7704510 ＤＣ／ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-06-30

(45)【発行日】2025-07-08

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20250701BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

【請求項の数】 3

(21)【出願番号】P 2021213046

(22)【出願日】2021-12-27

(65)【公開番号】P2023096959

(43)【公開日】2023-07-07

【審査請求日】2024-06-13

(73)【特許権者】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】弁理士法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】若林 敏郎

(72)【発明者】

【氏名】岡本 直久

【審査官】藤島 孝太郎

(56)【参考文献】

【文献】特表平０５－５０２３６５（ＪＰ，Ａ）

【文献】特表２０１８－５２１６２６（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２０１８－１２９９９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】特開２００６－１０１５８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】中国特許出願公開第１１２７５１４９４（ＣＮ，Ａ）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｍ ３／００－ ３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

メインスイッチおよび直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、
共振用スイッチ、共振用リアクトル、および前記メインスイッチの電流路に並列接続された共振用コンデンサを含むＡＲＣＰ回路と、
前記共振用スイッチをターンオンさせ、前記共振用スイッチのオン期間に前記メインスイッチをターンオンさせる制御回路と、
前記直流リアクトルを流れるリアクトル電流を測定する第１電流測定手段と、
前記共振用リアクトルを流れる共振電流を測定する第２電流測定手段と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御回路は、
前記メインスイッチおよび前記共振用スイッチのスイッチングを制御する制御部と、
前記メインスイッチをターンオンさせる動作タイミングに関する第１計算式が記憶された記憶部と、を備え、
前記制御部は、
前記第１計算式に基づいて、前記共振用スイッチをターンオンさせてから前記メインスイッチをターンオンさせるまでの第１時間を算出し、前記第１時間の終了時を前記動作タイミングとして前記メインスイッチをターンオンさせるスイッチング処理と、
前記共振電流の立下りと前記リアクトル電流とが交差する交差タイミングと前記動作タイミングとのずれ量が減少するように、前記第１計算式を補正して更新する更新処理と、を実行し、
前記スイッチング処理時の前記制御部は、
前記メインスイッチをターンオンさせた時の前記第１電流測定手段の第１測定値および前記第２電流測定手段の第２測定値を記憶し、
前記更新処理時の前記制御部は、
前記第１測定値と前記第２測定値とを比較し、両者が不一致の場合、前記第１電流測定手段および前記第２電流測定手段の測定値から算出した前記交差タイミングと前記第１計算式から算出した前記動作タイミングとの前記ずれ量が減少するように、前記第１計算式を補正する
こと特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記第１計算式の前記第１時間は、
前記共振用スイッチをターンオンさせてから、前記共振電流の立上りと前記リアクトル電流とが交差する第１時点までの第１前半時間と、
前記第１時点から、前記共振電流の立下りと前記リアクトル電流とが交差する第２時点までの第１後半時間と、
前記ずれ量に応じて前記更新処理で補正される補正時間と、を含む
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記記憶部には、前記メインスイッチをターンオンさせてから前記共振用スイッチをターンオフさせるまでの第２時間に関する第２計算式が記憶されており、
前記制御部は、前記第２計算式を参照して、前記第２時間の終了時に前記共振用スイッチをターンオフさせる
ことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＡＲＣＰ（Auxiliary Resonant Commutated Pole：補助共振転流ポール）回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

ＡＲＣＰ回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータとして、例えば、特許文献１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。特許文献１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、図７に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃと同じ回路構成である。

【0003】

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、ＡＲＣＰ回路２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路およびＡＲＣＰ回路２を制御する制御回路１０Ｃと、入出力端Ｔａ～Ｔｄとを備える。

【0004】

入出力端Ｔａ，Ｔｂには、双方向インバータが接続される。入出力端Ｔｃ，Ｔｄには、蓄電池（例えば、電気自動車のバッテリ）が接続される。

【0005】

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、メインスイッチＳ１，Ｓ２と、直流リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを備える。メインスイッチＳ１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ１とを含む。同様に、メインスイッチＳ２は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ２とを含む。

【0006】

ＡＲＣＰ回路２は、共振用スイッチＳ３，Ｓ４と、主巻線Ｎ１および補助巻線Ｎ２を含む回生用のトランスＴＲ１と、共振用リアクトルＬ２と、共振用コンデンサＣ３，Ｃ４と、回生用のダイオードＤ５，Ｄ６とを備える。共振用スイッチＳ３は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ３とを含む。同様に、共振用スイッチＳ４は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ４とを含む。

【0007】

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、コンデンサＣ２側からコンデンサＣ１側への電力変換動作（昇圧動作）と、コンデンサＣ１側からコンデンサＣ２側への電力変換動作（降圧動作）とを行う。

【0008】

図８に、昇圧動作においてスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる際の各種波形図を示す。図８（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゲート電圧Ｖｇｓの波形図であり、図８（Ｂ）は、直流リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流および共振用リアクトルＬ２を流れる共振電流の波形図であり、図８（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄおよびドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。

