特表 2023-525754 二配線電子スイッチおよび調光器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2023-06-19

(54)【発明の名称】二配線電子スイッチおよび調光器

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20230612BHJP

   H05B 45/31 20200101ALI20230612BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 F

H05B45/31

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2022567875

(86)(22)【出願日】2020-08-05

(85)【翻訳文提出日】2022-11-07

(86)【国際出願番号】 US2020044930

(87)【国際公開番号】W WO2022031276

(87)【国際公開日】2022-02-10

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】522434820

【氏名又は名称】アンバー セミコンダクター，インコーポレーテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110002572

【氏名又は名称】弁理士法人平木国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】テレフス，マーク

【テーマコード（参考）】

3K273

5H006

【Ｆターム（参考）】

3K273AA10

3K273BA03

3K273BA32

3K273BA35

3K273CA02

3K273FA03

3K273FA14

3K273FA23

3K273FA30

3K273GA02

3K273GA08

3K273GA22

3K273GA28

3K273GA29

3K273HA17

5H006CA02

5H006CA07

5H006DB01

5H006DC02

5H006FA02

(57)【要約】

ＡＣ電源から負荷への電力を制御するための双方向スイッチおよび調光器が記載される。本手法は、パワーＭＯＳＦＥＴを双方向スイッチサブ回路構成（浮動ＡＣ／ＤＣ電源および固体双極スイッチを含む）（負荷へのＡＣ電源の接続と、ＡＣ／ＤＣ電源へのＡＣ電源の周期的接続との間で交番させる）で用いる。スイッチおよび調光器構成により、２つの配線のみを用いて既存の単相回路への挿入が可能となる。本設計により、回路全体を単一チップ上で製造することが可能となる。
【選択図】図７

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１端子および第２端子を有するＡＣ電源（１０１）と、第１端子および第２端子を有する負荷（１０２）との間の、交流電流（ＡＣ）回路において、電流をスイッチングするための双方向電子スイッチシステム（４００）であって、
ａ．ＡＣ電源（１０１）の第１端子に接続される入力端子（１０３）と、負荷（１０２）の第１端子に接続される出力端子（１０４）とを備え、ＡＣ電源（１０１）の第２端子（１０５）および負荷（１０２）の前記第２端子は、前記双方向スイッチシステムの外部で相互接続され、
ｂ．制御回路システム（１０７）に接続される第１（４０４）および第２（４０５）出力端子に、直流電流（ＤＣ）で前記ＡＣ電源（１０１）からエネルギーを提供するための第１（４０２）および第２（４０３）入力端子を有するＡＣ／ＤＣ変換システム（１０６）を備え、
ｃ．電子スイッチ（４０１）に制御信号を提供するための第１（４０８）および第２（４０９）出力端子を有する前記制御回路システム（１０７）を備え、
ｄ．前記入力端子（１０３）および双方向スイッチ出力端子（１０４）の間に接続される前記電子スイッチ（４０１）を備え、制御システム出力端子（４０８、４０９）間に表れる前記制御信号の状態が、前記スイッチの状態を決定する、
双方向電子スイッチシステム。

【請求項2】

請求項１に記載の双方向電子スイッチシステムであって、
前記ＡＣ／ＤＣ変換システムは、
ａ．制御回路システム（１０７）の両端に接続される分圧器（５０１、５０２）と、
ｂ．第１スイッチ（５０３）であって、入力（５１０）および出力（５１１）を有し、その入力（５１０）を介して前記分圧器に接続される、第１スイッチ（５０３）と、
ｃ．第２スイッチ（５０６）であって、入力（５１２）および出力（５１３）を有し、その入力（５１２）は、電流制限抵抗器（５０５）を介して前記第１スイッチ（５０３）の前記出力（５１１）に接続される、第２スイッチ（５０６）と、
ｄ．前記第２スイッチ（５０６）の前記出力（５１３）に、ダイオード（２０７）を介して接続される、蓄電コンデンサ（２０８）と、
ｅ．ツェナー電圧を有するツェナーダイオード（５０８）であって、前記第２スイッチ（５０６）の前記入力（５１２）および出力（５１３）の間に接続され、シャントコンデンサ（５０９）が前記ツェナーダイオード（５０８）と並列に接続され、これによって、前記第２スイッチ（５０６）の前記入力（５１２）および前記出力（５１３）の間の電圧を、前記ツェナーダイオード（５０８）の前記ツェナー電圧にクランプする、ツェナーダイオード（５０８）と、
ｆ．前記蓄電コンデンサ（２０８）に接続される前記制御回路システム（１０７）と、
を備える、双方向電子スイッチシステム。

