▶ パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッドの特許一覧
特表2022-530616能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2022-06-30
(54)【発明の名称】能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20220623BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2021562879
(86)(22)【出願日】2019-12-12
(85)【翻訳文提出日】2021-11-09
(86)【国際出願番号】 US2019065912
(87)【国際公開番号】W WO2020219116
(87)【国際公開日】2020-10-29
(31)【優先権主張番号】62/838,227
(32)【優先日】2019-04-24
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】501315784
【氏名又は名称】パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド
(74)【代理人】
【識別番号】100100181
【弁理士】
【氏名又は名称】阿部 正博
(72)【発明者】
【氏名】オデル アーサー ビー
(72)【発明者】
【氏名】ダヴンジャク ラジコ
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS01
5H730BB23
5H730CC01
5H730DD03
5H730DD42
5H730EE07
5H730EE13
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD21
5H730FD31
5H730FD41
5H730FG05
(57)【要約】
電力コンバーターのための制御装置（１００）。制御装置は、電力コンバーターの入力電圧（ＶＩＮ）を表す入力ライン電圧検出信号（１４９）を受信するように結合された制御回路を備える。制御回路は、電力コンバーターの出力を表す要求信号（１３５）に応答して制御信号を生成するように構成されている。制御信号は、入力ライン電圧検出信号（１４９）に応答してクランプスイッチ（１０８）のオン切り替えの後に電力スイッチ（ＳＩ）をオンに切り替えるための遅延期間を表す。制御回路は、クランプドライバを制御するためのクランプ駆動信号を更に生成し得、駆動回路が、電力コンバーターの入力から電力コンバーターの出力にエネルギーを伝達するように電力スイッチを制御するための駆動信号を生成するように構成されている。
【選択図】図１
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電力コンバーターにおける使用のために構成された制御装置であって、前記制御装置が、前記電力コンバーターの入力電圧を表す入力ライン電圧検出信号を受信するように結合された制御回路であって、前記制御回路が、前記電力コンバーターの出力を表す要求信号に応答して制御信号を生成するように構成されており、前記制御信号が、前記入力ライン電圧検出信号に応答した、クランプスイッチのオン切り替えの後に電力スイッチをオンに切り替えるための遅延期間を表し、前記制御回路が、クランプドライバを制御するためのクランプ駆動信号を生成するように更に構成された、前記制御回路と、
前記電力コンバーターの入力から前記電力コンバーターの前記出力にエネルギーを伝達するように前記電力スイッチを制御するための駆動信号を生成するように構成された駆動回路と、
を備える、制御装置。
【請求項2】
前記制御回路が、前記要求信号に応答して有効化信号を生成するように構成された有効化回路と、
前記有効化信号に応答して前記クランプスイッチをオンに切り替えるための前記クランプ駆動信号を生成するように構成された単安定マルチバイブレーターであって、前記単安定マルチバイブレーターが、第１の持続期間にわたってパルスを出力するように構成されており、前記第１の持続期間が、前記電力スイッチをオンに切り替えるという判定に応答して前記電力スイッチのオフ期間の終了付近から始まる、前記単安定マルチバイブレーターと、
を備える、
請求項１に記載の制御装置。
【請求項3】
前記制御回路が、前記単安定マルチバイブレーターに結合されたフリップフロップを更に備え、前記フリップフロップが、前記クランプ駆動信号に応答して第１の論理状態を生成するように構成された、請求項２に記載の制御装置。
【請求項4】
前記制御回路が、前記電力スイッチがオンに切り替えられる前に前記電力スイッチの寄生容量をエネルギー伝達要素に放電するために、クランプコンデンサに蓄積された電荷を前記エネルギー伝達要素に注入するように前記クランプドライバを制御するように更に構成された、請求項１に記載の制御装置。
【請求項5】
前記制御回路が、前記電力スイッチがオンに切り替えられる前に前記電力スイッチの寄生容量がエネルギー伝達要素に放電させられるための十分な期間を提供するために、前記電力スイッチのオン切り替えを遅延させるように構成された遅延回路を更に備える、請求項２に記載の制御装置。
【請求項6】
前記遅延回路が、第１の動作モード信号により制御される第１のスイッチと、
前記第１のスイッチに結合された第１の遅延回路であって、前記第１の遅延回路が、第１の遅延期間の後に前記制御信号を出力するように構成された、前記第１の遅延回路と、
第２の動作モード信号により制御される第２のスイッチと、
前記第２のスイッチに結合された第２の遅延回路であって、前記第２の遅延回路が、第２の遅延期間の後に前記制御信号を出力するように構成されており、前記第２の遅延期間が、前記第１の遅延期間より長い、前記第２の遅延回路と、
を備える、
請求項５に記載の制御装置。
【請求項7】
前記制御回路が、前記入力ライン電圧検出信号が連続伝導モード（ＣＣＭ）閾値未満であるか否かを判定するように構成された第１の比較器と、
前記入力ライン電圧検出信号が不連続伝導モード（ＤＣＭ）閾値より大きいか否かを判定するように構成された第２の比較器と、
前記第１の比較器の出力に結合されたセット入力を含むセット・リセット（ＳＲ）ラッチであって、前記ＳＲラッチが、前記第２の比較器の出力に結合されたリセット入力を含むように更に結合されており、前記ＳＲラッチが、前記第１の動作モード信号を出力するように構成されており、前記ＳＲラッチが、前記第２の動作モード信号を出力するように更に構成された、前記ＳＲラッチと、
を更に備える、
請求項６に記載の制御装置。
【請求項8】
前記第１の動作モード信号が、前記電力コンバーターのＤＣＭ動作を表す、請求項７に記載の制御装置。
【請求項9】
前記第２の動作モード信号が、前記電力コンバーターのＣＣＭ動作を表す、請求項７に記載の制御装置。
【請求項10】
電力コンバーターであって、前記電力コンバーターの入力と前記電力コンバーターの出力との間に結合されたエネルギー伝達要素と、
前記エネルギー伝達要素に結合された電力スイッチと、
前記エネルギー伝達要素と前記電力スイッチとに結合されたクランプドライバと、
前記クランプドライバと前記電力スイッチとに結合された一次制御装置と、
を備え、
前記一次制御装置が、
前記電力コンバーターの出力を表す要求信号に応答して制御信号を生成するように構成された制御回路であって、前記制御信号が、入力ライン電圧検出信号に応答して、クランプスイッチのオン切り替えの後に前記電力スイッチをオンに切り替えるための複数の動作モードのうちの１つを選択し、前記制御回路が、前記クランプドライバを制御するためにクランプ駆動信号を生成するように更に構成された、前記制御回路と、
前記電力コンバーターの前記入力から前記電力コンバーターの前記出力にエネルギーを伝達するように前記電力スイッチを制御するための駆動信号を生成するように構成された駆動回路と、
を備える、
電力コンバーター。
【請求項11】
前記クランプドライバが、前記クランプスイッチに結合されたクランプコンデンサを備え、前記クランプコンデンサが、前記クランプ駆動信号に応答して前記クランプスイッチを通して前記エネルギー伝達要素の一次巻線に注入される電荷を蓄積するように結合された、請求項１０に記載の電力コンバーター。
【請求項12】
前記エネルギー伝達要素が、前記クランプドライバと前記一次巻線との間の励磁インダクタンスと漏れインダクタンスとを更に備える、請求項１１に記載の電力コンバーター。
【請求項13】
前記複数の動作モードが、第１の動作モードと第２の動作モードとを含み、前記第１の動作モードが、連続伝導モード（ＣＣＭ）であり、前記第２の動作モードが、不連続伝導モード（ＤＣＭ）である、請求項１２に記載の電力コンバーター。
【請求項14】
前記エネルギー伝達要素の前記漏れインダクタンスが、前記クランプスイッチのオン切り替えに応答して、前記電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロまで低下させる、請求項１２に記載の電力コンバーター。
【請求項15】
前記エネルギー伝達要素の前記漏れインダクタンスと前記励磁インダクタンスとが、前記クランプスイッチのオン切り替えに応答して、前記電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロまで低下させる、請求項１２に記載の電力コンバーター。
【請求項16】
前記クランプドライバが、前記クランプ駆動信号を受信するように結合されたロー側ドライバであって、前記ロー側ドライバが、前記クランプスイッチのオン切り替えを通信するように構成された、前記ロー側ドライバと、
前記クランプスイッチに結合されたハイ側ドライバであって、前記ハイ側ドライバが、前記クランプスイッチを制御するためにクランプ有効化信号を生成するように構成された、前記ハイ側ドライバと、
前記ロー側ドライバと前記ハイ側ドライバとに結合された通信リンクと、
を備える、
請求項１１に記載の電力コンバーター。
【請求項17】
前記電力コンバーターが、前記電力コンバーターの前記出力を表すフィードバック信号に応答して前記要求信号を生成するように構成された二次制御装置を更に備える、請求項１１に記載の電力コンバーター。
【請求項18】
前記二次制御装置が、前記一次制御装置からガルバニック絶縁された、請求項１７に記載の電力コンバーター。
【請求項19】
前記制御回路が、前記要求信号に応答して有効化信号を生成するように構成された有効化回路と、
前記有効化信号に応答して前記クランプスイッチをオンに切り替えるための前記クランプ駆動信号を生成するように構成された単安定マルチバイブレーターであって、前記単安定マルチバイブレーターが、第１の持続期間にわたってパルスを出力するように更に構成されており、前記第１の持続期間が、前記電力スイッチをオンに切り替えるという判定に応答して前記電力スイッチのオフ期間の終了付近から始まる、前記単安定マルチバイブレーターと、
を備える、
請求項１０に記載の電力コンバーター。
【請求項20】
前記制御回路が、前記単安定マルチバイブレーターに結合されたフリップフロップを更に備え、前記フリップフロップが、前記クランプ駆動信号に応答して第１の論理状態を生成するように構成された、請求項１９に記載の電力コンバーター。
【請求項21】
前記制御回路が、前記電力スイッチがオンに切り替えられる前に前記電力スイッチの寄生容量が前記エネルギー伝達要素に放電させられるための十分な期間を提供するために、前記電力スイッチをオンに切り替えることを遅延させるように構成された遅延回路を更に備える、請求項２０に記載の電力コンバーター。
【請求項22】
前記遅延回路が、第１の動作モード信号により制御されるように構成された第１のスイッチと、
第１の遅延期間の後に前記制御信号を出力するように構成された第１の遅延回路と、
第２の動作モード信号により制御されるように結合された第２のスイッチと、
第２の遅延期間の後に前記制御信号を出力するように構成された第２の遅延回路であって、前記第２の遅延期間が、前記第１の遅延期間より長い、前記第２の遅延回路と、
を備える、
請求項２１に記載の電力コンバーター。
【請求項23】
前記制御回路が、前記入力ライン電圧検出信号が連続伝導モード（ＣＣＭ）閾値未満であるか否かを判定するように構成された第１の比較器と、
前記入力ライン電圧検出信号が不連続伝導モード（ＤＣＭ）閾値より大きいか否かを判定するように構成された第２の比較器と、
前記第１の比較器の出力に結合されたセット入力を含むセット・リセット（ＳＲ）ラッチであって、前記ＳＲラッチが、前記第２の比較器の出力に結合されたリセット入力を含むように更に結合されており、前記ＳＲラッチが、前記第１の動作モード信号を出力するように構成されており、前記ＳＲラッチが、前記第２の動作モード信号を出力するように更に構成された、前記ＳＲラッチと、
