特許 7707454 無停電電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B1)

(11)【特許番号】

(24)【登録日】2025-07-04

(45)【発行日】2025-07-14

(54)【発明の名称】無停電電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02J 9/06 20060101AFI20250707BHJP

【ＦＩ】

H02J9/06 120

【請求項の数】 11

(21)【出願番号】P 2024553436

(86)(22)【出願日】2024-06-05

(86)【国際出願番号】 JP2024020500

【審査請求日】2024-09-06

(73)【特許権者】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】株式会社ＴＭＥＩＣ

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】村田 涼

(72)【発明者】

【氏名】真田 和法

【審査官】佐藤 匡

(56)【参考文献】

【文献】特許第７４０６００５（ＪＰ，Ｂ１）

【文献】国際公開第２０１６／０９２６１３（ＷＯ，Ａ１）

【文献】米国特許出願公開第２００５／０１６２１３７（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】(Int.Cl.，ＤＢ名)

Ｈ０２Ｊ ９／００－１１／００

Ｈ０２Ｍ ３／００－３／４４，７／００－７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷に対する複数の給電モードを備えた無停電電源装置であって、
第１の交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線に供給するコンバータと、
電力貯蔵装置と前記直流母線との間に接続され、前記第１の交流電源の停電時に、前記電力貯蔵装置からの直流電力を前記直流母線に供給する双方向チョッパと、
前記直流母線から受ける直流電力を交流電力に変換して前記負荷に供給するインバータと、
前記直流母線の直流電圧が参照電圧になるように、前記無停電電源装置の給電モードに応じて前記コンバータ、前記双方向チョッパ、および前記インバータのいずれかを制御する制御装置と、
前記コンバータ、前記双方向チョッパ、および前記インバータの各々が必要とする前記直流電圧を満足するように前記参照電圧を生成する参照電圧生成回路とを備える、無停電電源装置。

【請求項2】

前記参照電圧生成回路は、
前記コンバータにおける電力変換に必要な前記直流電圧の第１の最低許容電圧を算出し、
前記双方向チョッパにおける直流電圧変換に必要な前記直流電圧の第２の最低許容電圧を算出し、
前記インバータにおける電力変換に必要な前記直流電圧の第３の最低許容電圧を算出し、
算出された前記第１から第３の最低許容電圧のうちの最大値に基づいて前記参照電圧を生成する、請求項１に記載の無停電電源装置。

【請求項3】

前記参照電圧生成回路は、前記第１の交流電源からの第１の交流入力電圧に基づいて、前記第１の最低許容電圧を算出する、請求項２に記載の無停電電源装置。

【請求項4】

前記参照電圧生成回路は、前記第１の交流入力電圧が前記第１の交流電源の定格電圧よりも上昇したことに応じて前記第１の最低許容電圧を高くする、請求項３に記載の無停電電源装置。

【請求項5】

前記参照電圧生成回路は、前記電力貯蔵装置に流れる電流に基づいて、前記第２の最低許容電圧を算出する、請求項２に記載の無停電電源装置。

【請求項6】

前記参照電圧生成回路は、前記電力貯蔵装置に流れる電流に基づいて前記双方向チョッパにおける電圧低下量を算出し、算出された前記電圧低下量を補償するように前記第２の最低許容電圧を算出する、請求項５に記載の無停電電源装置。

【請求項7】

前記参照電圧生成回路は、前記インバータと前記負荷との間に流れる負荷電流に基づいて、前記第３の最低許容電圧を算出する、請求項２に記載の無停電電源装置。

【請求項8】

前記参照電圧生成回路は、前記負荷電流から前記負荷が半波整流負荷または不平衡負荷であると判断された場合には、前記第３の最低許容電圧を高くする、請求項７に記載の無停電電源装置。

【請求項9】

前記複数の給電モードは、前記インバータによって生成される交流電力を前記負荷に供給する常時インバータ給電モードを含み、
前記常時インバータ給電モードが選択されている場合において、前記第１の交流電源の健全時には、前記制御装置は、前記直流電圧が前記参照電圧になるように前記コンバータを制御する、請求項１から８のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【請求項10】

前記常時インバータ給電モードが選択されている場合において、前記第１の交流電源の停電時には、前記制御装置は、前記直流電圧が前記参照電圧になるように前記双方向チョッパを制御する、請求項９に記載の無停電電源装置。

【請求項11】

前記複数の給電モードは、第２の交流電源からの交流電力を前記負荷に供給する常時バイパス給電モードを含み、
前記常時バイパス給電モードが選択されている場合には、前記制御装置は、前記コンバータの運転を停止させるとともに、前記第２の交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して前記直流母線に供給するように前記インバータを制御するように構成され、
前記制御装置は、前記直流電圧が前記参照電圧になるように前記インバータを制御する、請求項１から８のいずれか１項に記載の無停電電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、無停電電源装置に関し、特に、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する無停電電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

例えば国際公開第２０１６／０９２６１３号（特許文献１）には、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線に供給するコンバータと、直流母線と電力貯蔵装置との間で直流電力を授受する双方向チョッパと、直流母線から受ける直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、コンバータ、双方向チョッパおよびインバータを制御する制御装置とを備える無停電電源装置が開示されている。

【0003】

交流電源の健全時には、制御装置は、直流母線の直流電圧が参照電圧になるようにコンバータを制御するとともに、直流母線の直流電力を電力貯蔵装置に蓄えるように双方向チョッパを制御する。また、制御装置は、正弦波状の交流電圧を出力するようにインバータを制御する。

【0004】

交流電源の停電時には、制御装置は、コンバータの運転を停止させて、直流母線の直流電圧が参照電圧になるように双方向チョッパを制御するとともに、正弦波状の交流電圧を出力するようにインバータを制御する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【文献】国際公開第２０１６／０９２６１３号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

上述した無停電電源装置では、直流母線の直流電圧（すなわち参照電圧）を電力貯蔵装置の浮動充電電圧よりも高くする必要がある。また、正弦波状の交流電圧を負荷に供給するためには、直流母線の直流電圧（すなわち参照電圧）を交流電圧の振幅の２倍の電圧よりも高くする必要がある。

【0007】

そのため、従来は、参照電圧を、コンバータが安定的に出力することができる直流電圧の最大値に設定していた。しかしながら、直流母線の直流電圧（すなわち参照電圧）を上昇させると、コンバータ、双方向チョッパおよびインバータの各々に含まれるトランジスタのスイッチング損失が増大するため、無停電電源装置の効率が低下することが懸念される。

【0008】

その一方で、参照電圧を低下させた場合には、交流電源から供給される交流電圧の大きさ、または負荷の種類によっては、直流母線の直流電圧に発生する振動を抑制することが困難となり、無停電電源装置の給電信頼性が低下することが懸念される。

