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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2022-12-15
(54)【発明の名称】降圧コンバータ電流再使用のための方法及びシステム
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20221208BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 H
H02M3/155 C
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2022522769
(86)(22)【出願日】2020-10-05
(85)【翻訳文提出日】2022-06-15
(86)【国際出願番号】 US2020054215
(87)【国際公開番号】W WO2021076350
(87)【国際公開日】2021-04-22
(31)【優先権主張番号】16/653,272
(32)【優先日】2019-10-15
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】507107291
【氏名又は名称】テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド
(71)【出願人】
【識別番号】390020248
【氏名又は名称】日本テキサス・インスツルメンツ合同会社
(74)【代理人】
【識別番号】230129078
【弁護士】
【氏名又は名称】佐藤 仁
(72)【発明者】
【氏名】ステファン ディートリッヒ
(72)【発明者】
【氏名】クリスチャン ハーダー
(72)【発明者】
【氏名】エミル シオラン
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS01
5H730AS05
5H730BB13
5H730BB57
5H730DD04
5H730EE59
5H730FD01
5H730FD41
5H730FG05
5H730FG07
5H730FG22
5H730XX35
5H730XX41
(57)【要約】
降圧電圧コンバータが、ハイサイドスイッチ（４１２）、ローサイドスイッチ（４１４）、コンデンサ（４１８）、インダクタ（４１６）、ハイサイドスイッチのゲート端子及びローサイドスイッチのゲート端子に結合された出力を有するゲートドライバ回路（３４２）、及び降圧電圧コンバータ（４３０）内の回路要素に電力供給する個別の電圧レギュレータ回路を含む。電圧レギュレータ回路は、入力電圧源（３９０）に結合された第１のマルチプレクサ入力、降圧電圧コンバータ（３９２）の降圧出力に結合された第２のマルチプレクサ入力、及び２つのマルチプレクサ入力のいずれがマルチプレクサ出力に結合されるかを選択する１つ又は複数のマルチプレクサ制御入力を有するマルチプレクサ（４４０）と、マルチプレクサ出力に結合された第１の端子と電圧レギュレータのレギュレータ出力（４８０）に結合された第２の端子を有するパストランジスタ（４４６）を含む。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
降圧電圧コンバータであって、入力電圧源に結合された第１の端子を有し、第２の端子を有するハイサイドスイッチと、
接地に結合された第１の端子を有し、前記ハイサイドスイッチの前記第２の端子に結合された第２の端子を有するローサイドスイッチと、
前記ハイサイドスイッチの前記第２の端子と前記ローサイドスイッチの前記第２の端子に結合された第１の端子を有し、前記降圧電圧コンバータの降圧出力に結合された第２の端子を有するインダクタと、
前記降圧電圧コンバータの前記降圧出力及び前記インダクタの前記第２の端子に結合された第１の端子を有し、接地に結合された第２の端子を有する、コンデンサと、
前記ハイサイドスイッチのゲート端子に結合された第１の出力と、前記ローサイドスイッチのゲート端子に結合された第２の出力とを有する、ゲートドライバ回路と、
前記降圧電圧コンバータ内の回路要素に電力供給する電圧レギュレータ回路と、
を含み、
前記電圧レギュレータ回路が、
前記入力電圧源に結合された第１のマルチプレクサ入力と、前記降圧電圧コンバータの前記降圧出力に結合された第２のマルチプレクサ入力と、前記２つのマルチプレクサ入力のうちのどちらがマルチプレクサ出力に結合されるかを選択するための１つ又は複数のマルチプレクサ制御入力とを有するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサ出力に結合される第１の端子を有し、前記電圧レギュレータのレギュレータ出力に結合された第２の端子を有するパストランジスタと、
を含む、
降圧電圧コンバータ。
【請求項2】
請求項１に記載の降圧電圧コンバータであって、前記電圧レギュレータの前記レギュレータ出力のみが、前記降圧電圧コンバータの状態機械及び内部論理回路のため前記回路要素に電力供給する、降圧電圧コンバータ。
【請求項3】
請求項２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記レギュレータ出力が接地に容量結合される、降圧電圧コンバータ。
【請求項4】
請求項２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記１つ又はそれ以上のマルチプレクサ制御入力が、前記降圧出力を前記入力電圧源と比較することから導出される、降圧電圧コンバータ。
【請求項5】
請求項２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記マルチプレクサが２つのトランジスタを含む、降圧電圧コンバータ。
【請求項6】