を更に備える、
請求項２２に記載の電力コンバーター。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
関連出願の相互参照
本出願は、２０１９年４月２４日に出願された米国仮特許出願第６２／８３８，２２７号の利益を主張し、同文献の内容が参照により全体として本明細書に組み込まれる。
本出願は、２０１９年４月２４日に出願された米国仮特許出願第６２／８３８，２２７号の利益を主張し、同文献の内容が参照により全体として本明細書に組み込まれる。
【0002】
本発明は、概して、電力コンバーターに関し、特に、可変周波数フライバック電力コンバーターのためのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）に関する。
【背景技術】
【0003】
電子デバイス（例えば、携帯電話、タブレット、ラップトップなど）は動作に電力を使用する。スイッチング式電源は、それらの高効率さ、小さいサイズ、および軽量さを理由として現在の多くの電子機器に給電するために一般的に使用されている。従来の壁のソケットは、高電圧の交流電流を提供する。スイッチング電源では、適切に調節された直流電流（ＤＣ：ｄｉｒｅｃｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）出力をエネルギー伝達要素を通して負荷に提供するために、高電圧の交流電流（ＡＣ：ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ）入力がスイッチング式電力コンバーターを使用して変換される。動作中、デューティサイクル（典型的には、総スイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比）を変化させること、スイッチング周波数を変えること、またはスイッチング式電力コンバーター内におけるスイッチの単位時間当たりのオン／オフパルス数を変化させることにより、所望の出力を提供するために、スイッチがオンとオフとに切り替えられる。
【0004】
フライバックコンバーターなどの電力コンバーターでは、一次電力スイッチがオフに切り替えられたとき、一次側における電流に対する経路が急激に遮断される。エネルギー伝達要素の励磁エネルギーに蓄積されたエネルギーは出力に伝達され得るが、漏れインダクタンスにおけるエネルギーは出力に伝達されることができない。蓄積されたエネルギーは主電力スイッチのドレイン対ソース静電容量に伝達される。ドレイン・ソース間にかかる電圧がデバイスの定格より高くなり得るので、これはデバイスに破壊的な影響をもたらし得る。従来のフライバックコンバーターは、例えばＲＣＤクランプといった受動クランプを使用し、この場合、漏れエネルギーがクランプコンデンサに捕捉され、エネルギーが抵抗器において消費される。この浪費されたエネルギーは、システムの全体効率を下げる。
【0005】
一次スイッチにおけるゼロ電圧スイッチングを実現するために漏れエネルギーを再利用する能動クランプ技法が提案されている。これはシステム全体の効率を高める。現在最も一般的に使用されているＺＶＳ技術は、一次側における能動クランプおよび共振ＬＣ二次出力巻線構造を使用する。この方法は優れた効率および信頼性の高いＺＶＳ動作をもたらすが、制御装置はバーストモードで動作させられる必要がある。バーストモードは、ループ速度およびシステムの安定性の注意深い最適化を必要とする複雑な制御技法である。これは、出力電圧が広範囲にわたって変化し得るアダプタにより特に困難を伴い得る（例えばＵＳＢＰＤ）。
【発明の概要】
【0006】
以下の図を参照しながら、本発明の非限定的かつ非網羅的な実施形態が説明され、異なる図の中の同様の参照符号は、別段の指定がない限り同様の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【0007】
【発明を実施するための形態】
【0008】
図面中の複数の図にわたり、対応する参照符号が対応するコンポーネントを示す。当業者は、図中の要素が簡潔かつ明確であるように描かれること、および、一定の縮尺で描かれるとは限らないことを理解する。例えば、図中の幾つかの要素の寸法は、本発明の様々な実施形態をより理解しやすくするために、他の要素より誇張される場合がある。更に、市販に適した実施形態において有用なまたは必要な、一般的だが良く理解される要素は、多くの場合、本発明に係るこれらの様々な実施形態の図が見づらくならないように、描かれない。
【0009】
ライン入力電圧に応答して不連続伝導動作モードから連続伝導動作モードに遷移し得る電力コンバーターの例が本明細書において説明されている。以下の説明では、本発明を十分に理解してもらうために、多くの特定の詳細事項が記載される。しかし、本発明を実施するために特定の詳細事項が使用されるとは限らないことが当業者に明らかである。他の例では、よく知られた材料または方法については、本発明が理解しにくくなるのを防ぐために、詳細には説明されていない。
【0010】
本明細書中での「一実施形態」、「実施形態」、「一例」、または「例」についての言及は、実施形態または例との関連で説明される特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。したがって、本明細書中の様々な場所における「一実施形態において」、「実施形態において」、「一例」、または「例」という表現の使用は、すべてが同じ実施形態または例に関連するとは限らない。更に、特定の特徴、構造、または特性が、１つまたは複数の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせ、および／または部分的組み合わせで組み合わされてもよい。特定の特徴、構造、または特性は、説明される機能を提供する集積回路、電子回路、結合論理回路、または他の適切なコンポーネントに含まれてもよい。加えて、本明細書とともに提供される図が当業者への説明を目的としていること、および図面が一定の縮尺で描かれるとは限らないことが理解される。
【0011】
フライバックコンバーターなどの電力コンバーターは、低いコンポーネントコストで低い出力電流を提供し得、他のコンバータートポロジーと比較すると比較的単純である。フライバックコンバーターは、過剰電圧がフライバックコンバーター内のコンポーネントを損傷させることを防ぐために能動クランプ回路を更に使用し得る。
【0012】
特に電力スイッチがトランジスタである場合、回路における電気抵抗および電力コンバーターによりスイッチングされる寄生容量に起因して、伝導損およびスイッチング損失が発生する。電力スイッチが電流を伝導するとき、回路の抵抗は回路を通る電流に伴って伝導損を生成する。スイッチング損失は概して、電力コンバーターの電力スイッチがオン状態とオフ状態との間を遷移している間に、またはその逆の間に発生する損失に関連している。一例において、オンである（または閉じている）スイッチが電流を伝導し得るのに対し、オフである（または開いている）スイッチは電流を伝導することができない。電力スイッチが開いているとき、スイッチにかかる電圧が寄生容量にエネルギーを蓄積する。電力スイッチが閉じたとき、寄生容量が放電し、電力スイッチの抵抗に、寄生容量に蓄積されたエネルギーを放散し、スイッチング損失をもたらす。更に、スイッチング損失は、電力スイッチがオンに切り替わる時点において電力スイッチにかかる非ゼロ電圧を伴うことにより、または、電力スイッチがオフに切り替わるときに電力スイッチを通る非ゼロ電流を伴うことによりもたらされ得る。能動的クランプ回路は、ゼロ電圧スイッチング技術の使用を通してスイッチング損失を低減するために使用され得る。
【0013】
電力コンバーターが軽負荷または無負荷状態において高効率を維持するために、電力コンバーター制御装置は、時間インターバル（バーストインターバルとも呼ばれる）にわたって電力スイッチをオンに切り替え、およびオフに切り替えること、およびその後のスイッチングの無いインターバルによりバーストモード動作を実現し得る。能動クランプを含むフライバックコンバーターに対して、幅広い出力電圧範囲または安定した定電流（ＣＣ：ｃｏｎｓｔａｎｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）動作を必要とする設計に対してループ速度および安定性およびリップルを最適化することは困難であり得る。バーストモードの複雑さを回避するために、本開示は、バーストモードまたはＬＣ出力巻線ネットワークの複雑さを必要とせずに、ゼロ電圧スイッチ（ＺＶＳ）に対する連続的可変周波数を提供するフライバックコンバーターおよび能動クランプを制御する電力コンバーター制御装置を示す。可変周波数は出力応答およびラインリジェクションに対して最適ループ応答に対して簡単に制御され得る。加えて、電力コンバーター制御装置は、入力ライン電圧を表すライン検出入力電圧に応答して不連続伝導モード（ＤＣＭ：ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）および連続伝導モード（ＣＣＭ：ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）において動作するか否かを判定し得る。一例において、より低い入力電圧においてＣＣＭにおいて動作するとき、電力スイッチの二乗平均平方根（ＲＭＳ：ｒｏｏｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）電流が小さくされて、電力コンバーターの効率を改善する。
【0014】
例示のために、図１は、本開示の教示による、クランプドライバ１０６、一次制御装置１３３、および二次制御装置１３７を含む例示的な電力コンバーター１００のブロック図を示す。電力コンバーター１００の示される例は、入力コンデンサＣＩＮ１０２、エネルギー伝達要素１１６、エネルギー伝達要素１１６の一次巻線１１８、エネルギー伝達要素１１６の二次巻線１２０、電力スイッチＳ１ １４５、クランプコンデンサＣＣＬ１０４、ダイオード１０７および１１５、クランプスイッチ１０８、出力コンデンサＣＯ１２２、入力戻り１２６、出力戻り１２５、同期整流器１２８、および検出回路１３１を含む。
【0015】
ロー側ドライバ１５０とハイ側ドライバ１５１とを含むクランプドライバ１０６が示されている。ロー側ドライバ１５０は、通信リンク１５２を通してハイ側ドライバを制御するように構成されている。ハイ側ドライバは、クランプスイッチ１０８を制御するためにクランプ有効化信号ＵＣＥ１６８を生成するように構成されている。
【0016】
二次制御装置１３７は、同期整流器１２８を制御するための二次駆動信号１３４、および要求信号ＵＲＥＱ１３５を生成するように構成されている。要求信号ＵＲＥＱ１３５は、電力スイッチＳ１ １４５を有効化するために一次制御装置に通信される。更に、二次制御装置１３７は、電力コンバーター１００の出力を表すフィードバック信号ＵＦＢ１３２を受信するように結合されている。
【0017】
制御回路１３９と駆動回路１４１とを備える一次制御装置１３３が示されている。制御回路１３９は、二次制御装置１３７からの要求信号ＵＲＥＱ１３５と、電力スイッチのスイッチ電流ＩＤ１４３を表す電流検出信号とを受信するように結合されている。制御回路１３９は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９に応答して制御信号ＵＣＴＲＬ１４２を生成するように構成されている。制御信号ＵＣＴＲＬ１４２は、クランプスイッチ１０８の切り替え後に電力スイッチＳ１ １４５をオンに切り替えるための遅延期間を表す。入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９は、電力コンバーター１００の入力電圧ＶＩＮ１０１を表す。更に説明されるように、制御信号ＵＣＴＲＬ１４２の遅延期間は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９に応答して選択される。駆動回路１４１は、制御信号ＵＣＴＲＬ１４２を受信するように、および、電力スイッチ１４５を制御するための駆動信号ＵＤ１４４を生成するように結合されている。駆動回路１４１は、電力スイッチ１４５のスイッチ電流ＩＤ１４３を表す電流検出信号を受信するように更に結合されている。駆動回路１４１は電力スイッチＳ１ １４５をオンに切り替えるように結合されており、および、スイッチ電流ＩＤ１４３が電流制限値（図示されていない）に達したことに応答して電力スイッチＳ１ １４５をオフに切り替えるように結合されている。
【0018】