【0009】

時刻ｔ_１１において、制御回路１０Ｃがスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせると、スイッチング素子Ｑ２を流れていた電流は共振コンデンサＣ４に転流し、共振コンデンサＣ４が充電される。スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが比較的早く減少する一方、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは緩やかに増加するため、ドレイン電流Ｉｄの立下りとドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの立上りとの重なる領域が減少する。その結果、時刻ｔ_１１～ｔ_１２において、ゼロ電圧スイッチングが実現され、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時のスイッチングロスが低減される。

【0010】

図９に、昇圧動作においてスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる際の各種波形図を示す。図９（Ａ）は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゲート電圧Ｖｇｓの波形図であり、図９（Ｂ）は、リアクトル電流および共振電流の波形図であり、図９（Ｃ）は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄおよびドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。

【0011】

時刻ｔ_２１において、制御回路１０Ｃがスイッチング素子Ｑ４をターンオンさせると、ダイオードＤ１を流れていた電流が共振用リアクトルＬ２に転流し、さらに共振用リアクトルＬ２が共振用コンデンサＣ４から電荷を引き抜くように作用するため、共振用リアクトルＬ２、トランスＴＲ１のリーケージインダクタンスおよび共振用コンデンサＣ４が共振する。これにより、共振用リアクトルＬ２に共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは減少する。

【0012】

時刻ｔ_２２において、共振電流の立下り時の電流波形とリアクトル電流の電流波形とが交差する交差タイミングで、制御回路１０Ｃがスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせると、スイッチング素子Ｑ４がオン状態なのでスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓはほぼ０［Ｖ］になり、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄは０［Ａ］から立ち上がる。その結果、ゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングが実現され、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時のスイッチングロスが低減される。

【0013】

共振用コンデンサＣ４から引き抜かれた電荷が共振電流としてトランスＴＲ１の主巻線Ｎ１に流れると、トランスＴＲ１の補助巻線Ｎ２に電圧が誘起される。補助巻線Ｎ２に誘起された電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６を介してコンデンサＣ１に回生される。

【0014】

ところで、制御回路１０Ｃは、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる動作タイミングを予め記憶している。上記動作タイミングは、共振電流の立下りとリアクトル電流とが交差する交差タイミングでスイッチング素子Ｑ２がターンオンするように、共振用リアクトルＬ２のインダクタンス、トランスＴＲ１のリーケージインダクタンスおよび共振用コンデンサＣ４の静電容量の設計値（平均値）を使用し、入力電圧および負荷条件を可変させた実験によって算出される。

【0015】

しかしながら、共振用リアクトルＬ２のインダクタンス、トランスＴＲ１のリーケージインダクタンスおよび共振用コンデンサＣ４の静電容量は、設計値に対してばらつきが生じる。設計値に対してばらつきが生じると、共振電流が流れる時間（共振時間）にもばらつきが生じ、交差タイミングと動作タイミングとにずれが生じる。

【0016】

図１０に、インダクタンスにばらつきが生じた場合の各種波形図を示す。図１０（Ａ）は、図９（Ａ）と共通する。図１０（Ｂ）は、図９（Ｂ）に設計値よりもインダクタンスが小の場合およびインダクタンスが大の場合の共振電流の波形を追加したものである。図１０（Ｃ）は、図９（Ｃ）に設計値よりもインダクタンスが小の場合およびインダクタンスが大の場合のスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形を追加したものである。

【0017】

図１０に示すように、設計値よりもインダクタンスが小の場合、スイッチング素子Ｑ２がターンオンする動作タイミング（時刻ｔ_２２）は、共振電流の立下りとリアクトル電流とが交差する交差タイミング（時刻ｔ_２２１）よりも後になる。その結果、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがほぼ０［Ｖ］になってから、所定時間経過した後にスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが０［Ａ］から立ち上がる。

【0018】

一方、設計値よりもインダクタンスが大の場合、スイッチング素子Ｑ２がターンオンする動作タイミング（時刻ｔ_２２）は、共振電流の立下りとリアクトル電流とが交差する交差タイミング（時刻ｔ_２２２）よりも前になる。その結果、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓがほぼ０［Ｖ］になる前に、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが０［Ａ］から立ち上がる。

【0019】

このように、共振時間のばらつきによって交差タイミングと動作タイミングとにずれが生じた場合、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの立下りのタイミングにもずれが生じる。その結果、スイッチング素子Ｑ２のスイッチングは、ゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングから外れてしまい、電力変換効率の低下およびスイッチングノイズの増加を招く。また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃでは、昇圧動作と降圧動作とが同じ動作原理であるため、降圧動作時にも同様の問題が生じる。