請求項５に記載の降圧電圧コンバータであって、前記トランジスタが、ｐチャネル電界効果トランジスタ及びｎチャネル電界効果トランジスタを含む、降圧電圧コンバータ。
【請求項7】
請求項２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記電圧レギュレータ回路が増幅器を含み、前記増幅器が、電圧基準に結合された第１の入力と、
第１の抵抗器を介して前記電圧レギュレータ回路の前記レギュレータ出力に、及び第２の抵抗器を介して接地に結合された第２の入力と、
前記パストランジスタのゲート端子に結合された出力と、
を有する、
降圧電圧コンバータ。
【請求項8】
状態機械であって、降圧電圧コンバータの降圧出力のスケールされたバージョンを基準電圧から減算し、その減算の出力を入力供給電圧と前記降圧出力との間の差を表す信号と比較することによって導出される、スキップ入力信号と、
入力がローサイドスイッチの第１の端子及び第２の端子である比較器の出力であるＺｅｒｏ＿Ｃｏｍｐ入力信号と、
連続導通モード（ＣＣＭ）のみとＣＣＭ又は不連続導通モード（ＤＣＭ）動作との間で選択する設定であるＦＰＷＭ入力信号と、
入力電圧源から引き出される電流の量を表す第１の入力と、前記降圧出力と前記基準電圧との間の差を表す第２の入力とを有する比較器の出力であるＰｅａｋ＿Ｃｏｍｐ入力信号と、
前記降圧電圧コンバータをイネーブルするＥＮ入力信号と、
ハイサイドスイッチを制御するゲートドライバ回路に結合されたＨＳ出力と、
前記ローサイドスイッチを制御する前記ゲートドライバ回路に結合されたＬＳ出力と、
を含む、状態機械。
【請求項9】
請求項８に記載の状態機械であって、前記状態機械が、スキップされ得る連続パルスの最大数を決定することと、
前記ＥＮ入力信号とクロックエッジを有する前記降圧電圧コンバータをイネーブルすることと、
前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオンに切り替え、前記入力電圧源からインダクタを介して負荷に電力を供給し、インダクタ電流を継続的に監視し、
前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオフに切り替え、前記インダクタ電流でピーク電流リファレンスレベルに達した後に前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオンに切り替えることで、前記インダクタを放電し、
前記インダクタ電流がゼロに達したかどうかを判定し、
前記インダクタ電流がゼロに達した場合、前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオフに切り替え、前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオンに切り替え、又は、インダクタ電流がゼロに達していない場合、Ｓｋｉｐ入力信号を用いて第１のパルスをスキップし、
次のクロックサイクルで、前記インダクタ電流がゼロに達したかどうか及びスキップされ得る連続パルスの最大数に達したかどうかを判定し、
前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオフに切り替え、前記インダクタ電流がゼロに達した場合、又はスキップされ得る最大連続パルス数に達した場合、前記ＨＳ出力スイッチを用いて前記ハイサイドスイッチをオフに切り替え、又は、前記インダクタ電流がゼロに達しておらず、スキップされ得る最大連続パルス数に達していない場合は、Ｓｋｉｐ入力信号を用いて第２のパルスをスキップする、
状態機械。
【請求項10】
請求項９に記載の状態機械であって、スキップされ得る連続パルスの前記最大数が、発振器周波数を最小スイッチング周波数で除算することによって決定される、状態機械。
【請求項11】
請求項９に記載の状態機械であって、スキップされ得る連続パルスの前記最大数が２である、状態機械。
【請求項12】
降圧電圧コンバータであって、入力電圧源に結合される第１の端子を有し、第２の端子を有するハイサイドスイッチと、
接地に結合された第１の端子を有し、前記ハイサイドスイッチの前記第２の端子に結合された第２の端子を有するローサイドスイッチと、
前記ハイサイドスイッチの前記第２の端子と前記ローサイドスイッチの第２の端子に結合された第１の端子を有し、前記降圧電圧コンバータの降圧出力に結合された第２の端子を有するインダクタと、
前記降圧出力と前記インダクタの前記第２の端子とに結合された第１の端子を有し、接地に結合された第２の端子を有する、コンデンサと、
状態機械から入力を受け取り、前記ハイサイドスイッチのゲート端子と前記ローサイドスイッチのゲート端子とに結合された出力を有するゲートドライバ回路と、
前記降圧電圧コンバータ内の回路要素に電力を供給する電圧レギュレータ回路と、
を含み、
前記降圧電圧コンバータが、
前記入力電圧源に結合された第１のマルチプレクサ入力と、前記降圧出力に結合された第２のマルチプレクサ入力と、前記２つのマルチプレクサ入力のうちのどちらがマルチプレクサ出力に結合されるかを選択するための１つ又は複数のマルチプレクサ制御入力とを有するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサ出力に結合された第１の端子を有し、前記電圧レギュレータのレギュレータ出力に結合された第２の端子を有するパストランジスタと、
を含む、
降圧電圧コンバータ。
【請求項13】
請求項１２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記電圧レギュレータの前記レギュレータ出力のみが、前記降圧電圧コンバータの前記状態機械及び内部論理回路のため前記回路要素に電力供給する、降圧電圧コンバータ。
【請求項14】