エネルギー伝達要素１１６または独立したインダクタに関連した励磁インダクタンスおよび漏れインダクタンスを表し得る励磁インダクタンスＬＭＡＧ１１２、漏れインダクタンスＬＬＫ１１４が更に示されている。破線により、電力スイッチＳ１ １４５に結合する、および、エネルギー伝達要素１１６の内部における自然な静電容量、電力スイッチＳ１ １４５および／または独立したコンデンサの自然な内部静電容量を含み得るすべての静電容量を表すために寄生容量ＣＰ１４６が示されている。図１において、二次電流ＩＳ１２１、出力電圧ＶＯ１２３、出力電流ＩＯ１２７、出力量ＵＯ１３６、フィードバック信号ＵＦＢ１３２、クランプ電圧ＶＣＬ１０９、クランプ電流ＩＣＬ１１０、および漏れ電圧ＶＬ１１１も示されている。示される例において、電力コンバーター１００は、フライバックトポロジーを含むものとして示されている。電力コンバーターの他の知られたトポロジーおよび構成が、本開示の教示の恩恵を更に受け得ることが理解される。
【0019】
電力コンバーター１００は、未調節の入力電圧ＶＩＮ１０１から負荷１２４に出力電力を提供する。１つの実施形態において、入力電圧ＶＩＮ１０１は整流された、およびフィルタ処理されたＡＣライン電圧である。別の実施形態において、入力電圧ＶＩＮ１０１はＤＣ入力電圧である。エネルギー伝達要素１１６は入力電圧ＶＩＮ１０２を受信するように結合されている。幾つかの実施形態において、エネルギー伝達要素１１６は、結合インダクタ、変圧器、またはインダクタであり得る。例示的なエネルギー伝達要素１１６は、（巻き数をＮＰとした）一次巻線１１８と（巻き数をＮＳとした）二次巻線１２０との２つの巻線を含むように示されている。しかし、エネルギー伝達要素１１６は２つより多い巻線を含んでもよい。一次巻線１１８にかかる電圧は一次巻線１１８のドット付き端部に正極性をもつ一次電圧として示される。電力スイッチＳ１ １４５がオンであるとき、一次電圧は入力電圧ＶＩＮ１０２と漏れ電圧ＶＬ１１３５との負の和に実質的に等しく、すなわち、数学的には、ＶＰ＝－（ＶＩＮ＋ＶＬ）である。電力スイッチＳ１ １４５がオフであるとき、一次電圧は、二次巻線１２０の反射された出力電圧（ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ）に実質的に等しい。エネルギー伝達要素の一次巻線１１８は電力スイッチＳ１ １４５に更に結合されており、電力スイッチＳ１ １４５は入力戻り１２６に更に結合されている。
【0020】
動作中、一次制御装置１３３は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９に応答して第１の動作モードを特定する。入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９がＣＣＭ閾値未満であるとき、第１の動作モードが発生する。一例において、ＣＣＭ閾値は、１３０ボルトのレンジ（ｒａｎｇｅ）であり得る。電力スイッチＳ１ １４５が、オンに切り替えられた後、オフに切り替えられたとき、ドレイン・ソース電圧が、電力スイッチのオフ切り替え時におけるピーク電流および静電容量ＣＰ１４６により決定されたレートで上昇する。ダイオード１１５を通してクランプコンデンサＣＣＬ１０６のクランプ電圧ＶＣＬ１０９にクランプされるまで、ドレイン・ソース電圧が上昇し続ける。電力スイッチＳ１ １４５のオン切り替え前に、クランプスイッチ１０８がクランプドライバ１０６によりオンに切り替えられる。漏れインダクタンスＬＬＫ１１４および一次巻線１１８は、オン状態においてクランプスイッチ１０８を通してＣＣＬ１０４にかかるクランプコンデンサ電圧により充電される。クランプスイッチ１０８がオンに切り替えられたとき、電圧が漏れインダクタンスＬＬＫ１１４に印加され、これが、電力スイッチＳ１ １４５がオンであったときとは逆方向に通る電流が増加することをもたらす。指定された期間の後、クランプスイッチ１０８がオフに切り替えられる。クランプスイッチ１０８のオフ切り替えは、電力スイッチＳ１ １４５のドレイン・ソース電圧が実質的にゼロに低下することをもたらす。その期間中、クランプスイッチ１０８がオンであることにより充電されたエネルギーおよび漏れが放電される。ドレイン電圧が実質的に０ボルトに到達した後、電力スイッチＳ１ １４５がオンに切り替えられ得る。
【0021】
更に、一次制御装置１３３は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９に応答して第２の動作モードを特定し得る。入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ１４９がＤＣＭ閾値より大きいとき、第２の動作モードが発生する。一例において、ＤＣＭ閾値は１５０ボルトのレンジである。
【0022】
電力スイッチＳ１ １４５が、オンに切り替えられた後、オフに切り替えられたとき、ドレイン・ソース電圧が電力スイッチＳ１ １４５のオフ切り替え時におけるピーク電流および静電容量ＣＰ１４６により決定されたレートで上昇する。ダイオード１１５を通してクランプ電圧ＶＣＬ１０９にクランプされるまで、ドレイン・ソース電圧が上昇し続ける。電力スイッチＳ１ １４５のオン切り替え前に、クランプスイッチ１０８がクランプドライバ１０６によりオンに切り替えられる。クランプスイッチ１０８がオンに切り替えられたとき、電圧が漏れインダクタンスＬＬＫ１１４および励磁インダクタンスＬＭＡＧ１１２に印加され、これは、電力スイッチＳ１ １４５がオンであったときと比べて逆方向に通る電流が増加することをもたらす。指定された期間の後、クランプスイッチ１０８がオフに切り替えられる。クランプスイッチのオフ切り替えは、電力スイッチＳ１ １４５のドレイン・ソース電圧が実質的にゼロに低下することをもたらす。その期間中、クランプスイッチ１０８がオンであることにより充電された漏れおよび励磁エネルギーが放電される。これは、電力スイッチＳ１ １４５のドレイン・ソース間にかかる電圧が低下し、最終的にゼロに達することもたらす。このモードは典型的には、電力スイッチＳ１ １４５のドレインにおいて０ボルトに到達するために、より長い時間がかかり、これは、クランプスイッチ１０８のオフ切り替えと電力スイッチＳ１ １４５のオン切り替えとの間の遅延を増やすことにより第２の動作モードにより実現される。ドレイン電圧が実質的に０ボルトに到達した後、主スイッチがオンに切り替えられる。
【0023】
示されるように、漏れインダクタンスＬＬＫ１１４は、電力スイッチＳ１ １４５と一次巻線１１８との間に結合され得る。漏れインダクタンスＬＬＫ１１４は、エネルギー伝達要素１１６または独立したインダクタに関連した漏れインダクタンスを表し得る。結合されていない漏れインダクタンスＬＬＫ１１４にかかる電圧は、漏れ電圧ＶＬ１１１と表記され得る。
【0024】
一次巻線１１８と漏れインダクタンスＬＬＫ１１４とにまたがってクランプスイッチ１０８が結合されている。クランプドライバ１０６は、クランプ静電容量ＣＣＬ１０４に結合されている。クランプ静電容量ＣＣＬ１０４にかかる電圧はクランプ電圧ＶＣＬ１０９と表記されるとともに、クランプ回路における電流はクランプ電流ＩＣＬ１１０と表記されている。クランプスイッチ１０８が電力スイッチＳ１ １４５における最大電圧を制限し、（クランプドライバ１０６により生成された）クランプスイッチ１０８の制御が電力スイッチＳ１ １４５のゼロ電圧スイッチングを円滑化する。加えて、クランプスイッチ１０８と組み合わされたクランプドライバ１０６が、電力コンバーター１００におけるＲＭＳ電流を小さくし得る。特に、クランプ駆動信号ＵＣＤ１４７は、（トランジスタとして示される）クランプスイッチ１０８を駆動するハイ側ドライバ１５１において受信される。クランプスイッチ１０８は一次巻線１１８に電流を入力するためにオンに切り替わるように制御される。電力スイッチＳ１ １４５がオンに切り替わる前に、クランプスイッチ１０８が第１の持続期間にわたってオンに切り替えられる。言い換えると、電力スイッチＳ１ １４５がオフに切り替えられている持続期間の全体にわたって、クランプスイッチ１０８がオンに切り替えられるわけではない。電力スイッチＳ１ １４５のオフ期間の開始時に、または開始付近において、クランプスイッチ１０８は、電力コンバーター１００の漏れインダクタンスＬＬＫ１１４に関連した電荷を伝導する。結合されていない漏れインダクタンスＬＬＫ１１４からのこの電荷は、ダイオード１１５を通してクランプ静電容量ＣＣＬ１０４に伝達されて、蓄積される。電力コンバーター１００の漏れインダクタンスＬＬＫ１１４に関連した正味の電荷が伝達された後、ダイオード１１５は伝導を実質的に停止する。電力スイッチＳ１ １４５のオフ期間の終了付近まで、クランプスイッチ１０８はオフに留まる。電力スイッチがオンに切り替わらなければならないと判定された場合、クランプスイッチ１０８が第１の持続期間にわたってオンに切り替えられる。漏れインダクタンスＬＬＫ１１４に関連してクランプ静電容量ＣＣＬ１０４に以前に伝達された正味の電荷が一次巻線１１８に伝達されるように、クランプスイッチ１０８のトランジスタがオンに切り替えられる。したがって、漏れインダクタンスＬＬＫ１１４に関連したエネルギーは、放散されるのではなくシステムに返される。一例において、漏れインダクタンスＬＬＫ１１４は、エネルギー伝達要素１１６の漏れインダクタンスを表す。漏れエネルギーが放散されるのではなくリセットされ、電力コンバーターに戻されるように、クランプスイッチ１０８が制御される。
【0025】
二次巻線１２０は同期整流器１２８に結合されている。二次巻線１２０から出力された電流は、二次電流ＩＳ１２１として示されている。出力コンデンサＣＯ１２２は同期整流器１２８および出力戻り１２５に結合されるものとして示されている。電力コンバーター１００は出力量ＵＯ１３６として例示される出力を調節する回路を更に含む。概して、出力量ＵＯ１３６は、出力電圧ＶＯ１２３、および出力電流ＩＯ１２７、または２つの組み合わせであり得る。検出回路１３１は出力量ＵＯ１３６を検出するように、および、出力量ＵＯ１３６を表すフィードバック信号ＵＦＢ１３２を提供するように結合されている。
【0026】
示されるように、二次制御装置１３７はフィードバック信号ＵＦＢ１３２を受信するように、および、フィードバック信号ＵＦＢ１３２が調節閾値未満であるときに要求信号ＵＲＥＱ１３５を生成するように結合されている。要求信号ＵＲＥＱ１３５は、電力スイッチＳ１ １４５を有効化するために、通信リンクを通して一次制御装置１３３に送信される。一例において、一次制御装置１３３と二次制御装置１３７とは互いにガルバニック絶縁されている。通信リンクは磁気結合または光結合であり得る。
【0027】
一次制御装置１３３は、電流検出信号１６７を受信するように、および、駆動信号ＵＤ１４４とクランプ有効化信号ＵＣＥ１４７とを生成するように結合されている。電流検出信号１６７は、電力スイッチＳ１ １４５により受信されるスイッチ電流ＩＤ１４３を表し得、電圧信号または電流信号であり得る。加えて、一次制御装置１３３は、電力コンバーター１００の入力からエネルギー伝達要素１１６を通した電力コンバーター１００の出力へのエネルギーの伝達を制御するために、様々なスイッチングパラメータを制御するために、電力スイッチＳ１ １４５に駆動信号ＵＤ１４４を提供する。このようなパラメータの例は、スイッチング周波数（または周期）、デューティサイクル、電力スイッチＳ１ １４５のオン期間およびオフ期間、または、電力スイッチＳ１ １４５の単位時間当たりのパルス数を変えることを包含し得る。加えて、電力スイッチＳ１ １４５が固定のスイッチング周波数または可変スイッチング周波数をもつように、電力スイッチＳ１ １４５が制御され得る。可変スイッチング周波数制御の一例において、スイッチング周波数は、軽負荷または無負荷状態に対して小さくされ得る。以前は、クランプ回路が電力スイッチのオフ期間全体にわたってオンに切り替えられる従来の能動クランプ技術を使用して、より低いスイッチング周波数においてフライバックコンバーターに対してゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することは困難であった。
【0028】
