特表 2023-527226 レーダ信号送信方法、レーダ信号受信方法および装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2023-06-27

(54)【発明の名称】レーダ信号送信方法、レーダ信号受信方法および装置

(51)【国際特許分類】

   G01S 13/58 20060101AFI20230620BHJP

   G01S 13/931 20200101ALI20230620BHJP

   G01S 13/34 20060101ALI20230620BHJP

   G01S 7/02 20060101ALI20230620BHJP

   H01Q 21/06 20060101ALI20230620BHJP

【ＦＩ】

G01S13/58 200

G01S13/931

G01S13/34

G01S7/02 210

H01Q21/06

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2022573474

(86)(22)【出願日】2020-05-30

(85)【翻訳文提出日】2023-01-06

(86)【国際出願番号】 CN2020093630

(87)【国際公開番号】W WO2021243491

(87)【国際公開日】2021-12-09

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】504161984

【氏名又は名称】ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110000877

【氏名又は名称】弁理士法人ＲＹＵＫＡ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】ラオ、ダペン

(72)【発明者】

【氏名】リウ、ジンナン

(72)【発明者】

【氏名】リウ、ロンジアン

(72)【発明者】

【氏名】ヤン、チェン

(72)【発明者】

【氏名】ジュ、ジンタイ

(72)【発明者】

【氏名】リ、デジアン

【テーマコード（参考）】

5J021

5J070

【Ｆターム（参考）】

5J021AA05

5J021AA06

5J021AA11

5J021FA07

5J021FA13

5J021FA23

5J021FA26

5J021FA29

5J021HA04

5J070AB09

5J070AB17

5J070AB24

5J070AC02

5J070AC06

5J070AC13

5J070AD05

5J070AE20

5J070AF04

5J070AF05

5J070AF06

5J070AH31

5J070AH35

5J070AK22

5J070BA01

(57)【要約】

レーダ信号送信方法、レーダ信号受信方法および装置はレーダ装置に適用される。レーダ信号送信方法は、Ｓ個のスロットにおいて第１信号および第２信号を送信する段階であって、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままであり、第１信号はＳＩＭＯ信号と同等であり得る、段階と、時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つで、第２信号を送信する段階であって、位相変調は、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって実行され、第２信号はＭＩＭＯ信号と同等である、段階とを備える。Ｐ＝２であるとき、ＭＩＭＯ信号は時分割方式で送信される。Ｐ＞２であるとき、ＭＩＭＯ信号は時分割方式および符号分割方式で送信される。前述の方法において、第１信号および第２信号の両方ともＳ個のスロットにおいて送信されるので、第１信号および第２信号を使用することによって標的を検出するために必要な時間長は、大幅に低減され、検出効率が改善され得る。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

レーダ装置に適用されるレーダ信号送信方法であって、前記レーダ装置はＮ個の送信アンテナを備え、Ｎは２より大きい整数であり、前記レーダ信号送信方法は、
前記Ｎ個の送信アンテナの第１送信アンテナを通じて、Ｓ個の連続スロットにおいて第１信号を送信する段階であって、Ｓは４以上の整数である、段階と、
時分割方式または符号分割方式の少なくとも１つで、前記第１送信アンテナを除く前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、前記Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信する段階であって、ｍは２以上かつＮ未満の整数である、段階と、
を備え、前記ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、前記ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調パラメータを表し、ｙ＝１、...、またはｍである、レーダ信号送信方法。

【請求項2】

前記ｍ個の送信アンテナは第１アンテナグループおよび第２アンテナグループを含み、前記第１アンテナグループにおける各アンテナによって送信される信号の位相ステップは異なり、前記第１アンテナグループにおけるすべてのアンテナによって送信される信号は同じスロットを占有し、
前記第２アンテナグループにおける各アンテナによって送信される信号の位相ステップは異なり、前記第２アンテナグループにおけるすべてのアンテナによって送信される信号は同一の時間スロットを占有し、
前記第１アンテナグループおよび前記第２アンテナグループは時分割方式で信号を送信する、
請求項１に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項3】

前記第１信号の位相は、前記Ｓ個の連続スロットにおいて変化しないままであり、または、前記Ｓ個の連続スロットにおける隣接スロットにおける前記第１信号の位相ステップは０である、請求項１または２に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項4】

前記第２信号は、位相シフタのスイッチ状態および／または位相選択を設定することによって変調される、請求項１から３のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項5】

（Ｎｄ＋１）×Ｐ×Ｍ＞Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｎｄは前記ｍ個の送信アンテナの送信パターンの反復回数を表し、Ｎｄは１以上であり、
前記送信パターンは、時分割方式を使用する送信アンテナの信号が、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有することを示し、Ｍは、前記ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されるスロットにおける隣接スロットの間で隔てられるスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である、請求項１から４のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項6】

前記ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信される信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる、請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項7】

２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって取得されるＰ個の位相は、位相［０，２π／Ｐ，４π／Ｐ，６π／Ｐ，...，（Ｐ－１）×２π／Ｐ］を含む位相シフタによって生成される、請求項１から６のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項8】

前記レーダ信号送信方法はさらに、時分割方式で前記ｍ個の送信アンテナを通じて前記Ｓ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて第３信号を送信する段階であって、Ｓ０は１より大きい整数である、段階を備え、
前記Ｓ０個のスロットにおける前記第３信号の送信パターンは、前記Ｓ個のスロットにおける前記第２信号の送信パターンと同一であり、Ｓ＝Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である、請求項１から７のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項9】

ｍ＝Ｎ１＋Ｎ２、Ｎ１≧２、およびＮ２≧１であり、
時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つで、前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、前記Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信する前記段階は、
前記Ｓ個のスロットにおける最初のＳ１個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ１個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ１個のスロットからＭ１の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、前記ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナを通じて前記第２信号を別々に送信する段階と、
前記Ｓ個のスロットにおける最後のＳ２個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ２個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ２個のスロットからＭ２の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、前記ｍ個の送信アンテナにおける前記Ｎ１個の送信アンテナ以外のＮ２個の送信アンテナを通じて、前記第２信号を別々に送信する段階と
を含み、Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２、Ｍ１≠Ｍ２、Ｍ１≧Ｎ１／（Ｐ－１）、およびＭ２≧Ｎ２／（Ｐ－１）である、請求項１に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項10】

前記Ｓ個のスロットにおける前記第１信号の信号波形は、周波数変調連続波ＦＭＣＷであり、
前記Ｓ個のスロットにおける前記第２信号の信号波形はＦＭＣＷである、
請求項１から９のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項11】

Ｐ＝２、３または４である、請求項１から１０のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法。

【請求項12】

レーダ装置に適用されるレーダ信号受信方法であって、前記レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナ、および、少なくとも１個の受信アンテナを備え、Ｎは２より大きい整数であり、ｍは２以上かつＮ未満の整数であり、前記レーダ信号受信方法は、
前記少なくとも１個の受信アンテナの各々のＭ個のサブレンジドップラーＲＤマップを取得する段階であって、各受信アンテナの前記Ｍ個のサブＲＤマップにおける第ｉサブＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおける前記受信アンテナのエコー信号における、開始スロットがそれぞれｉである、Ｍ個のスロットの間隔である信号に対して２次元高速フーリエ変換２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果であり、ｉは１、２、...、およびＭの任意の整数に設定され、前記エコー信号は、第１信号および第２信号が少なくとも１個の標的によって反射された後に形成され、前記第１信号は、前記Ｎ個の送信アンテナの１つを通じて前記Ｓ個のスロットにおいて送信され、前記第１信号の位相は、前記Ｓ個のスロットにおいて変化しないままであり、前記第２信号は、時分割方式および符号分割方式の少なくとも１つで、前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて前記Ｓ個のスロットにおいて送信され、前記ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、前記第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、前記ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである、段階と、
各受信アンテナの前記Ｍ個のサブＲＤマップが累積された後に取得されるサブＲＤマップに基づいて第１標的を検出し、前記第１標的のレンジ情報を取得する段階であって、前記第１標的は、前記少なくとも１つの標的のうちの１または複数である、段階と
を備える、レーダ信号受信方法。

【請求項13】

前記レーダ信号受信方法はさらに、
総レンジドップラーＲＤマップを取得する段階であって、前記総ＲＤマップは、前記Ｓ個のスロットにおけるすべての隣接スロットにおいて２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果である、段階を備える、請求項１２に記載のレーダ信号受信方法。

【請求項14】

前記レーダ信号受信方法はさらに、
前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階であって、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的の前記第１信号の前記エイリアシング速度の前記少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個の可能な位置に位置し、Ｎｆｆｔは、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元である、段階を備える、請求項１２に記載のレーダ信号受信方法。

【請求項15】

前記レーダ信号受信方法はさらに、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップおよび前記総ＲＤマップをマッチして、前記第１標的の非エイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ、および、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的に対応するエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階を備える、請求項１３に記載のレーダ信号受信方法。

【請求項16】

前記レーダ信号受信方法はさらに、
前記ｍ個の送信アンテナの時分割によって生じるドップラー位相偏移、および、前記ｍ個の送信アンテナの符号分割によって生じる位相偏移を補償し、前記第１標的の角度情報を取得する段階を備える、請求項１２に記載のレーダ信号受信方法。

【請求項17】

レーダ装置であって、前記レーダ装置は、アンテナアレイ、プロセッサおよびマイクロ波集積回路を備え、前記アンテナアレイはＮ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数であり、
前記プロセッサは、請求項１から１１のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法における第１信号および第２信号を決定するよう構成され、
前記マイクロ波集積回路は、前記プロセッサによって決定される前記第１信号および前記第２信号を生成するよう構成され、
前記アンテナアレイは、前記マイクロ波集積回路によって生成される前記第１信号および前記第２信号を送信するよう構成される、レーダ装置。

【請求項18】

レーダ装置であって、前記レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナおよびプロセッサを備え、Ｎは２より大きい整数であり、前記Ｎ個の送信アンテナは、請求項１から１１のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法における第１信号および第２信号を送信するよう構成される、レーダ装置。

【請求項19】

レーダ装置であって、前記レーダ装置は受信機およびプロセッサを備え、前記受信機は少なくとも１個の受信アンテナを含み、
前記受信機は、請求項１２から１６のいずれか一項に記載のレーダ信号受信方法におけるエコー信号を受信するよう構成され、
前記プロセッサは、請求項１２から１６のいずれか一項に記載のレーダ信号受信方法を実行するよう構成される、レーダ装置。

【請求項20】

メモリおよびプロセッサを備えるレーダ装置であって、前記メモリは命令を格納するよう構成され、前記プロセッサは、前記メモリに格納された前記命令を実行するよう構成され、前記メモリに格納された前記命令を実行するとき、前記プロセッサは、請求項１２から１６のいずれか一項に記載のレーダ信号受信方法を実行するよう構成される、レーダ装置。

