特表 2022-541632 高密度インタリーブ型インバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2022-09-26

(54)【発明の名称】高密度インタリーブ型インバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20220915BHJP

【ＦＩ】

H02M7/487

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2022504537

(86)(22)【出願日】2020-07-22

(85)【翻訳文提出日】2022-03-18

(86)【国際出願番号】 US2020043122

(87)【国際公開番号】W WO2021016382

(87)【国際公開日】2021-01-28

(31)【優先権主張番号】62/877,287

(32)【優先日】2019-07-22

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】522029431

【氏名又は名称】ブレイク エレクトロニクス インコーポレイテッド

(71)【出願人】

【識別番号】308032460

【氏名又は名称】ザ リージェンツ オブ ザ ユニバーシティ オブ コロラド，ア ボディー コーポレイト

【氏名又は名称原語表記】ＴＨＥ ＲＥＧＥＮＴＳ ＯＦ ＴＨＥ ＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ ＯＦ ＣＯＬＯＲＡＤＯ，ａ ｂｏｄｙ ｃｏｒｐｏｒａｔｅ

(74)【代理人】

【識別番号】110000855

【氏名又は名称】弁理士法人浅村特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】エリクソン、ロバート

(72)【発明者】

【氏名】ベル、ロジャー

(72)【発明者】

【氏名】ロジャース、アーロン

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA02

5H770AA05

5H770BA11

5H770CA05

5H770CA06

5H770DA03

5H770DA22

5H770DA32

5H770DA44

5H770EA01

5H770EA23

5H770JA10X

5H770KA01Y

5H770PA21

5H770PA42

5H770QA27

(57)【要約】

ｄｃ及びａｃ電源と負荷とのインタフェースとなる、インバータが提供される。例示的な用途は、ｄｃ電源がソーラ・パネルのアレイである、ソーラ発電システムであり、インバータは、こうしたパネルから供給されるｄｃ電力を、電力会社の配電網に供給されるａｃ電力に変換する。別の実例は、蓄電池のエネルギー貯蔵であり、インバータは、蓄電池のｄｃ電力を配電網に供給されるａｃ電力に変え、また蓄電池を充電するために、配電網からのａｃ電力を変換、すなわち整流することもできる。一実施例では、インバータは、たとえば、３レベルのａｃ電圧を生成する低速スイッチと、後段の複数の高速スイッチング・ハーフブリッジとを備え、高速スイッチング・ハーフブリッジは、複数のａｃ出力電圧に高周波パルス幅変調を導入する。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

中性端子と、
第１のｄｃ入力端子と、
第２のｄｃ入力端子と、
前記中性端子、第１のｄｃ入力端子、及び前記第２のｄｃ入力端子間に結合され、第１の周波数で切り替わる複数のスイッチを備える、低速スイッチ・モジュールと、
並列構成に配置され、前記低速スイッチ・モジュールの出力に結合された複数の高速スイッチ・モジュールであって、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、前記第１の周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で切り替わる１対のトランジスタを備え、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、それぞれのａｃ出力端子に結合されている、複数の高速スイッチ・モジュールと、
前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれの、前記１対のトランジスタの動作を制御する論理信号を供給するよう構成された、インバータ用コントローラと
を備える、ｄｃ－ａｃインバータ用相モジュール。

【請求項2】

前記複数の高速スイッチ・モジュールが、複数の高速スイッチ・ハーフブリッジ・モジュールを備える、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項3】

フィルタ用キャパシタが、前記低速スイッチ・モジュールと前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれとの間に配置されている、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項4】

前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、他の高速スイッチ・モジュールに対して位相シフトされている、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項5】

前記第１の周波数が、前記ｄｃ－ａｃインバータ用相モジュールのａｃ出力のライン周波数のプラス又はマイナス２０パーセント以内の周波数を含む、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項6】

フィルタ・モジュールが、前記低速スイッチ・モジュールと前記複数の並列結合された高速スイッチ・モジュールとの間に配置されている、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項7】

前記フィルタ・モジュールが、低域通過フィルタを備える、請求項６に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項8】

前記フィルタ・モジュールが、前記複数の高速スイッチ・モジュールの相対的に高いスイッチング周波数を、前記低速スイッチ・モジュールから分離する、請求項６又は７に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項9】

前記インバータ用相モジュールが、前記第１及び第２のｄｃ端子の電圧に対して前記中性端子の電圧を調整するよう構成された中性点モジュールを備え、前記中性点モジュールが、前記インバータ用コントローラと組み合わされるか、又は前記インバータ用コントローラとは別々である、請求項１に記載のインバータ用相モジュール。

【請求項10】

多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータであって、
中性端子、
第１のｄｃ入力端子、
第２のｄｃ入力端子、
前記第１及び第２のｄｃ入力端子に結合され、前記多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータの第１の相出力を供給するよう構成された第１の相モジュール段であって、前記第１の相モジュールが、
前記中性端子、第１のｄｃ入力端子、及び前記第２のｄｃ入力端子間に結合された、第１の低速スイッチ・モジュールであって、前記低速スイッチ・モジュールが、第１の周波数で切り替わる複数のスイッチを備える、第１の低速スイッチ・モジュールと、並列構成に配置され、前記低速スイッチ・モジュールの出力に結合された、第１の複数の高速スイッチ・モジュールであって、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、前記第１の周波数よりも高い第２のスイッチング周波数で切り替わる１対のトランジスタを備える、第１の複数の高速スイッチ・モジュールと
を備える、第１の相モジュール段、
前記第１及び第２のｄｃ入力端子に結合され、前記多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータの第２の相出力を供給するよう構成された第２の相モジュール段であって、前記第２の相モジュールが、
前記中性端子、第１のｄｃ入力端子、及び前記第２のｄｃ入力端子間に結合された、第２の低速スイッチ・モジュールであって、前記低速スイッチ・モジュールが、第３の周波数で切り替わる複数のスイッチを備える、第２の低速スイッチ・モジュールと、並列構成に配置され、前記低速スイッチ・モジュールの出力に結合された、第２の複数の高速スイッチ・モジュールであって、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、前記第３の周波数よりも高い第４のスイッチング周波数で切り替わる１対のトランジスタを備える、第２の複数の高速スイッチ・モジュールと
を備える、第２の相モジュール段、並びに
前記第１及び第２の複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれのトランジスタの動作を制御する論理信号を供給するよう構成されたコントローラ
を備える、多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータ。