電力スイッチＳ１ １４５が駆動信号ＵＤ１４４に応答して開けられ、および閉じられる。動作中、電力スイッチＳ１ １４５のスイッチングは、実質的に一定の出力電圧ＶＯ１２３、出力電流ＩＯ１２７、または２つの組み合わせを生成するために出力コンデンサＣＯ１２２によりフィルタ処理されるパルス動作する二次電流ＩＳ１２１を生成する。一例において、電力スイッチＳ１ １４５は、例えば金属－酸化物－半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ－ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ－ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といったトランジスタであり得る。別の例において、低電圧トランジスタが高電圧接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ：ｊｕｎｃｔｉｏｎ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に結合されるように、電力スイッチＳ１ １４５がカスコード構成を備え得る。一例において、ＪＦＥＴは、窒化ガリウム（ＧａＮ）または炭化ケイ素（ＳｉＣ）材料を含み得る。一次制御装置１３３、二次制御装置１３７、および電力スイッチ１４５は、モノリシック集積回路として実現されてもよく、または、ディスクリート型電気的コンポーネントを使用して実現されてもよく、または、ディスクリート型コンポーネントと集積型コンポーネントとの組み合わせを使用して実現されてもよい。
【0029】
図２は、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９、スイッチオフ期間ｔＯＦＦ２７０、スイッチング周期ＴＳ２７１、台形２７２、および三角形２７３を含む様々な制御モードに対する図１の電力スイッチＳ１ １４５を通る電流の図を示す。図２は、連続伝導モード（ＣＣＭ）と不連続伝導モード（ＤＣＭ）との両方における経時的な電力スイッチＳ１ １４５を通る電流の一般的な波形を示す。
【0030】
任意のスイッチング周期ＴＳ２７１中、電力スイッチＳ１ １４５は、出力量ＵＯ１３６を調節するために、一次制御装置１３３からの駆動信号ＵＤ１４４に応答して伝導し得る。スイッチング周期ＴＳ２７１は、２つの時間セクション、すなわち、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９およびスイッチオフ期間ｔＯＦＦ２７０に分けられ得る。スイッチオン期間ｔＯＮ２６９は、スイッチング周期ＴＳ２７１のうち、電力スイッチＳ１ １４５が伝導している部分を表す。スイッチオフ期間ｔＯＦＦ２７０は、スイッチング周期ＴＳ２７１の残りの部分、すなわち電力スイッチＳ１ １１０が伝導していないときを表す。図２の電流波形は２つの基本的な動作モードを示す。台形２７２がＣＣＭの特徴であるのに対し、三角形２７３はＤＣＭの特徴である。ＣＣＭ中に、電力スイッチＳ１ １４５を通る電流は、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９の開始の直後に実質的にゼロではなく、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９にわたって着実に増加する。ＤＣＭ中、電力スイッチＳ１ １４５を通る電流は、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９の開始時に実質的にゼロであり、スイッチオン期間ｔＯＮ２６９にわたってゼロから着実に増加する。
【0031】
図３は、本開示の実施形態による、図１において使用される制御回路の一例を示す。図３の制御回路３３９は図１の制御回路１３９の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素は、上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0032】
制御回路３３９は、有効化回路３０５、フリップフロップ３１５、３７５、セット・リセット（ＳＲ：ｓｅｔ－ｒｅｓｅｔ）ラッチ３３８、比較器３１７、３１９、遅延回路３６０、および単安定マルチバイブレーター３０７を含む。遅延回路３６０は、第１のスイッチ３５８、第２のスイッチ３５９、第１の遅延回路３６１、および第２の遅延回路３６２を備える。
【0033】
制御回路３３９は、電力スイッチをオンに切り替えるための遅延期間を表す制御信号ＵＣＴＲＬ３４２を選択し得る。遅延期間は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９に応答した電力コンバーターの動作モードに依存し、入力ライン電圧検出信号はライン入力電圧を表す。比較器３１７は反転入力における入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９と非反転入力におけるＣＣＭ閾値ＶＣＣＭ３６５とを受信するように結合されている。比較器３１７は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９がＣＣＭ閾値ＶＣＣＭ３６５未満であるとき、第１の状態をもつ出力を生成するように構成されており、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９がＣＣＭ閾値ＶＣＣＭ３６５以上であるとき、第２の状態を更に生成する。比較器３１７の出力はＳＲラッチ３３８のセット入力に結合されている。ＳＲラッチ３３８は、セット入力に応答して第１の動作モード信号ＵＭ１ ３６３の第１の状態を出力するように構成されている。図３の例において、第１の動作モード信号ＵＭ１ ３６３の第１の状態は論理ハイであり得る。第１の動作モードは電力コンバーターのＣＣＭ動作を表す。ＳＲラッチ３３８はＳＲラッチ３３８の反転出力において第２の動作モード信号ＵＭ２ ３６４を出力するように更に構成されている。図３の例では、第２の動作モード信号ＵＭ２ ３６４の第１の状態は論理ローであり得る。
【0034】
比較器３１９は、反転入力における入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９と非反転入力におけるＤＣＭ閾値ＶＤＣＭ３６６とを受信するように結合されている。比較器３１９は、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９がＤＣＭ閾値ＶＤＣＭ３６６より大きいとき、第１の出力を生成するように構成されており、入力ライン電圧検出信号ＵＬＳ３４９がＤＣＭ閾値ＶＤＣＭ３６６以下であるとき、第２の状態を更に生成する。比較器３１９の出力はＳＲラッチ３３８のリセット入力に結合されている。ＳＲラッチ３３８は、リセット入力に応答して第１の動作モード信号ＵＭ１ ３６４の第２の状態を出力するように構成されている。図３の例では、第１の動作モード信号ＵＭ１ ３６３の第２の状態は論理ローであり得る。ＳＲラッチ３３８は、ＳＲラッチ３３８の反転出力において第２の動作モード信号ＵＭ２ ３６４を出力するように更に構成されている。図３の例において、第２の動作モード信号ＵＭ２ ３６４の第２の第２の状態は論理ハイであり得る。第２の動作モードは電力コンバーターのＤＣＭ動作を表す。
【0035】
電力スイッチのオン切り替え前に、制御回路３３９はクランプスイッチをオンに切り替えて、クランプコンデンサを放電する。有効化回路３０５は要求信号ＵＲＥＱ１３５を受信するように結合されており、および有効化信号ＵＥＮ３７４を生成するように構成されている。要求信号ＵＲＥＱ３３７は電力スイッチをオンに切り替えるという判定を表す。単安定マルチバイブレーター３０７は有効化回路３０５に結合されている。単安定マルチバイブレーター３０７は第１の持続期間にわたってパルスを出力するように構成されており、第１の持続期間は、要求信号ＵＲＥＱ３３７を通した電力スイッチをオンに切り替えるという判定に応答して電力スイッチのオフ期間の終了付近から始まる。パルスはクランプ駆動信号ＵＣＤ３４７により表される。パルスの持続期間が終了した後、フリップフロップ３１５は、クランプ駆動信号ＵＣＤ３４７に応答して第１の論理状態を生成するように構成されている。フリップフロップ３１５の出力は、スイッチ３５８および３５９に結合されている。第１の動作モード信号ＵＭ１ ３５９によりスイッチ３５９が閉じられ、フリップフロップ３７５が第１の遅延回路３６１の出力によるクロックに基づいて動作する。第１の遅延回路３６１は制御信号ＵＣＴＲＬ３４２である第１の遅延を出力する。第２の動作モード信号ＵＭ２ ３６４によりスイッチ３５８が閉じられ、フリップフロップ３７５が第２の遅延回路３６２の出力によるクロックに基づいて動作する。第２の遅延回路３６２は制御信号ＵＣＴＲＬ３４２である第２の遅延を出力する。第２の遅延期間は第１の遅延より長い。一例において、第１の遅延期間は５０ｎｓのレンジであり得、第２の遅延期間は２００ｎｓからのレンジであり得る。第１の動作モードにおいて、第１の遅延期間は、電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロにするための漏れインダクタンスの期間を構成する。第２の動作モードにおいて、第２の遅延期間は、電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロにするための漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスの期間を構成する。
【0036】
図４Ａは、ドレイン・ソース電圧、クランプ電流、電力スイッチのスイッチ電流、二次電流、有効化信号、および駆動信号を示すタイミング図を示す。図４Ａに対して言及されている信号が図１の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0037】
第１のタイミング図はドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３を示す。第２のタイミング図はクランプ電流ＩＣＬ４１０を示す。第３のタイミング図はスイッチ電流ＩＤ４４３を示す。第４のタイミング図は二次電流ＩＳ４２１を示す。第５のタイミング図はクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を示す。第６のタイミング図は駆動信号ＵＤ４４４を示す。
【0038】
図４Ａの例では、電力コンバーターに対する動作モードは、三角形のスイッチ電流ＩＤ４４３により示される臨界伝導モード（ＣＲＭ：ｃｒｉｔｉｃａｌ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）である。ライン検出入力電圧がＣＣＭ閾値より高いがＤＣＭ閾値未満であるとき、ＣＲＭが発生し得る。幾つかの設計において、ＣＲＭは、図３において説明されているように第１の遅延回路または第２の遅延回路により生成された制御信号を使用することが可能である。ｔ１より前の時点において、電力スイッチがオンに切り替えられ、したがって、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロである。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３が上昇している。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ハイである。
【0039】
時点ｔ１において、駆動信号ＵＤ４４４が論理ローであることにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は、入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。クランプコンデンサは、クランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電される。エネルギー伝達要素に蓄積されたエネルギーは、二次電流ＩＳ４２１の線形に減少する波形により示されるように一次巻線から二次巻線に伝達される。ｔ１の後であってｔ２より前に、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が上昇し、入力電圧にクランプ電圧を加えたものに等しくなる。クランプコンデンサは、ゼロまで減衰するクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電を続ける。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローであり、したがって、スイッチ電流ＩＤ４４３もゼロである。
【0040】