【請求項3】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、
前記蓄電コンデンサ（２０８）および前記制御回路システム（１０７）の間に挿入される直列電圧制御回路をさらに備え、
前記直列電圧制御回路は、特性閾値電圧（Ｖ_Ｔ）を有し前記制御回路システム（１０７）に接続される通過トランジスタ（１００３）と、前記通過トランジスタにわたって接続されるバイアス抵抗器（１００４）とを備え、ツェナー電圧（Ｖ_Ｚ）を有するツェナーダイオード（１００５）が前記バイアス抵抗器に接続され、これによって、前記制御回路システム（１０７）への出力電圧がＶ_Ｚ－Ｖ_Ｔに維持される、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項4】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、
前記第２スイッチ５０６を介して流れる電流を制限するために、前記第２スイッチ（５０６）と前記蓄電コンデンサ（２０８）の間に挿入される電流制限電子回路をさらに備え、
前記電流制限電子回路は、
ａ．前記第２スイッチ（５０６）の前記出力（５１３）と、前記制御回路システム（１０７）との間に接続される、検知抵抗器（１００２）と、
ｂ．前記制御回路システムと、前記第２スイッチ（５０６）の前記入力（５１２）との間に接続されるバイポーラトランジスタ（１００１）と、
を含む、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項5】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはいずれもＮ－ＭＯＳＦＥＴである、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項6】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチはいずれもバイポーラトランジスタである、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項7】

請求項１に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、すべての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項8】

請求項２に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、すべての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項9】

請求項４に記載のＡＣ／ＤＣ変換システムであって、すべての半導体デバイスが単一の集積回路チップ上に製造される、ＡＣ／ＤＣ変換システム。

【請求項10】

請求項１に記載の双方向電子スイッチシステムであって、前記スイッチ制御回路（１０７）出力信号（４０８、４０９）は、前記ＡＣ電源（１０１）と同期してパルスされ、前記負荷（１０２）に伝達されるＡＣ電力の相制御を提供する、双方向電子スイッチシステム。

【請求項11】

請求項１に記載の双方向電子スイッチシステムであって、
前記制御回路システム（１０７）出力信号（４０８、４０９）は、前記ＡＣ電源（１０１）と同期したパルス列を備え、
前記パルス列は、前記負荷（１０２）に伝達される平均電流／電力を実効的に制御するための調節可能なパルス幅を有し、
これによって、光源負荷に対して減光効果を提供し、ＡＣモータ負荷に対してスピード制御を提供する、
双方向電子スイッチシステム。

【請求項12】

請求項１に記載の双方向電子スイッチシステムであって、
前記電子スイッチ（４０１）は、
ａ．直列接続された第３（３０１）および第４（３０２）電子スイッチデバイスを備え、
各スイッチデバイスはドレイン端子（３０９、３１０）、ソース端子（３１１、３１２）およびゲート端子（３１３、３１４）を有し、
直列接続された前記第３および第４スイッチデバイスのそれぞれは、前記ゲート端子（３１３、３１４）および前記ソース端子（３１１、３１２）の間の特性閾値電圧を有し、
前記第３スイッチデバイス（３０１）の前記ドレイン端子（３０９）は、前記固体双方向スイッチ（４００）の前記第１入力端子を備え、
前記第４スイッチデバイス（３０２）のドレイン端子（３１０）は、前記固体双方向スイッチ（４００）の前記第１出力端子を備え、
前記第１および第２スイッチデバイス（３０１、３０２）の前記ソース端子（３１１、３１２）は、第１制御端子（３１５）において相互接続され、
前記第１および第２スイッチデバイスの前記ゲート端子（３１３、３１４）は、第２制御端子（３１６）において相互接続される、
双方向電子スイッチシステム。

【請求項13】

請求項１２に記載の双方向電子スイッチシステムであって、
前記第３スイッチデバイス（３０１）の前記ドレイン端子（３０９）と前記入力端子（１０３）との間に接続される安定器回路（１００７）をさらに備え、
前記安定器回路は、第５スイッチ（１１０２）および安定器抵抗器（１１０１）を含み、
前記安定器抵抗器および前記第５スイッチは並列に接続され、
前記第５スイッチは、前記電子制御システム（１０７）によって制御され、
これによって、
前記第５スイッチは、第１状態において閉成され、前記負荷（１０２）への前記双方向電子スイッチシステム（４００）を介した電流は、前記安定器抵抗器（１１０１）をバイパスし、
前記第５スイッチは、第２状態において開離され、前記負荷（１０２）への前記双方向電子スイッチシステム（４００）を介した電流は、前記安定器抵抗器（１１０１）によって制限される、
双方向電子スイッチシステム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力管理システム、ならびに、電子スイッチおよび調光制御を提供する方法に関する。

