▶ ▲広▼▲東▼美的白色家▲電▼技▲術▼▲創▼新中心有限公司の特許一覧 ▶ 美的集団股▲フン▼有限公司の特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2022-07-27
(54)【発明の名称】力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20220720BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 Q
H02M7/12 T
【審査請求】有
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2021568367
(86)(22)【出願日】2019-12-05
(85)【翻訳文提出日】2021-11-15
(86)【国際出願番号】 CN2019123355
(87)【国際公開番号】W WO2020233097
(87)【国際公開日】2020-11-26
(31)【優先権主張番号】201910430821.1
(32)【優先日】2019-05-22
(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】521007481
【氏名又は名称】▲広▼▲東▼美的白色家▲電▼技▲術▼▲創▼新中心有限公司
【氏名又は名称原語表記】ＧＵＡＮＧＤＯＮＧ ＭＩＤＥＡ ＷＨＩＴＥ ＨＯＭＥ ＡＰＰＬＩＡＮＣＥ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ ＩＮＮＯＶＡＴＩＯＮ ＣＥＮＴＥＲ ＣＯ．，ＬＴＤ．
【住所又は居所原語表記】Ｂｕｉｌｄｉｎｇ ＃４，Ｍｉｄｅａ Ｇｌｏｂａｌ Ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎ Ｃｅｎｔｅｒ，Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ｂｏｕｌｅｖａｒｄ，Ｂｅｉｊｉａｏ，Ｓｈｕｎｄｅ Ｆｏｓｈａｎ，Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ ５２８３１１，ＣＨＩＮＡ
(71)【出願人】
【識別番号】512237419
【氏名又は名称】美的集団股▲フン▼有限公司
【氏名又は名称原語表記】ＭＩＤＥＡ ＧＲＯＵＰ ＣＯ．， ＬＴＤ．
【住所又は居所原語表記】Ｂ２６－２８Ｆ， Ｍｉｄｅａ Ｈｅａｄｑｕａｒｔｅｒ Ｂｕｉｌｄｉｎｇ， Ｎｏ．６ Ｍｉｄｅａ Ａｖｅｎｕｅ， Ｂｅｉｊｉａｏ， Ｓｈｕｎｄｅ， Ｆｏｓｈａｎ， Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ ５２８３１１ Ｃｈｉｎａ
(74)【代理人】
【識別番号】100141139
【弁理士】
【氏名又は名称】及川 周
(74)【代理人】
【識別番号】100205785
【弁理士】
【氏名又は名称】▲高▼橋 史生
(74)【代理人】
【識別番号】100203297
【弁理士】
【氏名又は名称】橋口 明子
(74)【代理人】
【識別番号】100175824
【弁理士】
【氏名又は名称】小林 淳一
(74)【代理人】
【識別番号】100135301
【弁理士】
【氏名又は名称】梶井 良訓
(72)【発明者】
【氏名】蔡 ▲驪▼
(72)【発明者】
【氏名】▲劉▼ 毅
(72)【発明者】
【氏名】姜 ▲凱▼
(72)【発明者】
【氏名】▲賓▼ 宏
【テーマコード（参考）】
5H006
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA02
5H006CB01
5H006CB08
5H006CC05
5H006CC08
5H006DA02
5H006DA04
5H006DB02
5H006DC02
5H006DC04
5H006DC05
(57)【要約】
本願は力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電を開示する。当該力率補正回路は、第一スイッチユニット、第二スイッチユニット及び分岐回路サンプリング抵抗器がこの順に直列接続されたパワー調節分岐回路と、交流電源とパワー調節分岐回路との間に接続されるインダクタンス分岐回路と、パワー調節分岐回路と並列接続されながら互いに直列接続された第一整流ユニットと第二整流ユニットとを含むとともに、主線サンプリング抵抗器を含み、主線サンプリング抵抗器の第一端が第一整流ユニットと第二整流ユニットとの間に接続され、主線サンプリング抵抗器の第二端が交流電源の第二端に接続される整流分岐回路と、パワー調節分岐回路及び負荷に並列接続されるキャパシタ分岐回路と、各分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流をそれぞれサンプリングしたものに基づいて、各パワー調節分岐回路に対して開閉制御を行う制御回路と、を備える。分岐回路サンプリング抵抗器及び主線サンプリング抵抗器によれば、本願では力率補正回路の全体コストを低減可能である。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第一スイッチユニット、第二スイッチユニット及び分岐回路サンプリング抵抗器がこの順に直列接続されたものである、互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路と、第一端が交流電源の第一端に接続され、第二端が該当する前記パワー調節分岐回路の前記第一スイッチユニットと前記第二スイッチユニットとの間に接続される少なくとも二つのインダクタンス分岐回路と、
前記パワー調節分岐回路と並列接続されながら互いに直列接続された第一整流ユニットと第二整流ユニットとを含むとともに、主線サンプリング抵抗器をさらに含み、前記主線サンプリング抵抗器の第一端が前記第一整流ユニットと第二整流ユニットとの間に接続され、前記主線サンプリング抵抗器の第二端が前記交流電源の第二端に接続される整流分岐回路と、
前記パワー調節分岐回路及び負荷に並列接続されるキャパシタ分岐回路と、
各前記分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び前記主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流をそれぞれサンプリングしたものに基づいて、該当する前記パワー調節分岐回路に対して開閉制御を行うための開閉制御信号を出力する制御回路と、を備える力率補正回路。
【請求項2】
前記制御回路は、各前記分岐回路サンプリング抵抗器のサンプリング可能区間及び入力電圧の現在位相角をさらに取得し、前記現在位相角が前記サンプリング可能区間にあるのを確認してから、各前記分岐回路電流に基づいて各前記開閉制御信号を出力し、あるいは、前記現在位相角が前記サンプリング可能区間外にあるのを確認してから、前記主線電流に基づいて前記開閉制御信号を出力し、そのうち、前記サンプリング可能区間は前記交流電源が提供する前記入力電圧の位相変化周期における区間である、請求項１に記載の力率補正回路。