【請求項21】

コンピュータプログラムまたは命令を備える可読記憶媒体であって、前記コンピュータプログラムまたは前記命令が実行されるとき、請求項１から１１のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法、または、請求項１２から１６のいずれか一項に記載のレーダ信号受信方法が実行される、可読記憶媒体。

【請求項22】

コンピュータ可読命令を備えるコンピュータプログラムであって、レーダ装置が前記コンピュータ可読命令を読み取り実行するとき、前記レーダ装置は、請求項１から１１のいずれか一項に記載のレーダ信号送信方法、または、請求項１２から１６のいずれか一項に記載のレーダ信号受信方法を実行可能である、コンピュータプログラム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本願はレーダ技術の分野に関し、特に、レーダ信号送信方法、レーダ信号受信方法および装置に関する。

【背景技術】

【0002】

車載レーダは自動運転システムにおける不可欠なセンサである。車載レーダを使用することにより、障害物（標的とも称され得る）検出が車両に提供され得る。具体的には、車載レーダは、周波数変調連続波（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｗａｖｅ，ＦＭＣＷ）を送信し、障害物の反射したエコーを検出することによって障害物の距離、速度および方位角を測定し得る。

【0003】

近年、車載レーダ技術は継続的に発展し、車載レーダの性能は継続的に改善しており、このことは、具体的には以下の態様において反映され得る。周波数帯域は２４ＧＨｚから７７ＧＨｚ／７９ＧＨｚに徐々に発展し、より高いスキャン帯域幅を通じて、より高いレンジ分解能が取得される。チャープ（ｃｈｉｒｐ）スキャン期間は、波形の観点から、数ｍｓからμｓに低減され、その結果、測定距離は測定速度から分離され、誤目標の可能性が低減される。チャネルの数は、単入力多出力（ｓｉｎｇｌｅ－ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｏｕｔｐｕｔ，ＳＩＭＯ）モードから多入力多出力（ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｏｕｔｐｕｔ，ＭＩＭＯ））モードに発展し、アンテナスケールは継続的に増加し、その結果、仮想アンテナアパーチャが拡大され、角度分解能を改善し、標的のより高い空間分解能のための自律運転の要件を満たす。標的角度を取得するために複数の送信アンテナの信号が隔てられる必要があるので、複数の送信アンテナの直交波形を設計する必要がある。

【0004】

ＭＩＭＯレーダの複数の送信アンテナは、時分割多重（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＴＤＭ）方式でチャープ（ｃｈｉｒｐ）信号を送信して、仮想アンテナアパーチャを拡大する、すなわち、ＴＤＭ ＭＩＭＯ波形を実装し得る。しかしながら、ＴＤＭ ＭＩＭＯ波形において、最大速度測定レンジＶｍａｘ＿ＭＩＭＯが減少し、Ｖｍａｘ＿ＭＩＭＯ＝Ｖｍａｘ＿ＳＩＭＯ／Ｎｔｘであり、ここで、Ｎｔｘは送信アンテナの数である。

【0005】

代替的に、複数の送信アンテナの信号は、符号分割多重（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ，ＣＤＭ）方式で同時に送信され得る。ＣＤＭはまた、いくつかの文書において、ドップラー分割多重（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＤＤＭ）またはドップラー分割多元接続（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，ＤＤＭＡ）と称される。文書「Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｆａｓｔ－Ｃｈｉｒｐ ＭＩＭＯ Ｒａｄａｒ ｗｉｔｈ Ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｉｎ ａ Ｄｏｐｐｌｅｒ－Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ，ｔｈｅ １９ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒａｄａｒ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ＩＲＳ，２０１８」において、二位相（ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ）を使用することによって、２つの送信アンテナを有するＭＩＭＯレーダが実装される。文書「Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｒａｄａｒ Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ ＭＩＭＯ Ｗｉｔｈ Ｖｅｌｏｃｉｔｙ Ａｍｂｉｇｕｉｔｙ Ｒｅｓｏｌｖｉｎｇ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｉｅｓ，１６ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｒａｄａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＥｕＲＡＤ），２０１９」において、二位相を使用することによって、３つの送信アンテナの同時送信が実装される。２つの方式は、信号位相に対するチップにおける位相シフタの厳密な制御によって限定され、したがって、より多くのアンテナの直交伝送を実装できない。結果として、速度測定レンジおよび角度分解能の両方の要件を満たすことができない。

【発明の概要】

【0006】

本願の目的は、レーダ信号送信方法、レーダ信号受信方法および装置を提供し、それにより、レーダ装置によって送信された直交波形が速度測定レンジおよび角度分解能の両方の要件を満たすことができないという、従来の技術における問題を克服することである。

【0007】

第１態様によれば、本願はレーダ装置に適用されたレーダ信号送信方法を提供する。レーダ装置はＮ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数であり、ｍは２以上かつＮ未満の整数である。方法は、Ｓ個のスロットにおいて第１信号および第２信号の両方を送信する段階であって、第１信号はＮ個の送信アンテナの１つを通じて送信され、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままであり、第２信号は、時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいて、Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって、位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙ送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである、段階を備える。

【0008】

前述の方法において、第１信号は１個の送信アンテナの信号のみを含み、Ｓ個の連続スロットを占有するので、第１信号はＳＩＭＯ信号であり得る。第１信号の利点は、速度測定レンジが大きいことである。第２信号は、ｍ個の送信アンテナを通じて送信された信号を含み、したがって、ＭＩＭＯ信号として理解され得る。第２信号の利点は、測定された角度分解能が高いことである。大きい速度測定レンジおよび高い角度分解能の両方は、時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいて、第１信号および第２信号を送信することによって取得され得る。

【0009】

可能な設計において、Ｓは値範囲を有し得、すなわち、（Ｎｄ＋１）×Ｐ×Ｍ＞Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、ここで、Ｎｄはｍ個の送信アンテナの送信パターンの反復回数の数を表し、Ｎｄは１以上である。送信パターンは、時分割方式を使用する送信アンテナの信号が、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有することを示し、ここで、Ｍは、ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されたスロットにおける隣接スロット間で隔てられたスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。送信パターンは、Ｐ×Ｍ個のスロットにおける信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係を示し得る。Ｐ、Ｎｄ、およびＭの値範囲、すなわち、Ｐ＝２、ｍ＝２、Ｍ＝ｍ／（Ｐ－１）＝２およびＮｄ＝１から、Ｓの最小値は４であり得ることが分かる。

【0010】

前述の方法において、標的の速度を測定するための速度分解能は、Ｓの値に反比例するλ／（２×Ｓ×Ｔｃｈｉｐ）であるので、Ｓの値が大きいほど、速度分解能がより小さく、標的を取得するための速度がより正確であることを示す。λは変調周波数の波長であり、Ｔｃｈｉｐはスロットの時間長である。

【0011】

可能な設計において、ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信された信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる。例えば、１つの送信アンテナが、２π／Ｐのステップを使用することによって位相変調を実行し、他の送信アンテナが、４π／Ｐのステップを使用することによって位相変調を実行する。

【0012】

前述の方法において、同じスロットを占有する送信アンテナは、異なるステップを使用することによって位相変調を実行し、その結果、異なる送信アンテナを通じて送信された信号は、位相に基づいて区別され得、目標検出の正確度が改善される。

【0013】

可能な設計において、位相［０、２π／Ｐ、４π／Ｐ、６π／Ｐ、...、（Ｐ－１）×２π／Ｐ］を含む位相シフタによって、Ｐ個の位相が生成される。

【0014】

可能な設計において、第３信号はさらに、時分割方式において、ｍ個の送信アンテナを通じて、Ｓ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて送信され得、Ｓ０は１より大きい整数である。第３信号の波形は第２信号の波形と同一であり、すなわち、Ｓ０個のスロットにおける第３信号の送信パターンは、Ｓ個のスロットにおける第２信号の送信パターンと同一であり、Ｓ＝Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0015】

前述の方法において、Ｓ０個のスロットにおける第３信号は第１信号の後に送信され、その結果、標的の速度および標的の速度に対応するドップラー位相が、第１信号の速度分解能に基づいて取得され得る。

【0016】

可能な設計において、時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいて、Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットにおける第２信号を送信することは、Ｓ個のスロットにおける最初のＳ１個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ１個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ１個のスロットから、Ｍ１の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおいてＮ１個の送信アンテナを通じて第２信号を別々に送信すること、ならびに、Ｓ個のスロットにおける最後のＳ２個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ２個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ２個のスロットから、Ｍ２の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナ以外のＮ２個の送信アンテナを通じて、第２信号を別々に送信することを含み、ここでｍ＝Ｎ１＋Ｎ２であり、Ｎ１≧２、Ｎ２≧１、Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２、Ｍ１≠Ｍ２、Ｍ１≧Ｎ１／（Ｐ－１）、およびＭ２≧Ｎ２／（Ｐ－１）である。

【0017】

前述の方法において、構成されたＭ１およびＭ２は異なるので、最大速度測定レンジは異なる。Ｍ１の間隔のエコーにおいて速度がエイリアシングされる２つの標的は、Ｍ２の間隔のエコーにおいて容易に区別され得る。逆に、Ｍ２の間隔のエコーにおいて速度がエイリアシングされる２つの標的は、Ｍ１の間隔のエコーにおいて容易に区別され得る。したがって、異なるスロット間隔Ｍ１およびＭ２が設定され、それにより、標的の実際の数を決定すること、および、反射したエコーが弱い標的の漏れを回避することを容易にする。

【0018】

可能な設計において、Ｓ個のスロットにおける第１信号の信号波形はＦＭＣＷであり得、Ｓ個のスロットにおける第２信号の信号波形もＦＭＣＷであり得る。代替的に、ＭＩＭＯレーダによって使用される別の波形が使用され得、例えば、パルス波形または直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＯＦＤＭ）波形であり得る。

【0019】

可能な設計において、Ｐ＝２、３、または４である。

【0020】

前述の方法において、異なる位相変調および符号化が第１信号および第２信号に使用され、数が４以下である位相のみが使用される。したがって、位相変調器の精度の要件が低減され、チップの要件が低減される。

【0021】

可能な設計において、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナと第１信号を送信する１個の送信アンテナとの間の重なりは０であり、すなわち、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナ、および、第１信号を送信する１個の送信アンテナは、Ｎ個の送信アンテナにおける異なる送信アンテナである。