【0009】

本開示は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、高い給電信頼性を維持しながら、効率の向上を図ることが可能な無停電電源装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本開示に従う無停電電源装置は、負荷に対する複数の給電モードを備える。無停電電源装置は、コンバータと、双方向チョッパと、インバータと、制御装置と、参照電圧生成回路とを備える。コンバータは、第１の交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線に供給する。双方向チョッパは、電力貯蔵装置と直流母線との間に接続され、第１の交流電源の停電時に、電力貯蔵装置からの直流電力を直流母線に供給する。インバータは、直流母線から受ける直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。制御装置は、直流母線の直流電圧が参照電圧になるように、無停電電源装置の給電モードに応じてコンバータ、双方向チョッパ、およびインバータのいずれかを制御する。参照電圧生成回路は、コンバータ、双方向チョッパ、およびインバータの各々が必要とする直流電圧を満足するように参照電圧を生成する。

【発明の効果】

【0011】

本開示によれば、高い給電信頼性を維持しながら、効率の向上を図ることが可能な無停電電源装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】本実施の形態に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図2】制御装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。

【図3】無停電電源装置の給電モードを示す回路ブロック図である。

【図4】商用交流電源またはバイパス交流電源の停電が発生した場合における給電モードを示す回路ブロック図である。

【図5】制御装置の構成を示すブロック図である。

【図6】第１演算部の構成例を示すブロック図である。

【図7】第２演算部の構成例を示すブロック図である。

【図8】第３演算部の第１構成例を示すブロック図である。

【図9】第３演算部の第２構成例を示すブロック図である。

【図10】コンバータ制御部の構成例を示すブロック図である。

【図11】双方向チョッパ制御部の構成例を示すブロック図である。

【図12】インバータ制御部の構成例を示すブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰り返さないものとする。

【0014】

＜無停電電源装置の構成＞
図１は、本開示の実施の形態に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１に示すように、無停電電源装置は、コンデンサＣ１～Ｃ６，Ｃｄ、リアクトルＬ１～Ｌ６、電流検出器ＣＴ１～ＣＴ７、コンバータ１、直流正母線Ｌｐ、直流負母線Ｌｎ、双方向チョッパ２、インバータ３、スイッチＳ１～Ｓ６、操作部４、および制御装置５を備える。

【0015】

無停電電源装置は、商用交流電源６およびバイパス交流電源７から商用周波数の三相交流電力を受け、負荷８に商用周波数の三相交流電力を供給する。商用交流電源６は、交流出力端子６ａ～６ｃにそれぞれ三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を出力する。商用交流電源６は「第１の交流電源」の一実施例に対応し、三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１は「第１の交流入力電圧」の一実施例に対応する。

【0016】

三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の瞬時値は、制御装置５によって検出される。制御装置５は、商用交流電源６からの交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に基づいて、商用交流電源６の停電が発生したか否かを判定する。

【0017】

バイパス交流電源７は、交流出力端子７ａ～７ｃにそれぞれ三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２を出力する。バイパス交流電源７は「第２の交流電源」の一実施例に対応し、三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２は「第２の交流入力電圧」の一実施例に対応する。バイパス交流電源７は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の瞬時値は、制御装置５によって検出される。

【0018】

負荷８の交流入力端子８ａ～８ｃは、無停電電源装置から三相交流電圧を受ける。負荷８は、無停電電源装置から供給される三相交流電力によって駆動される。

【0019】

コンデンサＣ１～Ｃ３の第１電極はそれぞれ商用交流電源６の交流出力端子６ａ～６ｃに接続され、それらの第２電極は互いに接続される。リアクトルＬ１～Ｌ３の第１端子はそれぞれ商用交流電源６の交流出力端子６ａ～６ｃに接続され、それらの第２端子はコンバータ１の３つの交流ノードにそれぞれ接続される。

【0020】

コンデンサＣ１～Ｃ３およびリアクトルＬ１～Ｌ３は交流フィルタＦ１を構成する。交流フィルタＦ１は、低域通過フィルタであり、商用交流電源６からコンバータ１に商用周波数の交流電流を流し、コンバータ１から商用交流電源６にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。電流検出器ＣＴ１～ＣＴ３は、それぞれリアクトルＬ１～Ｌ３に流れる交流電流Ｉ１～Ｉ３（以下、「交流入力電流Ｉ１～Ｉ３」とも称する）を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。

【0021】

コンバータ１の正側直流ノードは、直流正母線Ｌｐを介してインバータ３の正側直流ノードに接続される。コンバータ１の負側直流ノードは、直流負母線Ｌｎを介してインバータ３の負側直流ノードに接続される。コンデンサＣｄは、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間に接続され、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを平滑化させる。直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置５によって検出される。

【0022】

コンバータ１は、複数のトランジスタおよび複数のダイオードを含む周知のものであり、制御装置５によって制御される。コンバータ１は、２レベル回路、または３レベル回路などのマルチレベル回路を用いて構成することができる。商用交流電源６から正常に三相交流電力が供給されている場合（商用交流電源６の健全時）には、コンバータ１は、商用交流電源６からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１によって生成された直流電力は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給される。商用交流電源６からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源６の停電時）には、コンバータ１の運転は停止される。

【0023】

双方向チョッパ２は、バッテリＢ１と直流母線Ｌｐ，Ｌｎとの間に接続され、バッテリＢ１と直流母線Ｌｐ，Ｌｎとの間で双方向の直流電圧変換を実行する。双方向チョッパ２は、複数のトランジスタおよび複数のダイオードを含む周知のものであり、制御装置５によって制御される。商用交流電源６の健全時には、双方向チョッパ２は、コンバータ１によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄え、商用交流電源６の停電が発生したことに応じて、バッテリＢ１の直流電力を直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給する。

【0024】

バッテリＢ１は、直流電力を蓄える「電力貯蔵装置」の一実施例に対応する。バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢ（以下、「バッテリ電圧ＶＢ」とも称する）の瞬時値は、制御装置５によって検出される。バッテリＢ１の代わりに電気二重層コンデンサや、フライホイールが無停電電源装置に接続されていても構わない。電流検出器ＣＴ７は、バッテリＢ１に流れる電流ＩＢ（以下、「バッテリ電流ＩＢ」とも称する）を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。

【0025】

インバータ３は、複数のトランジスタおよび複数のダイオードを含む周知のものであり、制御装置５によって制御される。インバータ３は、２レベル回路、または３レベル回路などのマルチレベル回路を用いて構成することができる。インバータ３は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎから受ける直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。

【0026】

インバータ３の３つの交流ノードは、それぞれリアクトルＬ４～Ｌ６の第１端子に接続される。リアクトルＬ４～Ｌ６の第２端子はそれぞれスイッチＳ１～Ｓ３の第１端子に接続され、スイッチＳ１～Ｓ３の第２端子はそれぞれ負荷８の交流入力端子８ａ～８ｃに接続される。コンデンサＣ４～Ｃ６の第１電極はそれぞれリアクトルＬ４～Ｌ６の第２端子に接続され、コンデンサＣ４～Ｃ６の第２電極はともにコンデンサＣ１～Ｃ３の第２電極に接続される。