【請求項3】
前記現在位相角が前記サンプリング可能区間にあるのを確認したことに対して、前記制御回路は各前記分岐回路電流と基準電流とを比較した結果に基づいて各前記開閉制御信号を出力し、前記現在位相角が前記サンプリング可能区間外にあるのを確認したことに対して、前記制御回路は前記主線電流を前記パワー調節分岐回路の数で割ってから基準電流と比較した結果に基づいて前記開閉制御信号を出力する、請求項２に記載の力率補正回路。
【請求項4】
前記サンプリング可能区間は、前記第二スイッチユニットのオン時間が前記分岐回路電流をサンプリングするのに必要な最小サンプリング時間より大きい区間である、請求項２に記載の力率補正回路。
【請求項5】
前記制御回路はさらに前記入力電圧及び前記キャパシタ分岐回路の出力電圧をサンプリングし、それによる前記入力電圧のピーク電圧、前記出力電圧、予め得られた前記最小サンプリング時間及び前記第二スイッチユニットのスイッチング周波数に基づいて前記サンプリング可能区間を計算する、請求項４に記載の力率補正回路。
【請求項6】
前記第一整流ユニット及び前記第二整流ユニットはいずれも同期整流スイッチ管又はダイオードである、請求項１に記載の力率補正回路。
【請求項7】
各パワー調節分岐回路の分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び各整流分岐回路の主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流を取得することと、前記分岐回路電流及び前記主線電流に基づいて、該当する前記パワー調節分岐回路に対して開閉制御を行うための開閉制御信号を出力することと、を含む力率補正回路の制御方法。
【請求項8】
前記した前記分岐回路電流及び前記主線電流に基づいて開閉制御信号を出力することは、各前記分岐回路サンプリング抵抗器のサンプリング可能区間及び入力電圧の現在位相角を取得することと、
前記現在位相角が前記サンプリング可能区間にあるのを確認してから、各前記分岐回路電流に基づいて各前記開閉制御信号を出力することと、あるいは、
前記現在位相角が前記サンプリング可能区間外にあるのを確認してから、前記主線電流に基づいて前記開閉制御信号を出力することと、を含み、
そのうち、前記サンプリング可能区間は交流電源が提供する前記入力電圧の位相変化周期における区間である、請求項７に記載の制御方法。
【請求項9】
前記した前記現在位相角が前記サンプリング可能区間にあるのを確認してから、各前記分岐回路電流に基づいて各前記開閉制御信号を出力することは、具体的には、前記現在位相角が前記サンプリング可能区間にあるのを確認してから、各前記分岐回路電流と基準電流とを比較した結果に基づいて各前記開閉制御信号を出力することを含む、請求項８に記載の制御方法。
【請求項10】
前記した前記現在位相角が前記サンプリング可能区間外にあるのを確認してから、前記主線電流に基づいて前記開閉制御信号を出力することは、具体的には、前記現在位相角が前記サンプリング可能区間外にあるのを確認してから、前記主線電流を前記パワー調節分岐回路の数で割ってから基準電流と比較した結果に基づいて前記開閉制御信号を出力することを含む、請求項８に記載の制御方法。
【請求項11】
前記サンプリング可能区間は、前記第二スイッチユニットのオン時間が前記分岐回路電流をサンプリングするのに必要な最小サンプリング時間より大きい区間である、請求項８に記載の制御方法。
【請求項12】
前記した各前記分岐回路サンプリング抵抗器のサンプリング可能区間を取得することは、具体的には、前記交流電源の前記入力電圧及びキャパシタ分岐回路の出力電圧を取得することと、
前記入力電圧のピーク電圧、前記出力電圧、予め得られた前記最小サンプリング時間及び前記パワー調節分岐回路における前記第二スイッチユニットのスイッチング周波数に基づいて前記サンプリング可能区間を計算することと、を含む、請求項１１に記載の制御方法。
【請求項13】
プログラムデータが記憶されている記憶媒体であって、プロセッサにより前記プログラムデータが実行されると、請求項７から請求項１２のいずれかに記載の方法の工程が実現される記憶媒体。
【請求項14】
接続されているプロセッサとメモリとを備え、前記メモリにコンピュータプログラムが記憶されており、前記プロセッサにより前記コンピュータプログラムが実行されると、請求項７から請求項１２のいずれかに記載の方法の工程が実現される電気器具。
【請求項15】
請求項１から請求項６のいずれかに記載の力率補正回路を備える家電。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本願は電気回路の技術分野に関し、特に力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電に関する。
【0002】
本願は２０１９年５月２２日に提出された出願番号が第２０１９１０４３０８２１１号で、発明の名称が「力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電」である中国特許出願の優先権を主張し、その内容のすべてを引用としてここに組み込んだものである。
【背景技術】
【0003】
電力網からの調波汚染を取り除いて力率を高めるために、電子機器の入力端に力率補正（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ＰＦＣ）変換器を増設する必要が生じている。産業においては、整流ブリッジを備えるｂｏｏｓｔ型昇圧回路を採用することが多い。近年、ブリッジレストーテムポールＰＦＣは、新規なＷＢＧ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄｇａｐ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ；ワイドバンドギャップ）デバイスの出現に従って応用価値が見出されている高効率トポロジとなり、整流ブリッジを除去したものであるので、電流導通経路においてダイオードが一個減少し、ダイオードの導通損失が低減するとともに、システムの改善は図られている。
【0004】
現在の力率補正回路では、各並列接続される分岐回路の電流を制御し電流等化を図るために、各インダクタンス分岐回路の電流をサンプリングする必要があり、一般にホール回路により各インダクタンス分岐回路の電流を収集するようにし、コストは高くなった。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