時点ｔ２において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧に二次巻線の反射された出力電圧を加えたものまで低下する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロであり、クランプコンデンサがもはや充電されないことを示す。エネルギーが一次巻線により二次巻線に伝達されたので、スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は非ゼロ値であり、線形的な形態により減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。ｔ２からｔ３の間の期間、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は非ゼロ値であり、同期整流器が伝導していることを表すゼロの傾きを伴う。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は線形に減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0041】
時点ｔ３において、クランプドライバは、電力スイッチの切り替え前にクランプスイッチをオンに切り替えるクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を生成する。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はクランプ電圧に入力電圧を加えたものまで上昇する。エネルギーがエネルギー伝達要素の二次巻線に伝達されることに起因して、クランプ電流ＩＣＬ４１０の負極性により示されるように、クランプコンデンサが放電する。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。クランプスイッチの切り替えに起因して、二次電流ＩＳ４２１が増加し始める。電力スイッチがオフであるので、駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0042】
時点ｔ４において、クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８が論理ローに遷移する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロまで減少する。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は入力電圧に向かって低下する。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0043】
ｔ４から時点ｔ５の間の期間は、ｔＤＥＬ２により示されるように、図２において説明されている第２の遅延期間を表す。図２に関連して、第２の遅延期間はＴＢと表される。励磁インダクタンスおよび漏れインダクタンスがドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３をゼロまで低下させて、ゼロ電圧スイッチングを提供する。ＣＲＭに対する他の例では、漏れインダクタンスがドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３をゼロまで低下させて、電力スイッチのＺＶＳを提供し得る。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0044】
時点ｔ５において、遅延期間ｔＤＥＬ２の終了となる。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はゼロであり、駆動信号ＵＤ４４４が論理ハイに遷移することにより示されるように、電力スイッチがオンに切り替えられる。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３が線形に増加し始める。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。
【0045】
ｔ５の後であってｔ６より前の期間において、駆動信号ＵＤ４４４の論理ハイにより示されるように、電力スイッチがオンである。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は線形に増加する。一例において、スイッチ電流ＩＤ４４３が電流制限値（図示されていない）に達するまで、スイッチ電流ＩＤ４４３が上昇し続ける。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。
【0046】
時点ｔ６において、駆動信号ＵＤ４４４が論理ローであることにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が、入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。クランプコンデンサはクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電される。エネルギー伝達要素に蓄積されたエネルギーは、二次電流ＩＳ４２１の線形に増加する波形により示されるように、一次巻線から二次巻線に伝達される。ｔ１の後であってｔ２より前において、ドレイン・ソース電圧は入力電圧にクランプ電圧を加えたものに等しくなる。クランプコンデンサはゼロまで減衰するクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように依然として充電される。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローであり、したがって、スイッチ電流ＩＤ４４３もゼロである。
【0047】
図４Ｂは、ドレイン・ソース電圧、クランプ電流、電力スイッチのスイッチ電流、二次電流、クランプ有効化信号、および駆動信号を示すタイミング図を示す。図４Ｂに対して言及されている信号が図１の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0048】
第１のタイミング図はドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３を示す。第２のタイミング図はクランプ電流ＩＣＬ４１０を示す。第３のタイミング図はスイッチ電流ＩＤ４４３を示す。第４のタイミング図は二次電流ＩＳ４２１を示す。第５のタイミング図はクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を示す。第６のタイミング図は駆動信号ＵＤＲ４４４を示す。
【0049】
図４Ｂの例では、電力コンバーターに対する動作モードは、台形のスイッチ電流ＩＤ４４３により示されるＣＣＭである。ｔ１より前の時点において、電力スイッチがオンに切り替えられ、したがって、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロである。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３が上昇している。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ハイである。
【0050】
時点ｔ１において、駆動信号ＵＤ４４４が論理ローに遷移することにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。クランプコンデンサはクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電される。エネルギー伝達要素に蓄積されたエネルギーは、二次電流ＩＳ４２１の増加により示されるように一次巻線から二次巻線に伝達される。ｔ１の後であってｔ２より前において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は入力電圧にクランプ電圧を加えたものに等しくなる。クランプコンデンサは、ゼロまで減衰するクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電を続ける。エネルギーが一次巻線から二次巻線に伝達されることに伴って、二次電流ＩＳ４２１が増加する。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローであり、したがって、スイッチ電流ＩＤ４４３もゼロである。
【0051】
時点ｔ２において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は入力電圧に二次巻線の反射された出力電圧を加えたものまで低下する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロであり、クランプコンデンサがもはや充電されないことを示している。エネルギーが一次巻線により二次巻線に伝達されたので、スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は非ゼロ値であり、線形的な形態により減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤＲ４４４は論理ローである。ｔ２からｔ３の間の期間、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は非ゼロ値であり、同期整流器が伝導していることを表すゼロの傾きをもつ。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は線形に減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0052】
時点ｔ３において、クランプドライバは、電力スイッチの切り替え前にクランプスイッチをオンに切り替えるためのクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を生成する。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はクランプ電圧に入力電圧を加えたものまで上昇する。エネルギーがエネルギー伝達要素の一次巻線から二次巻線に伝達されることに起因して、クランプ電流ＩＣＬ４１０の負極性により示されるように、クランプコンデンサが放電する。二次電流ＩＳ４２１はゼロではなく、クランプコンデンサに蓄積されたエネルギーが二次側に伝達されることに起因してわずかに上昇する。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。電力スイッチがオフであるので、駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0053】
時点ｔ４において、クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８が論理ローに遷移する。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロまで急速に減衰する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。駆動信号ＵＤＲ４４４は論理ローである。
【0054】
ｔ４から時点ｔ５の間の期間は、図３において期間ＴＡとして示される、およびＴＤＥＬ１として示される、図２において説明されている第１の遅延期間を表す。漏れインダクタンスの放電は、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３をゼロまで低下させて、電力スイッチのＺＶＳを提供する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１はゼロに向かって減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0055】
時点ｔ５において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロであり、駆動信号ＵＤ４４４が論理ハイに遷移することにより示されるように、電力スイッチがオンに切り替えられる。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は線形に増加し始める。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。
【0056】
ｔ５の後であってｔ６より前の期間において、駆動信号ＵＤ４４４の論理ハイにより示されるように、電力スイッチがオンである。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は線形に上昇し続ける。一例において、スイッチ電流ＩＤ４４３が電流制限値（図示されていない）に達するまで、スイッチ電流ＩＤ４４３が上昇し続ける。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。