【請求項11】

前記インバータが、前記第１及び第２のｄｃ入力端子に結合され、前記多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータの第３の相出力を供給するよう構成された第３の相モジュール段であって、前記第３の相モジュールが、
前記中性端子、第１のｄｃ入力端子、及び前記第２のｄｃ入力端子間に結合された、第３の低速スイッチ・モジュールであって、前記低速スイッチ・モジュールが、第５の周波数で切り替わる複数のスイッチを備える、第３の低速スイッチ・モジュールと、並列構成に配置され、前記低速スイッチ・モジュールの出力に結合された、第３の複数の高速スイッチ・モジュールであって、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、前記第５の周波数よりも高い第６のスイッチング周波数で切り替わる１対のトランジスタを備える、第３の複数の高速スイッチ・モジュールと
を備える、第３の相モジュール段をさらに備える、請求項１０に記載のインバータ。

【請求項12】

前記コントローラが、前記第３の複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれのトランジスタの動作を制御する論理信号を供給する、請求項１１に記載のインバータ。

【請求項13】

前記第１及び第３の周波数が等しく、前記多相インタリーブ型ａｃ－ｄｃインバータのａｃ出力のライン周波数のプラス又はマイナス２０パーセント以内である、請求項１０に記載のインバータ。

【請求項14】

前記複数の高速スイッチ・モジュールが、複数の高速スイッチ・ハーフブリッジ・モジュールを備える、請求項１０に記載のインバータ。

【請求項15】

フィルタ用キャパシタが、前記低速スイッチ・モジュールと前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれとの間に配置されている、請求項１０に記載のインバータ。

【請求項16】

前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、他の高速スイッチ・モジュールに対して位相シフトされている、請求項１０に記載のインバータ。

【請求項17】

フィルタ・モジュールが、前記第１の低速スイッチ・モジュールと前記第１の複数の並列結合された高速スイッチ・モジュールとの間に配置されている、請求項１０又は１１に記載のインバータ。

【請求項18】

前記フィルタ・モジュールが、低域通過フィルタを備える、請求項１７に記載のインバータ。

【請求項19】

前記フィルタ・モジュールが、前記第１の複数の高速スイッチ・モジュールの相対的に高いスイッチング周波数を、前記第１の低速スイッチ・モジュールから分離する、請求項１７又は１８に記載のインバータ。

【請求項20】

第２のフィルタ・モジュールが、前記第２の低速スイッチ・モジュールと前記第２の複数の並列結合された高速スイッチ・モジュールとの間に配置されている、請求項１７に記載のインバータ。

【請求項21】

第３のフィルタ・モジュールが、前記第３の低速スイッチ・モジュールと前記第３の複数の並列結合された高速スイッチ・モジュールとの間に配置されている、請求項２０に記載のインバータ。

【請求項22】

ｄｃ－ａｃインバータ用相モジュールを制御する方法であって、
中性端子と、
第１のｄｃ入力端子と、
第２のｄｃ入力端子と、
前記中性端子、第１のｄｃ入力端子、及び前記第２のｄｃ入力端子間に結合され、第１の複数のスイッチを備える、低速スイッチ・モジュールと、
並列構成に配置され、前記低速スイッチ・モジュールの出力に結合された複数の高速スイッチ・モジュールであって、前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、第２の複数のスイッチを備える、複数の高速スイッチ・モジュールと
を備える、ｄｃ－ａｃインバータ用相モジュールを準備するステップ、
前記第１の複数のスイッチを、第１の周波数で切り替えるよう制御するステップ、並びに
前記第２の複数のスイッチを、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で切り替えるよう制御するステップ
を含む、方法。

【請求項23】

前記複数の高速スイッチ・モジュールのそれぞれが、他の高速スイッチ・モジュールに対して位相シフトされている、請求項２２に記載の方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この出願は、２０１９年７月２２日に出願された、米国仮特許出願第６２／８７７，２８７号の利益を主張し、本明細書に完全に記載されているかのように、参照により本明細書に組み込まれる。

【0002】

本開示は、光発電用途向けストリング・インバータ、及び蓄電池又は他のｄｃ要素と送電網とのインタフェースとなるインバータを含む、高い電力密度を有するＤＣ－ＡＣインバータに関する。

【背景技術】

【0003】

大規模なソーラ発電設備において、一般的に、２種類のインバータが使用されている。集中型インバータ（ｃｅｎｔｒａｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）の電力定格は大きく、多くの場合数メガワットである。集中型インバータは、サイズ及び重量が大きいので、一般的に、クレーンを使用してコンクリートの受け台に取り付けられる。対照的に、ストリング・インバータの電力定格は小さく、数十キロワットから約１２５ｋＷであり、手作業で設置できるサイズ及び重量である。集中型インバータは、規模の経済により、定格ワットあたりの初期コストが最も低く、一方ストリング・インバータは、設置及び保守がより簡単で、より低コストである。