本願は、力率補正回路においてインダクタンス分岐回路の電流をサンプリングするコストが高いという問題を解決するために、主に力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電を提供する。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記の問題点を解決するために、本願による一つの技術的解決手段は以下のとおりであり、つまり、力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電を提供する。当該力率補正回路は、第一スイッチユニット、第二スイッチユニット及び分岐回路サンプリング抵抗器がこの順に直列接続されたものである、互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路と、第一端が交流電源の第一端に接続され、第二端が該当するパワー調節分岐回路の第一スイッチユニットと第二スイッチユニットとの間に接続される少なくとも二つのインダクタンス分岐回路と、パワー調節分岐回路と並列接続されながら互いに直列接続された第一整流ユニットと第二整流ユニットとを含むとともに、主線サンプリング抵抗器をさらに含み、主線サンプリング抵抗器の第一端が第一整流ユニットと第二整流ユニットとの間に接続され、主線サンプリング抵抗器の第二端が交流電源の第二端に接続される整流分岐回路と、パワー調節分岐回路及び負荷に並列接続されるキャパシタ分岐回路と、各分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流をそれぞれサンプリングしたものに基づいて、各パワー調節分岐回路に対して開閉制御を行う制御回路と、を備える。
【0007】
上記の問題点を解決するために、本願によるもう一つの技術的解決手段は以下のとおりであり、つまり、力率補正回路の制御方法を提供する。当該制御方法は、各パワー調節分岐回路の分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び各整流分岐回路の主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流を取得することと、分岐回路電流及び主線電流に基づいて各パワー調節分岐回路に対して開閉制御を行うことと、を含む。
【0008】
上記の問題点を解決するために、本願によるもう一つの技術的解決手段は以下のとおりであり、つまり、記憶媒体を提供する。当該記憶媒体はプログラムデータを記憶しており、プロセッサによりプログラムデータが実行されると、上記方法の工程が実現される。
【0009】
上記の問題点を解決するために、本願によるもう一つの技術的解決手段は以下のとおりであり、つまり、電気器具を提供する。当該電気器具は、接続されているプロセッサとメモリとを備え、メモリにコンピュータプログラムが記憶されており、プロセッサによりコンピュータプログラムが実行されると、上記方法の工程が実現される。
【0010】
上記の問題点を解決するために、本願によるもう一つの技術的解決手段は以下のとおりであり、つまり、家電を提供する。当該家電は、上記のような力率補正回路を備える。
【発明の効果】
【0011】
本願の有益な効果としては、従来技術の場合とは異なり、本願は力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電を開示する。互いに並列接続された各パワー調節分岐回路に分岐回路サンプリング抵抗器を直列接続し、主線サンプリング抵抗器を設けるとともに、主線サンプリング抵抗器の第一端を第一整流ユニットと第二整流ユニットとの間に接続させ、主線サンプリング抵抗器の第二端を交流電源の第二端に接続させて、さらには、各分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流をサンプリングすることによって、インダクタンス分岐回路を流れる電流は間接的に得られ、電流サンプリング素子に対する要求が低減し、比較的省コストの電流サンプリング方式を採用可能になり、力率補正回路の全体コストは効果的に低減している。
【0012】
本願の実施例又は従来技術による解決手段をより明瞭に説明するために、実施例又は従来技術に対する説明に必要な図面について以下で簡単に紹介するが、下記の図面は本願のいくつかの実施例に過ぎず、当業者にとっては、創造的な労力を注がずにこれらの図面に基づいて他の図面を得ることもできるのは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】本願による力率補正回路の一実施例の構造模式図である。
【図2】力率補正回路の別の実施例の構造模式図である。
【図9】本願による力率補正回路の別の実施例の構造模式図である。
【図10】本願による力率補正回路の制御方法の一実施例のフロー模式図である。
【図11】本願による力率補正回路の制御方法の別の実施例のフロー模式図である。
【図12】本願による記憶媒体の一実施例の構造模式図である。
【図13】本願による電気器具の一実施例の構造模式図である。
【図14】本願による家電の一実施例の構造模式図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本願実施例の図面に合わせて本願実施例の技術的解決手段を明瞭かつ完全に述べるが、述べられる実施例は本願実施例の一部に過ぎず、そのすべてではないことは明らかである。本願実施例に基づいて当業者が創造的な労力を注がずに得た他の実施例はすべて本願の保護範囲に属する。
【0015】
本願実施例において、「第一」、「第二」、「第三」などの用語は説明のためのものに過ぎず、相対的な重要性を指示したり暗示したりするか、指示される技術的特徴の数を暗示するものとして理解されるべきではない。以上により、「第一」、「第二」、「第三」という限定がされている特徴は少なくとも一つの当該特徴を含むことを明示するか暗示することができる。本願の説明において、別途明確且つ具体的に規定していない限り、「複数」は少なくとも二つ、例えば二つや三つ等を意味する。また、「含む」と「有する」という用語及びそれらのいかなる変形も、非排他的な包含をカバーすることを意図している。例えば、一連のステップやユニットを含む過程や方法、システム、製品又は設備は記載されたステップやユニットに限定されず、記載されていないステップやユニットを任意にさらに含んでもよく、あるいは、これらの過程や方法、製品又は設備に固有のその他のステップやユニットを任意にさらに含んでもよい。
【0016】
本願において「実施例」に言及する場合は、実施例に合わせて述べられる特定の特徴や構造又は特性が本願の少なくとも一つの実施例に含まれてもよいことを意味する。明細書の各箇所に現れるこの用語は必ずしもすべてが同一の実施例を指すものではなく、他の実施例とは排他的に独立した又は代替となる実施例でもない。本願に述べられる実施例は他の実施例と組み合わせてもよいことを、当業者は明らかに又は暗示的に理解可能であろう。
【0017】
【0018】
制御回路５０と各パワー調節分岐回路１０との接続は同様であり、図１では一つのパワー調節分岐回路１０のみと制御回路５０との接続が示されており、残りのパワー調節分岐回路１０は制御回路５０との接続がいずれも省略されるが、制御回路５０と接続されていないことを意味するものではない。図１には他の三つのパワー調節分岐回路１０も示されており、説明を容易にするために、各パワー調節分岐回路１０の第一スイッチユニットと第二スイッチユニットとに異なる符号を付けたが、後述では主に一つ目のパワー調節分岐回路１０を例とする。