請求項１２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記状態機械が、基準電圧から前記降圧出力のスケーリングされたバージョンを減算し、その減算の出力を、入力供給電圧と前記降圧出力との間の差を表す信号と比較することによって導出されるＳｋｉｐ入力信号と、
入力が前記ローサイドスイッチの前記第１の端子及び第２の端子であるコンパレータの出力であるＺｅｒｏ＿Ｃｏｍｐ入力信号と、
連続導通モード（ＣＣＭ）のみとＣＣＭ又は不連続導通モード（ＤＣＭ）動作との間で選択する設定を提供するＦＰＷＭ入力信号と、
前記入力電圧源から引き出される電流の量を表す第１の入力と、前記降圧出力と前記基準電圧との間の差を表す第２の入力とを有する比較器の出力であるＰｅａｋ＿Ｃｏｍｐ入力信号と、
前記降圧電圧コンバータをイネーブルするＥＮ入力信号と、
前記ハイサイドスイッチを制御する前記ゲートドライバ回路に結合されたＨＳ出力と、
前記ローサイドスイッチを制御する前記ゲートドライバ回路に結合されたＬＳ出力と、
を含む、降圧電圧コンバータ。
【請求項15】
請求項１４に記載の降圧電圧コンバータであって、前記状態機械が、スキップされ得る連続パルスの最大数を決定し、
前記ＥＮ入力信号とクロックエッジを有する前記降圧電圧コンバータをイネーブルし、
前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオンに切り替え、前記入力電圧源から前記インダクタを介して負荷に電力を供給し、インダクタ電流を継続的に監視し、
前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオフに切り替え、前記インダクタ電流でピーク電流基準レベルに達した後に前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオンに切り替えることで、前記インダクタを放電し、
前記インダクタ電流がゼロに達したかどうかを判定し、
前記インダクタ電流がゼロに達した場合、前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオフに切り替え、前記ＨＳ出力を用いて前記ハイサイドスイッチをオンに切り替え、又は、前記インダクタ電流がゼロに達していない場合、前記Ｓｋｉｐ入力を用いて第１のパルスをスキップし、
次のクロックサイクルで、前記インダクタ電流がゼロに達したかどうか、及びスキップされ得る連続パルスの最大数に達したかどうかを判定し、
前記インダクタ電流がゼロに達した場合、前記ＬＳ出力を用いて前記ローサイドスイッチをオフに切り替え、又は、スキップされ得る前記最大連続パルス数に達した場合は前記ＨＳ出力スイッチを用いて前記ハイサイドスイッチをオフに切り替え、或いは、前記インダクタ電流がゼロに達しておらず、スキップされ得る前記最大連続パルス数に達していない場合は、前記Ｓｋｉｐ入力を用いて第２のパルスをスキップする、
降圧電圧コンバータ。
【請求項16】
請求項１４に記載の降圧電圧コンバータであって、スキップされ得る連続パルスの前記最大数が、発振器周波数を最小スイッチング周波数で除算することによって決定される、降圧電圧コンバータ。
【請求項17】
請求項１４に記載の降圧電圧コンバータであって、スキップされ得る連続パルスの前記最大数が２つである、降圧電圧コンバータ。
【請求項18】
請求項１２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記１つ又はそれ以上のマルチプレクサ制御入力が、前記降圧出力を前記入力電圧源と比較することから導出される、降圧電圧コンバータ。
【請求項19】
請求項１２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記マルチプレクサが、ｐチャネル電界効果トランジスタ及びｎチャネル電界効果トランジスタを含む、降圧電圧コンバータ。
【請求項20】
請求項１２に記載の降圧電圧コンバータであって、前記電圧レギュレータ回路が増幅器を含み、
前記増幅器が、前記基準電圧に結合された第１の入力と、第１の抵抗器を介して前記レギュレータ出力に第２の抵抗器を介して接地に結合された第２の入力と、前記パストランジスタのゲート端子に結合された出力とを有する、
降圧電圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
降圧コンバータは、主電源からの入力とその出力との間の電圧を降圧又は下げる一方で電流を高めるＤＣ－ＤＣ電力コンバータである。それは、ＤＣ入力電圧よりもＤＣ出力電圧を低くする必要がある回路で用いられる。それは、少なくとも２つの半導体で典型的に構成されるスイッチモード電源であり、それは供給電圧に結合されるハイサイドスイッチと、接地に結合されるローサイドスイッチとを構成する、２つのトランジスタであり得る。それはまた、少なくとも１つのエネルギー蓄積要素で構成され、これは、ハイサイド導通時にエネルギーを蓄積し、ローサイド導通時に放電する、コンデンサ又はインダクタであってもよく、又はこれら２つの組み合わせであってもよい。
【背景技術】
【0002】
ハイサイドトランジスタがオンの間、電流は、インダクタを介して負荷に流れる。インダクタの反応は、電流フローの変化に対向し、また、エネルギーを蓄えるためである。降圧コンバータの入力ノードと出力ノードの間のスイッチングトランジスタは、供給電圧と接地の供給の間で交互に高周波数で連続的にオン／オフを切り替える。連続出力を維持するために、回路は、ハイサイドスイッチのオン期間の間インダクタに蓄積されたエネルギーを使用し、それをフィルタしてリップルを滑らかにする。
【0003】
スイッチング動作では、降圧コンバータには不連続導通モード（ＤＣＭ）と連続導通モード（ＣＣＭ）の２つのモードがある。ＤＣＭでは、インダクタが完全に放電されて電流が遮断される期間があるが、ＣＣＭはインダクタ電流がゼロになる期間がないという特徴がある。ＣＣＭは、電流フローの不連続性から生じる出力リップル電圧と高調波を減少させるので、ＤＣ－ＤＣコンバータでより一般的に用いられている。
