Ｖｕｏの位相と反転電圧Ｖｏｗの位相とが一致するように中点電圧制御部４を制御して中点電圧ＶＬを調整する。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相とＷ相電圧Ｖｗｏの位相とが１８０°となるように中点電圧制御部４を制御して中点電圧ＶＬを調整する。これにより、交流側の相電圧調整を行いつつ、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差を調整しない場合と比べて、中点制御電流ＩＬを低減する。
【0073】
図１０は、本例における交流符号指示部Ｂ２４１の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１０は、第２例（図４）の交流符号指示部Ｂ２４に代えて交流符号指示部Ｂ２４１を備える点で第２例と構成上相違し、その他の点は共通する。
【0074】
交流符号指示部Ｂ２４１において、位相演算部Ｂ３０は、Ｕ相電圧Ｖｕｏに基づいてＵ相電圧Ｖｕｏの位相を算出する。位相演算部Ｂ３１は、Ｗ相電圧Ｖｗｏに基づいて反転電圧Ｖｏｗの位相（すなわち、Ｗ相電圧Ｖｗｏの位相を１８０°反転させた位相）を算出する。位相演算部Ｂ３２は、線間電圧Ｖｕｗに基づいて線間電圧Ｖｕｗの位相を算出する。位相演算部Ｂ３０～Ｂ３２は、例えばゼロクロス検出回路であってもよいし、フェーズロックループ（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路であってもよい。
【0075】
Ｕ相の位相とＷ相の位相とは、比較器Ｂ３３において互いに比較される。比較して得られた偏差は、比例積分演算部Ｂ３４による比例積分を経て、線間電圧Ｖｕｗの位相に加算される（加算器Ｂ３５）。交流符号指示部Ｂ２４１は、加算により補正された位相を位相出力φとして乗算器Ｂ２５に出力する。乗算器Ｂ２５では、比較器Ｂ２２及び比例積分演算部Ｂ２３を経た各相の実効値の差と、交流符号指示部Ｂ２４１から指示された値とが乗算される。
【0076】
すなわち、制御部１１は、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相とＷ相電圧Ｖｗｏの位相とに基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの位相差を低減する。このように、中点電圧ＶＬを必ずしも中間値にするのではなく、バイアス電圧の付与により偏らせることで、Ｕ相の交流負荷と、Ｗ相の交流負荷とが、不均等であっても、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になるように調節することができる。さらに、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相とＷ相電圧Ｖｗｏの位相とに基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏと反転電圧Ｖｏｗとの位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
【0077】
図１１は、交流符号指示部Ｂ２４１から出力される信号を説明する図である。図１１（ａ）は本例の電力変換装置１００における交流出力波形を拡大して示すグラフであり、図１１（ｂ）～（ｄ）は交流符号指示部Ｂ２４１から出力される信号の一例をそれぞれ示すグラフである。
【0078】
交流符号指示部Ｂ２４１は、比例積分演算部Ｂ３４によって、Ｕ相の位相とＷ相の位相との差が０になるようにフィードバック制御することで、位相出力φを行う。位相出力φは、Ｕ相の位相とＷ相の位相との差に応じて求められるため、線間電圧Ｖｕｗの位相と一致するとは限らない。位相出力φは、図１１（ｂ）に示すように、例えば矩形波である。位相出力φが矩形波である場合、位相出力φは以下に示す値となる。
【0079】
【数1】
【0080】
なお、位相出力φは、図１１（ｃ）に示すように、正弦波（ｓｉｎφ）であってもよい。また、位相出力φは、図１１（ｄ）に示すように、三角波であってもよい。位相出力φが三角波である場合、位相出力φは以下に示す値となる。