【0019】
当該力率補正回路１００は、互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０と、少なくとも二つのインダクタンス分岐回路２０と、整流分岐回路３０と、キャパシタ分岐回路４０と、制御回路５０と、を備え、パワー調節分岐回路１０は駆動信号を受信してその分岐回路電流ｉＬ１を調整し制御することで、力率補正回路１００の分岐回路電流ｉＬ１及び出力電圧Ｖｏに対する制御を実現するためのものであり、即ち、この互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０により、力率補正回路１００の入力電流を交流電源と同一周波数且つ同相の正弦波に校正して、その出力電圧Ｖｏを安定させている。
【0020】
この少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０は互いに並列接続され、各パワー調節分岐回路１０は順に直列接続された第一スイッチユニットＱ１、第二スイッチユニットＱ２及び分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１を含む。
【0021】
任意的には、第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；酸化金属半導体電界効果トランジスタ）例えばＧａＮ ＭＯＳＦＥＴ、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴであってもよい。
【0022】
パワー調節分岐回路１０毎に対する制御は同様であり、この互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０の開閉制御信号は一周期において一定の位相角ずつ位相がずらされ、この一定の位相角が３６０度とパワー調節分岐回路１０の数との比であり、この開閉制御信号はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；パルス幅変調）駆動信号であることに注意されたい。例えば、当該力率補正回路１００は二つのパワー調節分岐回路１０を含み、該当する開閉制御信号は一周期において１８０度ずつ位相がずらされ、例えば図１及び図８に示されるように、当該力率補正回路１００は三つのパワー調節分岐回路１０を含み、該当する開閉制御信号は一周期において１２０度ずつ位相がずらされている。
【0023】
その分、少なくとも二つのインダクタンス分岐回路２０の数は少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０の数と同様で一対一に対応している。具体的には、インダクタンス分岐回路２０の第一端が交流電源６０の第一端に接続され、インダクタンス分岐回路２０の第二端が該当するパワー調節分岐回路１０の第一スイッチユニットＱ１と第二スイッチユニットＱ２との間に接続される。
【0024】
例えば、互いに並列接続された３つのパワー調節分岐回路１０に対応して３つのインダクタンス分岐回路２０があり、インダクタンス分岐回路２０毎は該当するパワー調節分岐回路１０と交流電源６０との間に接続される。パワー調節分岐回路１０は２つ、４つ、５つ等として並列接続され、その分、インダクタンス分岐回路２０は２つ、４つ、５つ等とされてもよい。
【0025】
具体的には、インダクタンス分岐回路２０はインダクタＬ１を含み、インダクタＬ１の第一端が交流電源６０の第一端に接続され、インダクタＬ１の第二端が該当するパワー調節分岐回路１０の第一スイッチユニットＱ１と第二スイッチユニットＱ２との間に接続される。
【0026】
整流分岐回路３０はパワー調節分岐回路１０と並列接続されながら互いに直列接続された第一整流ユニットＱ７と第二整流ユニットＱ８とを含み、即ち、互いに直列接続された第一整流ユニットＱ７と第二整流ユニットＱ８とは一つの全体としてパワー調節分岐回路１０と並列接続される。整流分岐回路３０は主線サンプリング抵抗器ＲＳをさらに含み、主線サンプリング抵抗器ＲＳの第一端が第一整流ユニットＱ７と第二整流ユニットＱ８との間に接続され、主線サンプリング抵抗器ＲＳの第二端が交流電源６０の第二端に接続される。
【0027】
任意的には、第一整流ユニットＱ７及び第二整流ユニットＱ８はいずれも同期整流スイッチ管又はダイオードである。例えば図２に示されるように、第一整流ユニットＱ７及び第二整流ユニットＱ８にダイオードを採用する場合、第一整流ユニットＱ７及び第二整流ユニットＱ８を制御する駆動回路を設ける必要がなくなり、力率補正回路１００のコストは一層低下している。例えば図１に示されるように、第一整流ユニットＱ７及び第二整流ユニットＱ８に同期整流スイッチ管、即ち、第一スイッチユニットＱ１と同様なＧａＮ ＭＯＳＦＥＴやスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ又はＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ管を採用する場合、整流分岐回路３０の導通損失が低減し、力率補正回路１００の効率が一層向上している。
【0028】
キャパシタ分岐回路４０はパワー調節分岐回路１０及び負荷ＲＬに並列接続される。即ち、キャパシタ分岐回路４０の第一端が第一共通ノードで第一スイッチユニットＱ１の第一端、第一整流ユニットＱ７の第一端及び負荷ＲＬの第一端に接続され、キャパシタ分岐回路４０の第二端が第二共通ノードで第二スイッチユニットＱ２の第二端、第二整流ユニットＱ８の第二端及び負荷ＲＬの第二端に接続され、この第二共通ノードは基準接地にも接続される。
【0029】
具体的には、インダクタンス分岐回路２０は出力キャパシタＣｂｕｓを含む。第一スイッチユニットＱ１の第一端及び第一整流ユニットＱ７の第一端がいずれも出力キャパシタＣｂｕｓの正極に接続され、第二スイッチユニットＱ２の第二端と第二整流ユニットＱ８の第二端とがいずれも出力キャパシタＣｂｕｓの負極に接続される。
【0030】
制御回路５０は、各分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１を流れる分岐回路電流ｉＬ１及び主線サンプリング抵抗器ＲＳを流れる主線電流Ｉｉｎをそれぞれサンプリングしたものに基づいて、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行うための開閉制御信号を出力し、即ち、第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２のそれぞれの開閉制御信号のデューティ比を調節することで、パワー調節分岐回路１０を流れる分岐回路電流ｉＬ１及びキャパシタ分岐回路４０の出力電圧Ｖｏを調整し制御する。