【0022】

第２態様によれば、本願は、レーダ装置に適用されるレーダ信号受信方法を提供する。レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナおよび少なくとも１つの受信アンテナを含み、ここで、ｍは２以上かつＮ未満の整数であり、Ｎは２より大きい整数である。方法は、少なくとも１つの受信アンテナの各々のＭ個のサブレンジドップラーＲＤマップを取得する段階と、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップが累積された後に取得されたサブＲＤマップに基づいて第１標的を検出する段階と、第１標的のレンジ情報を取得する段階とを備え、ここで、第１標的は少なくとも１つの標的の１または複数である。各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップにおける第ｉサブＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおいて、受信アンテナのエコー信号における、開始スロットがそれぞれｉである、Ｍ個のスロットの間隔である信号に対して２次元高速フーリエ変換２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果であり、ｉは１、２、...、Ｍの任意の整数に設定され、エコー信号は、第１信号および第２信号が少なくとも１つの標的によって反射された後に形成され、第１信号は、Ｎ個の送信アンテナの１つを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままであり、第２信号は、時分割方式および符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいて、Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、Ｓ個のスロットにおいて送信され、位相変調は、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって実行され、ここで、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きく、かつＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである。

【0023】

従来の技術において、標的のエイリアシング速度のドップラースペクトル線が、総ＲＤマップを使用することによって検出され、（Ｐ－１）×Ｍ＋１個のドップラースペクトル線がマッチされる必要がある。前述の方法において、１つの標的が、累積後に取得されたサブＲＤマップを使用することによって検出される。同一の標的は、総ＲＤマップを使用することによって検出が実行されたときに対応するドップラースペクトル線の数より遥かに小さいＰ個のドップラースペクトル線のみに対応するので、総ＲＤマップを使用することより、サブＲＤマップを使用することの方が、標的のエイリアシング速度のドップラースペクトル線を検出することが容易である。

【0024】

ＲＤマップは、１つの次元がレンジ情報であり他方の次元がドップラー情報であるレーダ出力グラフであることに留意されたい。ＲＤマップは、レンジ次元の観点からレンジビン（Ｒａｎｇｅ ｂｉｎ）と称され、ドップラー次元の観点からドップラービン（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｂｉｎ）と称され、レンジ次元およびドップラー次元の両方の観点からレンジドップラーセル（Ｒａｎｇｅ－Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｃｅｌｌ）と称される。

【0025】

可能な設計において、総ＲＤマップがさらに取得され得、総ＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおいてすべての隣接スロットにおいて２次元ＦＦＴ（２Ｄ－ＦＦＴ）を実行する結果であり得る。

【0026】

可能な設計において、方法はさらに、累積後に取得されるサブＲＤマップ上の第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階であって、累積後に取得されるサブＲＤマップ上の第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個の可能な位置に位置し、Ｎｆｆｔは、累積後に取得されるサブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元である、段階を備える。

【0027】

可能な設計において、方法はさらに、累積後に取得されるサブＲＤマップおよび総ＲＤマップをマッチして、第１標的の非エイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ、および、累積後に取得されるサブＲＤマップ上の第１標的に対応するエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階を備える。

【0028】

可能な設計において、方法はさらに、ｍ個の送信アンテナの時分割によって生じるドップラー位相偏移、および、ｍ個の送信アンテナの符号分割によって生じる位相偏移を補償し、第１標的の角度情報を取得する段階を備える。正確な角度情報は、位相偏移を補償することによって取得され得る。

【0029】

第３態様によれば、レーダ装置が提供される。レーダ装置は、アンテナアレイ、プロセッサ、およびマイクロ波集積回路を含み、アンテナアレイはＮ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数である。

【0030】

プロセッサは、第１態様の任意の可能な設計における第１信号および第２信号を決定するよう構成される。

【0031】

マイクロ波集積回路は、プロセッサによって決定される第１信号および第２信号を生成するよう構成される。

【0032】

アンテナアレイは、マイクロ波集積回路によって生成される第１信号および第２信号を送信するよう構成される。

【0033】

第４態様によれば、レーダ装置が提供される。レーダ装置は受信機およびプロセッサを備え、受信機は少なくとも１個の受信アンテナを含む。

【0034】

受信機は、第２態様の任意の可能な設計におけるエコー信号を受信するよう構成される。

【0035】

プロセッサは、エコー信号に基づいて、第２態様の任意の可能な設計における方法を実行するよう構成される。

【0036】

第５態様によれば、レーダ装置が提供され、メモリおよびプロセッサを含む。メモリは命令を格納するよう構成され、プロセッサは、メモリに格納された命令を実行するよう構成され、メモリに格納された命令を実行するとき、プロセッサは、第１態様の任意の可能な設計における第１信号および第２信号を生成するよう構成される。

【0037】

第６態様によれば、レーダ装置が提供され、メモリおよびプロセッサを含む。メモリは命令を格納するよう構成され、プロセッサは、メモリに格納された命令を実行するよう構成され、メモリに格納された命令を実行するとき、プロセッサは、第２態様の任意の可能な設計における方法を実行するよう構成される。

【0038】

第７態様によれば、可読記憶媒体が提供され、コンピュータプログラムまたは命令を含む。コンピュータプログラムまたは命令が実行されるとき、第１態様または第２態様の任意の可能な設計における方法が実行される。

【0039】

第８態様によれば、コンピュータプログラム製品が提供され、コンピュータ可読命令を含む。レーダ装置がコンピュータ可読命令を読み取り実行するとき、レーダ装置は、第１態様または第２態様の任意の可能な設計における方法を実行することが可能である。

【図面の簡単な説明】

【0040】

【図1(a)】本願の実施形態が適用可能であるレーダ装置の構造の概略図である。

【図1(b)】本願の実施形態が適用可能であるレーダ装置の構造の概略図である。

【0041】

【図2】本願の実施形態による、車両の構造の概略図である。

【0042】

【図3】本願の実施形態による、レーダ信号送信手順の概略図である。

【0043】

【図4】本願の実施形態による、レーダ信号の概略図である。

【0044】

【図5】本願の実施形態による、別のレーダ信号の概略図である。

【0045】

【図6】本願の実施形態による、別のレーダ信号の概略図である。

【0046】

【図7】本願の実施形態による、レーダ信号受信手順の概略図である。

【0047】

【図8】本願の実施形態による、別のレーダ信号受信手順の概略図である。

【0048】

【図9】本願の実施形態による、別のレーダ信号受信手順の概略図である。

【0049】

【図10(a)】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【図10(b)】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【図10(c)】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0050】

【図11】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0051】

【図12】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0052】

【図13】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0053】

【図14】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0054】

【図15】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0055】

【図16】本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。

【0056】

【図17】本願の実施形態による、レーダ装置の構造の概略図である。

【0057】

【図18】本願の実施形態による、レーダ装置の構造の概略図である。

【発明を実施するための形態】

【0058】

以下ではさらに、添付図面を参照して本願の実施形態を詳細に説明する。

【0059】

図１（ａ）は、本願の実施形態による、レーダ装置の概略図である。図１（ａ）におけるレーダ装置はＭＩＭＯレーダであり得、アンテナアレイ１０１、マイクロ波集積回路（ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ，ＭＭＩＣ）１０２、およびプロセッサ１０３を含み得る。アンテナアレイ１０１は複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを含み得る。

【0060】

マイクロ波集積回路１０２は、レーダ信号を生成するよう構成され、さらに、アンテナアレイ１０１における送信アンテナアレイにおける１または複数の送信アンテナを通じてレーダ信号を送信するよう構成される。本願の本実施形態において、レーダ装置の送信アンテナを通じて送信される信号の波形はＦＭＣＷであり、信号の周波数は、信号周波数が時間と共に上昇および下降することを可能にすることによって変調されることに留意されたい。この信号は通常、１または複数の「チャープ（ｃｈｉｒｐ）信号」を含む。１つのスロットは、単一の送信アンテナを通じて１つのチャープ信号を送信する占有時間として表され得、

【数1】

であり、ここで、

【数2】

は、測定のために実際に使用される周波数掃引信号の時間を表し、

【数3】

は、アナログ‐デジタルコンバータ（Ａｎａｌｏｇｙ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）または位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ，ＰＬＬ）などの実際のコンポーネントによって導入される追加の時間オーバヘッドを表す。本願において時分割および位相変調技術が使用されるので、レーダ装置における各送信アンテナの無線周波数リンクはさらにスイッチおよび位相シフタを含むことが理解され得る。

【0061】

例えば、図１（ｂ）は、本願の実施形態によるマイクロ波集積回路の概略図である。図１（ｂ）において、マイクロ波集積回路は、１または複数の無線周波数受信チャネルおよび無線周波数送信チャネルを含み得る。無線周波数送信チャネルは、波形発生器、位相シフタ、スイッチおよび電力増幅器（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ＰＡ）などのモジュールを含み得る。無線周波数受信チャネルは、低雑音増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ＬＮＡ）、ダウンミキサ（ｍｉｘｅｒ）、フィルタ、およびアナログ‐デジタルコンバータ（ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）などのモジュールを含み得る。

【0062】

図１（ｂ）は単に例であり、マイクロ波集積回路は代替的に別の形式であり得る。これについては、本願の本実施形態において限定しない。

【0063】

レーダ信号を送信する前に、プロセッサは、無線周波数送信チャネルにおける波形発生器を使用することによって、レーダ信号の構成された波形を実装する。本願の本実施形態において、複数の送信アンテナの直交送信波形は、プロセッサによって事前に構成され得、プロセッサの名前に限定されるものではなく、事前に構成された波形を実装する機能を示すのみである。本願の本実施形態において、レーダ信号は、時分割方式で異なる送信アンテナにおいて送信され得る。したがって、レーダ信号を送信する必要がある送信アンテナは、スイッチを使用することによってゲーティングされ得る。加えて、レーダ信号は、符号分割方式で異なる送信アンテナにおいて送信され得、対応する位相は、送信アンテナに接続された位相シフタを使用することによって変調される。スイッチおよび位相シフタはアンテナおよび波形送信機に直列に接続されるが、スイッチおよび位相シフタの順序は変更され得る。

【0064】

レーダ信号が送信された後に、レーダ信号が１または複数の標的によって反射された後にエコー信号が形式され、エコー信号は受信アンテナによって受信される。マイクロ波集積回路１０２はさらに、アンテナアレイ１０１における受信アンテナアレイにおける一部または全部の受信アンテナ上で受信されたエコー信号に対して周波数ミキシングおよびサンプリングなどの処理を実行し、サンプリングされたエコー信号をプロセッサ１０３へ送信するよう構成される。

【0065】

プロセッサ１０３は、エコー信号に対して高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）および信号処理などの動作を実行して、受信されたエコー信号に基づいて、標的の距離、速度および角度などの情報を決定するよう構成される。具体的には、プロセッサ１０３は、マイクロプロセッサ（ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｕｎｉｔ，ＭＣＵ）、中央処理装置（ｃｅｎｔｒａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｕｎｉｔ、ＣＰＵ）、デジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ，ＤＳＰ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ｆｉｅｌｄ－ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ，ＦＰＧＡ）、または専用アクセラレータなどの処理機能を有するデバイスであり得る。