【0002】

［関連出願への相互参照］
適用なし。

【0003】

［連邦出資の研究または開発に関する記述］
適用なし。

【0004】

［関連する背景技術］
従来、家庭およびビジネス環境における、交流（ＡＣ）電力へのアクセスは、施設電気系に有線接続された機械的なコンセントによって提供されている。これらのコンセントは、ヒューズおよび回路ブレーカ等の電気機械素子を用いて、過剰な電気的負荷や潜在的に危険な接地事故から保護される。同様に、従来の室内用電気機器（照明や天井ファン等）の制御は、電気機械的スイッチを用いて行われる。これらの基本的に機械的な制御素子は、単純なオン・オフ制御を提供して不可避的に摩耗し、時間が経過すると、短絡や潜在的に危険なアーク放電を起こし得る。

【0005】

一般的な電気機器の、よりニュアンス化された制御は、典型的には、ＡＣ主波形をサイクル単位で割り込み可能とするトライアック等の電子的素子によって提供される（いわゆる相制御）。トライアックは、以前からあった加減抵抗器や単巻変圧器よりは大幅に効率的であるが、大規模な電気的負荷を制御するための小型筐体内で効果的に用いるには依然として非効率に過ぎ、施設電気系へと電気的ノイズを発生し得る。さらに、それらは、健康への悪影響について責任のある現代の発光ダイオード（ＬＥＤ）ランプにおいてちらつきを起こし得る。

【0006】

最先端のＡＣスイッチは、所望の負荷へのＡＣ電力の適用を制御するために、高電圧半導体デバイス（バイポーラトランジスタまたはＭＯＳＦＥＴ等）を採用する。これらの現代の回路は、ＡＣ／ＤＣ電源と、トランジスタ化された制御回路（典型的な単相回路内で３本の配線（ＡＣ主電源からのホットリード、スイッチングされる負荷へのリード、および共通中性リード）すべてにアクセスを要するもの）とを組み込む。そのような最先端の三配線システムの例は、国際公開第２０１９／１３３１１０号パンフレット（電子スイッチおよび調光器、Ｔｅｌｅｆｕｓ他、２０１８年１１月７日国際出願）を含む。

【0007】

施設電気系において、広範な用途に対して、より信頼性があり高度に効率的な制御オプションを幅広く提供する、改良された電子ＡＣ制御システムが必要である。さらに、そのような制御システムとして、先進的電力制御機能のために他の回路に組み込むことが可能な半導体素子を用いて実現可能であり、低コストで製造可能なものと、２本の配線（ホットＡＣ主電源リードおよび負荷）のみを用いて簡単に設置可能な制御システムとが必要である。

【0008】

［発明の簡単なサマリー］
本発明は、単純なコンセントオン・オフ切り替えから、印加されるＡＣ電力の連続的変化にまでわたる、施設電気系を通したＡＣ電力の制御（たとえば電灯の調光）のための新規な手法に関する。より詳細には、本発明は、一実施形態においてオン・オフおよびＡＣ主波形の相制御の双方を提供する機能の組み合わせに関する。

【0009】

一実施形態は、ＡＣ主電源と所望の負荷との間に接続される、非常に低い「オン」抵抗を持つ電子スイッチとして、パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いる。典型的なパワーＭＯＳＦＥＴは、本質的に導電チャネルと平行にボディダイオードを組み込んでいるため、素子対をバックツーバック構成で接続してソース端子を共通とし、真に双方向の（ＡＣ）スイッチ構成が提供される。パワーＭＯＳＦＥＴのスイッチング動作を制御するために、新規な浮動ＡＣ／ＤＣ電源が含まれ、これはＭＯＳＦＥＴスイッチの動作を介して、ＡＣ主電源波形と同期して周期的にリフレッシュされる。個別の例は、本発明の概念を応用例に限定するよう意図されるものではない。本発明の他の態様および利益は、添付図面および詳細な説明から明らかになる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】基本的な従来の三配線スイッチ／調光器回路のブロック図。