【0031】
以下、一つのパワー調節分岐回路１０を例として、力率補正回路１００中の分岐回路電流の流れ経路について説明する。
【0032】
交流電源６０の入力電圧Ｖｉ＞０の場合、整流分岐回路３０の第二整流ユニットＱ８が常時導通になり、制御回路５０は開閉制御信号を出力して第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２に対して開閉制御を行う。例えば図３に示されるように、第二スイッチユニットＱ２がオン、第一スイッチユニットＱ１がオフになる場合、交流電源６０からインダクタＬ１にエネルギが蓄積され、そしてインダクタンス電流は上昇し、分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１及び主線サンプリング抵抗器ＲＳを順に流れる。例えば図４に示されるように、第二スイッチユニットＱ２がオフ、第一スイッチユニットＱ１がオンになる場合、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギにより出力キャパシタＣｂｕｓを充電し、この時、インダクタンス電流は主線サンプリング抵抗器ＲＳを流れる。
【0033】
交流電源６０の入力電圧Ｖｉ＜０の場合、整流分岐回路３０の第一整流ユニットＱ７が常時導通になり、制御回路５０は開閉制御信号を出力して第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２に対して開閉制御を行う。例えば図５に示されるように、第一スイッチユニットＱ１がオン、第二スイッチユニットＱ２がオフになる場合、交流電源６０からインダクタＬ１にエネルギが蓄積され、そしてインダクタンス電流は上昇し、主線サンプリング抵抗器ＲＳを流れる。例えば図６に示されるように、第一スイッチユニットＱ１がオフ、第二スイッチユニットＱ２がオンになる場合、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギにより出力キャパシタＣｂｕｓを充電し、この時、インダクタンス電流は分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１及び主線サンプリング抵抗器ＲＳを順に流れる。
【0034】
分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１での電圧降下は第二スイッチユニットＱ２のオン電流に分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１の抵抗値を掛けたものに等しく、開閉制御信号のパルス中点のタイミングで分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１での電圧降下を収集すれば、第二スイッチユニットＱ２のオン電流を得ることができ、このオン電流を分岐回路電流ｉＬ１と記載する。
【0035】
例えば図８に示されるように、入力電圧Ｖｉ＞０の場合、開閉制御信号のパルス中点のタイミングで第二スイッチユニットＱ２を流れるオン電流はインダクタＬ１の立ち上り部の中点電流に等しく、即ち、インダクタＬ１を流れる平均電流に等しく、これを分岐回路電流ｉＬ１と記載し、また、入力電圧Ｖｉ＜０の場合、開閉制御信号のパルス中点のタイミングで第二スイッチユニットＱ２を流れるオン電流はインダクタＬ１の立ち下り部の中点電流に等しく、即ち、インダクタＬ１を流れる平均電流に等しく、これを分岐回路電流ｉＬ１と記載する。
【0036】
また、交流電源６０の作動周波数がパワー調節分岐回路１０における第一スイッチユニットＱ１と第二スイッチユニットＱ２のスイッチング周波数ｆｓｗよりもはるかに小さく、例えば、交流電源６０の作動周波数が５０ＨＺ、スイッチング周波数ｆｓｗが５０ｋＨＺであり、即ち、交流電源６０から電圧Ｖｉを出力する一つの正弦波周期において複数の分岐回路電流ｉＬ１が収集され、即ち、収集された分岐回路電流ｉＬ１の波形は交流電源６０と同一周波数且つ同相の正弦波である。しかし、交流電源６０の一つの正弦波周期の一部の区間では直接分岐回路電流ｉＬ１を収集できないため、分岐回路電流ｉＬ１の等価替代となる主線電流Ｉｉｎを収集する必要がある。
【0037】
したがって、本願による力率補正回路１００では、各分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１を流れる分岐回路電流ｉＬ１及び主線サンプリング抵抗器ＲＳを流れる主線電流Ｉｉｎをサンプリングすることで、インダクタンス分岐回路２０を流れる電流は間接的に得られ、電流サンプリング素子に対する要求が低減し、比較的省コストの電流サンプリング方式を採用可能になり、力率補正回路１００の全体コストは効果的に低減している。
【0038】
また、本願による力率補正回路１００は並行インターリーブのものであり、出力を高めながら入力電流の調波を低減することができる。
【0039】
図９を参照し、制御回路５０は、交流電源６０が提供する入力電圧Ｖｉの位相変化周期における各分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１のサンプリング可能区間及び入力電圧Ｖｉの現在位相角θをさらに取得し、現在位相角θがサンプリング可能区間にあるのを確認してから、各分岐回路電流ｉＬ１に基づいて各開閉制御信号を出力し、並びに、現在位相角θがサンプリング可能区間外にあるのを確認してから、主線電流Ｉｉｎに基づいて開閉制御信号を出力する。
【0040】
具体的には、現在位相角θがサンプリング可能区間にあるのを確認したことに対して、制御回路５０は各分岐回路電流ｉＬ１と基準電流Ｉｒｅｆとを比較した結果に基づいて各開閉制御信号を出力し、現在位相角θがサンプリング可能区間外にあるのを確認したことに対して、制御回路５０は主線電流Ｉｉｎをパワー調節分岐回路１０の数で割ってから基準電流Ｉｒｅｆと比較した結果に基づいて各開閉制御信号を出力する。
【0041】
現在位相角θが交流電源６０の現在位相角であり、制御回路５０は交流電源６０の入力電圧Ｖｉの現在振幅値をさらに収集し、そして入力電圧Ｖｉの現在振幅値を位相ロックループＰＬＬに入力することで、現在位相角θを得る。位相ロックループＰＬＬは現在位相角θをサンプル電流処理モジュールに入力し、サンプル電流処理モジュールにより現在位相角θがサンプリング可能区間にあるのを確認した場合、分岐回路電流ｉＬ１を入力信号Ｉ１として出力しながら基準電流Ｉｒｅｆと比較し、あるいは、サンプル電流処理モジュールにより現在位相角θがサンプリング可能区間外にあるのを確認した場合、主線電流Ｉｉｎを等価変換した入力信号Ｉ１を出力し、この入力信号Ｉ１を基準電流Ｉｒｅｆと比較する。
【0042】
具体的には、互いに並列接続された少なくとも二つのパワー調節分岐回路１０は複数インターリービングしているので、主線電流Ｉｉｎのスイッチング低調波は相殺され、残った小さい高調波のみが主線サンプリング抵抗器Ｒｓを流れるようになり、主線電流Ｉｉｎをパワー調節分岐回路１０の数で割った値がパワー調節分岐回路１０毎のインダクタンス電流の平均値に非常に近く、そして、分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１がサンプリングできない区間の替代となる分岐回路電流とすることができる。