【0057】
時点ｔ６において、駆動信号ＵＤ４４４が論理ローに遷移することにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧まで上昇する。クランプコンデンサが、クランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電される。エネルギー伝達要素に蓄積されたエネルギーが、二次電流ＩＳ４２１の増加により示されるように一次巻線から二次巻線に伝達される。ｔ６の後、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。クランプコンデンサは、ゼロまで減衰するクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電を続ける。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローであり、したがって、スイッチ電流ＩＤ４４３もゼロである。
【0058】
図４Ｃは、ドレイン・ソース電圧、クランプ電流、電力スイッチのスイッチ電流、二次電流、クランプ有効化信号、および駆動信号を示すタイミング図を示す。図４Ｃに対して言及されている信号が図１の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0059】
第１のタイミング図はドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３を示す。第２のタイミング図はクランプ電流ＩＣＬ４１０を示す。第３のタイミング図はスイッチ電流ＩＤ４４３を示す。第４のタイミング図は二次電流ＩＳ４２１を示す。第５のタイミング図はクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を示す。第６のタイミング図は駆動信号ＵＤ４４４を示す。
【0060】
図４Ｃの例では、電力コンバーターに対する動作モードは三角形のスイッチ電流ＩＤ４４３により示されるＤＣＭである。ｔ１より前の時点において、電力スイッチがオンに切り替えられ、したがって、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロである。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は増加する。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ハイである。
【0061】
時点ｔ１において、駆動信号ＵＤ４４４が論理ローであることにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧まで上昇する。クランプコンデンサがクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電される。エネルギー伝達要素に蓄積されたエネルギーが、二次電流ＩＳ４２１の急速な増加により示されるように、一次巻線から二次巻線に伝達される。ｔ１の後であってｔ２より前に、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。クランプコンデンサは、ゼロまで減衰するクランプ電流ＩＣＬ４１０により示されるように充電を続ける。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローであり、したがって、スイッチ電流ＩＤ４４３もゼロである。
【0062】
時点ｔ２において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は入力電圧に二次巻線の反射された出力電圧を加えたものまで低下する。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロであり、クランプコンデンサがもはや充電されないことを示している。エネルギーが一次巻線から二次巻線に伝達されたので、スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は非ゼロ値であり、線形的に減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。ｔ２からｔ３の間の期間において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３は非ゼロ値であり、同期整流器が伝導していることを表すゼロの傾きをもつ。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。二次電流ＩＳ４２１は線形に減少する。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0063】
時点ｔ３において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ３４３が、一次巻線および二次巻線からのエネルギー伝達の完了によりもたらされて振動し初め、結果として二次電流ＩＳ４２１はゼロである。振動は、漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスならびに電力スイッチの共振静電容量により形成された共振タンクによりもたらされる。時点ｔ４において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はピーク値となり、クランプドライバが、電力スイッチの切り替え前にクランプスイッチをオンに切り替えるためのクランプ有効化信号ＵＣＥ４６８を生成し、これが、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３が入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで再度上昇することをもたらす。エネルギーがクランプコンデンサから一次巻線を通してエネルギー伝達要素の二次巻線に伝達されることに起因して、クランプコンデンサが、クランプ電流ＩＣＬ４１０の負極性により示されるように放電する。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。クランプスイッチのオン切り替えに起因して、二次電流ＩＳ４２１が増加し始め、これは、クランプコンデンサからの蓄積されたエネルギーが一次巻線を通して二次巻線に伝達されることを示す。電力スイッチがオフであるので、駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0064】
時点ｔ５において、クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８が論理ローに遷移する。クランプ電流ＩＣＬ４１０がゼロまで減少する。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロに向かって低下する。駆動信号ＵＤＲ４４４は論理ローである。
【0065】
ｔ５から時点ｔ６前の間の期間は、ｔＤＥＬ１により示されるように図２において説明されている遅延期間を表す。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロに向かって低下するが、漏れインダクタンスが一時的にわずかな上昇をもたらす。ＤＣＭ動作の場合、漏れインダクタンスと励磁インダクタンスとがドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３をゼロまで低下させて、ゼロ電圧スイッチングを提供し得る。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３はゼロである。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。
【0066】
時点ｔ６において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３がゼロであり、駆動信号ＵＤ４４４が論理ハイに遷移することにより示されるように、電力スイッチがオンに切り替えられる。クランプ電流ＩＣＬ４１０はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は線形に増加し始める。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８は論理ローである。
【0067】
ｔ６の後であってｔ７より前の期間において、駆動信号ＵＤ４４４の論理ハイにより示されるように、電力スイッチがオンである。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ４５３はゼロである。スイッチ電流ＩＤ４４３は線形に増加する。一例において、スイッチ電流が電流制限値（図示されていない）に達するまで、スイッチ電流が上昇し続ける。二次電流ＩＳ４２１はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ４６８はゼロである。
【0068】
時点ｔ７において、電力スイッチがオフに切り替えられ、挙動は前述の時点ｔ１の後と同じである。
【0069】
図５Ａは、本開示の実施形態による、例えば、ドレイン電圧、有効化信号、および駆動信号といった電力コンバーターの信号を示すタイミング図の例を示す。図５Ａに対して言及されている信号が前述の図からの信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0070】
第１のタイミング図はドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３である。第２のタイミング図はクランプ有効化信号ＵＣＥ５６８である。第３のタイミング図は駆動信号ＵＤ５４４である。電力コンバーターの動作はＣＲＭであるが、ＣＣＭであってもよい。上述のように、ライン検出入力電圧がＣＣＭ閾値より高いがＤＣＭ閾値未満であるとき、ＣＲＭが発生し得る。幾つかの設計において、ＣＲＭは第１の遅延回路または第２の遅延回路により生成された制御信号を使用することが可能である。
【0071】
ｔ１より前の時点において、駆動信号ＵＤ５４４が論理ハイであり、これは、電力スイッチがオンに切り替えられることを示す。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローである。時点ｔ１において、駆動信号ＵＤ５４４が論理ローに遷移し、これは、電力スイッチがオフに切り替えられることを示す。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧まで上昇する。時点ｔ１の後であってｔ２より前に、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３がクランプ電圧に入力電圧を加えたものまで上昇する。時点ｔ２において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧に二次巻線の反射された出力電圧を加えたものまで低下する。時点ｔ３において、クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ハイに遷移する。クランプスイッチがオンに切り替えられるので、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はクランプ電圧まで上昇する。ｔ３の後であってｔ４より前の期間において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は低下し始める。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ハイである。駆動信号ＵＤ５４４は論理ローである。
【0072】