【0066】

加えて、図１（ａ）に示されるレーダシステムはさらに、プロセッサ１０３による処理後に取得される標的の距離、速度、および角度などの情報に基づいて車両を制御するよう、例えば、車両の移動ルートを決定して車両の速度を制御するよう構成される電子制御ユニット（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｃｏｎｔｒｏｌ ｕｎｉｔ，ＥＣＵ）１０４を含み得る。

【0067】

本願の本実施形態において、送信機は、マイクロ波集積回路１０２において送信アンテナおよび送信チャネルを含み得、受信機はマイクロ波集積回路１０２において受信アンテナおよび受信チャネルを含む。送信アンテナおよび受信アンテナは、プリント回路基板（ｐｒｉｎｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｂｏａｒｄ，ＰＣＢ）上に位置し得、送信チャネルおよび受信チャネルは、チップ、すなわち、ＡＯＢ（ａｎｔｅｎｎａ ｏｎ ＰＣＢ）に位置し得る。代替的に、送信アンテナおよび受信アンテナは、チップパッケージに位置し得、送信チャネルおよび受信チャネルは、チップ、すなわち、パッケージ内アンテナ（ａｎｔｅｎｎａ ｉｎ ｐａｃｋａｇｅ，ＡＩＰ）に位置し得る。組み合わせの形式は、本願の本実施形態に具体的に限定されない。対応する送信および受信機能を実装できれば、送信チャネルおよび受信チャネルの特定の構造は、本願の本実施形態に限定されるものではないことが理解されるべきである。

【0068】

加えて、単一マイクロ波集積回路（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈｉｐ）のチャネル数は限定されているので、システムが必要とする送信および受信チャネルの数が単一無線周波数チップより大きいとき、複数の無線周波数チップがカスケードされる必要がある。したがって、レーダシステム全体は複数のカスケードされた無線周波数チップを含み得る。例えば、送信アンテナアレイおよび受信アンテナアレイは、複数のＭＩＭＯをカスケードすることによって取得され、アナログ‐デジタルコンバータ（ａｎａｌｏｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＡＤＣ）チャネルは、インタフェースを通じて接続され、データをプロセッサ１０３、例えば、ＭＣＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、または汎用プロセスユニット（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ Ｕｎｉｔ，ＧＰＵ）へ出力する。別の例において、ＭＭＩＣおよびＤＳＰは、１つのチップに統合され、システムオンチップ（Ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ ｃｈｉｐ，ＳＯＣ）を形成し得る。別の例では、ＭＭＩＣ、ＡＤＣおよびプロセッサ１０３は１つのチップに統合されてＳｏＣを形成し得る。加えて、１または複数のレーダシステムが車両全体に設置され、車両搭載バスを通じて中央処理装置に接続され得る。中央処理装置は、１または複数のミリメートル波レーダセンサを含む１または複数の車両搭載センサを制御する。

【0069】

以下では、本願の実施形態における適用シナリオを説明する。

【0070】

図１（ａ）に示されるレーダ装置は、自律運転機能を有する車両に適用され得る。図２は、本願の実施形態による、自律運転機能を有する車両２００の機能ブロック図である。実施形態において、車両２００は、完全または部分的に自律運転モードであるよう構成される。例えば、自律運転モードの車両２００は、車両２００を制御し得、手動操作を通じて、車両の現在のステータスおよび車両の周囲環境を決定し得、周囲環境における少なくとも１つの別の車両の可能な挙動を決定し、別の車両が可能な挙動を実行する可能性に対応する信頼水準を決定し、決定された情報に基づいて車両２００を制御し得る。車両２００が自律運転モードであるとき、車両２００は、人とインタラクトすることなく動作するよう設定され得る。

【0071】

車両２００は、走行システム２０２、センサシステム２０４、制御システム２０６、１または複数のペリフェラルデバイス２０８、電源２１０、コンピュータシステム２１２、およびユーザインタフェース２１６などの様々なサブシステムを含み得る。任意選択で、車両２００は、より多い、またはより少ないサブシステムを含み得、各サブシステムは複数のコンポーネントを含み得る。加えて、車両２００の各サブシステムおよびコンポーネントは、有線または無線方式で相互接続され得る。

【0072】

走行システム２０２は、移動するための動力を車両２００に提供するコンポーネントを含み得る。実施形態において、走行システム２０２は、エンジン２１８、エネルギー源２１９、変速装置２２０およびホイール／タイヤ２２１を含み得る。エンジン２１８は内燃エンジン、モータ、空気圧縮エンジン、または別のタイプのエンジンの組み合わせ、例えば、ガソリンエンジンおよびモータを含むハイブリッドエンジン、または、内燃エンジンおよび空気圧縮エンジンを含むハイブリッドエンジンであり得る。エンジン２１８は、エネルギー源２１９を機械的エネルギーに変換する。

【0073】

エネルギー源２１９は例えば、ガソリン、ディーゼル、他の油性燃料、プロパン、他の圧縮ガス性燃料、エタノール、太陽電池パネル、バッテリ、および他の電源を含む。エネルギー源２１９は、車両２００の別のシステムにもエネルギーを提供してよい。

【0074】

変速装置２２０は、エンジン２１８からホイール２２１に機械的動力を伝達してよい。変速装置２２０は、ギアボックス、差動装置および駆動シャフトを含み得る。実施形態において、変速装置２２０は、別のコンポーネント、例えば、クラッチをさらに含み得る。駆動シャフトは、１または複数のホイール２２１に連結され得る１または複数のシャフトを含み得る。

【0075】

センサシステム２０４は、車両２００の周囲環境についての情報を検知するいくつかのセンサを含み得る。例えば、センサシステム２０４は、測位システム２２２（測位システムは、グローバル測位システム（ｇｌｏｂａｌ ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ，ＧＰＳ）であり得るか、または、北斗システムもしくは別の測位システムであり得る）、慣性測定ユニット（ｉｎｅｒｔｉａｌ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｕｎｉｔ，ＩＭＵ）２２４、レーダ２２６、レーザ距離計２２８およびカメラ２３０を含み得る。センサシステム２０４は、監視される車両２００の内部システム内のセンサ（例えば、車載大気質モニタ、燃料計および油温計）をさらに含み得る。これらのセンサのうちの１または複数からのセンサデータは、物体と、物体の対応する特徴（位置、形状、方向および速度等）とを検出するために用いられ得る。そのような検出および認識は、車両２００の安全な動作の重要な機能である。

【0076】

測位システム２２２は、車両２００の地理的位置を推定するように構成され得る。ＩＭＵ２２４は、慣性加速度に基づいて、車両２００の位置変更および向き変更を検知するよう構成される。ある実施形態において、ＩＭＵ２２４は加速度計とジャイロスコープとの組み合わせであってよい。

【0077】

レーダ２２６は、無線信号を使用することによって車両２００の周囲環境における標的を検知し得る。いくつかの実施形態では、標的を検知することに加えて、レーダ２２６はさらに、標的の速度および／または移動方向を検知するよう構成され得る。特定の例において、レーダ２２６は、図１（ａ）に示されるレーダ装置として実装され得る。

【0078】

レーザ距離計２２８は、レーザを使用することによって、車両１００が位置する環境における標的を検知し得る。いくつかの実施形態では、レーザ距離計２２８は、１または複数のレーザ源、レーザスキャナ、１または複数の検出器、および別のシステムコンポーネントを含み得る。

【0079】

カメラ２３０は、車両２００の周囲環境の複数の画像を撮像するように構成され得る。カメラ２３０は、静止カメラであってもビデオカメラであってもよい。

【0080】

制御システム２０６は、車両２００の動作および車両のコンポーネントを制御する。制御システム２０６は、ステアリングシステム２３２、アクセラレータ２３４、ブレーキユニット２３６、センサフュージョンアルゴリズム２３８、コンピュータビジョンシステム２４０、ルート制御システム２４２および障害物回避システム２４４を含む様々なコンポーネントを含み得る。

【0081】

ステアリングシステム２３２は、車両２００の移動方向を調節するよう動作し得る。例えば、実施形態において、ステアリングシステム２３２はステアリングホイールシステムであり得る。

【0082】

アクセラレータ２３４は、エンジン２１８の動作速度を制御し、さらに、車両２００の速度を制御するよう構成される。

【0083】

ブレーキユニット２３６は、減速するよう車両２００を制御するように構成される。ブレーキユニット２３６は、摩擦を使用してホイール２２１の回転速度を低減し得る。別の実施形態において、ブレーキユニット２３６は、ホイール２２１の運動エネルギーを電流に変換し得る。ブレーキユニット２３６は代替的に、別の形式を使用してホイール２２１の回転速度を低減し、車両２００の速度を制御し得る。

【0084】

コンピュータビジョンシステム２４０は、カメラ２３０によって撮像された画像を処理および分析するよう動作して、車両２００の周囲環境における標的および／または特徴を認識し得る。標的および／または特徴は、交通信号、道路境界および障害物を含み得る。コンピュータビジョンシステム２４０は、標的認識アルゴリズム、ストラクチャ・フロム・モーション（ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｆｒｏｍ ｍｏｔｉｏｎ，ＳＦＭ）アルゴリズム、ビデオトラッキング、および別のコンピュータビジョン技術を使用し得る。いくつかの実施形態では、コンピュータビジョンシステム２４０は、環境のマップを描画し、標的を追跡し、標的の速度を推定するなどを行うよう構成され得る。

【0085】

ルート制御システム２４２は、車両２００の走行ルートを決定するように構成される。いくつかの実施形態では、ルート制御システム１４２は、センサ２３８からのデータと、ＧＰＳ２２２と、１または複数の予め定められたマップとに基づいて、車両２００の走行ルートを決定し得る。

【0086】

障害物回避システム２４４は、車両２００の環境内の潜在的な障害物を別の方式で識別、評価および回避または迂回するように構成される。

【0087】

当然、例において、制御システム２０６は、示され且つ説明されたコンポーネント以外のコンポーネントを追加してもよく、代替的に含み得る。代替的に、制御システム２０６は上述のコンポーネントの一部を削除し得る。

【0088】

車両２００は、ペリフェラルデバイス２０８を用いて、外部センサ、別の車両、別のコンピュータシステム、またはユーザとインタラクトする。ペリフェラルデバイス２０８には、無線通信システム２４６、車載コンピュータ２４８、マイク２５０、および／またはスピーカ２５２が含まれ得る。