【0020】

なお、共振時間のばらつきを抑制するために、共振用リアクトルＬ２のインダクタンス、トランスＴＲ１のリーケージインダクタンスおよび共振用コンデンサＣ３，Ｃ４の静電容量のばらつきを抑えた部品を作製したり、選別したりすることが考えられるが、その場合、コストアップ、歩留まりが低下する等の別の問題が生じる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0021】

【文献】特開２０２１－１９３９６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0022】

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、共振時間のばらつきによって生じる電力変換効率の低下およびスイッチングノイズの増加を抑制可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0023】

上記課題を解決するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
メインスイッチおよび直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、
共振用スイッチ、共振用リアクトル、および前記メインスイッチの電流路に並列接続された共振用コンデンサを含むＡＲＣＰ回路と、
前記共振用スイッチをターンオンさせ、前記共振用スイッチのオン期間に前記メインスイッチをターンオンさせる制御回路と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御回路は、
前記メインスイッチおよび前記共振用スイッチのスイッチングを制御する制御部と、
前記メインスイッチをターンオンさせる動作タイミングに関する第１計算式が記憶された記憶部と、を備え、
前記制御部は、
前記第１計算式に基づいて、前記共振用スイッチをターンオンさせてから前記メインスイッチをターンオンさせるまでの第１時間を算出し、前記第１時間の終了時を前記動作タイミングとして前記メインスイッチをターンオンさせるスイッチング処理と、
前記共振用リアクトルを流れる共振電流の立下りと前記直流リアクトルを流れるリアクトル電流とが交差する交差タイミングと前記動作タイミングとのずれ量が減少するように、前記第１計算式を補正して更新する更新処理と、を実行すること特徴とする。

【0024】

この構成によれば、共振時間のばらつきにより交差タイミングと動作タイミングとにずれが生じた場合であっても、更新処理を実行して第１計算式を補正することにより、交差タイミングと動作タイミングとのずれ量を減少させることができる。したがって、この構成によれば、共振時間のばらつきによって生じる電力変換効率の低下およびスイッチングノイズの増加を抑制できる。

【0025】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記リアクトル電流を測定する第１電流測定手段と、
前記共振電流を測定する第２電流測定手段と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１電流測定手段および前記第２電流測定手段の測定結果に基づいて、前記交差タイミングを検出するよう構成できる。

【0026】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記メインスイッチの前記電流路の両端電圧を測定する電圧測定手段を備え、
前記制御部は、
前記電圧測定手段の測定結果に基づいて、前記共振用スイッチの前記オン期間に前記両端電圧が最小値に達したことを検出することで、前記交差タイミングを検出するよう構成できる。

【0027】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記第１計算式の前記第１時間は、
前記共振用スイッチをターンオンさせてから、前記共振電流の立上りと前記リアクトル電流とが交差する第１時点までの第１前半時間と、
前記第１時点から、前記共振電流の立下りと前記リアクトル電流とが交差する第２時点までの第１後半時間と、
前記ずれ量に応じて前記更新処理で補正される補正時間と、を含むよう構成できる。

【0028】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記記憶部には、前記メインスイッチをターンオンさせてから前記共振用スイッチをターンオフさせるまでの第２時間に関する第２計算式が記憶されており、
前記制御部は、前記第２計算式を参照して、前記第２時間の終了時に前記共振用スイッチをターンオフさせるよう構成できる。

【発明の効果】

【0029】

本発明によれば、共振時間のばらつきによって生じる電力変換効率の低下およびスイッチングノイズの増加を抑制可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図2】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時の各種波形図であって、（Ａ）はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゲート電圧、（Ｂ）はリアクトル電流および共振電流、（Ｃ）はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流およびドレイン・ソース間電圧の波形図である。

【図3】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時のモード遷移図であって、（Ａ）はモード０、（Ｂ）はモード１、（Ｃ）はモード２の図である。

【図4】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時のモード遷移図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード４、（Ｃ）はモード５の図である。

【図5】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード４の図である。

【図6】第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図7】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図8】従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、昇圧動作時にスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる際の各種波形図である。

【図9】従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、昇圧動作時にスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる際の各種波形図である。

【図10】従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、共振時間のばらつきによって生じる問題を説明するための各種波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0031】

以下、添付図面を参照し、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを例に挙げて説明する。

【0032】

［第１実施形態］
図１に、第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａを示す。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、ＡＲＣＰ回路２と、第１電圧測定手段３と、第２電圧測定手段４と、第１電流測定手段５と、第２電流測定手段６と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路およびＡＲＣＰ回路２を制御する制御回路１０Ａと、入出力端Ｔａ～Ｔｄとを備える。