【0081】
【数2】
【0082】
図１１（ａ）に示すように、交流符号指示部Ｂ２４１によってＵ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相を互いに一致させることで、中点制御電流ＩＬを低減させることができる。
【0083】
図１２は、本例の電力変換装置１００における交流出力波形（ａ）と、中点制御電流（ｂ）とを示すグラフである。図１２は、交流電路のＵ線－Ｏ線間を無負荷とし、Ｗ線－Ｏ線間に３ｋＷの抵抗負荷を接続したときグラフである。横軸の数値は時間［秒］、（ａ）の縦軸の数値は電圧［Ｖ］であり、（ｂ）の縦軸の数値は電流［Ａ］である。交流の周波数は５０Ｈｚである。振幅が大きい方の交流波形は、Ｕ線－Ｗ線間の電圧Ｖｕｗである。振幅が小さい方の２つの交流波形は、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相の反転電圧Ｖｏｗである。
【0084】
図１２（ａ）に示すように、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差（すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相及びＷ相電圧Ｖｗｏの位相を１８０°反転させた位相の差）はほぼ０となっている。そして、図１２（ｂ）における中点制御電流ＩＬの実効値は３９．７Ａであり、図１２の例と同様に負荷の差が３ｋＷである図８（ｂ）の値（６２．０Ａ）よりも低減している。
【0085】
以上により、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相が概ね一致するように中点電圧ＶＬを調節することによって、中点制御電流ＩＬを低減することができる。これにより、直流リアクトル１３として電流定格の小さいリアクトルを使用することができるため、直流リアクトル１３の大型化を抑制したり、高コスト化を抑制したり、損失の増大を抑制したりすることができる。
【0086】
（第５例）
図１３は、本例における交流符号指示部Ｂ２４２の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第４例（図１０）の交流符号指示部Ｂ２４１に代えて交流符号指示部Ｂ２４２を備える点で第４例と構成上相違し、その他の点は共通する。
図１３は、本例における交流符号指示部Ｂ２４２の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第４例（図１０）の交流符号指示部Ｂ２４１に代えて交流符号指示部Ｂ２４２を備える点で第４例と構成上相違し、その他の点は共通する。
【0087】
交流符号指示部Ｂ２４１では、３個の位相演算部Ｂ３０～Ｂ３２によって、Ｕ相電圧Ｖｕｏ、Ｗ相電圧Ｖｗｏ及び線間電圧Ｖｕｗの位相をそれぞれ算出する。これに対し、交流符号指示部Ｂ２４２では、線間電圧Ｖｕｗの位相がＵ相電圧Ｖｕｏの位相とＷ相電圧Ｖｗｏの位相との中間の値となることを利用して、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相と線間電圧Ｖｕｗの位相との差分をゼロにするように制御する。Ｗ相電圧Ｖｗｏの位相はＵ相電圧Ｖｕｏの位相に連動するため、当該制御によって、反転電圧Ｖｏｗの位相も線間電圧Ｖｕｗの位相に一致させられる。
【0088】
交流符号指示部Ｂ２４２において、比較器Ｂ３３は、位相演算部Ｂ３０により算出されたＵ相電圧Ｖｕｏの位相と、位相演算部Ｂ３２により算出された線間電圧Ｖｕｗの位相とを比較して偏差を算出する。当該偏差は、比例積分演算部Ｂ３４による比例積分を経て、線間電圧Ｖｕｗの位相に加算される（加算器Ｂ３５）。交流符号指示部Ｂ２４２は、加算により補正された位相を位相出力φとして乗算器Ｂ２５に出力する。
【0089】