【0089】

いくつかの実施形態では、ペリフェラルデバイス２０８は、車両２００のユーザのために、ユーザインタフェース２１６とインタラクトするための手段を提供する。例えば、車載コンピュータ２４８は車両２００のユーザに情報を提供し得る。ユーザインタフェース２１６はさらに、ユーザ入力を受信するよう車載コンピュータ２４８を操作し得る。車載コンピュータ２４８は、タッチスクリーンを通じて動作を実行し得る。別の事例において、ペリフェラルデバイス２０８は、車両２００が車両内に位置する別のデバイスと通信するための手段を提供し得る。例えば、マイク２５０は、車両２００のユーザから音声（例えば、音声命令または別の音声入力）を受信してよい。同様に、スピーカ２５２は、車両２００のユーザに音声を出力してよい。

【0090】

無線通信システム２４６は、１または複数のデバイスと直接または通信ネットワークを通じて無線通信し得る。例えば、無線通信システム２４６は、符号分割多元接続（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ，ＣＤＭＡ）、ＥＶＤ０、またはグローバルシステム・フォー・モバイルコミュニケーションズ（ｇｌｏｂａｌ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＧＳＭ（登録商標））／汎用パケット無線サービス（ｇｅｎｅｒａｌ ｐａｃｋｅｔ ｒａｄｉｏ ｓｅｒｖｉｃｅ，ＧＰＲＳ）などの３Ｇセルラ方式通信、ロングタームエボリューション（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ，ＬＴＥ）などの４Ｇセルラ方式通信、または５Ｇセルラ方式通信を使用し得る。無線通信システム２４６は、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）を通じて無線ローカルエリアネットワーク（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｌｏｃａｌ ａｒｅａ ｎｅｔｗｏｒｋ、ＷＬＡＮ）と通信し得る。いくつかの実施形態では、無線通信システム２４６は、赤外線リンク、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）またはＺｉｇＢｅｅ（登録商標）を通じてデバイスと直接通信し得る。他の無線プロトコル、例えば、無線通信システム２４６などの様々な車両通信システムは、１または複数の専用近距離通信（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ｓｈｏｒｔ ｒａｎｇｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＤＳＲＣ）デバイスを含み得、これらのデバイスは、車両および／または路側ステーションの間のパブリックおよび／またはプライベートデータ通信を含み得る。

【0091】

電源２１０は、車両２００の様々なコンポーネントに電力を供給し得る。ある実施形態において、電源２１０は、充電可能なリチウムイオンバッテリまたは鉛酸バッテリであり得る。そのようなバッテリの１または複数のバッテリパックは、電力を車両２００のコンポーネントに供給するための電源として構成され得る。いくつかの実施形態では、電源２１０およびエネルギー源２１９は、例えば、いくつかの純粋な電気自動車内に共に実装され得る。

【0092】

車両２００の一部または全部の機能が、コンピュータシステム２１２によって制御される。コンピュータシステム２１２は、少なくとも１つのプロセッサ２２３を含み得る。プロセッサ２２３は、メモリ２１４などの非一時的コンピュータ可読媒体に格納された命令２２５を実行する。コンピュータシステム２１２は代替的に、車両２００の個々のコンポーネントまたはサブシステムを分散方式で制御する複数のコンピューティングデバイスであり得る。

【0093】

プロセッサ２２３は、市販の中央処理装置（ｃｅｎｔｒａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｕｎｉｔ、ＣＰＵ）などの任意の従来型プロセッサであり得る。代替的に、プロセッサは、特定用途向け集積回路（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ－ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ，ＡＳＩＣ）または別のハードウェアベースのプロセッサなどの専用デバイスであり得る。図２は同一ブロックにおけるコンピュータ２１０のプロセッサ、メモリおよび他のコンポーネントを機能的に示すが、当業者であれば、プロセッサ、コンピュータまたはメモリは実際には、同一の物理ハウジングに格納されてもされなくてもよい複数のプロセッサ、コンピュータ、またはメモリを含み得ることを理解するであろう。例えば、メモリは、コンピュータ２１０のものとは異なるハウジング内に位置するハードディスクドライブまたは別の記憶媒体であってよい。したがって、プロセッサまたはコンピュータへの言及は、並列に動作してもしなくてもよいプロセッサ、コンピュータ、またはメモリのセットへの参照を含むと理解される。単一のプロセッサを用いて、本明細書において説明される段階を実行するのとは異なり、ステアリングコンポーネント減速コンポーネントなど、いくつかのコンポーネントは、それぞれのプロセッサを含み得る。プロセッサは、コンポーネントに固有の機能に関連する計算のみを実行する。

【0094】

本明細書において説明される様々な態様において、プロセッサは、車両から遠く離れて位置してよく、車両と無線通信してよい。別の態様において、本明細書に説明されるいくつかのプロセスは、車両内に配置されたプロセッサ上で実行され、一方、他のプロセスは、リモートプロセッサによって実行される（単一操作に必要な段階を実行することを含む）。

【0095】

いくつかの実施形態では、メモリ２１４は、命令２２５（例えばプログラムロジック）を含み得、命令２２５は、プロセッサ２２３によって実行されて、上で説明された機能を含む車両２００の様々な機能を実行し得る。メモリ２１４はまた、走行システム２０２、センサシステム２０４、制御システム２０６、およびペリフェラルデバイス２０８のうち１または複数へデータを送信し、それからデータを受信し、それとインタラクトし、および／または、それを制御するために使用される命令を含む追加の命令を含み得る。

【0096】

命令２２５に加えて、メモリ２１４はさらに、車両の道路マップ、ルート情報、位置、方向、速度および他の車両データ、ならびに他の情報などのデータを格納し得る。そのような情報は、車両２００が自律モード、半自律モードおよび／または手動モードで動作する場合に車両２００およびコンピュータシステム２１２により用いられ得る。

【0097】

ユーザインタフェース２１６は、車両２００のユーザのために情報を提供するか、または、当該ユーザから情報を受信するよう構成される。任意選択で、ユーザインタフェース２１６は、無線通信システム２４６、車載コンピュータ２４８、マイク２５０およびスピーカ２５２などのペリフェラルデバイス２０８のセット内の１または複数の入力／出力デバイスを含み得る。

【0098】

コンピュータシステム２１２は、様々なサブシステム（例えば、走行システム２０２、センサシステム２０４、および制御システム２０６）およびユーザインタフェース２１６から受信された入力に基づいて車両２００の機能を制御し得る。例えば、コンピュータシステム２１２は、制御システム２０６からの入力を使用することによってステアリングユニット２３２を制御して、センサシステム２０４および障害物回避システム２４４によって検出される障害物を回避し得る。いくつかの実施形態では、コンピュータシステム２１２は、車両２００および車両２００のサブシステムに対する制御を多くの態様で提供するよう動作し得る。

【0099】

任意選択で、前述の複数のコンポーネントのうちの１または複数が、車両２００とは別個に設置されるか、または車両２００と関連付けられ得る。例えば、メモリ２１４は、車両２００から部分的に、または、完全に別個に存在し得る。上述の複数のコンポーネントは、有線方式および／または無線方式で一緒に通信可能に連結されてよい。

【0100】

任意選択で、前述の複数のコンポーネントは単なる例にすぎない。実際の適用では、前述の複数のモジュールにおけるコンポーネントが、実際の要件に基づいて追加されても削除されてもよい。図２は、本願の本実施形態に対する限定として理解されるべきでない。

【0101】

道路上を走行する自律走行車、例えば、車両２００は、自律走行車の周囲環境における標的を認識して、現在の速度を調節するよう決定し得る。標的は、別の車両、交通制御デバイス、または別のタイプの標的であり得る。いくつかの例において、認識された各標的は、独立に考慮され得、標的の現在の速度、標的の加速度、および、標的と車両との間の空間など、各標的の特徴に基づいて、自律走行車によって調節される速度を決定するために使用され得る。

【0102】

任意選択で、自律走行車２００または自律走行車２００に関連付けられたコンピューティングデバイス（例えば、図２のコンピュータシステム２１２、コンピュータビジョンシステム２４０またはメモリ２１４）は、識別された標的の特徴、および、周囲環境のステータス（例えば、道路上の交通、雨、および氷）に基づいて、識別された標的の挙動を予測し得る。任意選択で、すべての識別された標的は互いの挙動に依存し、したがって、識別された標的のすべては、単一の識別された標的の挙動を予測するために共に考慮され得る。車両２００は、識別された標的の予測された挙動に基づいて車両２００の速度を調節し得る。言い換えれば、自律走行車は、標的の予測された挙動に基づいて、車両が調節される必要がある安定状態（例えば、加速、減速、または停止）を決定し得る。このプロセスにおいて、車両２００の速度を決定するために別の要素、例えば、車両が走行する道路上の車両２００の水平位置、道路の曲率、および、静的標的と動的標的との間の近接性も考慮され得る。

【0103】

自律走行車の速度を調節するための命令を提供することに加えて、コンピューティングデバイスはさらに、車両２００のステアリング角度を修正するための命令を提供し得、その結果、自律走行車は、所与の進路に従い、および／または、自律走行車と自律走行車の近くの標的（例えば、道路上の隣接レーンの自動車）との間の安全な横方向および長手方向距離を維持する。

【0104】

車両２００は、自動車、トラック、自動二輪車、バス、ボート、飛行機、ヘリコプタ、芝刈機、娯楽用車両、遊び場車両、建設デバイス、トロリー、ゴルフカート、電車、手押し車または同様のものであり得る。これは、本願の本実施形態において具体的に限定されるものではない。

【0105】

加えて、本願の本実施形態におけるレーダシステムは、複数の分野に適用され得ることにも留意すべきである。例えば、本願の本実施形態におけるレーダシステムは、車載レーダ、路肩交通レーダ、および無人航空機のレーダを含むが、これらに限定されるものではない。

【0106】

本願の実施形態において、「複数の」は、２以上を意味することに留意されたい。加えて、本願の説明において、「第１」および「第２」などの用語は単に、区別のために使用されるものと理解されるべきであり、相対的な重要性を示す、もしくは意味するものと理解されるべきでなく、または、順序を示す、もしくは意味すると理解されるべきでない。

【0107】

前述の説明を参照すると、本願はレーダ信号送信方法およびレーダ信号受信方法を提供する。方法はレーダ装置に適用される。レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナを含み、Ｎ＞ｍであり、ｍは２以上の整数である。レーダ装置の特定の構造が図１（ａ）に示され得るか、または、図１（ａ）における特定の構造に限定されないことがあり得ることが理解されるべきである。これについては、本願において限定しない。

【0108】

図３を参照されたい。送信側において、方法は以下の段階を備える。

【0109】

段階３０１：Ｎ個の送信アンテナの１つを通じてＳ個のスロットにおいて第１信号を送信する。

【0110】

本願の本実施形態において、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままである。例えば、Ｓ個のスロットにおける第１スロットにおける第１信号の位相がφである場合、他方のスロットにおける第１信号の位相はφである。