【0033】

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、入出力端Ｔｃ，Ｔｄ側から入出力端Ｔａ，Ｔｂ側への電力変換動作（昇圧動作）と、入出力端Ｔａ，Ｔｂ側から入出力端Ｔｃ，Ｔｄ側への電力変換動作（降圧動作）とを行う。入出力端Ｔａ，Ｔｂには、例えば、双方向インバータが接続され、入出力端Ｔｃ，Ｔｄには、例えば、電気自動車のバッテリが接続される。

【0034】

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、メインスイッチＳ１，Ｓ２と、直流リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを備える。

【0035】

メインスイッチＳ１，Ｓ２は、互いに直列接続され、直列接続された電流路の一端が入出力端Ｔａに接続され、他端が入出力端Ｔｂ，Ｔｄに接続される。メインスイッチＳ１とメインスイッチＳ２との接続点Ｘ１は、直流リアクトルＬ１を介して入出力端Ｔｃに接続される。コンデンサＣ１は、メインスイッチＳ１，Ｓ２よりも入出力端Ｔａ，Ｔｂ側において、入出力端Ｔａ，Ｔｂ間に接続される。コンデンサＣ２は、直流リアクトルＬ１よりも入出力端Ｔｃ，Ｔｄ側において、入出力端Ｔｃ，Ｔｄ間に接続される。

【0036】

メインスイッチＳ１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ１とを含む。同様に、メインスイッチＳ２は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ２とを含む。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した個別ダイオードでもよい。ダイオードＤ２についても同様である。

【0037】

ＡＲＣＰ回路２は、共振用スイッチＳ３，Ｓ４と、主巻線Ｎ１および補助巻線Ｎ２を含む回生用のトランスＴＲ１と、共振用リアクトルＬ２と、共振用コンデンサＣ３，Ｃ４と、回生用のダイオードＤ５，Ｄ６とを備える。

【0038】

共振用スイッチＳ３，Ｓ４は、メインスイッチＳ１，Ｓ２とコンデンサＣ１との間に設けられ、互いに直列接続され、かつメインスイッチＳ１，Ｓ２に対して並列接続される。共振用スイッチＳ３と共振用スイッチＳ４との接続点Ｘ２は、トランスＴＲ１の主巻線Ｎ１および共振用リアクトルＬ２を介して、接続点Ｘ１に接続される。共振用コンデンサＣ３は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に並列接続され、共振用コンデンサＣ４は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に並列接続される。トランスＴＲ１の補助巻線Ｎ２の一端および他端は、それぞれダイオードＤ５，Ｄ６を介して入出力端Ｔａに接続される。また、補助巻線Ｎ２はセンタータップを有し、当該センタータップは入出力端Ｔｂに接続される。なお、主巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ２との巻き数比は、本実施形態ではＮ１：Ｎ２＝１：２である。

【0039】

共振用スイッチＳ３は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ３とを含む。同様に、共振用スイッチＳ４は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４のドレイン・ソース間に並列接続されたダイオードＤ４とを含む。ダイオードＤ３は、スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオードでもよいし、スイッチング素子Ｑ３とは独立した個別ダイオードでもよい。ダイオードＤ４についても同様である。

【0040】

第１電圧測定手段３は、コンデンサＣ１の両端電圧すなわち入出力端Ｔａ，Ｔｂ間のリンク電圧Ｖを測定する。第２電圧測定手段４は、コンデンサＣ２の両端電圧を測定する。第１電流測定手段５は、直流リアクトルＬ１と入出力端Ｔｃとの間に設けられ、直流リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌ１を測定する。第２電流測定手段６は、共振用リアクトルＬ２と接続点Ｘ１との間に設けられ、共振用リアクトルＬ２を流れる共振電流Ｉ_Ｌ２を測定する。第１電圧測定手段３、第２電圧測定手段４、第１電流測定手段５および第２電流測定手段６は、測定結果（測定した電圧値または電流値に応じたセンサ信号）を制御回路１０Ａに出力する。

【0041】

制御回路１０Ａは、制御部１１Ａおよび記憶部１２Ａを備える。制御回路１０Ａは、例えば、マイコンで構成される。

【0042】

記憶部１２Ａには、制御部１１ＡがメインスイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をターンオンさせる第１タイミング（本発明の「動作タイミング」に相当）に関する第１計算式と、制御部１１Ａが共振用スイッチＳ３，Ｓ４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をターンオフさせる第２タイミングに関する第２計算式とが記憶されている。

【0043】

昇圧動作時の制御部１１Ａは、第１計算式に基づいて算出した第１タイミングでスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、かつ第２計算式に基づいて算出した第２タイミングでスイッチング素子Ｑ４をターンオフさせるスイッチング処理を実行する。降圧動作時の制御部１１Ａは、第１計算式に基づいて算出した第１タイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、かつ第２計算式に基づいて算出した第２タイミングでスイッチング素子Ｑ３をターンオフさせるスイッチング処理を実行する。また、制御部１１Ａは、第１計算式を補正して更新する更新処理を実行する。