すなわち、制御部１１は、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相と線間電圧Ｖｕｗの位相とに基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び線間電圧Ｖｕｗの位相差を低減する。このように、中点電圧ＶＬを必ずしも中間値にするのではなく、バイアス電圧の付与により偏らせることで、Ｕ相の交流負荷とＷ相の交流負荷とが不均等であっても、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になるように調節することができる。さらに、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相とＷ相電圧Ｖｗｏの位相とに基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏと反転電圧Ｖｏｗの位相差をゼロに近づける（又はゼロにする）ように調節することができる。
【0090】
交流符号指示部Ｂ２４２によれば、交流符号指示部Ｂ２４１と比べて１個の位相演算部Ｂ３１を省略することができるため、回路構成をより簡素化することができる。
【0091】
なお、交流符号指示部Ｂ２４２は、反転電圧Ｖｏｗの位相と線間電圧Ｖｕｗの位相との差分をゼロにするように制御してもよい。この場合、比較器Ｂ３３は、位相演算部Ｂ３１により算出された反転電圧Ｖｏｗの位相と、位相演算部Ｂ３２により算出された線間電圧Ｖｕｗの位相とを比較して偏差を算出する。
【0092】
すなわち、この場合、制御部１１は、反転電圧Ｖｏｗの位相と線間電圧Ｖｕｗの位相とに基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、反転電圧Ｖｏｗ及び線間電圧Ｖｕｗの位相差を低減する。そして、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相は反転電圧Ｖｏｗの位相に連動するため、当該制御によって、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相も線間電圧Ｖｕｗの位相に一致させられる。
【0093】
（第６例）
図１４は、本例における交流符号指示部Ｂ２４３の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第４例（図１０）の交流符号指示部Ｂ２４１に代えて交流符号指示部Ｂ２４３を備える点で第４例と構成上相違し、その他の点は共通する。
図１４は、本例における交流符号指示部Ｂ２４３の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第４例（図１０）の交流符号指示部Ｂ２４１に代えて交流符号指示部Ｂ２４３を備える点で第４例と構成上相違し、その他の点は共通する。
【0094】
図１５は、図９（ａ）のうち線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時の各電圧を拡大して示すグラフである。線間電圧Ｖｕｗの瞬時値がゼロとなる時点（すなわち、ゼロクロス検出時）におけるＵ相電圧Ｖｕｏの瞬時値を「瞬時値Ｘ１」と称する。また、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時におけるＷ相電圧Ｖｗｏの反転電圧Ｖｏｗの瞬時値を「瞬時値Ｘ２」と称する。ここで、瞬時値Ｘ１は瞬時値Ｘ２の正負の対値となる（Ｘ１＝－Ｘ２）。すなわち、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＵ相電圧Ｖｕｏの瞬時値Ｘ１とＷ相電圧Ｖｗｏの瞬時値（－Ｘ２）は等しい。
【0095】
本例では、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＵ相電圧Ｖｕｏの瞬時値Ｘ１がゼロとなるように制御することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏの位相と線間電圧Ｖｕｗの位相とを一致させる。Ｗ相電圧Ｖｗｏの位相はＵ相電圧Ｖｕｏの位相に連動するため、当該制御によって、反転電圧Ｖｏｗの位相も線間電圧Ｖｕｗの位相に一致させられる。
【0096】