【0004】
ＣＣＭの場合、ハイサイドスイッチがオフであり、ローサイドスイッチがオンであるとき、インダクタに蓄積されたエネルギーから逆回復時間の間、逆電流が流れる。ＣＣＭでは２つのスイッチのうちの１つが常にオンになっているので、インダクタ電流がゼロになる期間はない。
【0005】
降圧コンバータの設計上の考慮事項には、許容可能な許容範囲内で正確な出力電圧を維持すること、出力上のリップル電圧を最小限に抑えること、搬送される出力電力を、供給された入力電力と比較してコンバータの電力効率を最大化すること、隣接する回路要素との干渉を避けるために最小のスイッチング周波数を維持すること、及び出力電圧の暴走を回避することが含まれる。最後の２つの要件は、非常に軽い負荷では時には互いに矛盾する可能性がある。というのも、最小スイッチング周波数は、スイッチの最小オン時間に起因して、電力を回路に連続的に戻さなければならないことを意味するからである。これは、負荷からの放散なしにエネルギーが蓄積され続け、出力電圧が暴走状態まで上昇し続ける状況につながる可能性がある。
【発明の概要】
【0006】
この概要は、提供される図面を含む詳細な説明において以下でさらに記載される、記載された概念を簡略化された形態で紹介するために提供されている。この概要は、特許請求される主題の範囲を限定することは意図していない。
【0007】
記載される実施例は、パルススキップモードの間、保証された最小スイッチング周波数を有するＤＣ－ＤＣ降圧コンバータと、降圧コンバータの等価ダミー負荷として内部低降圧レギュレータ（ＬＤＯ）に供給するために無駄になるエネルギーを再利用する手段によって、ゼロ負荷電流での出力電圧暴走を防止するための方法とを含む。
【0008】
本発明の一例は、入力電圧源に結合された第１の端子を備えるハイサイドスイッチと、ハイサイドスイッチの第２の端子に結合された第１の端子と降圧電圧コンバータの出力に結合された第２の端子とを有するインダクタとを含む、パルススキップモードで動作する降圧電圧コンバータである。降圧電圧コンバータはさらに、接地に結合された第１の端子と、インダクタの第１の端子に及びハイサイドスイッチの第２の端子に結合された第２の端子とを備えるローサイドスイッチ、降圧電圧コンバータの出力に結合された第１の端子と接地に結合された第２の端子とを備えるキャパシタ、状態機械からの入力を受信し、ハイサイドスイッチのゲート端子及びローサイドスイッチのゲート端子に結合された出力を備えるゲートドライバ回路、及び、降圧電圧コンバータに内部にある回路要素に電力供給する電圧レギュレータ回路を含む。
【0009】
内部電圧レギュレータは、マルチプレクサ出力を備えるマルチプレクサと、供給電圧源からの第１の入力と、降圧電圧コンバータ出力からの第２の入力と、降圧電圧コンバータの出力とどの入力が出力に結合されるべきかの選択を制御する入力電圧源との間の差を比較することから導出される１つ又は複数の制御出力と、マルチプレクサの出力に結合された第１の端子と内部電圧レギュレータの出力に結合された第２の端子とを備えるパストランジスタとを含み、内部電圧レギュレータ回路の出力は、降圧電圧コンバータの状態機械回路要素及び内部論理回路要素のための唯一の電源である。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】ＣＣＭのみで動作する電流モード制御ＤＣ‐ＤＣ降圧コンバータの例のためのブロック図を示す。
【0011】
【図2A】無負荷のバーストモードにおけるＰＳＭ方式について時間の関数としてプロットされた電圧及び電流波形を示す。
【0012】
【図2B】無負荷のＰＳＭ方式について時間の関数としてプロットされた電圧波形及び電流波形を示す。
【0013】
【図2C】ダミー負荷を有するＰＳＭ方式について時間の関数としてプロットされた電圧波形及び電流波形を示す。
【0014】
【図3】内部で給電される論理ＬＤＯを備える特許請求されている降圧コンバータの例のためのブロック図を示す。
【0015】
【図4】内部で給電される論理ＬＤＯを備える特許請求されている降圧コンバータの例のための簡略化された表現を示す。
【0016】
【図5】内部で給電されるＬＤＯを備える特許請求されている降圧コンバータの論理ＬＤＯブロックのための概略図を示す。
【0017】
【図6】内部で給電されるＬＤＯを備える降圧コンバータの論理ＬＤＯブロックのための非同期コンバータ状態機械の例のための簡略化された状態図を示す。
【0018】
様々の図面において、同様の符号は同様の要素を示す。本開示の１つ又は複数の実装の詳細は、添付の図面及び以下の説明に記載される。図は、一定の縮尺で描かれておらず、単に本開示を例示するために提供されるに過ぎない。特定の詳細、関係、及び方法は、本開示の理解を提供するために記載される。他の特徴及び利点は、本記載及び図面から、並びに特許請求の範囲から明らかであり得る。
【発明を実施するための形態】
【0019】
図１は、例示のＤＣ‐ＤＣ降圧コンバータを図示する。降圧コンバータは、バッテリ又は何らかの他のタイプのＤＣ電源であり得る入力電圧源１１０を含む。一実施例における入力電圧源の典型的な電圧範囲は、２．２Ｖ～４．９Ｖであり得る。入力電圧源１１０は、ハイサイドスイッチであるＰＭＯＳトランジスタ１１２のソースに結合される。トランジスタ１１２のドレインは、インダクタ１１６の一方の端子と、ローサイドスイッチＮＭＯＳトランジスタ１１４のドレインに結合され、そのソースは接地に電気的に接続される。１１２及び１１４のゲートは、それぞれ、ゲートドライバ回路１４２の出力信号１３２及び１３４によって制御される。インダクタ１１６の他方の端子はコンデンサ１１８の一方の端子に結合され、コンデンサ１１８の他方の端子は接地に電気的に接続される。