【0044】

記憶部１２Ａには、ＡＲＣＰ回路２の動作停止となる動作条件に関する複数の条件テーブルが記憶されている。動作条件には、例えば、昇圧動作時にＡＲＣＰ回路２の動作を停止させる場合のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値からなる動作条件と、降圧動作時にＡＲＣＰ回路２の動作を停止させる場合のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値からなる動作条件とが含まれる。

【0045】

昇圧動作時の制御部１１Ａは、共振電流Ｉ_Ｌ２が流れていない期間（例えば、図２のＰＷＭ制御可能期間：時刻ｔ_４～ｔ_８）に、スイッチング素子Ｑ２のＰＷＭ制御を行い、共振電流Ｉ_Ｌ２が流れている期間（例えば、図２のＰＷＭ制御不可期間：時刻ｔ_１～ｔ_４）に、第１計算式に基づいて算出した第１タイミングでスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる（例えば、時刻ｔ_３）。同様に、降圧動作時の制御部１１Ａは、ＰＷＭ制御可能期間にスイッチング素子Ｑ１のＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ制御不可期間に第１計算式に基づいて算出した第１タイミングでスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせる。

【0046】

昇圧動作時の制御部１１Ａは、ＰＷＭ制御可能期間内でスイッチング素子Ｑ２のデューティを可変させてＰＷＭ制御を行うが、軽負荷になるにつれてスイッチング素子Ｑ２のオフ期間を増加させる必要がある。軽負荷がさらに進行すると、共振電流Ｉ_Ｌ２が流れているＰＷＭ制御不可期間にもＰＷＭ制御を行う（スイッチング素子Ｑ２をオフさせる）必要が生じる。その場合、制御部１１Ａは、ＡＲＣＰ回路２の動作を停止させて共振電流Ｉ_Ｌ２が流れないようにし、ＰＷＭ制御不可期間をＰＷＭ制御可能期間とする。

【0047】

次に、昇圧動作時の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作モードについて説明する。動作モードは、モード０～モード５のサイクルの繰り返しとなる。なお、降圧動作時は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の代わりにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をスイッチングさせるだけで、昇圧動作時と同様にモード０～モード５のサイクルの繰り返しとなる。

【0048】

モード０では、スイッチング素子Ｑ２がオンしており、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れ、直流リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される（図３（Ａ）参照）。スイッチング素子Ｑ２がターンオフするとモード１に移行する。

【0049】

モード１では、スイッチング素子Ｑ２を流れていた電流が共振用コンデンサＣ３，Ｃ４に転流し、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→共振用コンデンサＣ３の電流経路と、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→共振用コンデンサＣ４の電流経路が形成される（図３（Ｂ）参照）。共振用コンデンサＣ４は充電され、共振用コンデンサＣ３は放電される。共振用コンデンサＣ４の充電により、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは緩やかに増加するため、ゼロ電圧スイッチングが実現される。

【0050】

モード２では、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→ダイオードＤ１の経路で直流リアクトルＬ１のエネルギーが放出されるため、同経路で電流が流れる（図３（Ｃ）参照）。スイッチング素子Ｑ４がターンオンするとモード３に移行する。

【0051】

モード３では、ダイオードＤ１に流れる電流は徐々に共振用リアクトルＬ２に転流し、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→共振用リアクトルＬ２→トランスＴＲ１の主巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４の電流経路が形成される（図４（Ａ）参照）。ダイオードＤ１に流れる電流が全て共振用リアクトルＬ２に転流するとモード４に移行する。

【0052】

モード４では、共振用リアクトルＬ２が連続的に電流を流そうとして共振用コンデンサＣ３，Ｃ４から電荷を引き抜くように作用するため、共振用リアクトルＬ２、トランスＴＲ１のリーケージインダクタンスおよび共振用コンデンサＣ３，Ｃ４が共振する（図４（Ｂ）参照）。これにより、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは減少する。スイッチング素子Ｑ２がターンオンするとモード５に移行する。

【0053】

モード５では、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、共振用リアクトルＬ２の両端電圧は、共振用リアクトルＬ２とトランスＴＲ１の主巻線Ｎ１との接続点Ｘ３の電圧とグランド（ＧＮＤ）で固定され、共振電流Ｉ_Ｌ２は減少する（図４（Ｃ）参照）。その結果、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→共振用リアクトルＬ２→トランスＴＲ１の主巻線Ｎ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で流れていた電流は、コンデンサＣ２→直流リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で流れるようになり、モード０に移行する。

【0054】

次に、記憶部１２Ａに記憶された第１計算式および第２計算式について説明する。第１計算式および第２計算式は、昇圧動作時の計算式と降圧動作時の計算式とを含むが、両者の算出方法は共通するため、以下では昇圧動作時について説明する。