【図2】従来のスイッチングされるＡＣ／ＤＣ電源の概略図。

【図3A】従来の双方向スイッチの基本的要素の概略図。

【図3B】全スイッチデバイスにわたる追加の負荷を含む、図３Ａの回路の変形。

【図3C】各スイッチデバイスが「オフ」である場合に追加の負荷を流れる電流を示す、図３Ｂの回路である。

【図4】二配線スイッチ／調光器回路の実施形態のブロック図である。

【図5】ＭＯＳＦＥＴを用いた図２のＡＣ／ＤＣ電源の実施形態の概略図である。

【図6】図５のＡＣ／ＤＣ電源および図３Ａの基本的なスイッチ回路の変形を用いた図１の三配線回路の実施形態の概略図である。

【図7】図４の二配線回路を製造するために各要素が再接続された図６の実施形態の概略図である。

【図8A】双方向スイッチ内の各ＭＯＳＦＥＴが「オフ」であり、中性ラインがホットラインに対して正である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。

【図8B】双方向スイッチ内の各ＭＯＳＦＥＴが「オフ」であり、ホットラインが中性ラインに対して正である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。

【図9】双方向スイッチ内の各ＭＯＳＦＥＴが「オン」である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。

【図10】過電流保護および出力ＤＣ電圧制御のための追加のサブ回路を有する、図７の回路を示す。

【図11】図１０で用いられる安定器回路の詳細を示す。

【発明を実施するための形態】

【0011】

図１は、固体スイッチデバイスを採用した基本的な従来技術の三配線スイッチ／調光器ユニット１００のブロック図である。ＡＣ主電源１０１は、負荷１０４および中性１０５出力接続に接続された負荷１０２へのスイッチ／調光器回路１００を介したホット１０３および中性１０５入力接続を提供する。スイッチデバイス１０８は、ＡＣ／ＤＣ電源１０６によって電源を供給されるＤＣ電源を備えるスイッチ制御回路１０７によって駆動される。スイッチモードでは、閉成を維持するために、連続的なＤＣバイアスが制御回路１０７によってスイッチデバイス１０８に供給される。調光器モードでは、ＡＣ主電源１０１波形と同期したパルスとして、動作バイアスが制御回路１０７によって提供され、これらのパルスのデューティサイクルが負荷に供給される総電力の比率を確立する。調光器動作について、コントローラ１０７はパルス生成回路を備え、従来既知のようにＡＣ主電源と同期する。コントローラは、所望の電力を負荷に入力するためのユーザインタフェースを含んでもよい。一実施形態では、ユーザインタフェースは制御回路１０７内に物理的に組み込まれる。別の実施形態では、制御回路は無線通信回路を含み、ユーザインタフェースは制御回路１０７とは物理的にリモートに配置される。スイッチ／調光器ユニットを設置するために、最小で３つの接続（１０３～１０５）が必要であるということに留意すべきである。

【0012】

図２は、従来技術のスイッチングされるＡＣ／ＤＣ電源１０６の概略図である。回路は、分圧器ネットワーク２０１、２０２（出力ノード２０４を有し、ＡＣ主電源１０１の両端に接続される）を含む。コンパレータ回路２０３は、分圧器出力ノード２０４に接続される反転入力と、非反転入力に接続され基準電圧Ｖ_Ｒを有する電圧基準２０５とを有する。コンパレータ２０３は直列スイッチ２０６を制御し、直列スイッチ２０６は、分圧器出力電圧Ｖ_Ｄが基準電圧Ｖ_Ｒを超えると、ホット入力１０３を後続の回路から切断する（スイッチ２０６を開離する）。スイッチ２０６が閉成されると、コンデンサ２０８が、直列ダイオード２０７を介して充電される。ダイオード２０７は、分圧器出力電圧が低下した場合に、スイッチ２０６を介してコンデンサ２０８が逆に充電されることを防止する。このように、ダイオード２０７およびコンデンサ２０８の組み合わせは「ピーク検出器」回路を形成し、これは、後続のレギュレータ回路および負荷２０９に供給するために、ＡＣ主電源サイクルの各半分においてエネルギーを蓄える。コンデンサ２０８の両端の電圧は、後続のレギュレータ回路および負荷２０９のエネルギー要件を満足するのに十分な大きさであればよい。後続のレギュレータ２０９への入力電圧は、ＡＣ主電源のｒｍｓ値に比べて実質的に低減される。「ピーク検出器」回路の動作により、分圧器出力２０４における電圧がＶ_Ｒより大きく維持されている限り、ＡＣ主電源のピーク電圧のふらつきに関わらず、コンデンサ２０８に蓄えられる定常電圧は常にＶ_Ｒとなることが保証される。スイッチング回路のこの実施形態は、電圧レギュレータ回路そのものとして動作する。