【0111】

例えば、Ｓ個のスロットにおける第１信号の信号波形はＦＭＣＷである。

【0112】

段階３０２：時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つで、Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信する。

【0113】

Ｓ個のスロットにおける第２信号の信号波形もＦＭＣＷであり、第１信号および第２信号について、異なる位相変調および符号化が使用される。

【0114】

符号分割方式は、符号分割多重（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ，ＣＤＭ）、ドップラー分割多重（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＤＤＭ）、またはドップラー分割多元接続（Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，ＤＤＭＡ）、すなわち、位相変調および符号化において信号の位相を変調することによって符号化が形成される方式である。

【0115】

第２信号はｍ個の送信アンテナを通じて送信され、これは、ｍ個の送信アンテナを通じて送信される信号の重畳と同等である。位相変調は、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって実行され、ここで、Ｐは、１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである。本願の本実施形態において、第２信号の変調位相は、Ｐ個の位相を含み得、Ｐ個の位相は、［０，２π）におけるＰ個の偶数の位相であり、対応する位相セットは、［０，２π／Ｐ，４π／Ｐ、６π／Ｐ、...、（Ｐ－１）×２π／Ｐ］であり得る。Ｐは少なくとも２に等しいので、例えば、図１（ｂ）に示されるようにＰ＝２であるとき、Ｐ個の位相はそれぞれ０およびπである。Ｐ＝４であるとき、Ｐ個の位相はそれぞれ０、π／２、πおよび３π／２であり、すなわち、図１（ｂ）における位相シフタは、全体のＦＭＣＷ周波数掃引勾配レンジにおいて合計で４の高精度位相０、π／２、π、および３π／２を提供し得ることを理解されたい。複素信号については、位相変調は、信号にｅｘｐ（ｊφ）を乗算することと同等であり、２π期間の回転の後に同等の特性を有することに留意されたい。したがって、実際のシステムにおいて、Ｐ個の位相のみが使用され、２πの整数倍の他の位相が変調され得る。すなわち、２π／Ｐの位相は、変調のために２π／Ｐ＋ｕ×２πの位相を置き換えるために使用され得、ここで、ｕは整数である。

【0116】

第２信号および第１信号の両方が送信のためにＳ個のスロットを占有するので、段階３０１と段階３０２との間に特定の順序は無いことに留意されたい。それは、異なる符号分割を通じて、すなわち、異なるドップラーシフト２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって、第１信号および第２信号に対して位相変調が実行されることを示すだけであり、ここで、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０以上Ｐ未満の整数である。ｋ_ｙが０に等しいとき、複数のスロットにおける、すなわち、隣接スロット間の送信アンテナによって占有された信号は０に変化すると理解され得る。

【0117】

第１信号は１つの送信アンテナの信号だけを含み、Ｓ個の連続スロットを占有するので、第１信号はＳＩＭＯ信号であり得る。第１信号の利点は、速度測定レンジが大きいことである。第２信号は、ｍ個の送信アンテナの信号を含み、したがって、ＴＤＭ ＭＩＭＯ信号として理解され得る。第２信号の利点は、測定された角度分解能が高いことである。標的が測定中に移動するので、ＳＩＭＯ信号およびＴＤＭ ＭＩＭＯ信号は、同一のレンジビン上で速度インデックスをマッチすることによって、標的の非エイリアシング速度を取得する。第１信号および第２信号が同時に送信されない場合、送信に成功したＳＩＭＯ信号およびＭＩＭＯ信号に起因して、標的は、同一のレンジビンを発見しないことがあり得、すなわち、標的を観察した時点が異なる。結果として、標的の速度を正確に測定できない。本願において、第１信号および第２信号は同時に送信される。したがって、これにより、ＳＩＭＯ信号およびＴＤＭ ＭＩＭＯ信号が時分割方式で送信されるときに、標的を観察する時点が異なるので、高速で移動する標的の速度を正確に測定できないという従来の技術の問題を解決する。

【0118】

Ｐ＝２、すなわち、二位相変調（文書において二位相偏移変調（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ，ＢＰＳＫ）とも称され、これは本願の本実施形態において具体的に限定されない）であるとき、２πｋ_ｙ／Ｐの任意のステップを使用することによって、第１信号および第２信号のそれぞれに対して位相変調が実行され、ここで、ｋ_ｙ＝０および１である。ｋ_ｙ＝０であるとき、隣接スロットにおける位相ステップは０であり、すなわち、Ｓ個のスロットにおける位相は変化しないままであることが理解され得る。位相変調および符号化は［１，１］であり、ここで、シーケンスにおける要素は、信号の変調位相を表し、１は、変調位相が０であることを示し、－１は、変調位相がπであることを示すことが理解され得る。ｋ_ｙ＝１であるとき、πのステップを使用することによって各送信アンテナを通じて送信された信号に対して位相変調が実行され、すなわち、第２信号におけるすべての送信アンテナの位相変調および符号化は同一である、すなわち、［１，－１］である。したがって、第２信号におけるｍ個の送信アンテナの直交波形を区別するために、第２信号におけるｍ個の送信アンテナはさらに、時分割方式で信号を送信する。ＴＤＭ ＭＩＭＯ伝送は位相制御によって限定されるものではないので、レーダシステムの送信アンテナの数は、第２信号における複数の送信アンテナを使用することによって容易に増加され得、すなわち、ｍは２以上の任意の整数であり得る。この方法によれば、二位相ＤＤＭ波形はより多くの送信アンテナの直交伝送を実装できないという従来の技術における問題が解決される。加えて、第１信号は、Ｓ個のスロットにおいて継続的に送信され、これにより、レーダシステムの最大速度測定レンジを確実にし、レーダシステムの速度測定レンジがＴＤＭ ＭＩＭＯ伝送に起因して減少するという問題を回避する。

【0119】

実際、Ｐ＝２であるとき、位相変調はまた、πのステップを使用することによって第１信号に対して実行され得る。第２信号における複数の送信アンテナの信号はすべて、０のステップを使用することによって送信され、すなわち、位相非変化方式で送信される。しかしながら、第１信号の速度測定レンジは大きい。したがって、０のステップを使用することによって第１信号に対して位相変調が実行された場合、受信端における第１信号のエコー信号は、大きい速度測定レンジを取得し得、非ゼロ位相変調ステップによって生じる追加のドップラーシフトがなく、受信処理手順をさらに簡略化する。したがって、本願の本実施形態において、０のステップを使用することによって第１信号に対して位相変調が実行される例が、以下の実施形態を説明するために使用される。

【0120】

例えば、ｍ個の送信アンテナの各々が、Ｐ×Ｍ個のスロットを期間として使用することによって、繰り返される送信を実行する。第２信号において２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調を実行する複数の送信アンテナは、均一のドップラー変調を完了するためにＰ個のスロットを必要とし、時分割を使用する複数の送信アンテナは、時分割送信を完了するためにＭ個のスロットを必要とし、ここで、Ｍは２以上である。したがって、本明細書において、各送信アンテナは、Ｐ×Ｍ個のスロットを期間として使用することによって、繰り返される送信を実行すると表現される。例えば、Ｐ＝２、Ｎ＝３、およびｍ＝Ｎ－１＝２であるとき、４つのスロットを期間として使用することによって、送信が少なくとも１回実行される必要がある。

【0121】

各送信アンテナが、Ｐ×Ｍ個のスロットを期間として使用することによって、繰り返される送信を実行するとき、１つの送信アンテナは、各期間において送信パターンに基づいて送信を実行する。送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係を示し、時分割方式を使用する送信アンテナの信号は、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有し、ここで、Ｍは、ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されるスロットにおける隣接スロット間で隔てられるスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0122】

速度分解能を改善するために、さらに、（Ｎｄ＋１）×Ｐ×Ｍ＞Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、ここで、ＮｄはＰ×Ｍ個のスロットの期間におけるｍ個の送信アンテナの送信期間の回数を表し、Ｎｄは１以上の整数である。Ｍの具体的な値は、実際の状況に基づいて決定され得、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。本明細書において、ＳはＮｄ×Ｐ×Ｍの整数倍に等しくないことがあり得、受信端においてゼロパディング操作が実行され得ることに留意されたい。ここでは、これについて限定しない。

【0123】

前述の説明に基づいて、Ｐは１より大きい整数なので、Ｎｄは１以上の整数であり、Ｍは１より大きい整数であり、Ｓは４以上の整数である。Ｓの具体的な値は実際の状況に基づいて決定され得る。ここでは、これについて限定しない。

【0124】

本願の本実施形態において、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される信号は、時分割方式または符号分割方式で区別され得、すなわち、異なる送信アンテナを通じて送信された信号は、異なるスロットを占有し、または、ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信された信号に対して２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる。このようにして、Ｐの量を非常に大きく設定できない場合でも、例えば、Ｐが４以下であるとき、Ｎ個の送信アンテナの信号はなお直交的に送信できる。

【0125】

例えば、ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信された信号に対して２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用して位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる。例えば、送信アンテナ１および送信アンテナ２は、同じスロットを占有することによって信号を送信する。Ｐ＝４であるとき、送信アンテナ１に対応するｋ_ｙの値は１であり、すなわち、送信アンテナ１を通じて送信される信号の位相は、０、π／２、πおよび３π／２によって順次循環され、送信アンテナ２に対応するｋ_ｙの値は３であり、すなわち、送信アンテナ２を通じて送信される信号の位相は、０、３π／２、３π＝２π＋π、および９π／２＝４π＋π／２によって順次循環される。説明を容易にするべく、１つの期間において１つの送信アンテナを通じて送信される信号の位相の組み合わせは、送信アンテナの送信パターンと称され得る。この場合において、オイラーの公式ｅｘｐ（ｊφ）によれば、４つの占有されたスロットにおける送信アンテナ１の信号の位相は、０、π／２、π、および３π／２によって順次循環され、複素数の形式で表される。送信アンテナ１について、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける位相は、［１，ｊ，－１，－ｊ］として表され得る。同様に、送信アンテナ２について、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける位相は、［１，－ｊ，－１，ｊ］として表され得る。しかしながら、ここでの送信パターンは、位相変調のみを表すことができるが、時分割を使用するアンテナを表すことができないことが理解され得る。したがって、本願の本実施形態において、無信号を示すためにｘが導入され、信号はスロットにおいて送信されない。代替的に、ｘは０によって表され得る。スロットにおける信号の振幅は０に設定され、これは、スイッチを開状態に設定することによって実際のシステムにおいて実装され得ることが理解され得る。計算を通じて、Ｐ＝４およびＭ＝２であるとき、ｍはＭ×（Ｐ－１）以下であり、ｍの最大値は６に等しく、Ｎ＝ｍ＋１であり、その結果、拡張を通じて７個の送信アンテナが取得され得ることが分かる。具体的な送信パターンについては、具体的な実施形態を参照されたい。