【0043】
制御回路５０は基準出力電圧Ｖｒｅｆ及び出力電圧Ｖｏをさらに取得し、加算器により基準出力電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏとの差を得て、その差を電圧ループコントローラにて処理して基準電流Ｉｒｅｆの電流ピーク値Ｉｐが得られ、そして、電流ピーク値Ｉｐ及び現在位相角θについて正弦変換を行ってから乗算器に入力すれば、現在の基準電流Ｉｒｅｆを得ることができる。
【0044】
現在位相角θがサンプリング可能区間にあるのを確認した場合、サンプル電流処理モジュールは取得された各分岐回路電流ｉＬ１を入力信号Ｉ１として該当する加算器に入力し、加算器により分岐回路電流ｉＬ１と基準電流Ｉｒｅｆとの比較結果である誤差信号が得られ、それに基づいて開閉制御信号を出力することで、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0045】
現在位相角θがサンプリング可能区間外にあるのを確認した場合、サンプル電流処理モジュールは主線電流Ｉｉｎをパワー調節分岐回路１０の数で割った等価分岐回路電流を入力信号Ｉ１として該当する加算器に入力し、加算器により等価分岐回路電流と基準電流Ｉｒｅｆとの比較結果である誤差信号が得られ、それに基づいて開閉制御信号を出力することで、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0046】
例えば、この分岐回路電流ｉＬ１と基準電流Ｉｒｅｆとの誤差信号を電流ループコントローラにて調節処理することで、変調波が得られ、得られた変調波と所定の搬送波とを比較器により比較することで、第一パルス幅変調信号が生成され、第一ＰＷＭ変調器によりこの第一パルス幅変調信号を取得して該当するパルス幅の開閉制御信号を第二スイッチユニットＱ２に出力することで、第二スイッチユニットＱ２に対して開閉制御を行い、さらには、第一パルス幅変調信号はインバータにより反転されることで、第一パルス幅変調信号と相補的な第二パルス幅変調信号が生成され、第二ＰＷＭ変調器によりこの第二パルス幅変調信号を取得して該当するパルス幅の別の開閉制御信号を第一スイッチユニットＱ１に出力することで、第一スイッチユニットＱ１に対して開閉制御を行う。
【0047】
具体的には、各パワー調節分岐回路１０の第二スイッチユニットＱ２がオンになる場合、各分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１を流れる分岐回路電流ｉＬ１が存在し、そのうち、サンプリング可能区間は、第二スイッチユニットＱ２のオン時間が分岐回路電流ｉＬ１をサンプリングするのに必要な最小サンプリング時間Ｔｍｉｎより大きい区間である。
【0048】
最小サンプリング時間Ｔｍｉｎは制御回路５０のサンプリングチップ、サンプリング周辺回路、コントローラの処理能力等の要因により決まり、約２～５ｕｓである。
【0049】
制御回路５０はさらに入力電圧Ｖｉ及びキャパシタ分岐回路４０の出力電圧Ｖｏをサンプリングし、それによる入力電圧Ｖｉのピーク電圧Ｖｐ、出力電圧Ｖｏ、予め得られた最小サンプリング時間Ｔｍｉｎ及び第二スイッチユニットのスイッチング周波数ｆｓｗに基づいてこのサンプリング可能区間を計算する。
【0050】
具体的には、入力電圧Ｖｉ＞０の場合、サンプリング可能区間は入力電圧Ｖｉの位相区間中の０°からθｐ及び１８０°－θｐから１８０°に対応する。Ｖｉ＜０の場合、サンプリング可能区間は入力電圧Ｖｉの位相区間中の１８０°＋θｎから３６０°－θｎに対応する。
【0051】
ただし、
である。
【数1】
【数2】
【0052】
例えば、図６に示されるように、交流電源６０は２２０Ｖ／５０ＨＺで、そのピーク電圧Ｖｐが３１１Ｖであり、当該力率補正回路１００は最小サンプリング時間Ｔｍｉｎが３ｕｓ、スイッチング周波数ｆｓｗが５０ｋＨｚ、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖであり、そして、θｐ＝９０°，θｎ＝１０．５°が得られ、入力電圧Ｖｉの一つの位相変化周期におけるサンプリング可能区間は０°から１８０°及び１９０．５°から３４９．５°となり、残りの区間１８０°から１９０．５°及び３４９．５°から３６０°は非サンプリング区間となる。
【0053】
さらには、システム誤差による影響を回避するために、サンプリング可能区間に適宜の余裕を保ち、即ち、非サンプリング区間を百分率に従って拡大してもよく、例えば非サンプリング区間を１０％や２０％拡大する等ようにする。例えば、非サンプリング区間１８０°から１９０．５°及び３４９．５°から３６０°のいずれをも２０％拡大すれば、新しい非サンプリング区間は１７８．９５°から１９１．５５°及び３４８．４５°から１．０５°となり、残りの区間はサンプリング可能区間となる。
【0054】
さらに、本願による力率補正回路では、各分岐回路サンプリング抵抗器Ｒ１を流れる分岐回路電流ｉＬ１及び主線サンプリング抵抗器ＲＳを流れる主線電流Ｉｉｎをサンプリングすることで、インダクタンス分岐回路２０を流れる電流は間接的に得られ、電流サンプリング素子に対する要求が低減し、比較的省コストの電流サンプリング方式を採用可能になり、力率補正回路１００の全体コストは効果的に低減し、また、制御回路５０はサンプリングされた分岐回路電流ｉＬ１及び主線電流Ｉｉｎに基づいて各パワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行い、即ち、第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２のそれぞれの開閉制御信号のデューティ比を調節することで、パワー調節分岐回路１０を流れる分岐回路電流ｉＬ１及びキャパシタ分岐回路４０の出力電圧Ｖｏを調整し制御する。
【0055】
【0056】
ステップ１１では、各パワー調節分岐回路の分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び各整流分岐回路の主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流を取得する。
【0057】
力率補正回路１００では、交流電源６０の作動周波数がパワー調節分岐回路１０における第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２のスイッチング周波数ｆｓｗよりもはるかに小さい。例えば、交流電源６０の作動周波数が５０ＨＺ、スイッチング周波数ｆｓｗが５０ｋＨＺであり、即ち、交流電源６０から電圧Ｖｉを出力する一つの正弦波周期において複数の分岐回路電流ｉＬ１が収集され、即ち、収集された分岐回路電流ｉＬ１の波形は交流電源６０と同一周波数且つ同相の正弦波である。しかし、交流電源６０の一つの正弦波周期の一部の区間では直接分岐回路電流ｉＬ１を収集できないため、主線電流Ｉｉｎを収集し等価変換を行って、分岐回路電流ｉＬ１の替代とする必要がある。