時点ｔ４において、クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローに遷移する。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロに向かって低下する。時点ｔ４の後であってｔ５の前は、電力スイッチのオン切り替え前に制御信号として生成される第１の遅延期間ｔＤＥＬ１を表す。時点ｔ５において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロである。駆動信号ＵＤ５４４は論理ハイに遷移する。ｔ５の後であってｔ６より前の期間において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロである。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８はゼロである。駆動信号ＵＤ５４４は論理ハイである。時点ｔ６において、駆動信号ＵＤＲ５４４は論理ローに遷移し、これは、電力スイッチがオフに切り替えられることを示す。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧まで上昇する。時点ｔ６の後であってｔ７より前に、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はクランプ電圧に入力電圧を加えたものまで上昇する。時点ｔ７において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧に二次巻線の反射された出力電圧を加えたものまで低下する。
【0073】
図５Ｂは、本開示の実施形態による、例えば、ドレイン電圧、有効化信号、および駆動信号といった、電力コンバーターの信号を示すタイミング図の例を示す。図５Ｂに対して言及されている信号が前述の図からの信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0074】
電力コンバーターはＤＣＭにおいて動作している。第１のタイミング図はドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３である。第２のタイミング図はクランプ有効化信号ＵＣＥ５６８である。第３のタイミング図は駆動信号ＵＤ５４４である。
【0075】
ｔ５より前の時点において、電力スイッチがオンに切り替えられ、したがって、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３がゼロである。駆動信号ＵＤ５４４は論理ハイである。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローである。
【0076】
時点ｔ５において、駆動信号ＵＤＲ５４４が論理ローであることにより示されるように、電力スイッチがオフに切り替えられる。結果として、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧まで上昇する。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローである。ｔ５の後であってｔ６より前に、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は入力電圧にクランプ電圧を加えたものまで上昇する。その後、ドレイン・ソース電圧が、一次巻線から二次巻線へのエネルギー伝達の完了によりもたらされて振動し始める。振動は漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスならびに電力スイッチの共振静電容量により形成された共振タンクによりもたらされる。駆動信号ＵＤ４４４は論理ローである。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローである。
【0077】
時点ｔ６において、クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ハイになる。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３は、クランプコンデンサおよび入力電圧によりクランプされる。時点ｔ７において、クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は論理ローになる。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロに向かって低下する。時点ｔ７の後であってｔ８の前は、電力スイッチのオン切り替え前に制御信号として生成される遅延ｔＤＥＬ２を表す。時点ｔ８において、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロである。駆動信号ＵＤ５４４は論理ハイに遷移する。時点ｔ８において、電力スイッチがオンに切り替えられ、したがって、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３はゼロである。駆動信号ＵＤＲ５４４は時点ｔ９まで論理ハイである。クランプ有効化信号ＵＣＥ５６８は時点ｔ９まで論理ローである。時点ｔ９において、駆動信号ＵＤＲ５４４が論理ローになり、電力スイッチがオフに切り替えられ、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ５５３が上昇し始める。
【0078】
図６Ａは、本開示の実施形態による、電力スイッチのドレイン電圧の例示的なタイミング図を示す。図６Ａに対して言及されている信号が前述の図の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0079】
図６Ａにおいて、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３は、電力コンバーターがＣＣＭにおいて動作していることを表している。時点ｔ１から時点ｔ２により表された遅延期間ｔＤＥＬ１は、クランプスイッチがオフに切り替わることと電力スイッチがオンに切り替わることとの間の遅延である。上述のように、漏れインダクタンスからのエネルギーだけが、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３をゼロにするために使用され得る。時点ｔ２の後、漏れインダクタンスおよび電力スイッチの共振静電容量の共振タンクによりもたらされるように、電力スイッチがオンに切り替わらない場合、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳの破線が急激に上昇する。
【0080】
図６Ｂは、本開示の実施形態による、電力スイッチのドレイン電圧の別の例示的なタイミングを示す。図６Ｂに対して言及されている信号が前述の図の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0081】
ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３は、電力コンバーターがＤＣＭにおいて動作していることを表している。時点ｔ１から時点ｔ２により表された遅延期間ｔＤＥＬ２は、クランプスイッチがオフに切り替わることと電力スイッチがオンに切り替わることとの間の遅延を表す。第２の遅延期間ｔＤＥＬ２は、図６ＡにおけるｔＤＥＬ１における第１の遅延期間より長い。漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスからのエネルギーは、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３をゼロにするために使用され得る。時点ｔ２後、漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスならびに電力スイッチの共振静電容量を備える共振タンキングによりもたらされるように、電力スイッチがオンに切り替わらない場合、ドレイン・ソース電圧の破線が急激に上昇する。
【0082】
図６Ｃは、本開示の実施形態による、電力スイッチのドレイン電圧のタイミング図の別の例を示す。図６Ｃに対して言及されている信号が前述の図の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0083】
ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３は電力コンバーターがＤＣＭにおいて動作していることを表している。時点ｔ１から時点ｔ２により表された遅延期間ｔＤＥＬ２は、クランプスイッチがオフに切り替わることと電力スイッチがオンに切り替わることとの間の遅延を表す。ｔ１の前に、ドレイン・ソースＶＤＳ６５３の振動は、漏れインダクタンスおよび出力静電容量の共振タンクによりもたらされる伝導の二次側の終了を表す。期間ｔＤＥＬ３は、電力スイッチをオンに切り替える前の期間を表す。漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスからのエネルギーが、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３をゼロにするために使用され得る。ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ６５３を低下させるために励磁インダクタンスを使用することの利点は、同期整流器のドレイン・ソース電圧の最小のオーバーシュートを可能にする。
【0084】
図７は、本開示の実施形態による、電力スイッチのドレイン電圧のタイミング図を示す。図７に対して言及されている信号が前述の図の信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0085】
タイミング図は、電力スイッチがオフに切り替えられたとき、クランプ電圧ＶＣＬ７０９に入力電圧ＶＩＮ７０１を加えたものに等しい電圧ＶＣＬ１ ７１０まで上昇し、ｔ２においてゼロに達するドレイン・ソース電圧ＶＤＳ７５３を示す。時点ｔ１において、クランプスイッチがオフに切り替わったとき、漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーがＶＣＬに対してＬＬＫＩ＾２である。クランプスイッチのオフ切り替えは、共振コンデンサへの電流をもたらし、クランプ電圧に対して負に充電し始める。用途に応じて、電力スイッチのピーク電流が規定される。電力スイッチのピーク電流が規定されたとき、および、クランプコンデンサを充電するエネルギー量が特定され得、および、ＺＶＳを実現するための漏れインダクタンスが、ＬＬＫ＝（ＣＲＥＳ＊ＶＣＬ１２）／（０．６５＊ＩＬＩＭＰＫ）２により規定され得る。コンデンサＣＲＥＳは電力スイッチの静電容量であり、ＩＬＩＭＰＫはスイッチのピーク電流である。ｔ１からｔ２までの期間はＺＶＳが発生するための期間を表し、漏れインダクタンスおよび共振静電容量により形成された共振周期の関数であり、リングＶＴＯＴＡＬの理論的なクランプされていない電圧振幅は、
により規定され得る。
【数1】
【0086】
時点ｔ３において、電力スイッチがオンに切り替えられていない場合、漏れインダクタンスおよび電力スイッチの出力静電容量により形成された共振タンクが、ドレイン・ソース電圧が急速に上昇することをもたらし得る。
【0087】
図８は、本開示の実施形態による、同期整流器スイッチのドレイン電圧および電力スイッチのドレイン電圧のタイミング図を示す。図８に対して言及されている信号が前述の図において言及された信号の一例であり得ること、および、以下で参照される同様に命名された、および番号付けされた要素が上述のものと同様に結合されており、上述のものと同様に機能することが理解される。
【0088】
第１のタイミング図は同期整流器のドレイン・ソース電圧ＶＳＲ８５５を示す。第２のタイミング図は電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３を示す。同期整流器のドレイン・ソース電圧ＶＳＲ８５５、および、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３は互いの反射（ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ）であり得る。言い換えると、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３がゼロであるとき、同期整流器のドレイン・ソース電圧ＶＳＲ８５５は正である。電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３が正であるとき、同期整流器のドレイン・ソース電圧ＶＳＲ８５５はゼロである。
【0089】