【0004】

ストリング・インバータの電力定格を増やし、ストリング・インバータが手作業で設置できる状態を維持しながら、規模の経済を通じてストリング・インバータのコストを削減することは有益であろう。これは、ストリング・インバータの電力密度、すなわち、ストリング・インバータの単位重量あたり及び単位体積あたりの定格電力を増やすことによって実現することができる。インバータのリアクタンス要素のサイズ及びコストを削減することも有益であろう。ＩＧＢＴを採用しているインバータは、一般的に、１０ｋＨｚ付近のスイッチング周波数で動作するが、ＩＧＢＴのスイッチング速度及び関連するＩＧＢＴのスイッチング損失によって制限される。１０ｋＨｚでのリアクタンス要素（フィルタ用インダクタ及びキャパシタ）は非常に大きく、コストがかかり、通常、組立体に手作業で挿入する必要がある。

【0005】

ストリング・インバータは、典型的には、１～１０ｋＨｚの範囲、又は最大数十ｋＨｚの周波数で切り替わる、シリコン絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（Ｓｉ ＩＧＢＴ：ｓｉｌｉｃｏｎ ｉｎｓｕｌａｔｅｄ－ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を採用している。Ｓｉ ＩＧＢＴは、フィルタ要素として従来の巻線型磁気素子を採用しており、巻線型磁気素子のサイズは、このスイッチング周波数によって変わる。インバータの電力密度を向上させるには、スイッチング周波数を上げることが望まれるが、これはＳｉ ＩＧＢＴの能力を超える。図１は、Ｓｉ ＩＧＢＴを採用した、よく知られた中性点クランプ型３レベル・インバータ回路の、１相の電源回路を示している。この回路は、正のｄｃ入力端子４１１、負のｄｃ入力端子４１２、ａｃ出力相端子４１４、中性点４１３、フィルタ用インダクタ４３４、並びにフィルタ用キャパシタ４５１、４５２、及び４５３を含む。ＩＧＢＴ４１１、４１４、４１７、４２０、４３１、及び４３５の制限されたスイッチング速度によって、スイッチング・ノード４６５での電圧波形は、この相対的に低いスイッチング周波数を示す。その結果、フィルタ要素４３４、４５１、４５２、及び４５３は、価格が高くサイズが大きい。

【0006】

ストリング・インバータのサイズ及び重量に影響を与える重要な電気要素は、ストリング・インバータの磁気及び容量要素、並びにヒートシンク及び冷却システムのサイズに影響を与える、ストリング・インバータの効率である。高効率且つ低コストで高電力密度を実現させることは、多くのインバータ用途における重要な課題である。

【0007】

最近、シリコンではなく炭化ケイ素（ＳｉＣ：ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｉｄｅ）又は窒化ガリウム（ＧａＮ：ｇａｌｌｉｕｍ ｎｉｔｒｉｄｅ）などの広バンドギャップ材料を採用する、新しいパワー・トランジスタが市販されてきた。これらのデバイスは、より高い電圧及びより高いスイッチング速度で動作することができる。たとえば、炭化ケイ素金属酸化物電界効果トランジスタ（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ：ｓｉｌｉｃｏｎ－ｃａｒｂｉｄｅ ｍｅｔａｌ－ｏｘｉｄｅ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）は、６００Ｖ～１０ｋＶの定格電圧で利用可能であり、１２００Ｖ ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを数百ｋＨｚのスイッチング周波数で動作させることができる。ただし、これらの広バンドギャップ・トランジスタは、より古いＳｉ ＩＧＢＴよりもかなり高価である。既存のストリング・インバータで、Ｓｉ ＩＧＢＴをＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴへ力任せに置き換えると、効率の改善度が増す可能性はあるが、許容できないほどのコストの増加が生じる。電力密度、効率、及びコストの必要な改善を完全に実現するには、新しいインバータの手法が必要である。具体的には、リアクタンス要素のコストを大幅に削減し、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴのコスト増加を完全に相殺し、システム全体のコスト削減を実現する手法が必要である。

【0008】

さらなる課題は、電磁干渉（ＥＭＩ：ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の伝導が生じることである。商業用途では、規制により、通常、１５０ｋＨｚを超える周波数で電力会社のシステムに伝導されるＥＭＩの量が制限される。したがって、一般的な設計上の選択は、スイッチング周波数を１５０ｋＨｚ未満に選択して、ＥＭＩフィルタのサイズを小さくすることである。スイッチング周波数の選択が１５０ｋＨｚの制限によって制約されないように、スイッチング周波数の電流成分の発生を低減することが望ましいはずである。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0009】

本明細書で提示される実施例は、ｄｃ及びａｃ電源と負荷とのインタフェースとなるインバータに関する。例示的な用途は、ｄｃ電源がソーラ・パネルのアレイである、ソーラ発電システムであり、インバータは、このパネルから供給されるｄｃ電力を、電力会社の配電網に供給されるａｃ電力に変換する。別の実例は、蓄電池のエネルギー貯蔵であり、インバータは、蓄電池のｄｃ電力を配電網に供給されるａｃ電力に変え、また蓄電池を充電するために、配電網からのａｃ電力を変換（整流）することもできる。

【0010】

様々な実施例が提示される。例示的な実施例は、以下を可能にする。
・規模の経済による、ストリング・インバータのコスト削減
・磁気素子、キャパシタ、及び半導体デバイスのサイズ及びコストを最小限に抑えるよう最適化された、コンバータ回路によるコストの削減
・高効率を維持し、且つ電磁干渉（ＥＭＩ）の伝導が生じるのを低く抑えながら、スイッチング周波数を大幅に、典型的には１００ｋＨｚ以上に高めた動作を可能にする、回路の革新によるストリング・インバータの電力密度の増加
・自動化された手段による製造性
・ストリング・インバータの定格電力をさらに高める道、及び関連する規模の経済を実現する、モジュラ式手法