【0058】
ステップ１２では、分岐回路電流及び主線電流に基づいて開閉制御信号を出力する。
【0059】
分岐回路電流ｉＬ１及び主線電流Ｉｉｎに基づいて、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行うための開閉制御信号を出力する。交流電源６０の一つの正弦波周期において、分岐回路電流ｉＬ１を取得可能である場合、分岐回路電流ｉＬ１を入力信号として開閉制御信号を出力し、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行うことであるが、分岐回路電流ｉＬ１を取得できない場合、主線電流Ｉｉｎを取得して等価変換を行い、分岐回路電流ｉＬ１の代替とするようになるため、主線電流Ｉｉｎを入力信号として開閉制御信号を出力することは理解可能であろう。
【0060】
各パワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行い、即ち、第一スイッチユニットＱ１及び第二スイッチユニットＱ２のそれぞれの開閉制御信号のデューティ比を制御することで、パワー調節分岐回路１０を流れる電流及びキャパシタ分岐回路４０の出力電圧Ｖｏを調整し制御する。
【0061】
【0062】
ステップ２１では、各パワー調節分岐回路の分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び各整流分岐回路の主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流を取得する。
【0063】
ステップ２２では、各分岐回路サンプリング抵抗器のサンプリング可能区間及び入力電圧の現在位相角を取得する。
【0064】
このサンプリング可能区間は交流電源が提供する入力電圧の位相変化周期における区間であり、また、このサンプリング可能区間は、第二スイッチユニットＱ２のオン時間が分岐回路電流ｉＬ１をサンプリングするのに必要な最小サンプリング時間Ｔｍｉｎより大きい区間である。そのうち、最小サンプリング時間Ｔｍｉｎは制御回路５０のサンプリングチップ、サンプリング周辺回路、コントローラの処理能力等の要因により決まり、約２～５ｕｓである。
【0065】
具体的には、交流電源６０の入力電圧Ｖｉ及びキャパシタ分岐回路４０の出力電圧Ｖｏをサンプリングし、それによる入力電圧Ｖｉのピーク電圧Ｖｐ、出力電圧Ｖｏ、予め得られた最小サンプリング時間Ｔｍｉｎ及び第二スイッチユニットのスイッチング周波数ｆｓｗに基づいてサンプリング可能区間を計算する。
【0066】
本実施例では、入力電圧Ｖｉ＞０の場合、サンプリング可能区間は入力電圧Ｖｉの位相区間中の０°からθｐ及び１８０°－θｐから１８０°に対応し、Ｖｉ＜０の場合、サンプリング可能区間は入力電圧Ｖｉの位相区間中の１８０°＋θｎから３６０°－θｎに対応する。
【0067】
ただし、
である。
【数3】
【数4】
【0068】
例えば、交流電源６０は２２０Ｖ／５０ＨＺで、そのピーク電圧Ｖｐが３１１Ｖであり、当該力率補正回路１００は最小サンプリング時間Ｔｍｉｎが３ｕｓ、スイッチング周波数ｆｓｗが５０ｋＨｚ、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖであり、そして、θｐ＝９０°，θｎ＝１０．５°が得られ、入力電圧Ｖｉの一つの位相変化周期におけるサンプリング可能区間は０°から１８０°及び１９０．５°から３４９．５°となり、残りの区間１８０°から１９０．５°及び３４９．５°から３６０°は非サンプリング区間となる。
【0069】
さらには、システム誤差による影響を回避するために、サンプリング可能区間に適宜の余裕を保ち、即ち、非サンプリング区間を百分率に従って拡大してもよく、例えば非サンプリング区間を１０％や２０％拡大する等ようにする。例えば、非サンプリング区間１８０°から１９０．５°及び３４９．５°から３６０°のいずれをも２０％拡大すれば、新しい非サンプリング区間は１７８．９５°から１９１．５５°及び３４８．４５°から１．０５°となる。
【0070】
現在位相角θは交流電源６０の現在位相角であり、例えば、交流電源６０の入力電圧Ｖｉの現在振幅値を収集することで現在位相角θを抽出する。例えば、入力電圧Ｖｉの現在振幅値を位相ロックループＰＬＬに入力することで、現在位相角θが得られる。
【0071】
ステップ２３では、現在位相角がサンプリング可能区間にあるのを確認してから、各分岐回路電流に基づいて各開閉制御信号を出力する。
【0072】
現在位相角θがサンプリング可能区間にあるのを確認したことに対して、制御回路５０は各分岐回路電流ｉＬ１と基準電流Ｉｒｅｆとを比較した結果に基づいて各開閉制御信号を出力し、該当するパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0073】
例えば、力率補正回路１００の基準出力電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏを取得し、加算器により基準出力電圧Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏとの差を得て、その差を電圧ループコントローラにて処理して基準電流Ｉｒｅｆの電流ピーク値Ｉｐが得られ、そして、電流ピーク値Ｉｐ及び現在位相角θについて正弦変換を行ってから乗算器に入力すれば、現在の基準電流Ｉｒｅｆを得ることができる。
【0074】
さらに、分岐回路電流ｉＬ１と基準電流Ｉｒｅｆとを比較して誤差信号が得られ、それに基づいて各パワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0075】
具体的には、この誤差信号を処理することで、変調波が得られる。得られた変調波と所定の搬送波とを比較することで、第一パルス幅変調信号が得られ、第一ＰＷＭ変調器によりこの第一パルス幅変調信号を取得して該当するパルス幅の開閉制御信号を第二スイッチユニットＱ２に出力することで、第二スイッチユニットＱ２に対して開閉制御を行い、さらには、第一パルス幅変調信号はインバータにより反転されることで、第一パルス幅変調信号と相補的な第二パルス幅変調信号が得られ、第二ＰＷＭ変調器によりこの第二パルス幅変調信号を取得して該当するパルス幅の別の開閉制御信号を第一スイッチユニットＱ１に出力することで、第一スイッチユニットＱ１に対して開閉制御を行う。
【0076】
ステップ２４では、現在位相角がサンプリング可能区間外にあるのを確認してから、主線電流に基づいて前記開閉制御信号を出力する。
【0077】