【0013】

図３Ａは、ＡＣ電源１０１から負荷１０２に伝達される電力を制御する双方向電子スイッチを作製するためにパワーＭＯＳＦＥＴを用いた従来技術の双方向スイッチ１０８の基本的な要素を示す概略図である。パワーＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２は、それぞれボディダイオード３０３および３０４を含む。スイッチ３０６は、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２に印加されるゲート・ソースバイアス電圧を制御する。「オン」３０７位置では、バイアス電圧３０５は各パワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２のゲート端子３１３、３１４に印加される。電圧３０５は、各パワーＭＯＳＦＥＴの閾値電圧（典型的には５～１０ボルト）より高く、反転層を形成して、各素子のドレイン３０９、３１０からソース３１１、３１２まで延びる導電チャネルを生成する。この「オン」状態では、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレインからソースまでの振る舞いは、低値抵抗器Ｒ_ｄｓとしてモデル化できる。ドレインとソースとの間の電圧降下が約０．６ボルト未満に留まる限り、ボディダイオードは非導通のままであり、無視できる。「オン」状態では、図３Ａの回路は、ＡＣ電源１０１に２Ｒ_ｄｓの値の直列抵抗を介して接続される負荷１０２と等価である。

【0014】

スイッチ３０６の「オフ」３０８位置では、各パワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２のゲート端子３１３、３１４がソース端子３１１、３１２に短絡され、ドレイン・ソース間電圧が各ボディダイオードの降伏電圧未満に留まる限り、ドレイン・ソース間の導電チャネルが消失する。「オフ」状態では、図１の回路は、ＡＣ電源１０１にバックツーバックボディダイオード３０３および３０４を介して接続される負荷１０２と等価であり、実質的に負荷１０２を電源１０１から切り離す。

【0015】

「オフ」状態において、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がボディダイオードＶ_ｂｒの降伏電圧未満に留まるという要件は、ボディダイオードの降伏電圧がＡＣ電源１０１のピーク電圧を超えることを要求する。したがって、たとえば、電源１０１が一般的な１２０ボルト（ｒｍｓ）ＡＣ主電源に対応すると仮定すると、各ボディダイオードの降伏電圧は、１７０ボルトというピーク電源電圧を超えなければならない。

【0016】

パワーＭＯＳＦＥＴ構造のより詳細な分析によれば、ボディダイオードは、実質的に、ＭＯＳＦＥＴチャネルと並列に接続されたバイポーラトランジスタのベース・コレクタ接合である。追加の寄生要素は、ベース・コレクタ接合の容量と、ベース・エミッタ間の寄生抵抗とである。このＡＣ結合回路は、ベース・エミッタ接合の順バイアスを回避するために、ドレイン・ソース間電圧の変化率ｄＶ_ｄｓ／ｄｔに制約を課し、これによって、ＭＯＳＦＥＴチャネルが「オフ」である間、バイポーラトランジスタを導通させる。結果として生じる漏れ電流は、負荷１０２に電力を供給するには不十分な可能性があるが、効率や安全性の懸念を追加で発生させるほど大きい可能性がある。

【0017】

同様に、「オン」状態における制約の考慮は、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧降下（Ｒ_ｄｓ＊Ｉｌｏａｄによって与えられる）が約０．６ボルト未満であることを要求する。潜在的により重要なのは、過剰な温度上昇を避けるために、「オン」状態において各パワーＭＯＳＦＥＴで散逸する電力（Ｒ_ｄｓ＊Ｉｌｏａｄ^２によって与えられる）が数ワット未満に留まらなければならないということである。したがって、たとえば、２０アンペアの典型的な制限を有する、１２０ボルトＡＣ主電源からの一般的な家庭回路をスイッチングすることは、各パワーＭＯＳＦＥＴのＲ_ｄｓが０．００５オーム（５ミリオーム）未満であることを要求する。