交流符号指示部Ｂ２４３において、瞬時値演算部Ｂ３６は、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び線間電圧Ｖｕｗに基づいて、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＵ相電圧Ｖｕｏの瞬時値Ｘ１を算出する。比較器Ｂ３３は、瞬時値演算部Ｂ３６により算出された瞬時値Ｘ１とゼロとを比較して偏差を算出する。当該偏差は、比例積分演算部Ｂ３４による比例積分を経て、線間電圧Ｖｕｗの位相に加算される（加算器Ｂ３５）。交流符号指示部Ｂ２４３は、加算により補正された位相を位相出力φとして乗算器Ｂ２５に出力する。
【0097】
位相出力φにより、瞬時値Ｘ１がゼロとなるように制御される。交流符号指示部Ｂ２４３によれば、交流符号指示部Ｂ２４１と比べて２個の位相演算部Ｂ３０，Ｂ３１を省略することができるため、回路構成をより簡素化することができる。
【0098】
なお、交流符号指示部Ｂ２４３は、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＷ相電圧Ｖｗｏの瞬時値（当該瞬時値は、上記のとおり瞬時値Ｘ１と等しい）がゼロとなるように制御してもよい。この場合、瞬時値演算部Ｂ３６は、Ｗ相電圧Ｖｗｏ及び線間電圧Ｖｕｗに基づいて、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＷ相電圧Ｖｗｏの瞬時値を算出する。
【0099】
すなわち、制御部１１は、瞬時値Ｘ１（線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時におけるＵ相電圧Ｖｕｏの電圧）又は瞬時値－Ｘ２（線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時におけるＷ相電圧Ｖｗｏの電圧）に基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差を低減する。
【0100】
（第７例）
図１６は、本例における交流符号指示部Ｂ２４４の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第６例（図１４）の交流符号指示部Ｂ２４３に代えて交流符号指示部Ｂ２４４を備える点で第６例と構成上相違し、その他の点は共通する。
図１６は、本例における交流符号指示部Ｂ２４４の内部構成を示す制御ブロック図である。本例の電力変換装置１００は、第６例（図１４）の交流符号指示部Ｂ２４３に代えて交流符号指示部Ｂ２４４を備える点で第６例と構成上相違し、その他の点は共通する。
【0101】
第６例では、瞬時値Ｘ１がゼロとなるように制御する。これに対し、本例では、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時のＵ相電圧Ｖｕｏの瞬時値Ｘ１と、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時の反転電圧Ｖｏｗの瞬時値Ｘ２との差がゼロになるように制御する。すなわち、瞬時値Ｘ１と瞬時値Ｘ２が互いに等しくなるように制御する。
【0102】
交流符号指示部Ｂ２４４において、瞬時値演算部Ｂ３７は、反転電圧Ｖｏｗ及び線間電圧Ｖｕｗに基づいて、線間電圧Ｖｕｗのゼロクロス検出時の反転電圧Ｖｏｗの瞬時値Ｘ２を算出する。比較器Ｂ３３は、瞬時値演算部Ｂ３６により算出された瞬時値Ｘ１と、瞬時値演算部Ｂ３７により算出された瞬時値Ｘ２とを比較して偏差を算出する。当該偏差は、比例積分演算部Ｂ３４による比例積分を経て、線間電圧Ｖｕｗの位相に加算される（加算器Ｂ３５）。交流符号指示部Ｂ２４４は、加算により補正された位相を位相出力φとして乗算器Ｂ２５に出力する。
【0103】
位相出力φにより、瞬時値Ｘ１と瞬時値Ｘ２とが互いに等しくなるように制御される。交流符号指示部Ｂ２４４によれば、交流符号指示部Ｂ２４１と比べて２個の位相演算部Ｂ３０，Ｂ３１を省略することができるため、回路構成をより簡素化することができる。
【0104】