【0020】
降圧コンバータの負荷は、負荷抵抗１２０によって表される。降圧コンバータは、或る負荷１２０の下で入力電圧源ＶＩＮ１１０からノード１４０における出力電圧ＶＯＵＴを調整するため、電圧制御、電流制御、又は両方の組み合わせ下にある。
【0021】
降圧コンバータは、信号１３２を用いてハイサイドスイッチ１１２のゲートを駆動し、信号１３４を用いてローサイドスイッチ１１４を駆動するゲートドライバ回路１４２を制御するための制御論理ブロック１４４をさらに含む。制御論理ブロック１４４への入力は、コンパレータ１５２を用いて、出力電圧ＶＯＵＴ１４０を表すフィードバック電圧１３０を内部基準電圧ＶＲＥＦ１３６と比較し、Ｖ／Ｉコンバータ１５４を用いてそれを電流に変換し、電流コンパレータ１５６を用いて、それを入力電流サンプル１５８と比較することによって導出される。制御論理ブロック１４４は、固定周波数で動作する発振器１４８によってクロックされる。いくつかの実施例では、電圧基準の代わりに電流基準を用いることができる。
【0022】
降圧コンバータの基本的な動作は、インダクタの電流と電圧の関係から見て最もよく理解できる。初期状態では、ハイサイドスイッチ１１２及びローサイドスイッチ１１４は共にオフであり、回路を流れる電流及びインダクタ１１６を介する電圧はゼロである。ハイサイドゲート制御信号１３２がハイサイドスイッチ１１２をオンにすると、インダクタの両端の電圧は、入力電圧源１１０から降圧レギュレータ出力電圧１４０を差し引くことによって導出され、電流を増加させる。この間、エネルギーは、磁界の形態でインダクタ１１６に蓄積され、インダクタ電流は、負荷抵抗１２０を流れる電流と出力コンデンサを充電する別の電流に分割される。したがって、入力からのエネルギーは、インダクタ１１６及び出力コンデンサ１１８に蓄積され、負荷抵抗１２０内で消散されるので、３つの要素に転送される。
【0023】
インダクタ電流は、入力電圧源１１０における電圧が降圧レギュレータ出力電圧１４０よりも高い場合にのみ増加する。したがって、降圧レギュレータ出力電圧１４０が入力電圧源１１０よりも小さい場合にのみ、電力を入力から出力に連続的に転送することができる。
【0024】
ハイサイドゲート制御信号１３２がハイサイドスイッチ１１２をオフにすると、入力電圧源１１０はもはや、回路にエネルギーを供給しなくなる。ローサイドスイッチ１１４はオンにされ、インダクタ１１６と接地との間に低インピーダンス経路を提供する。インダクタ１１６の両端の電圧が直ちに負の降圧レギュレータ出力電圧に逆転するので、その電流は減少し、磁場に事前に蓄積されていたエネルギーがコンデンサ３１８から磁場に戻される。その後、次のスイッチングサイクルの始めに、エネルギーが、インダクタ１１６及びコンデンサ１１８から入力電圧源１１０に転送される。これは、負荷抵抗を流れる電流がインダクタ１１６のリップル電流の半分未満である場合には通常の動作である。
【0025】
降圧コンバータが動作できるモードはいくつかある。降圧コンバータは、インダクタ１１６を流れる電流がゼロである時間期間が決して存在しない場合、連続導通モード（ＣＣＭ）で動作し、これは、ハイサイドスイッチ１１２又はローサイドスイッチ１１４のいずれかが常にオンであることを意味する。ＣＣＭでハイサイドスイッチ１１２とローサイドスイッチ１１４の両方が同時にオフになる時間はない。ＣＣＭとＤＣＭとの間の境界は、境界又は臨界伝導モードと呼ばれる。
【0026】
ＤＣＭ動作では、スイッチング周波数は、典型的に、スイッチング動作に関連する損失、例えば容量性損失、が一定のままであるように、ＣＣＭ動作と同一である。ＤＣＭの出力電力は非常に低い可能性があるが、スイッチング損失は低下しないため、典型的に、効率はＣＣＭよりも低くなる。これは典型的に、低電力ではスイッチング損失が、スイッチ及びインダクタの抵抗に関連する導通損失よりも支配的であるためである。パルス周波数変調（ＰＦＭ）を用いると、スイッチング損失を最小限に抑えることができる。ＰＦＭにより、軽負荷時にスイッチング周波数を低減し得るため、インダクタ電流がゼロ未満に低下するのを防ぐことができる。
【0027】
ほとんどのスイッチモード電源は、出力を調整するためにパルス幅変調を用いて、固定周波数で動作する。ＦＥＴに対する最小オン時間、すなわち、ＦＥＴが再びオフにされるまでＦＥＴがオンにされていなければならない時間がある。高いスイッチング周波数及び低いデューティサイクルでは、これは動作のパルススキップモード（ＰＳＭ）につながる可能性がある。ＰＳＭは、パルス幅変調又はＤＣＭ動作よりも、より小さい高調波、より速い応答速度、及びより高い軽負荷効率を達成することができる。
【0028】
固定周波数制御では、ＰＳＭはゼロ負荷時の出力電圧の暴走を防止するために、スキップされるパルス数を調整する必要がある。必要とされる最小スイッチング周波数（例えば、６０ＫＨｚを超える可聴ノイズ）を達成するために、スキップされるパルスの最大数は、制限されなければならず、次式によって所与の発振器スイッチング周波数を用いて計算することができる。
スキップ周波数＝発振器周波数／パルス数
スキップ周波数＝発振器周波数／パルス数
【0029】
一例として、発振器クロック周波数１．５ＭＨｚで、６０ＫＨｚ可聴ノイズ閾値周波数を用いると、スキップされ得る最大パルス数は２５である。
６０ＫＨｚ=１．５ＭＨｚ／パルス数
⇒スキップするパルスの最大数＝１．５ＭＨｚ／６０ＫＨｚ=２５
６０ＫＨｚ=１．５ＭＨｚ／パルス数
⇒スキップするパルスの最大数＝１．５ＭＨｚ／６０ＫＨｚ=２５
【0030】