【0055】

昇圧動作時の第１計算式は、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる第１タイミングに関するものであり、具体的には、スイッチング素子Ｑ４をターンオンさせてからスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせるまでの第１時間Ｔ１（例えば、図２の時刻ｔ_１～ｔ_３）に関するものである。第１時間Ｔ１の終了時が第１タイミングになる。

【0056】

昇圧動作時の第２計算式は、スイッチング素子Ｑ４をターンオフさせる第２タイミングに関するものであり、具体的には、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせてからスイッチング素子Ｑ４をターンオフさせるまでの第２時間Ｔ２（例えば、図２の時刻ｔ_３～ｔ_５）に関するものである。第２時間Ｔ２の終了時が第２タイミングになる。

【0057】

第１時間Ｔ１および第２時間Ｔ２は、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時の共振波形の動作原理（モード３～モード５）と理論値から算出できる。

【0058】

モード３における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの等価回路を、図５（Ａ）に示す。図５（Ａ）において、Ｖ_Ｘ３は共振用リアクトルＬ２とトランスＴＲ１の主巻線Ｎ１との接続点Ｘ３の電圧であり、Ｉ_０はダイオードＤ１を流れる電流である。モード３の初期状態では、共振電流Ｉ_Ｌ２＝０［Ａ］で、Ｉ_０＝Ｉ_Ｌ１である。

【0059】

モード３ではスイッチング素子Ｑ４がオンしているので、共振用リアクトルＬ２の両端電圧は、Ｖ－Ｖ_Ｘ３となる。よって、下記（１）～（３）式が成立する。（１）～（３）式において、Ｌは共振用リアクトルＬ２のインダクタンスである。

【数1】

【数2】

【数3】

【0060】

モード３の期間をＴ１’（本発明の「第１前半時間」に相当）とすると、Ｔ１’は、共振電流Ｉ_Ｌ２の立上りからＩ_Ｌ２＝Ｉ_Ｌ１となるまでの期間となる。よって、Ｔ１’は下記（４）式で表せる。

【数4】

リアクトル電流Ｉ_Ｌ１の電流リプルを考慮して、リアクトル電流Ｉ_Ｌ１の平均値から電流リプルを引いた値をＩ_{Ｌ１ｍｉｎ}とおくと、Ｔ１’は下記（５）式で表せる。

【数5】

ここで、トランスＴＲ１の主巻線Ｎ１と補助巻線Ｎ２との巻き数比が、Ｎ１：Ｎ２＝１：２であるため、Ｖ_Ｘ３＝（１／２）Ｖとなり、Ｔ１’は下記（６）式で表せる。

【数6】

【0061】

モード４における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの等価回路を、図５（Ｂ）に示す。モード４では、下記（７）式が成立する。

【数7】

（７）式において、Ｖ_Ｃは共振用コンデンサＣ（＝共振用コンデンサＣ３＋共振用コンデンサＣ４）の両端電圧、Ｖ_Ｌ２は共振用リアクトルＬ２の両端電圧である。Ｖ_Ｌ２およびＶ_Ｃは、それぞれ下記（８）式および（９）式で表せる。

【数8】

【数9】

ｉ_Ｃは、図５（Ｂ）に示す等価回路の閉ループを流れる電流である。上記（７）～（９）式から、下記（１０）式が成立する。

【数10】

さらに、下記（１１）～（１３）式が成立する。

【数11】

【数12】

【数13】

【0062】

Ｖ_Ｃ＝０［Ｖ］になった時点でモードが切り替わるので、モード４の期間をＴ１’’（本発明の「第１後半時間」に相当）とすると、Ｔ１’’は共振の半分周期の時間となる。よって、下記（１４）式および（１５）式が成立する。

【数14】

【数15】

【0063】

したがって、第１時間Ｔ１は下記（１６）式で表せる。

【数16】

【0064】

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、（１６）式に補正値α（本発明の「補正時間」に相当）を加えた下記（１７）式を、第１計算式として記憶部１２Ａに記憶させている。

【数17】

補正値αは、制御部１１Ａの更新処理により補正される値であり、初期値はα＝０に設定されている。

【0065】

第２時間Ｔ２は、図２に示すように、モード５の期間を超える期間であればよい。モード５の期間は、モード３の期間、すなわち第１前半時間Ｔ１’と同じであるため、モード５の期間の計算式は（６）式と同様に算出できる。

【0066】

ただし、スイッチング素子Ｑ４をターンオフさせる第２タイミングは、共振が完了した後であれば特に制限はない。このため、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、第２時間Ｔ２＝β（ただし、βはＴ１’よりも大となる定数。例えば、β＝２［μｓ］。）とし、定数βを第２計算式として記憶部１２Ａに記憶させている。

【0067】

次に、昇圧動作時の制御部１１Ａの制御について説明する。

【0068】

制御部１１Ａは、まず停止判定処理を行う。停止判定処理時の制御部１１Ａは、第１電圧測定手段３、第２電圧測定手段４および第１電流測定手段５により取得した動作条件と、記憶部１２Ａに記憶されている条件テーブルの動作条件とを比較して、ＡＲＣＰ回路２の動作を停止させるか否かの停止判定を行う。