【0126】

本願の本実施形態において、説明を容易にするために、第１信号を送信する送信アンテナはＴｘ０と示され、第２信号を送信する送信アンテナはＴｘ１～Ｔｘ ｍとして示される。

【0127】

さらに本願の本実施形態において、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナ、および、第１信号を送信する１個の送信アンテナは、Ｎ個の送信アンテナにおける異なる送信アンテナであり得る。この場合において、第１信号を送信するＴｘ０はＳ個のスロットにおけるすべてのスロットを占有する。Ｐ＝２かつＭ＞ｍ／（Ｐ－１）＝ｍであるとき、第２信号におけるｍ個の信号は、Ｓ個のスロットにおけるすべてのスロットを占有せず、いくつかのスロットにおいて第１信号のみが存在することが理解され得る。例えば、Ｐ＝２、Ｎ＝３およびｍ＝Ｎ－１＝２であるとき、Ｍ＝３である。この場合において、Ｔｘ１はスロット１およびスロット４を占有し、Ｔｘ２はスロット２およびスロット５を占有し、第１信号のみ、すなわち、Ｔｘ０を通じて送信された信号がスロット３およびスロット６に存在すると想定する。

【0128】

代替的に、第１信号を送信する１個の送信アンテナは、ｍ個の送信アンテナの１つであり得る。これについては、本願の本実施形態において限定しない。この場合において、対応する競合が生じるとき、送信アンテナは、第２信号の位相符号化を通じて第２信号を送信し、第１信号における対応するスロットは同様に、信号が空隙である少数のスロットを有し得る。例えば、Ｐ＝２、Ｎ＝３およびｍ＝Ｎ＝３であるとき、Ｍ＝３である。この場合において、Ｔｘ１はスロット１およびスロット４を占有し、Ｔｘ２はスロット２およびスロット５を占有すると想定され、スロット３およびスロット６において、Ｔｘ０を通じて送信される信号に第２信号の規則が使用される場合、Ｔｘ０を送信するのにπのステップが使用される。この場合において、第２信号の規則を使用することによって送信された第１信号は、Ｓ個のスロットのうち３つごとに１つの空隙を有する。当然、Ｍが小さいとき、Ｓ個のスロットにおいて、第１信号の特徴に基づいて送信された空隙のアンテナの比率は、１／Ｍに近いことが分かる。結果として、ＳＩＭＯ信号はダウンサンプリングされることと同等である。したがって、この送信方式は、Ｍが大きいとき、例えば、Ｍが３より大きいときに好適である。

【0129】

例えば、ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信された信号に対して２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用して位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる。例えば、ｋ_ｙ＝１、２、...、およびＰ－１である。例えば、Ｐ＝３であるとき、第２信号におけるｍ個のアンテナのｋ_ｙの値は１および２である。送信アンテナ１に対応するｋ_ｙの値は１であり、すなわち、送信アンテナ１を通じて送信された信号の位相は、０、２π／３および４π／３によって順次循環される。送信アンテナ２に対応するｋ_ｙの値は２であり、すなわち、送信アンテナ２を通じて送信される信号の位相は、０、４π／３および８π／３＝２π＋２π／３によって順次循環される。説明を容易にするべく、１つの期間において１つの送信アンテナを通じて送信される信号の位相の組み合わせは、送信アンテナの送信パターンと称され得る。この場合において、オイラーの公式ｅｘｐ（ｊΨ）によれば、３つの占有されたスロットにおける送信アンテナ１の信号の位相は、０、２π／３および４π／３によって順次循環され、複素数の形式で表される。送信アンテナ１について、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける位相は、［１，ｅｘｐ（ｊ２π／３），ｅｘｐ（ｊ４π／３）］によって表され得る。同様に、送信アンテナ２について、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける位相は、［１，ｅｘｐ（ｊ４π／３），ｅｘｐ（ｊ２π／３）］によって表され得る。しかしながら、ここでの送信パターンは、位相変調のみを表すことができ、時分割を使用するアンテナを表すことができないことが理解され得る。したがって、本願の本実施形態において、無信号を示すためにｘが導入され、信号はスロットにおいて送信されない。代替的に、ｘは０によって表され得る。スロットにおける信号の振幅は０に設定され、これは、スイッチを開状態に設定することによって実際のシステムにおいて実装され得ることが理解され得る。計算を通じて、Ｐ＝３およびＭ＝２であるとき、ｍはＭ×（Ｐ－１）以下であり、ｍの最大値は４に等しく、Ｎ＝ｍ＋１＝５であり、その結果、拡張を通じて５個の送信アンテナが取得され得ることが分かる。Ｍの値がより大きく設定される場合、Ｎのより大きい値に容易に拡張され得る。具体的な送信パターンは再び説明されない。

【0130】

以下では、Ｎ、ｍ、ＭおよびＰの値の具体的な実施形態を使用することによって、異なる第１信号および第２信号を説明する。
［実施形態１］

【0131】

図４は、本願の実施形態による信号の概略図である。図４において、Ｎ＝３である、すなわち、レーダ信号を送信するために３つの送信アンテナが使用され、Ｐ＝２、すなわち、位相シフタは少なくとも安定的な０およびπの位相変調を提供し、ｍ＝２であり、第２信号が２つの送信アンテナを含む例を使用することによって説明が提供される。前述の説明に基づいて、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。この場合において、計算を通じて、Ｍは２以上であることが分かる。Ｍの最小値が設定される、すなわち、Ｍ＝２である例を使用することによって説明が提供される。図４において、第１信号が送信アンテナＴｘ０を通じて送信される。Ｓ個のスロットにおいて、第１信号はＳ個のチャープ信号を含み、各チャープ信号の位相は変化しないままである。

【0132】

第２信号は、複数のチャープ信号を含み、第２信号は、送信アンテナＴｘ１および送信アンテナＴｘ２を通じて時分割方式で送信され、Ｔｘ１およびＴｘ２を通じて送信される信号の期間は４個のスロットである。各期間におけるＴｘ１の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［１，ｘ，－１，ｘ］であることを示し得、各期間におけるＴｘ２の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［ｘ，１，ｘ，－１］であることを示し得る。ここで、ｘは無信号を示し、スロットにおいて信号が送信されない。代替的に、ｘは０によって表され得、すなわち、各期間におけるＴｘ１の送信パターンは、［１，０，－１，０］として書き込まれ得、各期間におけるＴｘ２の送信パターンは［０，１，０，－１］として書き込まれ得る。スロットにおける信号の振幅は０に設定され、これは、スイッチを開状態に設定することによって実際のシステムにおいて実装され得ることが理解され得る。１は、スロットにおけるチャープ信号の位相が０ラジアンだけ変調されることを示し、－１は、スロットにおけるチャープ信号の位相がπラジアンだけ変調されることを示す。これは、スイッチを閉状態に設定し、位相シフタの対応する位相を選択することによって実際のシステムにおいて実装され得る。図４から、Ｔｘ１を通じて送信された信号によって占有されたスロットは、Ｔｘ２を通じて送信された信号によって占有されたスロットとは異なることが分かる。Ｔｘ１を通じて送信された信号によって占有されるスロットにおいて、隣接スロットは２スロットだけ隔てられる。Ｔｘ２を通じて送信された信号によって占有されたスロットにおいて、隣接スロットは２スロットだけ隔てられる。

【0133】

図４において提供されるチャープ信号は、上昇する線形連続周波数変調波である、または、チャープ信号は、下降する線形連続周波数変調波であり得ることに留意されたい。これについては、本願の本実施形態において限定しない。

【0134】

異なる位相変調および符号化が第１信号および第２信号に使用され、位相０およびπのみが使用される。したがって、第１信号および第２信号を送信するために、安定的な二位相変調器のみが必要であり、チップの要件が低減される。速度分解能を改善するために、さらに、Ｓ個のスロットによって占有された時間長が増加され得、Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｎｄはｍ個の送信アンテナの送信パターンの反復回数を表し、Ｎｄは１以上である。送信パターンは、時分割方式を使用する送信アンテナの信号が、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有することを示し、ここで、Ｍは、ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されたスロットにおける隣接スロット間で隔てられたスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。Ｍの具体的な値は、実際の状況に基づいて決定され得、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0135】

本実施形態において、Ｍ＝ｍ／（Ｐ－１）である。第２信号に対応する最大速度測定レンジは最大値に設定されることが理解され得る。Ｍはまた、ｍ／（Ｐ－１）より大きい整数に設定され得、例えば、Ｎ＝３、Ｐ＝２、およびＭ＝３である。そのような方法は、第２信号の最大速度測定レンジを低減するが、いくつかのスロットにおいて、第１信号および第２信号の各々によって使用される位相ステップの数はＰより小さいことがあり得る。この場合において、受信端は、空隙位相ステップを使用することによって第１信号のドップラー周波数を決定し得、さらに、信号受信処理手順を簡略化する。具体的には、第１信号は各スロットにおいて送信され、第１信号を送信する送信アンテナＴｘ０の送信パターンは、６個のスロットとして書き込まれ、［１，１，１，１，１，１］として表され得る。第２信号を送信する複数の送信アンテナの送信パターンはそれぞれ、以下の通りである。Ｔｘ１の送信パターンは、６個のスロットとして書き込まれ、［１，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ］として表され得、Ｔｘ２の送信パターンは６個のスロットにおいて［ｘ，１，ｘ，ｘ，－１，ｘ］として表される。この場合において、第１信号における送信アンテナの信号のみが第３スロットおよび第６スロットに存在し、第２送信アンテナの信号は、第３スロットおよび第６スロットにおけるスイッチによってゲーティングおよび制御され、アンテナはゲーティングされない。この場合において、第３スロットおよび第６スロットにおけるエコー信号が抽出され、観察されたドップラー周波数は、第１信号における送信アンテナ信号のエコー信号である。第１スロット、第４スロット、第２スロットおよび第５スロットにおけるドップラー周波数は、第１信号および第２信号における送信アンテナ信号のエコー信号を含む。第１信号における送信アンテナに対応するドップラー周波数は、異なるスロットにおけるサブＲＤダイアグラムを比較することによって容易に分かり得る。

【0136】

本実施形態において、Ｎｄの値はさらに、分解能精度の要件に基づいて制限され得る。ここで、例えば、Ｎｄ＝３２であるとき、Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍによれば、Ｓの最小値は３２×２×２＝１２８であり、すなわち、４個のスロットにおける各送信アンテナの送信パターンは、３２回繰り返し送信されることが分かる。Ｎｄは代替的に、任意の他の整数値に設定され得ることが理解され得る。詳細は本明細書において説明しない。