【0018】

ボディダイオードの降伏電圧は、デバイスの構造およびドーピングレベルを変化させることにより、Ｒ_ｄｓの値に対して有利にトレードオフできるということが、従来技術において周知である。とくに、Ｒ_ｄｓの値はＶ_ｂｒ ^２．５に比例することが示されている。したがって、たとえば、Ｖ_ｂｒを半分にカットすると、結果としてＲ_ｄｓが係数５．７だけ減少する。

【0019】

図３Ａの回路によれば、スイッチ３０６および電圧源３０５を備える概念的バイアススイッチング回路が、バックツーバックのパワーＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２の共通ソース端子を有して電気的に浮動するということが示され、これは電源１０１のピークツーピーク範囲全体にわたって電圧において変化する。概念的には単純であるが、この浮動バイアス回路を低コストで実現するのは困難な可能性がある。

【0020】

図３Ｂは、図３Ａの回路の変更を示し、そこにおいて、追加の負荷デバイス３１７がパワーＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２と並列に接続され、制御スイッチ３０６は「オン」位置にあり、パワーＭＯＳＦＥＴゲート３１３、３１４を電圧３０５に接続する。電流は、ＡＣ電源１０１からパワーＭＯＳＦＥＴチャネルを介して負荷１０２へと流れ、経路３１８に従い、追加の負荷デバイス３１７を実効的にバイパスする。図３Ｃは、制御スイッチ３０６が「オフ」位置へと変化し、パワーＭＯＳＦＥＴゲート電極３１３、３１４をソース端子３１１、３１２に接続した場合の図３Ｂの回路を示す。この場合には、各パワーＭＯＳＦＥＴデバイスは導通せず、電流はＡＣ電源１０１から追加の負荷３１７を介して流れる。電流は経路３１９に従い、追加の負荷３１７および負荷１０２を介して流れ、ＡＣ電源１０１に戻る。このように、双方向スイッチ回路は、二極スイッチのように作用し、各パワーＭＯＳＦＥＴが「オン」である場合に負荷１０２に満電流を供給し、各パワーＭＯＳＦＥＴが「オフ」である場合に追加の負荷３１７に低減された電力を供給する。

【0021】

図４は、二配線スイッチ／調光器４００の実施形態のブロック図である。図１と対比して、電子スイッチおよび調光器４００は、接続および動作のために２つの配線１０３、１０４しか必要としない。電子スイッチ要素４０１は、ＡＣ主電源１０１を直接的に負荷１０２に接続する。供給ライン４０２、４０３を介してＡＣ電力がＡＣ／ＤＣコンバータ１０６に提供され、フィルタリングされ調節されたＤＣ電力が、ＤＣ出力ライン４０４、４０５を介して後続の回路に供給される。制御回路１０７には入力ライン４０６、４０７を介してＤＣ電力が供給され、スイッチ４０１の状態を制御するための制御信号が、制御ライン４０８、４０９を介して提供される。図１の回路のように、調光器モードでは、
スイッチ４０１のための動作バイアスは、ＡＣ主電源１０１波形と同期したパルスとして制御回路１０７から提供され、これらのパルスのデューティサイクルが、負荷に適用される総電力の比率を確立する。スイッチモードでの連続的なフルパワー動作には、スイッチ４０１が周期的に開離して、ＡＣ／ＤＣ電源１０６（リフレッシュ動作とリフレッシュ動作の間に動作ＤＣ電力を提供するために十分なエネルギー蓄電を組み込まねばならない）をリフレッシュすることが必要である。