すなわち、制御部１１は、瞬時値Ｘ１及び瞬時値Ｘ２に基づいて、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与することで、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及び反転電圧Ｖｏｗの位相差を低減する。
【0105】
《開示のまとめ》
以上の開示は、以下のように一般化して表現することができる。
単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置１００は、ＤＣバス２の２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧ＶＬとなるＤＣバスコンデンサ５Ｈ及びＤＣバスコンデンサ５Ｌの直列体５と、ＤＣバス２の２線間に設けられ、中点電圧ＶＬを制御する中点電圧制御部４と、を備えている。電力変換装置１００の制御部１１は、インバータ７に対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、中点電圧制御部４を制御する。そして、交流リアクトル８は、インバータ７の出力端からＵ線及びＷ線に至る２線に共通のコアを有するものである。制御部１１は、Ｕ線とＷ線との間の線間電圧が目標値となるようにインバータ７を制御し、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが絶対値で互いに均等になるように、中点電圧制御部４を制御して中点電圧ＶＬを調節する。
以上の開示は、以下のように一般化して表現することができる。
単相３線式の交流電路に交流出力を提供する電力変換装置１００は、ＤＣバス２の２線間に設けられ、相互接続点が中点電圧ＶＬとなるＤＣバスコンデンサ５Ｈ及びＤＣバスコンデンサ５Ｌの直列体５と、ＤＣバス２の２線間に設けられ、中点電圧ＶＬを制御する中点電圧制御部４と、を備えている。電力変換装置１００の制御部１１は、インバータ７に対してバイポーラ方式のパルス幅変調制御を行うとともに、中点電圧制御部４を制御する。そして、交流リアクトル８は、インバータ７の出力端からＵ線及びＷ線に至る２線に共通のコアを有するものである。制御部１１は、Ｕ線とＷ線との間の線間電圧が目標値となるようにインバータ７を制御し、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが絶対値で互いに均等になるように、中点電圧制御部４を制御して中点電圧ＶＬを調節する。
【0106】
このような電力変換装置１００では、自立運転中に、インバータ７は相電圧を制御せずＵ線とＷ線との間の線間電圧を目標値に合わせるよう動作する。制御部１１は、中点電圧制御部４を制御して中点電圧ＶＬを調節することにより、Ｕ相電圧とＷ相電圧とが絶対値で互いに均等になるようにする。中点電圧ＶＬは中間値とは限らず、中間値からいずれか一方に偏る（ずれる）場合もある。また、バイポーラ方式のパルス幅変調制御により、ＤＣバス２の対地電圧が安定し、コモンモードノイズを低減することができ、電圧線の２線（Ｕ線，Ｗ線）に共通のコアを持つ交流リアクトル８を用いることができる。その結果、交流リアクトル８を小型化できるので、電力変換装置１００の小型化が可能となる。
【0107】
制御部１１は、中点電圧ＶＬが、ＤＣバス２の２線間の電圧の中間値からずれるように、中点電圧制御部４を制御することができる。これにより、Ｕ相の交流負荷と、Ｗ相の交流負荷とが、不均等であっても、中点電圧が中間値からずれることで、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になることができる。
【0108】
別の表現をすれば、制御部１１は、Ｕ相電圧Ｖｕｏ及びＷ相電圧Ｖｗｏの差がある場合に、中点電圧ＶＬに正又は負のバイアス電圧を付与して差を低減することができる。このように、中点電圧ＶＬを必ずしも中間値にするのではなく、バイアス電圧の付与により偏らせることで、Ｕ相の交流負荷と、Ｗ相の交流負荷とが、不均等であっても、Ｕ相電圧ＶｕｏとＷ相電圧Ｖｗｏとが、絶対値で互いに均等になるように調節することができる。
【0109】
交流リアクトル８は和動接続されていることにより、小型化することができる。