現在位相角θがサンプリング可能区間外にあるのを確認したことに対して、制御回路５０は主線電流Ｉｉｎをパワー調節分岐回路１０の数で割ってから基準電流Ｉｒｅｆと比較した結果に基づいて開閉制御信号を出力し、各パワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0078】
具体的には、主線電流Ｉｉｎをパワー調節分岐回路１０の数で割ることで、等価分岐回路電流が得られ、この等価分岐回路電流を基準電流Ｉｒｅｆと比較することで、誤差信号が得られ、それに基づいて各パワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行う。
【0079】
この誤差信号からパワー調節分岐回路１０に対して開閉制御を行うことはステップ２３にて詳細に説明したので、ここでは贅言しない。
【0080】
図１２を参照し、本願による記憶媒体の一実施例の構造模式図である。
【0081】
【0082】
このプログラムデータ７１は一つのコンピュータ可読記憶媒体７０に記憶されて若干の指令を含み、一つのコンピュータ機器（ルータやパソコン、サーバ又はネットワーク機器等であってもよい）又はプロセッサに本願の各実施例に記載の方法のすべて又は一部の工程を実行させるために用いられる。任意的には、コンピュータ可読記憶媒体７０はＵＳＢメモリ、ポータブルハードディスク、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、磁気ディスク又は光ディスク等のプログラムデータを記憶可能な様々な媒体であってもよい。
【0083】
図１３を参照し、本願による電気器具の一実施例の構造模式図である。
【0084】
当該電気器具８０は、接続されているプロセッサ８２とメモリ８１とを備え、メモリ８１にコンピュータプログラムが記憶されており、プロセッサ８２によりこのコンピュータプログラムが実行されると、例えば図９から図１０に示される力率補正回路の制御方法が実現される。
【0085】
当該電気器具は空調機、冷蔵庫、テレビ、高速ブレンダ、食器洗い機等の様々な電気器具製品であってもよいし、旋盤等の機械設備又は携帯電話、コンピュータ等の電子機器であってもよく、本願は当該電気器具の具体的な種類を制限していない。
【0086】
図１４を参照し、本願による家電の一実施例の構造模式図である。
【0087】
当該家電は上記のような力率補正回路１００を備える。当該家電は空調機、冷蔵庫、テレビ、高速ブレンダ、食器洗い機等の様々な電気器具製品であってもよいし、旋盤等の機械設備又は携帯電話、コンピュータ等の電子機器であってもよく、本願は当該電気器具の具体的な種類を制限していない。
【0088】
従来技術の場合とは異なり、本願は力率補正回路、制御方法、記憶媒体、電気器具及び家電を開示する。互いに並列接続された各パワー調節分岐回路に分岐回路サンプリング抵抗器を直列接続し、主線サンプリング抵抗器を設けるとともに、主線サンプリング抵抗器の第一端を第一整流ユニットと第二整流ユニットとの間に接続させ、主線サンプリング抵抗器の第二端を交流電源の第二端に接続させて、さらには、各分岐回路サンプリング抵抗器を流れる分岐回路電流及び主線サンプリング抵抗器を流れる主線電流をサンプリングすることによって、インダクタンス分岐回路を流れる電流は間接的に得られ、電流サンプリング素子に対する要求が低減し、比較的省コストの電流サンプリング方式を採用可能になり、力率補正回路の全体コストは効果的に低減している。
【0089】
本明細書中の各実施例はいずれも漸進して説明されたものであり、各実施例間の同一又は類似する部分は互いの参照とすればよく、各実施例のいずれでも他の実施例との相違について重点的に説明されている。特に、記憶媒体の実施例及び家電や電気器具の実施例は基本的に方法の実施例と同様であるため、説明が比較的簡単になり、関連箇所の説明について方法の実施例の一部の説明を参照すればよい。
【0090】
本願によるいくつかの実施形態では、開示する方法及び設備は他の態様で実現されてもよいことは理解されるべきである。例えば、上記した設備の実施形態は例示的なものに過ぎず、例えば、前記モジュール又はユニットの区分は単に論理機能の区分であり、実際に実施する場合では他の区分形式とされてもよく、例えば、複数のユニット又はコンポーネントは組み合わせるか別のシステムに統合されてもよく、あるいは、一部の特徴は無視するか実行しなくてもよい。
【0091】
前記の別体部品として説明されたユニットは物理的に独立したものであってもよいし、そうでなくてもよく、また、ユニットとしての部品は物理的ものであってもよいし、そうでなくてもよく、即ち、一つの場所に位置してもよいし、複数のネットワークユニットに分布されてもよい。実際の需要に応じてそのユニットの一部や全部を選択して、本実施形態の解決手段を実現するようにすることができる。
【0092】
また、本願では、各実施形態中の各機能ユニットは一つの処理ユニットに統合されてもよいし、独立した物理的ものとされてもよく、また、二つ又はそれ以上のユニットを一つのユニットに統合してもよい。上記統合されているユニットはハードウェアとして実現されてもよいし、ソフトウェアによる機能ユニットとして実現されてもよい。
【0093】
上記は本願の実施例に過ぎず、それによって本願の特許範囲を制限するわけではなく、本願の明細書及び図面に基づいてなされた等価構造又はフローの等価変換、あるいは、直接又は間接的に他の関連技術分野に適用したものは、いずれも本願の保護範囲に含まれる。
【符号の説明】
【0094】
１０ パワー調節分岐回路
２０ インダクタンス分岐回路
３０ 整流分岐回路
４０ キャパシタ分岐回路
５０ 制御回路
６０ 交流電源
７０ 記憶媒体
７１ プログラムデータ
８０ 電気器具
８１ メモリ
８２ プロセッサ
１００ 力率補正回路
ｆｓｗ スイッチング周波数
Ｉｉｎ 主線電流
ｉＬ１ 分岐回路電流
Ｉｒｅｆ 基準電流
Ｑ１ 第一スイッチユニット
Ｑ２ 第二スイッチユニット
Ｑ７ 第一整流ユニット
Ｑ８ 第二整流ユニット
Ｒ１ 分岐回路サンプリング抵抗器
ＲＬ 負荷
ＲＳ 主線サンプリング抵抗器
Ｔｍｉｎ 最小サンプリング時間
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｖｐ ピーク電圧
θ 現在位相角
２０ インダクタンス分岐回路
３０ 整流分岐回路
４０ キャパシタ分岐回路
５０ 制御回路
６０ 交流電源
７０ 記憶媒体
７１ プログラムデータ
８０ 電気器具
８１ メモリ
８２ プロセッサ
１００ 力率補正回路
ｆｓｗ スイッチング周波数
Ｉｉｎ 主線電流
ｉＬ１ 分岐回路電流
Ｉｒｅｆ 基準電流
Ｑ１ 第一スイッチユニット
Ｑ２ 第二スイッチユニット
Ｑ７ 第一整流ユニット
Ｑ８ 第二整流ユニット
Ｒ１ 分岐回路サンプリング抵抗器
ＲＬ 負荷
ＲＳ 主線サンプリング抵抗器
Ｔｍｉｎ 最小サンプリング時間
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｖｐ ピーク電圧
θ 現在位相角
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【国際調査報告】