【0011】

一実施例では、インバータは、３レベルのａｃ電圧を生成する低速スイッチと、後段の複数の高速スイッチング・ハーフブリッジとを備え、高速スイッチング・ハーフブリッジは、複数のａｃ出力電圧に高周波パルス幅変調を導入する。一実例では、このパルス幅変調のスイッチング周波数は、約１００ｋＨｚ又は数百ｋＨｚであり得る。このａｃ出力電圧は、高周波フィルタ用インダクタを介して、共通の出力ａｃ相に接続されている。ハーフブリッジのパルス幅変調は位相シフトされるため、出力ａｃ相の電流のスイッチング高調波が減少し、伝導されるＥＭＩを減少させる。高速スイッチング・ハーフブリッジの高周波により、フィルタ用インダクタを比較的小さくすることができ、ハーフブリッジの位相シフトされた変調によって生じる電流高調波の減少により、フィルタ用キャパシタ及びＥＭＩフィルタのサイズを小さくすることができ、したがって、電力密度の向上につながる。

【0012】

制御システムは、出力ａｃ相の電流の波形及び大きさを制御するために、低速及び高速スイッチのスイッチングを調節する。３相インバータは、かかる３つのインバータ回路を１相に１つずつ使用することにより得られる。システムの中性点を制御するために、第４の相が望ましい場合がある。高速スイッチング・ハーフブリッジは、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを使用して実現でき、ｄｃ入力電力は、太陽光発電パネルから供給され得る。

【0013】

本発明をより完全に理解するために、以下の説明及び添付図面が参照される。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】従来技術の、中性点クランプ型３レベル・インバータの、１相を示す図である。

【図2】例示的なインバータ回路の、高度の構成図である。

【図3a】ｄｃ入力端子で３ｎ次電圧高調波（ｔｒｉｐｌｅ－ｎ ｖｏｌｔａｇｅ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）を減衰させるための大きなフィルタ用キャパシタを含む、例示的な３相インバータ・モジュールの高度の構成図である。

【図3b】このキャパシタを中性点制御モジュールに置き換えた、例示的な３相インバータ・モジュールの高度の構成図である。

【図4】例示的な単相インバータ・モジュールの回路図である。

【図5】各ＰＣＢが、ＰＣＢの平面型磁気素子を含む単相インバータ・モジュールを収容する、例示的なモジュール式インバータ・システムの組立体の図である。

【図6】例示的な並列の位相シフトされた高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロックの、測定された波形の図である。

【図7】中性点制御モジュールの実施例の回路図である。

【図8】蓄電池のバンクと電力会社の配電網とのインタフェースとなる、例示的なシステムの高度の構成図である。

【図9】蓄電池のバンクと電力会社の配電網とのインタフェースとなる、実施例の１つの３相インバータ・モジュールの、高度の構成図である。

【図10】ＩＧＢＴに印加される高周波電流を低減するために、さらなるフィルタ処理が追加された、単相インバータ・モジュールの別の例示的な実施例の図である。

【図11】実現された実験用４２ｋＷ単相インバータ・モジュールの写真である。

【図12】共通のバックプレーンに接続された、６つの４２ｋＷ単相モジュールを備える、実験用２５０ｋＷインバータ・システムの写真である。

【図13】１２５ｋＷで６００Ｖの３相ａｃ出力を生成するよう一体に動作する、３つの４２ｋＷ単相モジュールを備える１２５ｋＷインバータ・システムの、動作波形のオシロスコープでのグラフである。この実例では、３相正弦波出力電圧が上部に示されている。真ん中の波形は、インバータのうちの１つの、１つのＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴモジュールのインダクタ電流である。下の波形は、１つのＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴモジュールの、パルス幅変調されたスイッチ・ノードの電圧である。

【図14】鋸歯状のインダクタの電流波形及びパルス幅変調されたスイッチ・ノードの電圧波形を含む、図１３の波形の拡大図である。

【図15】１２５ｋＷインバータの試作品を測定した、効率データのグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0015】

図２は、光発電ストリング・インバータ用途に向けた、高密度インバータ１００の一実施例の高度の構成図である。直列及び並列に接続された光発電パネル１６０のアレイは、インバータ回路１１０のｄｃ入力において、正のｄｃ入力端子１１１及び負のｄｃ入力端子１１２に接続されている。ａｃシステムの中性点への接続用に、中性点接続部１１３も設けられている。インバータ１１０は、中性点１１３に対して、１１１及び１１２の電圧を制御する。インバータ用コントローラ１３０は、ＰＶアレイ１６０がＰＶアレイ１６０の最大電力点で動作するように、端子１１１と１１２との間の電圧を制御することができる。インバータ１１０は、光発電アレイからのｄｃ入力電力を、ａｃ相１１４、１１５、及び１１６に供給される３相出力電力に変換する。これらの相は、ＥＭＩフィルタ１４０を介して、３相ａｃの電力会社のシステム１５０及び電力会社のシステムの３つの相１５１、１５２、及び１５３に接続されている。

【0016】

高密度インバータ１００は、それぞれが、別個の最大電力点追従を実現させるために別個に制御される、複数のｄｃ入力ＰＶゾーンを含むことができる。図２は、高密度インバータ１００が、別個のインバータ１１０及び１２０にそれぞれ接続された、２つの入力ＰＶゾーン１６０及び１７０を含有する実施例を示している。これらのインバータのａｃ出力は、ＥＭＩフィルタ１４０を介して３相ａｃシステム１５０に並列接続されている。

【0017】

図３は、インバータ１１０の、２種類のモジュール式での実現を示している。インバータ１２０及びどの追加のインバータ・ブロックも、同じやり方で実現される。インバータ１１０は、相モジュール２１０、２２０、及び２３０を含み、それぞれが、インバータの３相出力のうちの１相を生成する。さらに、インバータ１１０は、図３ｂに示されているように、１１１、１１２、及び１１３の電圧を制御する、中性点制御モジュール２４０を含むことができる。モジュール２４０はまた、ノード１１１及び１１２に現れる３ｎ次電圧高調波を低減する。別法として、図３ａに示されているように、コントローラ１３０が中性電位に対するこれらのノードの電圧を調整する、ノード１１１及び１１２における３ｎ次高調波をフィルタ処理するために、大きなフィルタ用キャパシタ２５０が、インバータ１１０のｄｃ入力端子に配置されてもよい。