発振器からの降圧コンバータ閉ループ周波数は、可聴ノイズ閾値周波数６０ＫＨｚよりもはるかに高く、この場合、多数のスキップされたパルスが可能になる。しかし、コンバータの最小周波数を可聴ノイズよりも高くし、隣接する電気回路の擾乱を避けるためにコンバータの閉ループ周波数よりもさらに高くしなければならない応用例がある。例えば、ハンドヘルドデバイスでは、静電容量式タッチスクリーンは、感知周波数帯域内の不要なノイズを回避するために、４００ＫＨｚを超えるサンプリング周波数を必要とする。これらの応用例及び降圧コンバータのゼロ負荷電流では、最小パルス数が厳密に制限され、出力電圧の暴走を回避するために、降圧コンバータに付加的なダミー負荷を追加する必要がある。
【0031】
隣接回路の要件に加えて、ＰＳＭにおける高い最小スイッチング周波数は、電力段の繰り返し強制スイッチングによるバーストモード挙動を回避する。ＰＳＭの付加的な利点は出力電圧に対するより低いリップルであり、これは、ディスプレイに供給する電圧コンバータのための要件である。
【0032】
図２Ａは、無負荷のバーストモードにおけるＰＳＭ方式について、電圧波形及び電流波形を時間の関数としてプロットしたものである。電圧プロットでは、点線は所望の調整されたＤＣ電圧を示す。これは、バーストモードの欠点を図示している。これにより、出力電圧リップルが高くなり、応用例によっては許容できない場合がある。図２Ｂは、無負荷のＰＳＭ方式について、電圧波形及び電流波形を時間の関数としてプロットしたものである。電圧リップルは、バーストモードの例よりもはるかに改善されるが、無負荷であり、最小スイッチング周波数を維持するための厳しい要件がある場合、出力電圧は暴走し、最小スイッチング周波数を下回ることなく出力電圧レベルを下げるメカニズムがないため、所望のＤＣ電圧範囲内に保持することはできない。
【0033】
この問題に対する従来技術の解決策は、出力電圧の暴走を回避するために付加的なダミー負荷を追加することである。図２Ｃは、ダミー負荷を用いるＰＳＭ方式について、電圧波形及び電流波形を時間の関数としてプロットしたものである。ダミー負荷技術は、正しい出力電圧精度を達成し、低い出力電圧リップルを提供するが、ダミー負荷を通過する電流が無駄になるので、低いシステム電力効率をもたらす。バッテリ駆動システムでは、待機電力消費が少ないことはバッテリ寿命を節約するために重要である。負荷電流がゼロの場合、降圧コンバータから供給されている回路はスタンバイモードで動作していると想定される。降圧コンバータがＰＳＭ方式において最小スイッチング周波数要件を満たすために、従来技術のコンバータは、ダミー負荷を用いて、最小インダクタオン時間制御下で出力電圧を制御する。しかしながら、これはダミー負荷を流れる無駄な電流がバッテリ寿命を減少させるため、大きな欠点を有し、これはハンドヘルド電子応用例において望ましくない。
【0034】
図３は、内部電力供給される論理ＬＤＯを備える特許請求される降圧コンバータの一例のブロック図を示す。これは、内部バイアス低ドロップアウトレギュレータ（ＬＤＯ）に供給するためにダミー負荷を介して無駄に消費される電荷を再利用することによって、ゼロ負荷電流での出力の電圧暴走を防止する手段を提供する。降圧コンバータの代替ダミー負荷として内部論理ＬＤＯを用いると、降圧コンバータの出力電圧暴走が防止され、全体的に電源効率が高くなり、スタンバイ動作又は低電力動作で動作するために引き出されるバッテリ電流が少なくなる。これは、降圧コンバータ出力から他に電流が引き出されていない場合に、バッテリではなく降圧コンバータ出力から論理ＬＤＯに電力供給することによって行われる。ただし、降圧コンバータの出力にさらに高い負荷がある場合に論理ＬＤＯに電力を供給するために引き続きバッテリを用いることもできる。
【0035】
図３は、パルススキップモードで用いられる最小スイッチング周波数が保証されている降圧コンバータの一例の概略図である。降圧コンバータ３００は、バッテリ又は何らかの他のタイプのＤＣ電源であり得る入力電圧源３１０を含む。一実施例では、入力電圧源のための典型的な電圧範囲が２．２Ｖ～４．９Ｖであり得る。入力電圧源３１０は、ハイサイドスイッチであるＰＭＯＳトランジスタ３１２のソースと、トランジスタ３１２を流れる電流をサンプリングするサンプリング電圧‐電流コンバータ３６８の１つの入力とに結合される。トランジスタ３１２のドレインは、インダクタ３１６の一方の側と、ソースが接地に電気的に接続されているローサイドスイッチＮＭＯＳトランジスタ３１４のドレインとに結合される。また、トランジスタ３１２のドレインは、サンプリング電圧‐電流コンバータ３６８の第２の入力にも結合される。トランジスタ３１２及び３１４のゲートは、それぞれ、ゲートドライバ回路３４２の出力信号３３２及び３３４によって制御される。インダクタ３１６の他方の側は、ＶＯＵＴノード３４０であり、コンデンサ３１８の一方の側に結合され、他方の側は接地に電気的に接続される。
【0036】
降圧コンバータの負荷は、負荷抵抗器３２０によって表される。他の実施例では、降圧コンバータが電圧制御、電流制御、又は両方の組み合わせを用いて、所与の降圧コンバータ負荷３２０の下で、入力電圧源３１０からのＶＯＵＴ３４０における出力電圧を調整することができる。
【0037】
降圧コンバータは更に、ゲート制御信号３３２を用いてハイサイドスイッチ３１２のゲートを駆動し、ゲート制御信号３３４を用いてローサイドスイッチ３１４を駆動するゲートドライバ回路３４２に結合された出力ＨＳＯＮ３８２及びＬＳＯＮ３８４を有する状態機械３４４を含む。状態機械３４４には５つの入力がある。第１の入力は、ＳＫＩＰ入力３８６であり、コンパレータ３６４において、コンパレータ３６０を用いて、出力電圧３４０のスケーリングされたバージョンであるフィードバック電圧３３０を内部基準電圧３３６と比較し、電圧‐電流コンバータ３６２を通して出力を配置し、次いで、その出力を、入力電圧源３１０における電圧及びノード３４０における出力電圧の関数を表す論理ブロック３９４からの信号３０２と比較することから導出される。
【0038】
状態機械３４４への第２の入力は、固定周波数で動作する発振器３４８によって生成されるクロック信号である。状態機械３４４への第３の入力はＺＥＲＯ＿ＣＯＭＰ３７８であり、それは、その入力がトランジスタ３１４のソース及びドレインであるコンパレータ３８８の出力である。