また、Ｕ相電圧及びＷ２相電圧としては、瞬時値、実効値のいずれをも用いることができる。瞬時値を用いると制御のレスポンスが早いが若干過敏な制御になる。実効値を用いると制御のレスポンスは、瞬時値よりは遅いが、過敏にならない安定した制御になる。
また、Ｕ相電圧及びＷ２相電圧としては、瞬時値、実効値のいずれをも用いることができる。瞬時値を用いると制御のレスポンスが早いが若干過敏な制御になる。実効値を用いると制御のレスポンスは、瞬時値よりは遅いが、過敏にならない安定した制御になる。
【0110】
《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【0111】
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ ＤＣバス
３ 平滑コンデンサ
４ 中点電圧制御部
５ （コンデンサの）直列体
５Ｈ，５Ｌ ＤＣバスコンデンサ
６Ｈ，６Ｌ 電圧センサ
７ インバータ
８ 交流リアクトル
９ｕ，９ｗ 交流側コンデンサ
１０ｕ，１０ｗ 電圧センサ
１１ 制御部
１２，１３ 直流リアクトル
２０ 直流電源
３１ 交流電路
３２ｕ Ｕ相負荷
３２ｗ Ｗ相負荷
１００ 電力変換装置
ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７，ｄ８ ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８ スイッチング素子
Ｂ１ Ｖｕｗ電圧基準指示部
Ｂ２ 比較器
Ｂ３ 比例積分演算部
Ｂ４ 加算器
Ｂ５ 電圧指令信号生成部
Ｂ６ キャリア信号発生部
Ｂ７ ＰＷＭ制御部
Ｂ８ 加算器
Ｂ９ 比例積分演算部
Ｂ１０ 中点電圧基準指示部
Ｂ１１ 加算器
Ｂ１２ 比較器
Ｂ１３ 比例積分演算部
Ｂ１４ 電圧指令信号生成部
Ｂ１５ キャリア信号発生部
Ｂ１６ ＰＷＭ制御部
Ｂ２０，Ｂ２１ 実効値演算部
Ｂ２２ 比較器
Ｂ２３ 比例積分演算部
Ｂ２４ 交流符号指示部
Ｂ２５ 乗算器
Ｂ２６ 中点電圧基準指示部
Ｂ２７ 加算器
Ｂ２８ 比較器
Ｂ２９ 比例積分演算部
Ｂ３０，Ｂ３１，Ｂ３２ 位相演算部
Ｂ３３ 比較器
Ｂ３４ 比例積分演算部
Ｂ３５ 加算器
Ｂ３６，Ｂ３７ 瞬時値演算部
Ｂ２４１，Ｂ２４２，Ｂ２４３，Ｂ２４４ 交流符号指示部
Ｍ 中点
Ｐ１，Ｐ２ 中点電圧補正部
Ｘ１，Ｘ２ 瞬時値
２ ＤＣバス
３ 平滑コンデンサ
４ 中点電圧制御部
５ （コンデンサの）直列体
５Ｈ，５Ｌ ＤＣバスコンデンサ
６Ｈ，６Ｌ 電圧センサ
７ インバータ
８ 交流リアクトル
９ｕ，９ｗ 交流側コンデンサ
１０ｕ，１０ｗ 電圧センサ
１１ 制御部
１２，１３ 直流リアクトル
２０ 直流電源
３１ 交流電路
３２ｕ Ｕ相負荷
３２ｗ Ｗ相負荷
１００ 電力変換装置
ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６，ｄ７，ｄ８ ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８ スイッチング素子
Ｂ１ Ｖｕｗ電圧基準指示部
Ｂ２ 比較器
Ｂ３ 比例積分演算部
Ｂ４ 加算器
Ｂ５ 電圧指令信号生成部
Ｂ６ キャリア信号発生部
Ｂ７ ＰＷＭ制御部
Ｂ８ 加算器
Ｂ９ 比例積分演算部
Ｂ１０ 中点電圧基準指示部
Ｂ１１ 加算器
Ｂ１２ 比較器
Ｂ１３ 比例積分演算部
Ｂ１４ 電圧指令信号生成部
Ｂ１５ キャリア信号発生部
Ｂ１６ ＰＷＭ制御部
Ｂ２０，Ｂ２１ 実効値演算部
Ｂ２２ 比較器
Ｂ２３ 比例積分演算部
Ｂ２４ 交流符号指示部
Ｂ２５ 乗算器
Ｂ２６ 中点電圧基準指示部
Ｂ２７ 加算器
Ｂ２８ 比較器
Ｂ２９ 比例積分演算部
Ｂ３０，Ｂ３１，Ｂ３２ 位相演算部
Ｂ３３ 比較器
Ｂ３４ 比例積分演算部
Ｂ３５ 加算器
Ｂ３６，Ｂ３７ 瞬時値演算部
Ｂ２４１，Ｂ２４２，Ｂ２４３，Ｂ２４４ 交流符号指示部
Ｍ 中点
Ｐ１，Ｐ２ 中点電圧補正部
Ｘ１，Ｘ２ 瞬時値
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】