【0018】

図４は、相モジュール２１０の電力段の回路図を示している。この実施例では、モジュール２２０及び２３０は同一である。相モジュールは、ｄｃフィルタ用キャパシタ３５１及び３５２、低速スイッチ・ブロック３１０、複数の高速スイッチ・ブロック３３０、３４０、及び場合によってはそれ以上、ａｃフィルタ用キャパシタ３５３、並びにａｃ出力相１１４を含む。

【0019】

モジュール３１０は、ａｃライン周波数で切り替わる低速スイッチ３１１、３１４、３１７、及び３１０を含有する。図４は、これらのデバイスをＳｉ ＩＧＢＴとして表しており、６０Ｈｚでの電力会社との接続では、これらのデバイスは６０Ｈｚで切り替わる必要がある。ａｃ相の端子１１４の電圧が中性点に対して正のとき、トランジスタ３１１及び３１７がオンになり、一方トランジスタ３１４及び３２０がオフになる。逆並列ダイオード３１２及び３１８は、ａｃ出力相の電流の極性に応じて、この時間中に順方向バイアスになり得る。したがって、正のバス３６１の電圧は、１１１の正の入力電圧に等しく、負のバス３６２の電圧は、１１３の中性電位に等しい。この議論では、導電性半導体デバイスの両端間の電圧降下は無視される。

【0020】

１１４のａｃ出力相の電圧が負のとき、コントローラは、デバイス３１１及び３１７をオフにし、デバイス３１４及び３２０をオンにする。ダイオード３１５及び３２１は、ａｃ出力相の電流の極性に応じて、この期間中に順方向バイアスになり得る。この期間に、ノード３６１の電圧は、１１３の中性点の電圧に等しく、ノード３６２の電圧は、ノード１１２の負のｄｃ入力電圧に等しくなる。インバータ用コントローラ１３０は、論理信号３２３、３２４、３２５、及び３２６によってこの機能を命じ、絶縁型ゲート駆動回路３１３、３１６、３１９、及び３２２に、それぞれのトランジスタをこのように動作させるよう命令する。

【0021】

高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロック３３０は、はるかに高い周波数で切り替わることができるトランジスタ３３１及び３３５を含む。逆並列ダイオード３３２及び３３６は、個別の高速スイッチング・ダイオードであってもよく、別法として、デバイス３３１及び３３５に内蔵されたボディ・ダイオードであってもよい。図４は、この機能を実行する、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴの使用法を示している。一実施例では、たとえば、１００ｋＨｚを超える周波数で切り替わることができる、１２００ＶのＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴが使用される。スイッチ・ノード３６５は、フィルタ用インダクタ３３４を介してａｃ出力相１１４に接続されている。コントローラ１３０はまた、トランジスタ３３１及び３３５の導通状態を制御する、絶縁型ゲート・ドライバ３３３及び３３７に、論理信号３２７及び３２８を供給する。コントローラがトランジスタ３３１をオンにし、トランジスタ３３５をオフにするよう命令したとき、スイッチ・ノード３６５の電圧は、ノード３６１のバス電圧に等しい。逆に、コントローラがトランジスタ３３１をオフにし、トランジスタ３３５をオンにするよう命令したとき、スイッチ・ノード３６５の電圧は、ノード３６２のバス電圧に等しい。コントローラは、これらの信号のパルス幅変調を採用して、インダクタ３３４の電流の波形を制御する。コントローラは、最も一般的には、この電流を出力端子１１４のａｃ電圧に比例し、同相になるよう調整し、結果として力率が１の反転が生じる。このａｃ電流の振幅も制御され、これは、ＰＶアレイから引き出され、ａｃ電力会社へ供給される電力量を制御する。このパルス幅変調制御は、ａｃ出力電圧に対するインダクタ電流の位相シフトを調節することもでき、インバータが、ａｃ出力への無効電力の供給を可能にする。

【0022】

相モジュール２１０は、少なくとも２つの並列接続された高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロックを含有する。図４は、これらのうちの２つが同一の回路を有することを示している。コントローラ１３０は、同期したスイッチング周波数で、ただし位相シフトした制御によって、これらを動作させる。たとえば、図４において、３２７に供給されるＰＷＭ論理信号は、スイッチング周期の開始時にトランジスタ３３１をオンにする、立ち上がりエッジを示すことができる。３５７に供給されるＰＷＭ論理信号は、スイッチング周期の半分の後にトランジスタ３４１をオンにする、立ち上がりエッジを示すことになる。これにより、インダクタ３３４及び３４４のスイッチング・リップルは、ほぼ位相がずれ、電流のスイッチング高調波の一部又はすべてが出力相端子１１４でキャンセルされる。Ｎ個の高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロックの、この並列の位相シフトした動作により、合計ａｃ出力電流が約Ｎ分の１に減少することが示され得る。さらに、同様の要因によって低減されるべき、フィルタ用キャパシタ３５３のスイッチング電流リップルの実効値が減少する。許容出力電流リップルが与えられた場合、これに応じて、インダクタ及び／又はフィルタ用キャパシタのサイズを小さくすることができる。

【0023】

図５は、例示的な高密度インバータ・システムの電子回路の組立体の図である。この実施例では、各ＰＣＢは、ＰＣＢの平面型磁気素子及びセラミック・キャパシタを含む、２１０などの相モジュールを収容する。これらのＰＣＢは、システムのヒートシンクに熱を伝導する冷却板上に取り付けられている。この図は、図３などの３つの３相インバータ・モジュールを備える、合計１２枚のＰＣＢを示している。