【0027】

コンデンサＣ４～Ｃ６およびリアクトルＬ４～Ｌ６は交流フィルタＦ２を構成する。交流フィルタＦ２は、低域通過フィルタであり、インバータ３から負荷８に商用周波数の交流電流を流し、インバータ３から負荷８にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。換言すると、交流フィルタＦ２は、インバータ３から出力される三相矩形波電圧を正弦波状の三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（以下、「交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ」とも称する）の瞬時値は、制御装置５によって検出される。

【0028】

スイッチＳ４～Ｓ６の第１端子はそれぞれバイパス交流電源７の交流出力端子７ａ～７ｃに接続され、それらの第２端子は負荷８の交流入力端子８ａ～８ｃに接続される。スイッチＳ１～Ｓ６は、制御装置５によって制御される。

【0029】

電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６は、インバータ３と負荷８との間に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（以下、「負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ」とも称する）を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。具体的には、電流検出器ＣＴ４は、インバータ３の第１の交流ノードと負荷８の交流入力端子８ａとの間に流れる交流電流Ｉｕを検出する。電流検出器ＣＴ５は、インバータ３の第２の交流ノードと負荷８の交流入力端子８ｂとの間に流れる交流電流Ｉｖを検出する。電流検出器ＣＴ６は、インバータ３の第３の交流ノードと負荷８の交流入力端子８ｃとの間に流れる交流電流Ｉｗを検出する。

【0030】

インバータ３によって生成される三相交流電力を負荷８に供給する常時インバータ給電モード時には、制御装置５は、スイッチＳ１～Ｓ３をオンさせるとともにスイッチＳ４～Ｓ６をオフさせる。

【0031】

バイパス交流電源７からの三相交流電力を負荷８に供給する常時バイパス給電モード時には、制御装置５は、スイッチＳ１～Ｓ３をオンさせるとともにスイッチＳ４～Ｓ６をオンさせる。無停電電源装置の給電モードについては後ほど詳しく説明する。

【0032】

操作部４は、無停電電源装置の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示するディスプレイなどを含む。使用者が操作部４を操作することにより、無停電電源装置の電源をオンおよびオフしたり、常時インバータ給電モードおよび常時バイパス給電モードのいずれか一方を選択することが可能となっている。

【0033】

制御装置５は、操作部４からの信号、商用交流電源６からの交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、交流入力電流Ｉ１～Ｉ３、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、バイパス交流電源７からの交流入力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ３などに基づいて無停電電源装置全体を制御する。

【0034】

図２は、制御装置５のハードウェア構成例を示すブロック図である。代表的には、制御装置５は、所定のプログラムが予め記憶されたマイクロコンピュータによって構成することができる。

【0035】

図２の例では、制御装置５は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１０と、メモリ１２と、入出力（Ｉ／Ｏ）回路１４とを含む。ＣＰＵ１０、メモリ１２およびＩ／Ｏ回路１４は、バス１６を経由して、相互にデータの授受が可能である。メモリ１２の一部領域にはプログラムが格納されており、ＣＰＵ１０が当該プログラムを実行することで、後述する各種機能を実現することができる。Ｉ／Ｏ回路１４は、制御装置５の外部との間で信号およびデータを入出力する。

【0036】

あるいは、図２の例とは異なり、制御装置５の少なくとも一部については、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）またはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの回路を用いて構成することができる。また、制御装置５の少なくとも一部について、アナログ回路によって構成することもできる。

【0037】

＜無停電電源装置の給電モード＞
図３は、無停電電源装置の給電モードを示す回路ブロック図である。図３では、図面および説明の簡単化のため、三相のうちの一相に関連する部分のみが示され、スイッチＳ１～Ｓ６のうちのスイッチＳ１，Ｓ４のみが示されている。また、交流フィルタＦ１，Ｆ２、電流検出器ＣＴ１～ＣＴ６などの図示は省略されている。

【0038】

図３（Ａ）は、常時インバータ給電モードを示す回路ブロック図である。商用交流電源６の健全時において、常時インバータ給電モードが選択されている場合には、スイッチＳ１がオンされるとともにスイッチＳ４がオフされ、インバータ３からスイッチＳ１を介して負荷８に負荷電流Ｉｕが供給される。

【0039】

制御装置５は、商用交流電源６から供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給するようにコンバータ１を制御する。具体的には、制御装置５は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ（すなわち、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣ）が参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ１を制御する。

【0040】

また、制御装置５は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎの直流電力をバッテリＢ１に蓄えるように双方向チョッパ２を制御する。具体的には、制御装置５は、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２を制御する。

【0041】

さらに、制御装置５は、コンバータ１から直流母線Ｌｐ，Ｌｎを介して供給される直流電力を交流電力に変換して負荷８に供給するようにインバータ３を制御する。具体的には、制御装置５は、正弦波状の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成するようにインバータ３を制御する。

【0042】

この場合は、商用交流電源６から供給される交流入力電流Ｉ１の大部分はコンバータ１およびインバータ３によって負荷電流Ｉｕに変換されて負荷８に供給され、交流入力電流Ｉ１の一部は双方向チョッパ２によって充電電流ＩＢに変換されてバッテリＢ１に供給される。

【0043】

なお、常時インバータ給電モード時に、インバータ３またはコンバータ１が故障した場合には、スイッチＳ４がオンされるともにスイッチＳ１がオフされ、バイパス交流電源７からスイッチＳ４を介して負荷８に交流電流が供給される。

【0044】

図３（Ｂ）は、常時バイパス給電モードを示す回路ブロック図である。バイパス交流電源７の健全時において、常時バイパス給電モードが選択されている場合には、スイッチＳ１がオンされるとともにスイッチＳ４がオンされる。バイパス交流電源７からスイッチＳ４を介して負荷８に交流電力が供給される。

【0045】

制御装置５は、コンバータ１の運転を停止させるとともに、バイパス交流電源７からスイッチＳ４を介して供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給するようにインバータ３を制御する。具体的には、制御装置５は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ（すなわち、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣ）が参照電圧ＶＤＣｒになるようにインバータ３を制御する。これは、バイパス交流電源７の停電が発生した場合に、スイッチＳ４をオフさせて、直ちにインバータ３によって生成される正弦波状の交流出力電圧Ｖｕを負荷８に供給するためである。

【0046】

インバータ３が正弦波状の交流出力電圧Ｖｕを生成するためには、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを交流出力電圧Ｖｕの振幅の２倍の電圧よりも高くする必要がある。その一方で、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間には、コンデンサＣｄと並列に、無停電電源装置の停止後にコンデンサＣｄの残留電荷を消費するための放電抵抗（図示せず）が接続されている。そのため、常用バイパス給電モードでは、コンバータ１の運転を停止させたことで、コンデンサＣｄに蓄積された電荷が放電抵抗によって放電されて直流電圧ＶＤＣが低下し、結果的に正弦波状の交流出力電圧Ｖｕを生成することができなくなる可能性がある。このような直流電圧ＶＤＣの低下を抑制するために、制御装置５は、常用バイバス給電モード時に、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるようにインバータ３を制御する。