図８において、電力コンバーターの動作はＤＣＭである。時点ｔ１において、同期整流器スイッチがオンにスイッチングされるので、同期整流器のドレイン・ソース電圧ＶＳＲ８５５はゼロであるのに対し、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３は、電力スイッチがオフであるとき入力電圧にクランプ電圧を加えたものである。電力スイッチの切り替え前に、クランプスイッチは、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３をゼロにすることを可能にされる。したがって、エネルギーが漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスに蓄積される。クランプスイッチがオフに切り替えられたとき、漏れインダクタンスが、入力電圧にクランプ電圧を加えたものから、電圧の小さい振動により表された励磁インダクタンスにクランプされたより低い値まで、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３を低下させる。励磁インダクタンスの放電は、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３をゼロまで低下させるように続く。電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３の破線は、電力スイッチがオンに切り替えられなかった場合、ドレイン・ソース電圧ＶＤＳ８５３が振動することをもたらす共振タンクを表す。
【0090】
時点ｔ２において、電力スイッチのドレイン・ソース電圧ＶＤＳ９５３がゼロであるとき、電力スイッチがオンに切り替えられ、これが、同期整流器の最小のオーバーシュートを提供する。
【0091】
本発明に関して示される例についての上述の説明は、要約で説明される事項を含め、網羅的であることを意図したものではなく、開示される形態そのものへの限定であることを意図したものでもない。本発明の特定の実施形態および例が本明細書において例示を目的として説明されるが、本発明のより広い趣旨および範囲から逸脱することなく様々な同等な変更が可能である。実際、具体的で例示的な電圧、電流、周波数、出力範囲値、時間などが説明のために提示されること、および、本発明の教示による他の実施形態および例において他の値が使用されてもよいことが理解される。
【0092】
本発明は請求項において規定されるが、本発明が代替的に以下の例により規定され得ることが理解されなければならない。
【0093】
例１：電力コンバーターにおける使用のために構成された制御装置であって、制御装置が、電力コンバーターの入力電圧を表す入力ライン電圧検出信号を受信するように結合された制御回路であって、制御回路が、電力コンバーターの出力を表す要求信号に応答して制御信号を生成するように構成されており、制御信号が、入力ライン電圧検出信号に応答した、クランプスイッチのオン切り替えの後に電力スイッチをオンに切り替えるための遅延期間を表し、制御回路が、クランプドライバを制御するためのクランプ駆動信号を生成するように更に構成された、制御回路と、電力コンバーターの入力から電力コンバーターの出力にエネルギーを伝達するように電力スイッチを制御するための駆動信号を生成するように構成された駆動回路とを備える、制御装置。
【0094】
例２：制御回路が、要求信号に応答して有効化信号を生成するように構成された有効化回路と、有効化信号に応答してクランプスイッチをオンに切り替えるためのクランプ駆動信号を生成するように構成された単安定マルチバイブレーターであって、単安定マルチバイブレーターが、第１の持続期間にわたってパルスを出力するように構成されており、第１の持続期間が、電力スイッチをオンに切り替えるという判定に応答して電力スイッチのオフ期間の終了付近から始まる、単安定マルチバイブレーターとを備える、例１に記載の制御装置。
【0095】
例３：制御回路が、単安定マルチバイブレーターに結合されたフリップフロップを更に備え、フリップフロップが、クランプ駆動信号に応答して第１の論理状態を生成するように構成された、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0096】
例４：制御回路が、電力スイッチがオンに切り替えられる前に電力スイッチの寄生容量をエネルギー伝達要素に放電するために、クランプコンデンサに蓄積された電荷をエネルギー伝達要素に注入するようにクランプドライバを制御するように更に構成された、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0097】
例５：制御回路が、電力スイッチがオンに切り替えられる前に電力スイッチの寄生容量がエネルギー伝達要素に放電させられるための十分な期間を提供するために、電力スイッチのオン切り替えを遅延させるように構成された遅延回路を更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0098】
例６：遅延回路が、第１の動作モード信号により制御される第１のスイッチと、第１のスイッチに結合された第１の遅延回路であって、第１の遅延回路が、第１の遅延期間の後に制御信号を出力するように構成された、第１の遅延回路と、第２の動作モード信号により制御される第２のスイッチと、第２のスイッチに結合された第２の遅延回路であって、第２の遅延回路が、第２の遅延期間の後に制御信号を出力するように構成されており、第２の遅延期間が、第１の遅延期間より長い、第２の遅延回路とを備える、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0099】
例７：制御回路が、入力ライン電圧検出信号が連続伝導モード（ＣＣＭ）閾値未満であるか否かを判定するように構成された第１の比較器と、入力ライン電圧検出信号が不連続伝導モード（ＤＣＭ）閾値より大きいか否かを判定するように構成された第２の比較器と、第１の比較器の出力に結合されたセット入力を含むセット・リセット（ＳＲ）ラッチであって、ＳＲラッチが、第２の比較器の出力に結合されたリセット入力を含むように更に結合されており、ＳＲラッチが、第１の動作モード信号を出力するように構成されており、ＳＲラッチが、第２の動作モード信号を出力するように更に構成された、ＳＲラッチとを更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0100】
例８：第１の動作モード信号が、電力コンバーターのＤＣＭ動作を表す、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0101】
例９：第２の動作モード信号が、電力コンバーターのＣＣＭ動作を表す、前述の例のいずれか１つに記載の制御装置。
【0102】
例１０：電力コンバーターであって、電力コンバーターの入力と電力コンバーターの出力との間に結合されたエネルギー伝達要素と、エネルギー伝達要素に結合された電力スイッチと、エネルギー伝達要素と電力スイッチとに結合されたクランプドライバと、クランプドライバと電力スイッチとに結合された一次制御装置とを備え、一次制御装置が、電力コンバーターの出力を表す要求信号に応答して制御信号を生成するように構成された制御回路であって、制御信号が、入力ライン電圧検出信号に応答して、クランプスイッチのオン切り替えの後に電力スイッチをオンに切り替えるための複数の動作モードのうちの１つを選択し、制御回路が、クランプドライバを制御するためのクランプ駆動信号を生成するように更に構成された、制御回路と、電力コンバーターの入力から電力コンバーターの出力にエネルギーを伝達するように電力スイッチを制御するための駆動信号を生成するように構成された駆動回路とを備える、電力コンバーター。
【0103】
例１１：クランプドライバが、クランプスイッチに結合されたクランプコンデンサを備え、クランプコンデンサが、クランプ駆動信号に応答してクランプスイッチを通してエネルギー伝達要素の一次巻線に注入される電荷を蓄積するように結合された、例１０に記載の電力コンバーター。
【0104】
例１２：エネルギー伝達要素が、クランプドライバと一次巻線との間の励磁インダクタンスと漏れインダクタンスとを更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0105】
例１３：複数の動作モードが、第１の動作モードと第２の動作モードとを含み、第１の動作モードが、連続伝導モード（ＣＣＭ）であり、第２の動作モードが、不連続伝導モード（ＤＣＭ）である、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0106】
例１４：エネルギー伝達要素の漏れインダクタンスが、クランプスイッチのオン切り替えに応答して、電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロまで低下させる、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0107】
例１５：エネルギー伝達要素の漏れインダクタンスと励磁インダクタンスとが、クランプスイッチのオン切り替えに応答して、電力スイッチのドレイン・ソース電圧を実質的にゼロまで低下させる、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0108】
例１６：クランプドライバが、クランプ駆動信号を受信するように結合されたロー側ドライバであって、ロー側ドライバが、クランプスイッチのオン切り替えを通信するように構成された、ロー側ドライバと、クランプスイッチに結合されたハイ側ドライバであって、ハイ側ドライバが、クランプスイッチを制御するためにクランプ有効化信号を生成するように構成された、ハイ側ドライバと、ロー側ドライバとハイ側ドライバとに結合された通信リンクとを備える、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0109】
例１７：電力コンバーターが、電力コンバーターの出力を表すフィードバック信号に応答して要求信号を生成するように構成された二次制御装置を更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0110】
例１８：二次制御装置が、一次制御装置からガルバニック絶縁された、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0111】
例１９：有効化回路が、要求信号に応答して有効化信号を生成するように構成されており、単安定マルチバイブレーターが、有効化信号に応答してクランプスイッチをオンに切り替えるためのクランプ駆動信号を生成するように構成されており、単安定マルチバイブレーターが、第１の持続期間にわたってパルスを出力するように更に構成されており、第１の持続期間が、電力スイッチをオンに切り替えるという判定に応答して電力スイッチのオフ期間の終了付近から始まる、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0112】
例２０：制御回路が、単安定マルチバイブレーターに結合されたフリップフロップを更に備え、フリップフロップが、クランプ駆動信号に応答して第１の論理状態を生成するように構成された、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0113】
例２１：制御回路が、電力スイッチがオンに切り替えられる前に電力スイッチの寄生容量がエネルギー伝達要素に放電させられるための十分な期間を提供するために、電力スイッチをオンに切り替えることを遅延させるように構成された遅延回路を更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0114】
例２２：遅延回路が、第１の動作モード信号により制御されるように構成された第１のスイッチと、第１の遅延期間の後に制御信号を出力するように構成された第１の遅延回路と、第２の動作モード信号により制御されるように結合された第２のスイッチと、第２の遅延期間の後に制御信号を出力するように構成された第２の遅延回路とを備え、第２の遅延期間が、第１の遅延期間より長い、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【0115】
例２３：制御回路が、入力ライン電圧検出信号が連続伝導モード（ＣＣＭ）閾値未満であるか否かを判定するように構成された第１の比較器と、入力ライン電圧検出信号が不連続伝導モード（ＤＣＭ）閾値より大きいか否かを判定するように構成された第２の比較器と、第１の比較器の出力に結合されたセット入力を含むセット・リセット（ＳＲ）ラッチであって、ＳＲラッチが、第２の比較器の出力に結合されたリセット入力を含むように更に結合されており、ＳＲラッチが、第１の動作モード信号を出力するように構成されており、ＳＲラッチが、第２の動作モード信号を出力するように更に構成されている、ＳＲラッチとを更に備える、前述の例のいずれか１つに記載の電力コンバーター。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4A】
【図4B】
【図4C】
【図5A】
【図5B】
【図6A】
【図6B】
【図6C】
【図7】
【図8】
【国際調査報告】