【0024】

図６は、上記のように位相シフトを伴って３００ｋＨｚで動作する、２つの並列接続された高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロックについて測定された波形を示している。下部の２つのトレースは、ゲート駆動論理信号３２７及び３５７を測定した。中央の２つのトレースは、結果として得られたインダクタ３３４及び３４４の電流波形であり、スイッチング・リップルの形状は同様であるが、相互に位相シフトされていることがわかる。上部の２つのトレースは、スイッチ・ノードの電圧である。

【0025】

一実施例では、ｄｃ－ａｃインバータ用相モジュール２１０は、定格４２ｋＷであり、単一のプリント回路基板（ＰＣＢ：ｐｒｉｎｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｂｏａｒｄ）上に製作されている。端子１１１と１１２との間のＰＶ入力電圧は、定格最大１５００Ｖｄｃである。低速スイッチ３１１、３１４、３１７、及び３２０は、定格１２００ＶのＳｉ ＩＧＢＴである。高速スイッチング・トランジスタ３３１及び３３５は、定格１２００Ｖ、オン抵抗４０ｍΩ、３００ｋＨｚのスイッチング周波数で動作するＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴである。これらのＭＯＳＦＥＴのボディ・ダイオードが使用されているため、さらなる逆並列ダイオードは追加されていない。インダクタ３３４は、プリント回路基板に統合された平面型磁気素子を使用して実現される。相モジュール２１０は、３３０で示される種類の４つの同一の高速スイッチング・ハーフブリッジ・ブロックを含有する。各平面型インダクタ３３４は、Ｅｐｃｏｓの材料Ｎ９７を使用するＥＩＬＰフェライト平面型コアを採用しており、平面型インダクタ３３４の巻線は４ターンで構成され、各ターンは、５７グラム（２オンス）の銅を使用した、ＰＣＢの１つの層である。平面型コアには、１５μＨのインダクタンスを得るために間隙が作られている。

【0026】

相モジュール２１０、２２０、及び２３０の入力端子に流れる電流は、ｄｃ成分だけでなく、ａｃライン周波数の３ｎ倍の成分（たとえば、６０Ｈｚのライン周波数の場合の、３６０Ｈｚ）も含有する。これらの低周波電流高調波は、低周波電流高調波が入力光発電アレイに印加される電圧を大幅に乱さないように、フィルタ処理される。これを行う１つのやり方は、図３ａに示されているように、ＰＶゾーンのｄｃ入力端子間に大きなフィルタ用キャパシタ２５０を接続することである。これらのキャパシタは、３ｎ次電流高調波が流れる低インピーダンス経路を設ける。さらに、ＰＶアレイの正及び負の電圧は、中性端子に対して制御され得る。これは、インバータの入力電流を制御することにより行われ得る。別法として、図３ｂに示されているように、中性点制御モジュール２４０が採用されてもよい。このモジュールは、３ｎ次電流高調波の循環経路を設け、中性点の電圧並びに／又は正及び負のｄｃ入力電圧の相対値を制御することができる。このモジュールのリアクタンス要素は、フィルタ２５０のリアクタンス要素よりも大幅に小さくすることができる。

【0027】

図７は、中性点制御モジュール２４０の実施例である。この実施例では、モジュールは、高速スイッチ５１１、５３１、５３５、及び５２０を含み、これらは、モジュール２１０で使用されるのと同じＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴを使用して実現され得る。これらのトランジスタは、トランジスタの導通状態を制御するために、絶縁型ゲート・ドライバ５１３、５２７、５３７、及び５２２に命令する、コントローラ１３０から受信する論理信号５２３、５２７、５２８、及び５２６に従って切り替えられる。ダイオード５１５及び５１８は、トランジスタによって遮断される電圧が、それぞれ、キャパシタ３５１及び３５２の電圧を、確実に超えないようにする。コントローラ１３０は、トランジスタのデューティ・サイクルを調節して、キャパシタ３５１及び３５２の両端間の電圧が等しくなるよう調整する。スイッチング周期中の第１の期間において、トランジスタ５１１及び５３１はオン状態にあり、トランジスタ５３５及び５２０はオフ状態にある。インダクタ５３４は、端子１１１と１１３との間に接続される。スイッチング周期中の第２の期間において、トランジスタ５１１及び５３１はオフ状態にあり、トランジスタ５３５及び５２０はオン状態にある。インダクタ５３４は、次いで、端子１１２と１１３との間に接続される。スイッチングの遷移は、外側のトランジスタが最初にオフになり、続いてそれぞれの内側のトランジスタがオフになるという順序で行われ得る。オンになる遷移では、最初に内側のトランジスタがオンになり、続いて外側のトランジスタがオンになる。短い不動作時間が、遷移する間に挿入される。

【0028】

図４の高密度インバータ回路は、他の用途でも同様に採用することができる。図８は、エネルギー貯蔵蓄電池システムと電力会社の配電網とのインタフェースとなる、高密度インバータ・システムの実例である。インバータ７００は、蓄電池システムの充電と放電との両方に必要な、双方向の電力の流れに対応している。インバータ７１０は、力率１、又は配電網に無効電力を供給するために力率１未満のいずれかで、電力会社の配電網を駆動することができる。図９は、図４又は図１０のインバータ用相モジュールを採用する、インバータ・ブロック７１０の一実施例の構成図を含有する。図３ｂのように、中性点制御モジュール２４０を組み込むこともできる。コントローラ７３０は、前述のようにゲート駆動論理信号を生成し、さらに、蓄電池の充電及び放電アルゴリズムを実施する。

【0029】

図４を参照すると、高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュール３３０、３４０、．．．は、高周波電流を中間バス３６１及び３６２に注入する。こうした電流は、高速スイッチング・ハーフブリッジのスイッチング周波数ｆｓの高調波を含有する。たとえば、相モジュール２１０が、それぞれ時間０、Ｔｓ／４、Ｔｓ／２、及び３Ｔｓ／４だけ位相シフトされる４つの高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュールを含み、ここでＴｓが、スイッチング周期Ｔｓ＝１／ｆｓである場合、総バス電流は、４ｆｓ及び４ｆｓの高調波の周波数を有するようになる。ｆｓ＝３００ｋＨｚのスイッチング周波数の場合、バス電流は、基本周波数４ｆｓ＝１．２ＭＨｚを有するようになる。この電流のピークの大きさは、インダクタの電流のピークの大きさに等しい。