【0047】

また、制御装置５は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎの直流電力をバッテリＢ１に蓄えるように双方向チョッパ２を制御する。具体的には、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２を制御する。

【0048】

この場合は、バイパス交流電源７から供給される交流電流の大部分はスイッチＳ４を介して負荷８に供給され、当該交流電流の一部はインバータ３によって充電電流ＩＢに変換されてバッテリＢ１に供給される。

【0049】

このように常用インバータ給電モードでは、商用交流電源６から供給される三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１をコンバータ１によって直流電圧ＶＤＣに変換し、その直流電圧ＶＤＣをインバータ３によって三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して負荷８に供給するので、高品質の三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを負荷８に供給することができる。しかし、常時インバータ給電モードでは、コンバータ１およびインバータ３において常に電力損失が発生するため、電力損失が大きくなることが懸念される。

【0050】

これに対して、常時バイパス給電モードでは、バイパス交流電源７からの三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｖ３をそのまま負荷８に供給するので、負荷８に供給される三相交流電圧の品質が低下する。しかし、常用バイパス給電モードでは、コンバータ１およびインバータ３における電力損失が常用インバータ給電モードに比べて小さくなる。このため、常用バイパス給電モードは「エコモード」とも称される。

【0051】

図４は、商用交流電源６またはバイパス交流電源７の停電が発生した場合における給電モードを示す回路ブロック図である。常用インバータ給電モード時において、商用交流電源６の停電が発生した場合には、制御装置５は、コンバータ１の運転を停止させるとともに、バッテリＢ１の直流電力を直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給するように双方向チョッパ２を制御する。また、常用バイパス給電モード時において、バイパス交流電源７の停電が発生した場合には、制御装置５は、バッテリＢ１の直流電力を直流母線Ｌｐ，Ｌｎに供給するように双方向チョッパ２を制御する。具体的には、制御装置５は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ２を制御する。

【0052】

また、制御装置５は、双方向チョッパ２から直流母線Ｌｐ，Ｌｎを介して供給される直流電力を交流電力に変換して負荷８に供給するようにインバータ３を制御する。具体的には、制御装置５は、正弦波状の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成するようにインバータ３を制御する。

【0053】

この場合は、バッテリＢ１の放電電流ＩＢの全てはインバータ３によって負荷電流Ｉｕに変換されて負荷８に供給される。

【0054】

以上説明したように、制御装置５は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒになるように、給電モードおよび停電の有無に応じて、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３のいずれかを制御する。

【0055】

この直流電圧ＶＤＣの制御における参照電圧ＶＤＣｒは、従来、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の定格値、交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの定格値、およびバッテリＢ１の浮動充電電圧などに基づいて、コンバータ１が安定的に出力することができる直流電圧ＶＤＣの最大値に設定していた。しかしながら、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣ（すなわち、参照電圧ＶＤＣｒ）を上昇させると、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の各々に含まれるトランジスタのスイッチング損失が増大するため、無停電電源装置の効率が低下することが懸念される。

【0056】

そのため、本実施の形態では、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の各々が必要とする直流電圧ＶＤＣを満足するように、参照電圧ＶＤＣｒを設定する。これによると、直流電圧ＶＤＣ（すなわち参照電圧ＶＤＣｒ）を、コンバータ１が安定に出力することが可能な直流電圧ＶＤＣの最大値よりも低い値にすることができる。したがって、コンバータ１、双方向チョッパ２、およびインバータ３に含まれるトランジスタのスイッチング損失を低減して無停電電源装置の効率を向上させることが可能となる。

【0057】

＜無停電源装置の制御構成＞
図５は、制御装置５の構成を示すブロック図である。図５に示すように、制御装置５は、電圧検出器２１～２４と、参照電圧生成回路５０と、コンバータ制御部５５と、双方向チョッパ制御部５６と、インバータ制御部５７、停電検出器５８と、モード設定部５９とを含む。

【0058】

電圧検出器２１は、商用交流電源６からの交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する。電圧検出器２２は、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを検出し、検出値を示す信号を出力する。電圧検出器２３は、バッテリ電圧ＶＢを検出し、検出値を示す信号を出力する。電圧検出器２４は、インバータ３からの交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する。

【0059】

参照電圧生成回路５０は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、バッテリ電圧ＶＢ、バッテリ電流ＩＢ、および負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、参照電圧ＶＤＣｒを生成する。具体的には、参照電圧生成回路５０は、第１演算部５１と、第２演算部５２と、第３演算部５３と、最大値演算部５４とを含んで構成される。

【0060】

第１演算部５１は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に基づいて、コンバータ１における電力変換に必要な最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖを算出する。第２演算部５２は、バッテリ電圧ＶＢおよびバッテリ電流ＩＢに基づいて、双方向チョッパ２における直流電圧変換に必要な最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐを算出する。第３演算部５３は、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、インバータ３における電力変換に必要な最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを算出する。最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖは「第１の最低許容電圧」の一実施例に対応し、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐは「第２の最低許容電圧」の一実施例に対応し、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖは「第３の最低許容電圧」の一実施例に対応する。

【0061】

最大値演算部５４は、算出された最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖ，ＶＤＣ＿ｃｈｐ，ＶＤＣ＿ｉｎｖのうちの最大値を算出する。最大値演算部５４は、算出された最大値を参照電圧ＶＤＣｒとしてコンバータ制御部５５、双方向チョッパ制御部５６およびインバータ制御部５７に与える。

【0062】

停電検出器５８は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に基づいて、商用交流電源６の停電が発生したか否かを検出し、検出結果を示す停電検出信号ＰＦを出力する。具体的には、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１が所定の閾値電圧よりも高い場合には、商用交流電源６が健全であると判定し、非活性化レベルの「Ｌ」レベルの停電検出信号ＰＦを出力する。交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１が所定の閾値電圧よりも低い場合には、商用交流電源６の停電が発生したと判定し、活性化レベルの「Ｈ」レベルの停電検出信号ＰＦを出力する。

【0063】

モード設定部５９は、操作部４からの信号に基づいて、無停電電源装置の給電モードを設定し、設定した給電モードを示すモード信号ＭＤを出力する。

【0064】

コンバータ制御部５５は、参照電圧生成回路５０からの参照電圧ＶＤＣｒ、停電検出器からの停電検出信号ＰＦ、モード設定部５９からのモード信号ＭＤ、電流検出器ＣＴ１～ＣＴ３の出力信号によって示される交流入力電流Ｉ１～Ｉ３、電圧検出器２１により検出される交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、電圧検出器２２により検出される直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣなどに基づいて、コンバータ１を制御する。