【0069】

停止判定においてＡＲＣＰ回路２の動作を停止させると判定した場合、制御部１１Ａは、ＡＲＣＰ回路２の動作を停止させて（スイッチング素子Ｑ４を連続オフ状態にして）共振電流が流れないようにし、ＰＷＭ制御不可期間（図２の時刻ｔ_１～ｔ_４の期間）をＰＷＭ制御可能期間とする。制御部１１Ａは、所定時間経過後に再び停止判定を行う。

【0070】

停止判定においてＡＲＣＰ回路２の動作を停止させないと判定した場合、制御部１１Ａは、スイッチング処理を行う。スイッチング処理時の制御部１１Ａは、記憶部１２Ａに記憶された第１計算式（本実施形態では（１７）式）に基づいて第１時間Ｔ１を算出した後、所定のタイミングでスイッチング素子Ｑ４をターンオンさせる（時刻ｔ_１）。

【0071】

制御部１１Ａは、スイッチング素子Ｑ４をターンオンさせてから第１時間Ｔ１が経過した第１タイミングで、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる（時刻ｔ_３）。制御部１１Ａは、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせた時の測定値（少なくとも第１電流測定手段５および第２電流測定手段６の測定値）を記憶する。

【0072】

制御部１１Ａは、記憶部１２Ａに記憶された第２計算式（＝第２時間Ｔ２＝定数β）を参照し、スイッチング素子Ｑ２をターンオンさせてから第２時間Ｔ２が経過した第２タイミングで、スイッチング素子Ｑ４をターンオフさせる（時刻ｔ_５）。その後、制御部１１Ａは、ＰＷＭ制御のデューティに応じてスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる（時刻ｔ_６）。

【0073】

制御部１１Ａは、スイッチング処理と並行して、更新処理を行う。更新処理時の制御部１１Ａは、記憶部１２Ａに記憶された第１計算式から算出した第１タイミングと、第１電流測定手段５および第２電流測定手段６の測定値から算出した実際に共振電流Ｉ_Ｌ２の立下りとリアクトル電流Ｉ_Ｌ１とが交差する交差タイミングとを比較する。

【0074】

例えば、制御部１１Ａは、スイッチング素子Ｑ２のターンオン時（時刻ｔ_３）におけるリアクトル電流Ｉ_Ｌ１の電流値と共振電流Ｉ_Ｌ２の電流値との比較を行う。比較の結果、両者が一致する場合、制御部１１Ａは、記憶部１２Ａに記憶された第１計算式を更新することなく、更新処理を終了する。両者が不一致の場合、制御部１１Ａは、第１タイミングと交差タイミングとのずれ量が減少するように、第１時間Ｔ１の補正値αを増減させる補正をして第１計算式を更新し、更新処理を終了する。

【0075】

更新処理を終了した制御部１１Ａは、所定時間経過後に再び停止判定を行う。このように、昇圧動作時の制御部１１Ａは、停止判定処理、スイッチング処理および更新処理を含む一連の制御を繰り返し行う。なお、降圧動作時の制御部１１Ａも、同様の制御を行う。

【0076】

第１実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、第１電流測定手段５により取得したリアクトル電流Ｉ_Ｌ１の電流値と第２電流測定手段６により取得した共振電流Ｉ_Ｌ２の電流値とが一致したタイミングでスイッチング素子Ｑ２（降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１）をターンオンさせるリアルタイム制御方式を採用することなく、第１計算式から算出した第１タイミングでスイッチング素子Ｑ２（降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１）をターンオンさせる方式を採用している。このため、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、リアルタイム制御方式による制御の遅延を回避できる。

【0077】

また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、共振時間のばらつきにより第１計算式から算出した第１タイミングと実際の交差タイミングとにずれが生じた場合であっても、制御部１１Ａが更新処理を実行して第１計算式を補正することにより、第１タイミングと交差タイミングとのずれ量を減少させることができる。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａによれば、共振時間のばらつきによって生じる電力変換効率の低下およびスイッチングノイズの増加を抑制できる。

【0078】

［第２実施形態］
図６に、第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂを示す。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、第２電流測定手段６の代わりに第３電圧測定手段７および第４電圧測定手段８を備える点、制御回路１０Ａの代わりに制御回路１０Ｂを備える点において第１実施形態と相違し、その他の点において第１実施形態と共通する。

【0079】

第３電圧測定手段７は、共振用コンデンサＣ３の両端電圧、換言すればスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧を測定する。第４電圧測定手段８は、共振用コンデンサＣ４の両端電圧、換言すればスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧を測定する。第３電圧測定手段７および第４電圧測定手段８は、測定結果（測定した電圧値に応じたセンサ信号）を制御回路１０Ｂに出力する。