【0022】

図５は、ＭＯＳＦＥＴを用いた図２のＡＣ／ＤＣ電源の実施形態の概略図であり、１つのＭＯＳＦＥＴ５０３は入力／ゲート５１０と出力５１１とを有して簡単なコンパレータ回路（図２の２０３）を形成し、１つのＭＯＳＦＥＴ５０６は、スイッチ（図２の２０６）として入力／ゲート５１２および出力５１３を有する。コンパレータへの入力はＭＯＳＦＥＴ５０３のゲート５１０であり、図２の電圧基準２０５のアナログがＭＯＳＦＥＴ５０３の閾値電圧となる。ＭＯＳＦＥＴ５０３および５０６はいずれも、それぞれ５０４および５０７として明記されるボディダイオードを組み込んでいる。ＡＣ主電源１０１の両端に表れるのではなく、抵抗器５０１および５０２を備える分圧器が、ＤＣ出力ノード５１４にわたって実効的に表れる。このように、ＤＣ出力５１４が、ＭＯＳＦＥＴ５０３の閾値電圧ならびに抵抗器５０１および５０２によって確立される分圧器比率によって決定される値に達すると、ＭＯＳＦＥＴ５０３がオンに切り替わり、これによって、スイッチＭＯＳＦＥＴ５０６をオフに切り替える。この回路は、ＡＣ主電源１０１のホットリード１０３が中性リード１０５に対して正である場合に、上述のように動作するということに留意すべきである。中性リード１０５がホットリード１０３に対して正である場合には、電流は、ボディダイオード５０４、電流制限抵抗器５０５、ツェナーダイオード５０８およびコンデンサ５０９からなる並列ネットワーク、を介して流れ、ボディダイオード５０７を介してＡＣ主電源１０１へと戻る。これによって、コンデンサ５０９は、ツェナー電圧（ＡＣ主電源１０１の極性が反転した場合に、スイッチＭＯＳＦＥＴ５０６が完全にオンとなることを保証するのに十分なほどスイッチＭＯＳＦＥＴ５０６の閾値電圧を超えるよう選択される）に充電される。この回路構成は、順方向導通モードにあるスイッチＭＯＳＦＥＴ５０６で消散する電力を実質的に低減し、これによって回路の効率を実質的に増大させる。

【0023】

図６は、図５のＡＣ／ＤＣ電源および図３Ａの基本的なスイッチ回路の変形を用いた図１の三配線回路１００の実施形態の概略図である。スイッチ回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２（それぞれボディダイオード３０３および３０４を含む）を備え、ＡＣ／ＤＣ電源によって提供される複数の制御電圧レベルを可能にするために、ＡＣ主電源１０１中性ライン１０５に再配置される。図３のスイッチ３０６の機能は、制御回路１０７（浮動制御出力４０８および４０９を提供し、図５に示すＡＣ／ＤＣ電源回路によって電力を供給される）を用いることによって直接的に達成される。

【0024】

図７は、図４の二配線回路４００を製造するために各要素が代替的に接続された図６の実施形態の概略図である。この新たな構成は、主に、ＡＣ電源１０１のホットリード１０３を、それまで中性ライン１０５であったものに再接続することと、負荷を、それまでＡＣ主電源１０１ホットリード１０３であったものからＡＣ主電源１０１中性リード１０５に再接続することと、ＭＯＳＦＥＴ５０６のドレイン７０１を、ＡＣ主電源１０１のホットリード１０３であったものから双方向スイッチ出力ノード７０２に再接続することと、浮動中性４０４ライン（コンデンサ２０８と、制御回路１０７と、ＭＯＳＦＥＴスイッチデバイス３０１および３０２の共通ソース接続に接続される）を、ＡＣ主電源１０１中性ライン１０５であったものから分離することとを含む。図６に示すように、制御回路１０７は、浮動制御出力４０８および４０９を提供する。まとめると、第１端子および第２端子を有するＡＣ電源１０１と、第１端子および第２端子を有する負荷１０２との間の交流電流（ＡＣ）回路において電流をスイッチングするための双方向電子スイッチシステム４００であって、ＡＣ電源１０１の第１端子に接続される入力端子１０３と、負荷１０２の第１端子に接続される出力端子１０４とを有し、ＡＣ電源１０１の第２端子と、負荷１０２の第２端子とは、双方向スイッチシステムの外部で相互接続され、さらに、
ａ．制御回路システム１０７に接続される第１（４０４）および第２（４０５）出力端子に直流電流（ＤＣ）でＡＣ電源１０１からエネルギーを提供するための第１（４０２）および第２（４０３）入力端子を有するＡＣ／ＤＣ変換システム１０６と、
ｂ．前記ＡＣ／ＤＣ変換システム１０６の第１（４０４）および第２（４０５）出力にそれぞれ接続される第１（４０６）および第２（４０７）ＤＣ入力端子と、電子スイッチ４０１に制御信号を提供するための第１（４０８）および第２（４０９）出力端子とを有する制御回路システム１０７と、
ｃ．入力端子１０３および双方向スイッチ出力端子１０４の間に接続される電子スイッチ４０１と、
とを備え、制御システム出力端子４０８、４０９の間に表れる制御信号の状態が、スイッチの状態を決定する。