【0039】
状態機械３４４への第４の入力は、傾斜補償器３７４と電圧‐電流コンバータ３６２とを合計したサンプリング電圧‐電流コンバータ３６８を入力とするコンパレータ３７６の出力であるＰＥＡＫ＿ＣＯＭＰ３７２である。状態機械３４４への第５の入力は、プログラマブルレジスタ３７０の出力であるＦＰＷＭ３８０であり、ＣＣＭのみとＣＣＭ又はＤＣＭ動作との間で選択するためのユーザ固有設定（ＦＰＷＭ）３８０である。
【0040】
図４は、図３の内部電力供給される論理ＬＤＯ備える特許請求されている降圧コンバータの一例について、簡略化された表現を示している。入力供給電圧源４１０はハイサイドスイッチ４１２のソース端子に供給し、供給マルチプレクサ４４０の１つの入力に結合される。供給マルチプレクサ４４０は、理想的なスイッチとして図４に示されているが、２つのトランジスタ又は任意のタイプのマルチプレクサ集積回路であってもよい。供給マルチプレクサ４４０は、入力供給電圧源４１０と降圧コンバータの出力との間で、降圧コンバータのデジタル回路要素４３０、入出力回路４５２、及び他の回路要素４５４のための供給電圧として用いられる内部供給電圧ＡＶＤＤを生成するための供給源としてＶＯＵＴ４５０を選択する。
【0041】
ハイサイドスイッチ４１２のドレインは、インダクタ４１６の一方の側とローサイドスイッチ４１４のドレインとに結合され、そのソースは接地に電気的に接続される。インダクタ４１６の他方の側は、コンデンサ４１８の一方の側に結合され、他方の側は接地に電気的に接続される。インダクタ４１６とコンデンサ４１８が共に結合されるノードは、降圧コンバータ出力電圧ＶＯＵＴ４５０も提供する。降圧コンバータ出力電圧ＶＯＵＴ４５０は、供給マルチプレクサ４４０の第２の入力にも結合される。
【0042】
図４の概略図は、図１からの降圧コンバータから構成され、降圧コンバータのデジタル回路要素４３０、入出力回路４５２、及び他の回路要素４５４に電力供給するための内部供給電圧を生成するための付加的なＬＤＯ回路を備える。ＬＤＯ回路は、入力供給電圧源４１０又は降圧コンバータの出力電圧ＶＯＵＴ４５０のいずれかによって供給され、これは、２つの入力のうちのいずれが供給マルチプレクサ４４０において選択されるかに従う。２つの入力間を選択する供給マルチプレクサ４４０のための制御信号３９０及び３９２は、図３における論理ブロック３９４からのものである。
【0043】
供給マルチプレクサ４４０のための制御信号３９０及び３９２は、降圧コンバータの出力電圧ＶＯＵＴ４５０が内部論理供給電圧ＡＶＤＤの生成をサポートするには低すぎる場合を除き、内部論理供給電圧ＡＶＤＤを生成するための供給源として、常に降圧コンバータの出力電圧ＶＯＵＴ４５０を選択する。供給マルチプレクサ４４０を制御するこの論理信号は、コンパレータ３６０の出力、又はそれから導出される別の信号とすることができる。降圧コンバータの出力電圧ＶＯＵＴ４５０が低すぎて内部論理供給電圧ＡＶＤＤの生成をサポートできない場合、供給マルチプレクサ４４０を制御する論理信号は、入力供給電圧源４１０を選択して内部論理供給電圧ＡＶＤＤの生成を供給する。
【0044】
内部論理供給電圧ＡＶＤＤ４８０は、降圧コンバータのデジタル回路要素４３０、入力／出力回路要素４５２、及び設計者がこのソースから電力を供給するように選択することができる降圧コンバータデバイス内部の任意の他の回路要素４５４に結合され、供給電圧を提供する。それは、ゲートドライバ３４２にフィードする状態機械３４４に電力を供給する。通常、このような回路要素で降圧コンバータに負荷をかけると、スイッチング周波数を上げることによってコンバータの効率が低下するため、望ましくない。しかしながら、この場合、余分な負荷はコンバータがスイッチングを必要とするときにのみ追加されるので、供給のためのエネルギーは事実上制限を受けず、従って、コンバータの全体的な効率を増大させる。
【0045】
論理ＬＤＯブロックのより詳細な概略を図５に示す。ＬＤＯは、パストランジスタ４４６、出力コンデンサ４３８、抵抗器４６０及び４６２を備えるフィードバック経路分圧器、及び電圧基準４３６からの入力と抵抗器４６０及び４６２からの分圧器フィードバックを備える増幅器４７０から構成される。ＬＤＯ出力電圧ノードはＡＶＤＤ４８０であり、ＬＤＯへの負荷は抵抗器４８２で表される。ＰＭＯＳトランジスタ４５６及び４５８は、入力供給電圧源４１０と降圧コンバータの出力ＶＯＵＴ４５０との間を選択する供給マルチプレクサ４４０を表す。トランジスタ４５６のゲートは、図３の論理ブロック３９４からのＥＮ＿ＩＮ信号３９０に結合される。ＥＮ＿ＩＮ３９０及びＥＮ＿ＯＵＴ３９２は、降圧コンバータの出力ＶＯＵＴ４５０と入力電圧ＶＩＮ４１０との間の差を比較することによって導出される。トランジスタ４５８のゲートは、論理ブロック３９４からのＥＮ＿ＯＵＴ信号３９２に結合される。ＥＮ＿ＩＮ３９０及びＥＮ＿ＯＵＴ３９２は、ＰＭＯＳトランジスタ４５６をイネーブルすることによって入力供給電圧源４１０をパストランジスタ４４６のドレインに接続するか、又はＰＭＯＳトランジスタ４５８をイネーブルすることによって降圧コンバータ出力電圧４５０をパストランジスタ４４６のドレインに接続するかのいずれかに接続するように組み合わさる。ＰＭＯＳトランジスタ４５８をイネーブルする選択信号ＥＮ＿ＯＵＴ３９２は、降圧コンバータ出力電圧４５０がＬＤＯ出力電圧ＡＶＤＤ４８０とパストランジスタ４４６の両端間の電圧降下との和を超えると直ちにトリガする。
【0046】
このようにして、負荷要件が最小閾値未満に低下したときに、降圧コンバータは、ダミー負荷を介して接地にエネルギーを放出し、そのためそのエネルギーを浪費するのではなく、その出力ＶＯＵＴ４５０からのエネルギーを再使用して、それ自体に供給する。このようにして、降圧コンバータ出力は、低い出力電圧リップルを達成しながら、降圧コンバータが常に所定の最小スイッチング周波数以上でスイッチングするという仕様を満たすために内部論理ＬＤＯと組み合わせて論理電源として用いられる。