【0030】

この注入されたバス電流は、２つの経路間で分割される。注入されたバス電流は、近くのフィルタ用キャパシタ３３８、３４８、．．．を通って流れることができるか、又は低速スイッチングＩＧＢＴネットワーク３１０並びにｄｃ入力フィルタ用キャパシタ３５１及び３５２を通って流れることができる。電流は、２つの経路の相対インピーダンスに従って分割される。

【0031】

高周波ＩＧＢＴデバイスにかかる高周波電流を流すことは、不得策である可能性がある。たとえば、１０ｋＨｚのＩＧＢＴの設計者は、振幅が大きい１．２ＭＨｚの電流を、１０ｋＨｚのＩＧＢＴが伝導することを予期しておらず、かかるＩＧＢＴのデータシートはこの状況に対処していない。実際に、かかる状況下で、実験での失敗が観察された。これは、ＩＧＢＴデバイスに印加される高周波電流の大きさを十分に低減するために、低域通過フィルタを使用する場合があることを示唆している。図１０は、高周波フィルタ・モジュール３９０が、低速スイッチングＩＧＢＴモジュール３１０と高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュール３３０、３４０．．．との間に挿入される解決策を示している。このモジュールは、低速スイッチング・モジュール３１０に加えられる高周波電流リップルの量を大幅に低減するインダクタ３９１及び３９２を含み、含有される高周波電流は、キャパシタ３９３、３３８、３４８、．．．を通って流れる。これにより、ＩＧＢＴデバイスの信頼性の高い動作を実現することができる。高周波フィルタ・モジュール３９０は、高速スイッチング・ハーフブリッジ３３０、３４０、．．．及び高速スイッチング・ハーフブリッジの制御を、低速スイッチング・モジュール３１０のスイッチングから効果的に切り離す。これらのモジュールの制御は効果的に切り離され、別個に最適化され得る。

【0032】

図１１は、定格４２ｋＷであるＤＣ－ＡＣインバータ用相モジュール２１０の実験的に実現した写真を含有する。この相モジュールは、低速スイッチング・モジュール３１０、及び４つの高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュール３３０、３４０、．．．を含む。モジュールは、最大１５００ＶのｄｃのＰＶ入力電圧で動作し、５０／６０Ｈｚ３相実効値６００Ｖ出力のうちの１相を生成する。インダクタ３３４、３４４、．．．は、プリント回路基板に統合された平面型磁気素子として実現されており、写真の左上と左下とで確認できる。プリント回路基板の下はヒートシンクであり、パワーＩＧＢＴ及びＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴは、プリント回路基板の下に取り付けられている。ゲート・ドライバ回路及びセラミック・キャパシタのフィルタ回路は、プリント回路基板の上部で確認できる。ＤＣ－ＡＣインバータ用相モジュール２１０のすべてのキャパシタは、この基板上に配置されたセラミック・キャパシタとして実現されている。高周波フィルタ・モジュール３９０は、このプリント回路基板の下側に取り付けられており、インダクタ３９１及び３９２は、表面実装型パワー・インダクタを使用して実現されている。

【0033】

図１２は、発明者等の実験室で構築された２５０ｋＷインバータの試作品を示している。６つの４２ｋＷ ＤＣ－ＡＣインバータ用相モジュールが、図８にあるように、相モジュールをｄｃ光発電源及びａｃ３相出力と相互接続する、電力バックプレーンに差し込まれる。バックプレーンは、高密度インバータ・システム１００を実現するために、図２に示されたように、コントローラ１３０及びＥＭＩフィルタ１４０を含む。インバータ用相モジュールのうちの３つを組み合わせて、定格１２５ｋＷのＤＣ－３相ＡＣインバータ及びＰＶゾーンを実現し、他の３つの相モジュールを組み合わせて、第２の１２５ｋＷインバータ及びＰＶゾーンを実現する。インバータのＡＣ出力は、図２に示されたように並列接続され、合計２５０ｋＷのａｃ出力電力を供給する。

【0034】

図１３は、１０５０Ｖのｄｃ入力電圧、及び実効値６００Ｖの３相ａｃ出力ライン間電圧で動作する、１２５ｋＷのＰＶゾーンのａｃ動作波形を示している。上部の波形は、６０Ｈｚで動作するａｃ出力ライン～中性点間の電圧である。中央の波形は、１つのインバータ用相モジュールの、高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュールのうちの１つの、インダクタの電流である。このインダクタの電流は、このハーフブリッジ・モジュールの６０Ｈｚ ａｃ出力に加えて、インダクタの電流に重畳された高周波スイッチング・リップルによって生じた、包絡線を含んでいる。ハーフブリッジ・スイッチング周波数は、この試作品では、ａｃ出力波形に沿って１５０ｋＨｚから３００ｋＨｚの間で変化する。下部のトレースは、ハーフブリッジ・スイッチ・ノード電圧３６５である。これは、パルス幅変調された矩形の波形であり、デューティ・サイクル及びスイッチング周波数は、所望の、電流の低周波数正弦波成分が実現するように、ａｃ正弦波に沿って変化する。