【0080】

制御回路１０Ｂは、制御部１１Ｂおよび記憶部１２Ｂを備える。制御回路１０Ｂは、例えば、マイコンで構成される。記憶部１２Ｂは、第１実施形態の記憶部１２Ａと同じ構成である。

【0081】

制御部１１Ｂは、第２電流測定手段６の測定結果の代わりに第３電圧測定手段７および第４電圧測定手段８の測定結果を用いる点を除いて、第１実施形態の制御部１１Ａと同じ構成である。

【0082】

制御部１１Ｂは、共振電流Ｉ_Ｌ２の立下り時の電流波形とリアクトル電流Ｉ_Ｌ１の電流波形とが交差する交差タイミングを、昇圧動作時は第４電圧測定手段８で測定した電圧値が最小値（例えば、０［Ｖ］または０［Ｖ］近傍の値）に達したことを検出することで特定し、降圧動作時は第３電圧測定手段７で測定した電圧値が最小値（例えば、０［Ｖ］または０［Ｖ］近傍の値）に達したことを検出することで特定する。

【0083】

制御部１１Ｂは、更新処理において、記憶部１２Ｂに記憶された第１計算式から算出した第１タイミングと、第４電圧測定手段８（降圧動作時は第３電圧測定手段７）の測定値から算出した実際にスイッチング素子Ｑ２（降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１）のドレイン・ソース間電圧が最小値となる交差タイミングを比較する。

【0084】

例えば、制御部１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ２（降圧動作時はスイッチング素子Ｑ１）をターンオンさせた時に第４電圧測定手段８（降圧動作時は第３電圧測定手段７）で測定した電圧値と上記最小値との比較を行う。比較の結果、上記電圧値が上記最小値である場合、制御部１１Ｂは、記憶部１２Ｂに記憶された第１計算式を更新することなく、更新処理を終了する。上記電圧値が上記最小値とは異なる場合、制御部１１Ｂは、第１タイミングと交差タイミングとのずれ量が減少するように、第１時間Ｔ１の補正値αを増減させる補正をして第１計算式を更新し、更新処理を終了する。

【0085】

第２実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂによれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

【0086】

［変形例］
以上、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

【0087】

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、メインスイッチおよび直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、共振用スイッチ、共振用リアクトル、およびメインスイッチの電流路に並列接続された共振用コンデンサを含むＡＲＣＰ回路と、共振用スイッチをターンオンさせ、共振用スイッチのオン期間にメインスイッチをターンオンさせる制御回路とを備え、当該制御回路が、メインスイッチおよび共振用スイッチのスイッチングを制御する制御部と、メインスイッチをターンオンさせる動作タイミングに関する第１計算式が記憶された記憶部と、を備えていれば適宜構成を変更できる。

【0088】

本発明の制御部は、第１計算式に基づいて、共振用スイッチをターンオンさせてからメインスイッチをターンオンさせるまでの第１時間を算出し、第１時間の終了時を動作タイミングとしてメインスイッチをターンオンさせるスイッチング処理と、共振用リアクトルを流れる共振電流の立下りと直流リアクトルを流れるリアクトル電流とが交差する交差タイミングと動作タイミングとのずれ量が減少するように、第１計算式を補正して更新する更新処理と、を実行するのであれば適宜構成を変更できる。

【0089】

第１計算式は、共振用スイッチをターンオンさせてから、共振電流の立上りとリアクトル電流とが交差する第１時点までの第１前半時間と、第１時点から、共振電流の立下りとリアクトル電流とが交差する第２時点までの第１後半時間と、更新処理で補正される補正時間と、を含むのであれば適宜変更できる。例えば、上記実施形態における（１７）式をさらに変形させて算出した式を、第１計算式として記憶させてもよい。なお、共振電流の立上りとは、共振電流が０から離れる方向の波形であり、共振電流の立下りとは、共振電流が０に近づく方向の波形である。

【0090】

同様に、第２計算式も適宜変更できる。例えば、定数βを用いることなく、第１前半時間Ｔ１’のように変数を含む式を用いてもよい。

【0091】

上記実施形態では双方向の電力変換動作（昇圧動作および降圧動作）を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂについて説明したが、本発明は、片方向の電力変換を行うＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。

【0092】

メインスイッチおよび／または共振用スイッチのスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ以外のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）を用いることができる。

【符号の説明】

【0093】

１Ａ，１Ｂ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ ＡＲＣＰ回路
３ 第１電圧測定手段
４ 第２電圧測定手段
５ 第１電流測定手段
６ 第２電流測定手段
７ 第３電圧測定手段
８ 第４電圧測定手段
１０Ａ，１０Ｂ 制御回路
１１Ａ，１１Ｂ 制御部
１２Ａ，１２Ｂ 記憶部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】