【0065】

双方向チョッパ制御部５６は、参照電圧生成回路５０からの参照電圧ＶＤＣｒ、停電検出器からの停電検出信号ＰＦ、電圧検出器２２により検出される直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣ、電圧検出器２３により検出されるバッテリ電圧ＶＢなどに基づいて、双方向チョッパ２を制御する。

【0066】

インバータ制御部５７は、モード設定部５９からのモード信号ＭＤ、電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６の出力信号によって示される負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、電圧検出器２４により検出される交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、電圧検出器２２により検出される直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣなどに基づいて、インバータ３を制御する。

【0067】

（参照電圧生成回路５０）
次に、図６から図９を用いて、図５に示した参照電圧生成回路５０の詳細な構成について説明する。ここでは、第１演算部５１、第２演算部５２、および第３演算部５３の詳細な構成について説明する。

【0068】

（１）第１演算部５１
図６は、図５に示した第１演算部５１の構成例を示すブロック図である。図６に示すように、第１演算部５１は、実効値演算部５１０と、最大値演算部５１２と、最低許容電圧生成部５１４とを含んで構成される。

【0069】

実効値演算部５１０は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の実効値Ｖｕ１ｒｍｓ，Ｖｖ１ｒｍｓ，Ｖｗ１ｒｍｓを求め、その実効値を最大値演算部５１２に出力する。

【0070】

最大値演算部５１２は、実効値Ｖｕ１ｒｍｓ，Ｖｖ１ｒｍｓ，Ｖｗ１ｒｍｓの最大値Ｖ１ｒｍｓを求め、その最大値Ｖ１ｒｍｓを最低許容電圧生成部５１４に出力する。

【0071】

最低許容電圧生成部５１４は、交流入力電圧の実効値の最大値Ｖ１ｒｍｓに基づいて、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖを生成する。ある局面では、最低許容電圧生成部５１４は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の定格値Ｖ１ｒから求められる、参照電圧ＶＤＣｒの基準値を有している。最低許容電圧生成部５１４は、この基準値に対して、最大値Ｖ１ｒｍｓと定格値Ｖ１ｒとの比（Ｖ１ｒｍｓ／Ｖ１ｒ）を乗算することにより、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖを生成する。

【0072】

上述したように、コンバータ１は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を直流電圧ＶＤＣに変換する。負荷８の状態などに応じて直流電圧ＶＤＣには電圧リプルが生じる。この電圧リプルをコンバータ１による直流電圧ＶＤＣの制御によって抑制するために、参照電圧ＶＤＣｒの基準値は、交流入力電圧の定格値Ｖ１ｒから求められる直流電圧ＶＤＣの値よりも高くなるように設定されている。

【0073】

しかし、商用交流電源６が不安定であって交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の実効値が高くなった場合には、コンバータ１の整流作用によって直流電圧ＶＤＣの値も高くなる。この場合、コンバータ１は、電圧リプルを抑制して直流電圧ＶＤＣを基準値に制御することが困難となる可能性がある。

【0074】

そこで、第１演算部５１は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の実効値が大きくなった場合には、コンバータ１における直流電圧ＶＤＣの制御の裕度を確保するために、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖを基準値よりも高い値とする。

【0075】

（２）第２演算部５２
図７は、図５に示した第２演算部５２の構成例を示すブロック図である。図７に示すように、第２演算部５２は、乗算器５２０と、加算器５２２と、最低許容電圧生成部５２４とを含んで構成される。

【0076】

乗算器５２０は、電流検出器ＣＴ７により検出されるバッテリ電流ＩＢに変換係数ｋｉを乗算することにより、双方向チョッパ２で発生し得る電圧低下量を算出する。この電圧低下量は、双方向チョッパ２に含まれるトランジスタおよびリアクトルなどで生じる電圧低下量に相当する。バッテリ電流ＩＢから電圧低下量を算出するための変換係数ｋｉは、双方向チョッパ２の回路構成に応じて、実験または計算によって予め設定しておくことができる。

【0077】

加算器５２２は、乗算器５２０からの電圧低下量と、電圧検出器２３により検出されるバッテリ電圧ＶＢとを加算する。最低許容電圧生成部５２４は、加算器５２２の出力信号に基づいて最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐを生成する。最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐは、双方向チョッパ２で発生する電圧低下量を補償できるための電圧値をバッテリ電圧ＶＢに加算した値となる。

【0078】

双方向チョッパ２は、直流電圧をバッテリＢ１に蓄える場合には、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリＢ１に与える。また、双方向チョッパ２は、バッテリＢ１の直流電圧をインバータ３に供給する場合には、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間に出力する。そのため、直流電圧ＶＤＣをバッテリ電圧ＶＢよりも高くする必要がある。従来は、バッテリＢ１の浮動充電電圧に基づいて参照電圧ＶＢｒが設定され、この参照電圧ＶＢｒに所定の余裕電圧を加算した値以上となるように参照電圧ＶＤＣｒを設定していた。

【0079】

一方、本実施の形態では、バッテリ電流ＩＢに比例して双方向チョッパ２で発生する電圧低下量を補償できるように最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐが生成される。最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｈｐを従来の参照電圧ＶＤＣｒよりも低くすることができる。

【0080】

（３）第３演算部５３
図８は、図５に示した第３演算部５３の第１構成例を示すブロック図である。図８に示すように、第３演算部５３は、移動平均回路５３０，５３２と、減算器５３４と、比較器５３６と、最低許容電圧生成部５３８とを含んで構成される。

【0081】

移動平均回路５３０は、電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６により検出される負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの１周期の移動平均値を算出する。

【0082】

移動平均回路５３２は、電流検出器ＣＴ４～ＣＴ６により検出される負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの半周期の移動平均値を算出する。

【0083】

減算器５３４は、負荷電流の１周期の移動平均値から負荷電流の１／２周期の移動平均値を減算することにより、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに含まれる高調波成分を算出する。

【0084】

比較器５３６は、算出された負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高調波成分と予め定められた閾値Ｘ１とを比較し、比較結果に基づいてフラグφＦを設定する。負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高調波成分が閾値Ｘ１よりも小さい場合には、比較器５３６は、フラグφＦを非活性化レベルの「Ｌ」レベルに設定する。負荷電流の高調波成分が閾値Ｘ１よりも大きい場合には、比較器５３６は、フラグφＦを活性化レベルの「Ｈ」レベルに設定する。

【0085】

最低許容電圧生成部５３８は、比較器５３６から与えられるフラグφＦに基づいて、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成する。具体的には、最低許容電圧生成部５３８は、フラグφＦが「Ｌ」レベルである場合には、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを予め定められた基準値に設定する。この基準値は、交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅の２倍の電圧よりも高い値に設定されている。直流電圧ＶＤＣが交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅の２倍の電圧よりも低くなると、インバータ３によって正弦波状の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成することができなくなるためである。