【0035】

１５０ｋＨｚから３００ｋＨｚの間のスイッチング周波数の変化は、システム効率のさらなる最適化を可能にする。ライン・サイクルの正の半分については、電流の包絡線の最小値を負にする（ゼロ電圧スイッチングになる）か、又は正であっても小さくすることによって、スイッチング・エネルギー損失が低減される一方で、電流の包絡線の最大値が大きい場合は、導通損失が増加する。インダクタが飽和すると、実際の、電流の包絡線の最大値も制限される。スイッチング周波数を下げることにより、電流の包絡線のサイズが大きくなり得る。したがって、ライン電流波形の所与のポイントで、インダクタの飽和を回避しながら損失を最小限に抑えるスイッチング周波数の選択があり、このスイッチング周波数は、正弦波に沿って変化する。この試作品では、スイッチング周波数は正弦波のピークで１５０ｋＨｚ、正弦波のゼロ交差で３００ｋＨｚである。スイッチング周波数は、正弦波に沿ってこれらの両極値間で、ａｃライン電圧に比例して変化する。

【0036】

図１４は、ａｃライン電圧のピークとゼロ交差との間の時間の一部に関する、図１３の波形の拡大図を含有する。この図では、スイッチ・ノードの電圧波形（下）が、本来パルス幅変調されていることを含め、より明確に確認できる。インダクタ電流は、低周波（平均）成分に加えて、高周波スイッチング・リップルを含有していることも、明確に確認できる。

【0037】

図１５は、この１２５ｋＷ試作品を測定した、効率データを示している。この測定は、１０５０Ｖの固定ｄｃ入力電圧、及び６０Ｈｚでライン間実効値６００Ｖの固定３相ａｃ出力で行われた。大部分の効率ポイントは、９８．５％～９９．０％の範囲内にある。

【0038】

複数の並列接続されたハーフブリッジ高速スイッチング・モジュール３３０、３４０、．．．を使用することにより、さらなるシステム効率の改善が可能である。低電力では、高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュールのうちの１つ又は複数を停止させることで効率が向上する、位相シェディング（ｐｈａｓｅ ｓｈｅｄｄｉｎｇ）が採用され得る。これは、中央コントローラのプログラミングによって、簡単に実現することができる。図１５の効率データでは、１２．５ｋＷの低電力ポイントは、相モジュールごとに４つの高速スイッチング・ハーフブリッジ・モジュールのうちの１つだけを動作させることにより取得した。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失及びインダクタのａｃ損失は、出力電流にほとんど依存しないので、低電流において１つ又は複数のハーフブリッジ・モジュールを停止させると、システムの効率が向上する。同様に、２５ｋＷのデータポイントは、相ごとに４つのハーフブリッジ・モジュールのうちの２つを動作させることにより取得した。より高い電力ポイントでは、それぞれの相モジュールで、４つのハーフブリッジ・モジュールすべてを動作させた。したがって、コントローラは、システム効率が向上するように、低電力状態でハーフブリッジ・モジュールを停止させるようプログラムされている。

【0039】

実験用試作品では、３３０などの各高速スイッチング・ハーフブリッジは、ＥＩＬＰ６４フェライト平面型コア（ＥｐｃｏｓのＥＩＬＰ６４／１０／５０ Ｎ４９）を使用して実現された、平面型インダクタ３３４を含む。インダクタの巻線は６ターンで構成され、重量８５グラム（３オンス）の銅を有する６層プリント回路基板で実現されている。合計インダクタンスが１２ｕＨになるように、インダクタの空隙が含まれている。炭化ケイ素のＭＯＳＦＥＴ３３１及び３３５は、定格が３２ミリオームのオン抵抗及び１２００Ｖの、ＣｒｅｅのＣ３Ｍ００３２１２０Ｋデバイスである。ダイオード３３２及び３３６は、ＭＯＳＦＥＴ３３１及び３３５に内蔵されたボディ・ダイオードである。高速スイッチングＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴゲート・ドライバ３３３及び３３７は、定格が１０Ａ及び絶縁耐圧３ｋＶの絶縁型ゲート・ドライバであるＴＩのＵＣＣ５３９０であり、これらは小型の絶縁電源から給電される。ＩＧＢＴ３１１、３１４、３１７、及び３２０は、ＭｉｃｒｏｓｅｍｉのＡＰＴ１００ＧＮ１２０Ｂ２Ｇである。これらのデバイスの温度上昇を制限するために、２つのかかるＩＧＢＴを、デバイス３１１及び３２０に並列接続した。低速スイッチング・ダイオード３１２、３１５、３１８、及び３２１は、定格が１２００Ｖで１２０Ａのディスクリート整流デバイスの、ＩＸＹＳのＤＳＥＩ１２０／１２Ａである。要素３３８、３５１、及び３５２などのフィルタ用キャパシタは、複数の並列接続された、定格が１０００Ｖ、０．１ｕＦ Ｘ７ＲであるＫｅｍｅｔのＣ１８１２Ｃ１０４ＫＤＲＡＣＴＵなどの積層セラミック・キャパシタを使用して実現し、それぞれが１２ｕＦの合計バス容量となった。

【0040】

実施態様が、ある程度の特殊性をもって上記で説明されてきたが、当業者は、この発明の精神又は範囲から逸脱することなく、開示された実施例に多くの変更を加えることができる。すべての方向への言及（たとえば、上の、下の、上向きの、下向きの、左、右、左側の、右側の、上部、下部、より上に、より下に、垂直の、水平の、時計回りの、及び反時計回りの）は、読者の本発明への理解を助けるための識別目的でのみ使用され、とりわけ本発明の位置、向き、又は使用法に関する制限を生じさせるものではない。接合することへの言及（たとえば、付着される、結合される、接続される、など）は、広義に解釈されるべきであり、要素の接続部間にある中間部材及び要素間の相対的な動きを含むことができる。したがって、接合することへの言及は、２つの要素が直接接続され、互いに固定された関係にあることを必ずしも暗示するものではない。上記の説明に含まれているか又は添付図面に示されているすべての事項は、例示にすぎず、制限しないものとして解釈されることを意図している。詳細な、又は構造上の変更は、添付の特許請求の範囲で定義されている本発明の精神から逸脱することなく行うことができる。

【図1】

【図2】

【図3a】

【図3b】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【国際調査報告】