【0025】

図８Ａは、双方向スイッチ内のＭＯＳＦＥＴ３０１および３０２が「オフ」であり、ＡＣ主電源１０１ホットライン１０３がＡＣ主電源１０１中性ライン１０５に対して正である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。電流は、ボディダイオード５０４、電流制限抵抗器５０５、ツェナーダイオード５０８およびコンデンサ５０９からなる並列ネットワーク、を介して流れ、ボディダイオード５０７および負荷１０２を介してＡＣ主電源１０１へと戻る。これによって、コンデンサ５０９は、ツェナー電圧（ＡＣ主電源１０１の極性が反転した場合に、スイッチＭＯＳＦＥＴ５０６が完全にオンとなることを保証するのに十分なほどスイッチＭＯＳＦＥＴ５０６の閾値電圧を超えるよう選択される）に充電される。

【0026】

図８Ｂは、双方向スイッチ内の各ＭＯＳＦＥＴが「オフ」であり、ＡＣ主電源１０１中性ライン１０５がＡＣ主電源１０１ホットライン１０３に対して正である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。電流は、負荷１０２を介して、ＭＯＳＦＥＴ５０６のチャネルを介して、および、ピーク検出ダイオード２０７を介して流れ、コンデンサ２０８を、ＭＯＳＦＥＴ５０３の閾値電圧と抵抗器５０１および５０２を備える分圧器とによって決定される電圧に充電し、順方向バイアスされたボディダイオード３０３を介してＡＣ主電源１０１へと戻る。

【0027】

図９は、双方向スイッチ内の各ＭＯＳＦＥＴが「オン」である場合の、図７の回路の実効的構成を示す。ＡＣ／ＤＣ電源回路はバイパスされ、全電流がＡＣ主電源１０１から負荷１０２を介して流れる。

【0028】

図１０は、過電流保護および出力ＤＣ電圧制御のための追加のサブ回路を有し、ＬＥＤ照明のための安定器を提供する、図７の回路を示す。電流サンプリング抵抗器１００２およびｎｐｎバイポーラトランジスタ１００１が、過電流保護回路を形成する。抵抗器１００２は、パワーＭＯＳＦＥＴ５０６の最大電流定格によって決定される非常に小さい値（１オームよりはるかに小さい）を有する。抵抗器１００２の両端の電圧降下が約０．６Ｖ（シリコントランジスタの場合）を超えると、バイポーラトランジスタ１００１は導通し、ＭＯＳＦＥＴ５０６のゲートをそのソースに接続し、電流を低減させる。系列は、簡単な電圧制御回路を形成するＭＯＳＦＥＴ１００３、バイアス抵抗器１００４、ツェナーダイオード１００５およびフィルタコンデンサ１００６を通過する。出力電圧５１４は、ダイオード１００５のツェナー電圧から通過ＭＯＳＦＥＴ１００３の閾値電圧を減じたものによって与えられる値に制御される。一実施形態では、二配線スイッチは、さらに、負荷電流のさらなる制御を提供する安定器回路１００７を含む。回路１００７は、スイッチ３０１、３０２と直列に接続される。安定器回路１００７は、制御回路１０７によって制御され、１１０８を介してスイッチ制御回路１０７に接続される。接続１００８は、制御回路１０７への有線または無線接続とすることができる。

【0029】

図１１に示す一実施形態では、安定器回路１００７は、並列に配線される安定器抵抗器１１０１およびスイッチ１１０２を含む。スイッチ１１０２は、制御回路１０７によって、接続１００８を介して制御される。ＬＥＤ照明を調光するための一実施形態では、スイッチ１１０２は常時閉であり、０％出力にまで減光する際に開離され、これによって、安定器抵抗器１１０１は、接続されたＬＥＤ負荷を通る電流を、ＬＥＤを点灯させるのに必要な閾値未満に低減する。一実施形態では、スイッチ１１０２はリレースイッチである。別の実施形態では、制御ライン１００８は、制御回路１０７への無線接続である。

【0030】

［サマリー］
ＡＣ電源から負荷への電力の制御のための双方向スイッチおよび調光器が記載される。本手法は、負荷へのＡＣ電源の接続と、ＡＣ／ＤＣ電源へのＡＣ電源の周期的接続とを交番させる固体双極スイッチおよび浮動ＡＣ／ＤＣ電源を含む双方向スイッチサブ回路構成においてパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。スイッチおよび調光器回路構成により、２つの配線のみを用いる既存の単相回路への挿入が可能となる。この設計により、回路全体を単一のチップ上で製造することが可能となる。

【図1】

【図2】

【図3A】

【図3B】

【図3C】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8A】

【図8B】

【図9】

【図10】

【図11】

【国際調査報告】