【0086】

フラグφＦが「Ｈ」レベルである場合には、最低許容電圧生成部５３８は、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを基準値よりも高い値に設定する。ある局面では、最低許容電圧生成部５３８は、基準値に一定値を加算することにより、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成する。別の局面では、最低許容電圧生成部５３８は、負荷電流の高調波成分の大きさに応じた値を基準値に加算することにより、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成する。この場合、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高調波成分が増えるに従って、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖが高くなる。

【0087】

負荷８が半波整流負荷である場合には、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが正弦波でなく、正負で非対称な波形となるため、直流電圧ＶＤＣが振動する。直流電圧ＶＤＣが振動して基準値を下回ると、インバータ３が正弦波状の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成することができなくなる可能性がある。また、直流電圧ＶＤＣが振動して基準値を下回ったことに応じて、直流電圧ＶＤＣの低下を補償するように、双方向チョッパ２がバッテリＢ１の直流電圧を直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間に出力する場合がある。この場合、直流電圧ＶＤＣの振動に伴ってバッテリＢ１の充放電が繰り返されることになり、バッテリＢ１の劣化を招く可能性がある。

【0088】

そのため、第１構成例では、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから負荷８が半波整流負荷であると判断された場合には、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを高くすることにより、直流電圧ＶＤＣが基準値よりも低下することを抑制する。

【0089】

図９は、図５に示した第３演算部５３の第２構成例を示すブロック図である。図９に示すように、第３演算部５３は、実効値演算部５４０と、最大値演算部５４２と、最小値演算部５４４と、減算器５４６と、比較器５４８と、最低許容電圧生成部５５０とを含んで構成される。

【0090】

実効値演算部５４０は、電流検出器ＣＴ４に検出される負荷電流Ｉｕの実効値Ｉｕｒｍｓを算出する。実効値演算部５４０は、電流検出器ＣＴ５により検出される負荷電流Ｉｖの実効値Ｉｖｒｍｓを算出する。実効値演算部５４０は、電流検出器ＣＴ６により検出される負荷電流Ｉｗの実効値Ｉｗｒｍｓを算出する。

【0091】

最大値演算部５４２は、負荷電流の実効値Ｉｕｒｍｓ，Ｉｖｒｍｓ，Ｉｗｒｍｓのうちの最大値Ｉｒｍｓｍａｘを算出する。最小値演算部５４４は、負荷電流の実効値Ｉｕｒｍｓ，Ｉｖｒｍｓ，Ｉｗｒｍｓのうちの最小値Ｉｒｍｓｍｉｎを算出する。

【0092】

減算器５４６は、最大値Ｉｒｍｓｍａｘから最小値Ｉｒｍｓｍｉｎを減算して、最大値Ｉｒｍｓｍａｘと最小値Ｉｒｍｓｍｉｎとの差ΔＩｒｍｓを求める。

【0093】

比較器５４８は、差ΔＩｒｍｓと予め定められた閾値Ｘ２とを比較し、比較結果に基づいてフラグφＦを設定する。差ΔＩｒｍｓが閾値Ｘ２よりも小さい場合には、比較器５４８は、フラグφＦを非活性化レベルの「Ｌ」レベルに設定する。差ΔＩｒｍｓが閾値Ｘ２よりも大きい場合には、比較器５４８は、フラグφＦを活性化レベルの「Ｈ」レベルに設定する。

【0094】

最低許容電圧生成部５５０は、比較器５４８から与えられるフラグφＦに基づいて、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成する。具体的には、最低許容電圧生成部５５０は、フラグφＦが「Ｌ」レベルである場合には（ΔＩｒｍｓ＜Ｘ２）、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを予め定められた基準値に設定する。この基準値は、交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅の２倍の電圧よりも高い値に設定されている。

【0095】

フラグφＦが「Ｈ」レベルである場合には（ΔＩｒｍｓ＞Ｘ２）、最低許容電圧生成部５５０は、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを基準値よりも高い値に設定する。ある局面では、最低許容電圧生成部５５０は、基準値に一定値を加算することにより、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成する。別の局面では、最低許容電圧生成部５５０は、差ΔＩｒｍｓの大きさに比例する値を基準値に加算することにより、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを設定する。この場合、差ΔＩｒｍｓが大きくなるに従って、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖが高くなる。

【0096】

負荷８が不平衡負荷である場合には、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが不平衡となるため、直流電圧ＶＤＣが振動する。直流電圧ＶＤＣが振動すると、図８で説明したように、インバータ３が正弦波状の交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成できなくなるともに、バッテリＢ１の劣化を招く可能性がある。そのため、第２構成例では、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから負荷８が不平衡負荷であると判断された場合には、最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを高くすることにより、直流電圧ＶＤＣが基準値よりも低下することを抑制する。

【0097】

以上に説明したように、第３演算部５３は、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから負荷８の種類を判断し、負荷８の種類に応じて最低許容電圧ＶＤＣ＿ｉｎｖを生成するように構成される。

【0098】

図５に示したように、最大値演算部５４は、上記３つの演算部５１～５３によりそれぞれ算出された最低許容電圧ＶＤＣ＿ｃｎｖ，ＶＤＣ＿ｃｈｐ，ＶＤＣ＿ｉｎｖのうちの最大値を算出する。最大値演算部５４は、算出された最大値を参照電圧ＶＤＣｒとしてコンバータ制御部５５、双方向チョッパ制御部５６およびインバータ制御部５７に与える。

【0099】

参照電圧ＶＤＣｒは、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の各々が必要とする直流電圧ＶＤＣの最低値に対応している。参照電圧ＶＤＣｒは、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、負荷電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、およびバッテリＢ１の状態に応じて、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の各々が必要とする直流電圧ＶＤＣを満足するように設定される。したがって、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の安定した動作を確保しながら、直流電圧ＶＤＣを低い値にすることができ、無停電電源装置の効率を向上させることができる。

【0100】

次に、図１０から図１２を用いて、図５に示したコンバータ制御部５５、双方向チョッパ制御部５６、およびインバータ制御部５７の詳細な構成について説明する。

【0101】

（コンバータ制御部５５）
図１０は、コンバータ制御部５５の構成例を示すブロック図である。図１０に示すように、コンバータ制御部５５は、電圧指令生成回路３０と、正弦波発生回路３７と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路３８と、ゲート回路３９とを含んで構成される。

【0102】

電圧指令生成回路３０は、減算器３１，３４Ａ～３４Ｃと、直流電圧制御回路３２と、乗算器３３Ａ～３３Ｃと、電流制御回路３５と、加算器３６Ａ～３６Ｃとを含む。減算器３１は、参照電圧生成回路５０からの参照電圧ＶＤＣｒと電圧検出器２２によって検出される直流電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣを算出する。