【0047】
上記からの計算を繰り返して、容量性タッチスクリーンを備えるシステムによって課される要件を満たすために４００ＫＨｚの最小サンプリング周波数仕様を満たし、また、発振器クロック周波数を１．５ＭＨｚに保ちながら、スキップされ得る最大パルス数を決定する。スキップされ得る最大パルス数は３である。
４００ＫＨｚ=１．５ＭＨｚ／パルス数
⇒スキップするパルスの最大数＝１．５ＭＨｚ／４００ＫＨｚ=３．７５→３
４００ＫＨｚ=１．５ＭＨｚ／パルス数
⇒スキップするパルスの最大数＝１．５ＭＨｚ／４００ＫＨｚ=３．７５→３
【0048】
２つ以下の連続パルスをスキップすることを可能にするＰＳＭモードを実現するための非同期コンバータ状態機械６００のための状態図が図６で示される。この実施例における状態機械は、スキップされる最大２つの連続パルスに対して設計されているが、状態機械は、用いられる発振器の周波数と必要とされる最小スイッチング周波数とに基づいて、任意の所望の数の必要最大スキップパルス数について改変することができる。１．５ＭＨｚの発振器クロックを有する例示の降圧コンバータでは、最小スイッチング周波数は５００ＫＨｚである。これは、容量性タッチスクリーンの混乱を避けるために、必要最小スイッチング周波数４００ＫＨｚよりも高く、また、低い出力電圧リップルを実現する。したがって、状態機械は、ディスプレイに供給する降圧コンバータでの使用によく適している。
【0049】
非同期コンバータ状態機械６００は、図３において状態機械ブロック３４４として示される回路要素で実現される。図６のステップ６１０で開始して、コンバータは、レジスタ３７０からのグローバルイネーブル（ＥＮ）信号３９６と、発振器３４８からの立ち上がりクロック３９８とでイネーブルされる。ピーク電流制御システムにおける各スイッチングサイクルは、状態３（ＨＳ ＯＮ）によって示されるステップ６４０であるハイサイドスイッチ３１２オン時間で開始する。
【0050】
インダクタ３１６を通る感知電流によってピーク電流基準がトリガされると直ちに、電流コンパレータ信号（ＰＥＡＫ＿ＣＯＭＰ）３７２はトリガされ、ハイサイド導通状態３からローサイド導通状態１（ステップ６２０）に切り替わり、インダクタ３１６を放電する。これは、ハイサイドスイッチ３１２をオフに切り替え、ローサイドスイッチ３１４をオンに切り替えることによって行われる。任意の過渡状況における固定周波数を保証するために、最大オン時間は、ＣＬＫ３９８の立ち下がりエッジでのトリガによっても達成される。
【0051】
ＣＣＭ動作は、状態１（ステップ６２０）、及び状態３（ステップ６４０）においてのみ発生する。状態１（ステップ６２０）から、状態機械は、状態２（ステップ６３０）に入るか、又は状態３（ステップ６４０）に戻ることができる。次のゼロ電流検出（ＺＥＲＯ＿ＣＯＭＰ）３７８、及びＣＣＭのみとＣＣＭ又はＤＣＭ動作との間で選択するためのユーザ固有設定（ＦＰＷＭ）３８０を用いて、ＣＬＫがトリガする前に、インダクタ電流がゼロと交差するとすぐに状態２（ステップ６３０）に入る。
【0052】
状態機械は、次のＣＬＫサイクルで状態２（ステップ６３０）を離れる。その後、別のインダクタ充電期間が状態３（ステップ６４０）で始まるか、あるいは次のパルスが状態４（ステップ６５０）に入ることによってスキップされる。この判定は、パルススキップモード信号（ＳＫＩＰ）３８６の値によって決定され、これはＤＣＭモード中の出力電圧放電から導出され、ＶＩＮをコンパレータ３６４内のＶＯＵＴと比較する。状態４、ステップ６５０の間の次のＣＬＫサイクルは再び、第２のアイドルパルスの間、別のパルスをスキップして状態５（ステップ６６０）に移行するか、又はその他の場合、状態３（ステップ６４０）においてインダクタ充電期間に戻るかを決定する。第２のパルスが状態５（ステップ６６０）においてスキップされた後、次のＣＬＫサイクルは、最小スイッチング周波数を維持するために、コンバータに再びスイッチングを強いる。
【0053】
状態２（６２０）から状態４（６５０）への状態５（６６０）への遷移は、第１及び第２のスキップされたパルスを生成する。状態５（６６０）から状態３（６４０）への遷移は、降圧コンバータにスイッチングを強いる。このようにして、状態機械は、２つ以下の連続するクロックサイクルがスキップされることを保証する。状態機械は、出力負荷３２０から引き出される電流が非常に低い場合にのみ、状態４（６５０）又は状態５（６６０）に入る。そうでなければ、要求される負荷電流がより高く、パルスがスキップされないとき、状態機械は、状態１（６２０）、状態２（６３０）、及び状態３（６４０）の通常動作状態のままである。
【0054】
用語「実質的に同じ」、「実質的に等しい」、及び「ほぼ同じ」は、２つのオブジェクト間の定量的な関係を記述することを意図する。この定量的な関係は、これら２つのオブジェクトが設計によって等しいことが所望されるかもしれないが、製造プロセスによって一定量の変形が導入され得ることを予想している。
【0055】
動作は特定の順序で図に示されているが、このような順序が１つ又は複数の特許請求の範囲に記載されていない限り、所望の結果を達成するために、すべての例示された動作が行われることを必要とするものとして理解されるべきではない。幾つかの状況において、マルチタスク及び並列処理が有利であり得る。また、上述の実施例における様々なシステム構成要素の分離は、すべての実施例においてそのような分離を必要とするものとして理解されるべきではない。
【図1】
【図2A】
【図2B】
【図2C】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【国際調査報告】