【0103】

直流電圧制御回路３２は、偏差ΔＶＤＣが０となるようにコンバータ１の入力側に流れる電流を制御するための電流指令値Ｉ＊を算出する。直流電圧制御回路３２は、例えば偏差ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することより、電流指令値Ｉ＊を算出する。

【0104】

正弦波発生回路３７は、商用交流電源６からの交流入力電圧Ｖｕ１と同相の正弦波信号と、交流入力電圧Ｖｖ１と同相の正弦波信号と、交流入力電圧Ｖｗ１と同相の正弦波信号とを出力する。３つの正弦波信号は、乗算器３３Ａ～３３Ｃにそれぞれ入力されて電流指令値Ｉ＊に乗算される。これにより、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１とそれぞれ同相の電流指令値Ｉ１＊，Ｉ２＊，Ｉ３＊が生成される。

【0105】

減算器３４Ａは、電流指令値Ｉ１＊と電流検出器ＣＴ１によって検出される交流入力電流Ｉ１との偏差ΔＩ１＝Ｉ１＊－Ｉ１を算出する。減算器３４Ｂは、電流指令値Ｉ２＊と電流検出器ＣＴ２によって検出される交流入力電流Ｉ２との偏差ΔＩ２＝Ｉ２＊－Ｉ２を算出する。減算器３４Ｃは、電流指令値Ｉ３＊と電流検出器ＣＴ３によって検出される交流入力電流Ｉ３との偏差ΔＩ３＝Ｉ３＊－Ｉ３を算出する。

【0106】

電流制御回路３５は、偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３がいずれも０となるように、電圧指令値Ｖｕ１ａ＊，Ｖｖ１ａ＊，Ｖｗ１ａ＊を生成する。電流制御回路３５は、例えば偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３を比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値Ｖｕ１ａ＊，Ｖｖ１ａ＊，Ｖｗ１ａ＊を生成する。

【0107】

加算器３６Ａは、電圧指令値Ｖｕ１ａ＊と電圧検出器２１により検出される交流入力電圧Ｖｕ１とを加算して電圧指令値Ｖｕ１ｃ＊を生成する。加算器３６Ｂは、電圧指令値Ｖｖ１ａ＊と電圧検出器２１により検出される交流入力電圧Ｖｖ１とを加算して電圧指令値Ｖｖ１ｃ＊を生成する。加算器３６Ｃは、電圧指令値Ｖｗ１ａ＊と電圧検出器２１により検出される交流入力電圧Ｖｗ１とを加算して電圧指令値Ｖｗ１ｃ＊を生成する。

【0108】

ＰＷＭ回路３８は、停電検出器５８からの停電検出信号ＰＦ、モード設定部５９からのモード信号ＭＤ、および電圧指令値Ｖｕ１ｃ＊，Ｖｖ１ｃ＊，Ｖｗ１ｃ＊に基づいて、各相のためのＰＷＭ制御信号を生成する。

【0109】

具体的には、常時インバータ給電モードが選択されている場合であって、停電検出信号ＰＦが非活性化レベルの「Ｌ」レベルであるとき（商用交流電源６の健全時）には、ＰＷＭ回路３８は、電圧指令値Ｖｕ１ｃ＊，Ｖｖ１ｃ＊，Ｖｗ１ｃ＊に基づいて、各相のためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲート回路３９は、各相のためのＰＷＭ制御信号に基づいて、コンバータ１の各相アームに含まれるトランジスタを制御するための制御信号を生成する。

【0110】

一方、常時インバータ給電モードが選択されている場合であって、停電検出信号ＰＦが活性化レベルの「Ｈ」レベルであるとき（商用交流電源６の停電時）には、ＰＷＭ回路３８は、コンバータ１の運転を停止する。また、常時バイパス給電モードが選択されている場合には、ＰＷＭ回路３８は、コンバータ１の運転を停止する。

【0111】

（双方向チョッパ制御部５６）
図１１は、双方向チョッパ制御部５６の構成例を示すブロック図である。図１１に示すように、双方向チョッパ制御部５６は、制御回路５６０，５６２を含んで構成される。

【0112】

制御回路５６０は、停電検出信号ＰＦが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源６の健全時）に活性化され、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、バッテリ電流ＩＢに基づいて、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒとなるように双方向チョッパ２を制御する。

【0113】

制御回路５６２は、停電検出信号ＰＦが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源６の停電時）に活性化され、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、バッテリ電流ＩＢに基づいて、直流電圧ＶＤＣが参照電圧生成回路５０から与えられる参照電圧ＶＤＣｒとなるように双方向チョッパ２を制御する。

【0114】

具体的には、制御回路５６２は、減算器４０，４２、電圧制御回路４１、電流制御回路４３、ＰＷＭ回路４４、およびゲート回路４５を含む。減算器４０は、参照電圧生成回路５０から与えられる参照電圧ＶＤＣｒと電圧検出器２２によって検出される直流電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣを求める。

【0115】

電圧制御回路４１は、電圧検出器２３によって検出されるバッテリ電圧ＶＢに基づいて、偏差ΔＶＤＣに応じたレベルの電流指令値ＩＢ＊を求める。電圧制御回路４１は、例えば偏差ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値ＩＢ＊を求める。

【0116】

減算器４２は、電圧制御回路４１により生成された電流指令値ＩＢ＊と電流検出器ＣＴ７の出力信号によって示されるバッテリ電流ＩＢとの偏差ΔＩＢ＝ＩＢ＊－ＩＢを求める。電流制御回路４３は、偏差ΔＩＢに基づいて電圧指令値Ｖ＊を生成する。電流制御回路４３は、例えば偏差ΔＩＢを比例演算または比例積分演算することにより電圧指令値Ｖ＊を求める。

【0117】

ＰＷＭ回路４４は、停電検出信号ＰＦが「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源６の健全時）に活性化され、電圧指令値Ｖ＊に基づいてＰＷＭ制御信号を生成する。ゲート回路４５は、ＰＷＭ制御信号に基づいて、双方向チョッパ２に含まれるトランジスタを制御するための制御信号を生成する。双方向チョッパ２は、バッテリＢ１の直流電力を直流母線Ｌｐ，Ｌｎを介してインバータ３に供給する。

【0118】

ＰＷＭ回路４４は、停電検出信号ＰＦが「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源６の健全時）に非活性化され、双方向チョッパ２のＰＷＭ制御を行わない。なお、商用交流電源６の健全時には、双方向チョッパ２は制御回路５６０によって制御され、バッテリＢ１に直流電力を蓄える。

【0119】

（インバータ制御部５７）
図１２は、インバータ制御部５７の構成例を示すブロック図である。図１２に示すように、インバータ制御部５７は、電圧指令生成回路６０と、制御回路６１と、ＰＷＭ回路６２と、ゲート回路６３とを含んで構成される。

【0120】

電圧指令生成回路６０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々のための電圧指令値を生成する。電圧指令値は正弦波信号である。正弦波の周波数は交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ２の周波数に対応する。

【0121】

制御回路６１は、電圧制御回路７１，７３と、減算器７２，７５Ｕ，７５Ｖ，７５Ｗと、切換回路７４と、電流制御回路７６と、加算器７７Ｕ，７７Ｖ，７７Ｗとを含む。電圧制御回路７１は、電圧指令生成回路６０からの電圧指令値に基づいて、電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を生成する。電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊はそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応付けられる。

【0122】

減算器７２は、参照電圧生成回路５０から与えられる参照電圧ＶＤＣｒと電圧検出器２２によって検出される直流電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ－ＶＤＣを求める。電圧制御回路７３は、偏差ΔＶＤＣに基づいて電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を生成する。電圧制御回路７３は、例えば偏差ΔＶＤＣを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を求める。

【0123】

切換回路７４は、モード設定部５９からのモード信号ＭＤに基づいて、電圧制御回路７１により生成される電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊、および電圧制御回路７３により生成される電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊のいずれか一方を選択して出力する。具体的には、常時インバータ給電モードが選択されている場合には、切換回路７４は、電圧制御回路７１により生成される電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を選択して出力する。常用バイパス給電モードが選択されている場合には、切換回路７４は、電圧制御回路７３により生成される電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を選択して出力する。

【0124】

減算器７５Ｕは、電流指令値Ｉｕ＊と電流検出器ＣＴ４によって検出される負荷電流Ｉｕとの偏差ΔＩｕ＝Ｉｕ＊－Ｉｕを算出する。減算器７５Ｖは、電流指令値Ｉｖ＊と電流検出器ＣＴ５によって検出される負荷電流Ｉｖとの偏差ΔＩｖ＝Ｉｖ＊－Ｉｖを算出する。減算器７５Ｗは、電流指令値Ｉｗ＊と電流検出器ＣＴ６によって検出される負荷電流Ｉｗとの偏差ΔＩｗ＝Ｉｗ＊－Ｉｗを算出する。

【0125】

電流制御回路７６は、偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗがいずれも０となるように、電圧指令値Ｖｕａ＊，Ｖｖａ＊，Ｖｗａ＊を生成する。電流制御回路７６は、例えば偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを比例制御または比例積分制御に従って増幅することにより電圧指令値Ｖｕａ＊，Ｖｖａ＊，Ｖｗａ＊を生成する。

【0126】

加算器７７Ｕは、電圧指令値Ｖｕａ＊と電圧検出器２４により検出される交流出力電圧Ｖｕとを加算して電圧指令値Ｖｕ＊を生成する。加算器７７Ｖは、電圧指令値Ｖｖ＊と電圧検出器２４により検出される交流出力電圧Ｖｖとを加算して電圧指令値Ｖｖ＊を生成する。加算器７７Ｗは、電圧指令値Ｖｗａ＊と電圧検出器２４により検出される交流出力電圧Ｖｗとを加算して電圧指令値Ｖｗ＊を生成する。

【0127】

ＰＷＭ回路６２は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、各相のためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲート回路６３は、各相のためのＰＷＭ制御信号に基づいて、インバータ３の各相アームに含まれるトランジスタを制御するための制御信号を生成する。

【0128】

＜効果＞
以上説明したように、本実施の形態に従う無停電電源装置において、直流母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣの目標値である参照電圧ＶＤＣｒは、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の各々が必要とする直流電圧ＶＤＣを満足するように設定される。これによると、コンバータ１、双方向チョッパ２およびインバータ３の安定した動作を確保しながら、直流電圧ＶＤＣ（すなわち参照電圧ＶＤＣｒ）を、コンバータ１が安定に出力することが可能な直流電圧ＶＤＣの最大値よりも低い値にすることができる。したがって、無停電電源装置の高い給電信頼性を維持しながら、コンバータ１、双方向チョッパ２、およびインバータ３に含まれるトランジスタのスイッチング損失を低減して無停電電源装置の効率を向上させることが可能となる。

【0129】

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0130】

１ コンバータ、２ 双方向チョッパ、３ インバータ、４ 操作部、５ 制御装置、６ 商用交流電源、７ バイパス交流電源、８ 負荷、１０ ＣＰＵ、１２ メモリ、１４ Ｉ／Ｏ回路、１６ バス、２１～２４ 電圧検出器、３０，６０ 電圧指令生成回路、３１，３４Ａ～３４Ｃ，４０，４２，７２，７５Ｕ～７５Ｗ，５３４，５４６ 減算器、３２ 直流電圧制御回路、３３Ａ～３３Ｃ，５２０ 乗算器、３５，４３，７６ 電流制御回路、３６Ａ～３６Ｃ，７７Ｕ～７７Ｗ，５２２ 加算器、３７ 正弦波発生回路、３８，４４，６２ ＰＷＭ回路、３９，４５，６３ ゲート回路、４１，７１，７３ 電圧制御回路、５０ 参照電圧生成回路、５１ 第１演算部、５２ 第２演算部、５３ 第３演算部、５４，５１２，５４２ 最大値演算部、５５ コンバータ制御部、５６ 双方向チョッパ制御部、５７ インバータ制御部、５８ 停電検出器、５９ モード設定部、６１，５６０，５６２ 制御回路、７４ 切換回路、５１０，５４０ 実効値演算部、５１４，５２４，５３８，５５０ 最低許容電圧生成部、５３６，５４８ 比較器、５４４ 最小値演算部、Ｃ１～Ｃ６，Ｃｄ コンデンサ、ＣＴ１～ＣＴ７ 電流検出器、Ｆ１，Ｆ２ 交流フィルタ、Ｌ１～Ｌ６ リアクトル、Ｌｐ 直流正母線、Ｌｎ 直流負母線。

【要約】

無停電電源装置は、コンバータ（１）と、双方向チョッパ（２）と、インバータ（３）と、制御装置（５）と、参照電圧生成回路（５０）とを備える。コンバータ（１）は、第１の交流電源（６）から供給される交流電力を直流電力に変換して直流母線（Ｌｐ，Ｌｎ）に供給する。双方向チョッパ（２）は、電力貯蔵装置（Ｂ１）と直流母線（Ｌｐ，Ｌｎ）との間に接続され、第１の交流電源（６）の停電時に、電力貯蔵装置（Ｂ１）からの直流電力を直流母線（Ｌｐ，Ｌｎ）に供給する。インバータ（３）は、直流母線（Ｌｐ，Ｌｎ）から受ける直流電力を交流電力に変換して負荷（８）に供給する。制御装置（５）は、直流母線（Ｌｐ，Ｌｎ）の直流電圧が参照電圧になるように、無停電電源装置の給電モードに応じてコンバータ（１）、双方向チョッパ（２）、およびインバータ（３）のいずれかを制御する。参照電圧生成回路（５０）は、コンバータ（１）、双方向チョッパ（２）、およびインバータ（３）の各々が必要とする直流電圧を満足するように参照電圧を生成する。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】