【0137】

実際には、前述の説明に基づいて、Ｐ＝２、Ｎ＝１２、Ｍ＝１１であるとき、送信パターンは表１に示され得る。
表１

【表1】

【0138】

表１において、第１行における各グリッドは１つのスロットを表し、第１列における各グリッドは１個の送信アンテナを表す。表１における送信アンテナの番号は単に論理番号であり、隣接番号を有する送信アンテナは、実際の空間隣接関係を表さない。第１信号の送信アンテナはＴｘ０として示され、信号は位相０を使用することによって変調される。第２信号の送信アンテナは、Ｔｘ１～Ｔｘ１１として示される。Ｐ＝２、ｋ_ｙ＝１、およびｍ＝Ｎ－１＝１１であるので、第２信号における１１個の送信アンテナを通じて送信された信号は、２πｋ_ｙ／Ｐ＝πのステップを使用することによって変調される。第２信号を送信する送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ１１は、時分割を使用する送信アンテナであり、Ｍ＝ｍ／（Ｐ－１）＝１１スロットの間隔であるＰ＝２個の非競合スロットを占有する。
［実施形態２］

【0139】

実施形態２において、Ｓ個のスロットにおける第１信号および第２信号の両方を送信することに加えて、第３信号はさらに、時分割方式で、ｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて送信され得、Ｓ０は１より大きい整数である。

【0140】

Ｓ０個のスロットにおける第３信号の送信パターンは、Ｓ個のスロットにおける第２信号の送信パターンと同一であり、ここで、Ｓ＝Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0141】

第１信号はＳ０個のスロットに存在しない。Ｔｘ０を通じて送信された第１信号はＳ個のスロットのみに存在するので、標的のドップラー周波数は、Ｓ０個のスロットにおける受信されたエコー信号におけるドップラー周波数と、Ｓ個のスロットにおける受信されたエコー信号におけるドップラー周波数とを比較することによって決定され得、Ｓ個のスロットにおけるＴｘ０に対応するドップラーインデックス位置が決定され、受信側の標的の速度を取得する手順をさらに簡略化する。

【0142】

例えば、図４を参照すると、図５は、本願の実施形態による信号の概略図である。図５において、ｍ＝２、Ｐ＝２およびＭ＝２である例を使用することによって説明が提供される。図５において、上述のＳ個のスロットにおいて送信される第１信号および第２信号については、図４を参照されたい。第３信号は、Ｔｘ１およびＴｘ２を通じてＳ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて送信される。第３信号の送信パターンは、第２信号の送信パターンと同一であり、すなわち、Ｔｘ１およびＴｘ２を通じて送信された信号の期間は４個のスロットである。各期間におけるＴｘ１の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［１，ｘ，－１，ｘ］であることを示し得、各期間におけるＴｘ２の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［ｘ，１，ｘ，－１］であることを示し得る。Ｓ０個のスロットにおいてＴｘ１を通じて送信された信号は、Ｓ個のスロットにおいて送信された信号と同一であり、Ｓ０個のスロットにおいてＴｘ２を通じて送信された信号は、Ｓ個のスロットにおいて送信された信号と同一であることが図５から分かる。ここで、ｘは無信号を示し、信号がスロットにおいて送信されない。代替的に、ｘは０によって表され得る。スロットにおける信号の振幅は０に設定され、これは、スイッチを開状態に設定することによって実際のシステムにおいて実装され得ることが理解され得る。１は、スロットにおけるチャープ信号の位相が０ラジアンだけ変調されることを示し、－１は、スロットにおけるチャープ信号の位相がπラジアンだけ変調されることを示す。これは、スイッチを閉状態に設定し、位相シフタの対応する位相を選択することによって実際のシステムにおいて実装され得る。図５から、Ｔｘ１を通じて送信された信号によって占有されたスロットは、Ｔｘ２を通じて送信された信号によって占有されたスロットとは異なることが分かる。Ｔｘ１を通じて送信された信号によって占有されるスロットにおいて、隣接スロットは２スロットだけ隔てられる。Ｔｘ２を通じて送信された信号によって占有されたスロットにおいて、隣接スロットは２スロットだけ隔てられる。

【0143】

加えて、Ｓ＝１２８、かつ、Ｓ０＝１２８であるとき、第２信号における２つの送信アンテナは、４つのスロットにおける予め定められた送信パターンを使用することによって、信号を３２×２＝６４回繰り返し送信することが理解され得る。第１信号における１つの送信アンテナは、４個のスロットにおいて予め定められた送信パターンを使用することによって、信号を３２回繰り返し送信する。標的の速度を測定するための速度分解能はＳおよびＳ０の値に反比例するので、ＳおよびＳ０は、０より大きい他の整数値に設定され得ることが理解され得る。より大きい値は、より高い速度分解能を示す。
［実施形態３］

【0144】

上述の実施形態において、Ｐ＝２である例を使用することによって説明が提供される。代替的に、第２信号に含まれる位相の数Ｐは別の値であり得る。例えば、Ｐ＝４であるとき、図６は、本願の実施形態による信号の概略図である。図６において、ｍ＝６、Ｐ＝４およびＭ＝２である例を使用することによって説明が提供される。図６において、第１信号は、送信アンテナＴｘ０を通じて送信される。第１信号はＳ個のチャープ信号を含み、各チャープ信号の位相は変化しないままである。

【0145】

第２信号は、送信アンテナＴｘ１を通じて送信アンテナＴｘ６へ送信され、各送信アンテナを通じて送信される信号の期間は８個のスロットである。６個の送信アンテナは２つのグループにグループ化され得る。１つのグループは、Ｔｘ１、Ｔｘ２、およびＴｘ３を含み、他方のグループは、Ｔｘ４、Ｔｘ５およびＴｘ６を含む。

【0146】

Ｔｘ１、Ｔｘ２およびＴｘ３は、同じスロットを占有するが、異なる位相変調および符号化を通じて信号を送信し得る。具体的には、各期間におけるＴｘ１の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［１，ｘ，ｊ，ｘ，－１，ｘ，－ｊ，ｘ］、すなわち、ステップがπ／２であることを示し得る。各期間におけるＴｘ２の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が、［１，ｘ，－１，ｘ，１，ｘ，－１，ｘ］、すなわち、変調ステップがπであることを示し得る。各期間におけるＴｘ３の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が、［１，ｘ，－ｊ，ｘ，－１，ｘ，ｊ，ｘ］、すなわち、変調ステップが３π／２であることを示し得る。ここで、ｘは無信号を示し、信号がスロットにおいて送信されない。１は、スロットにおけるチャープ信号の位相は０ラジアンだけ変調されることを示し、ｊは、スロットにおけるチャープ信号の位相はπ／２ラジアンだけ変調されることを示し、－１は、スロットにおけるチャープ信号の位相がπラジアンだけ変調されることを示し、－ｊは、スロットにおけるチャープ信号の位相が３π／２ラジアンだけ変調されることを示す。

【0147】

第１グループにおけるＴｘ４、Ｔｘ５およびＴｘ６、ならびに、第２グループにおけるＴｘ１、Ｔｘ２およびＴｘ３は、信号を送信するために異なるスロットを占有し、すなわち、時分割直交性である。同様に、各期間におけるＴｘ４の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係は［ｘ，１，ｘ，ｊ，ｘ，－１，ｘ，－ｊ］であり得る、すなわち、変調ステップがπ／２であることを示し得る。各期間におけるＴｘ５の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係は、［ｘ，１，ｘ，－１，ｘ，１，ｘ，－１］である、すなわち、変調ステップはπであることを示し得る。各期間におけるＴｘ６の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が、［ｘ，１，ｘ，－ｊ，ｘ，－１，ｘ，ｊ］、すなわち、変調ステップが３π／２であることを示し得る。

【0148】

Ｔｘ４を通じて送信された信号の送信パターンは、Ｔｘ１を通じて送信された信号の送信パターンの循環シフトシーケンスであり得ることに留意されたい。循環シフトシーケンスは、ベースシーケンスに対して時計回りまたは反時計回りシフトを実行することによって取得される新しいシーケンスであり得る。例えば、ベースシーケンスは、［１，ｘ，ｊ，ｘ，－１，ｘ，－ｊ，ｘ］である。この場合において、シーケンス［ｘ，１，ｘ，ｊ，ｘ，－１，ｘ，－ｊ］は、ベースシーケンスに対して反時計回り循環シフトを１回実行することによって取得され得、シーケンス［ｊ，ｘ，－１，ｘ，－ｊ，ｘ，１，ｘ］は、ベースシーケンスに対して時計回り循環シフトを２回実行することによって取得され得る、などである。それに対応して、Ｔｘ５を通じて送信された信号の送信パターンは、Ｔｘ２を通じて送信された信号の循環シフトシーケンスであり得、Ｔｘ６を通じて送信された信号の送信パターンは、Ｔｘ３を通じて送信された信号の送信パターンの循環シフトシーケンスであり得る。同じスロットを占有するアンテナのグループにおける、すべての送信アンテナについて選択された具体的な位相ステップは、異なる必要がある。本実施形態において提供される送信アンテナシーケンスに対応する具体的な位相ステップは、本願において限定されるものではない。

【0149】

さらに、Ｐ＝４かつＮ＝１６であるとき、送信パターンは表２によって表され得る。
表２

【表2】

【0150】

表２において、第１行における各グリッドは１つのスロットを表し、第１列における各グリッドは１個の送信アンテナを表す。表２における送信アンテナの番号は単に論理番号であり、隣接番号を有する送信アンテナは、実際の空間隣接関係を表さない。第１信号の送信アンテナはＴｘ０として示され、信号は位相０を使用することによって変調される。第２信号の送信アンテナは、Ｔｘ１～Ｔｘ１５として示される。Ｐ＝４である場合、Ｎ＝１６個の送信アンテナの送信が実装され、Ｍは少なくとも（Ｎ－１）／（Ｐ－１）＝５であり、送信パターンは、Ｐ×Ｍ個のスロット、すなわち、４×５＝２０個のスロットを示す。第１信号の送信アンテナはＴｘ０として示され、信号は、位相０を使用することによって変調され、［１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１］は、２０個のスロットにおける変調信号を示す。第２信号は、時分割方式または符号分割方式で、Ｔｘ１～Ｔｘ１５を通じて別々に送信され、すなわち、符号分割を使用するアンテナは、π／２、πおよび３π／２のステップを使用することによって変調され、時分割を使用するアンテナは、Ｍ＝（Ｎ－１）／（Ｐ－１）＝５個のスロットの間隔であるＰ＝４個の非競合スロットを別々に占有する。異なる位相変調および符号化が、送信のためにＴｘ１、Ｔｘ２およびＴｘ３に使用され得、２０個のスロットにおいて送信された変調信号はそれぞれ、［１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ］、［１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ］および［１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ］として表される。Ｔｘ４、Ｔｘ５およびＴｘ６は、Ｔｘ１～Ｔｘ３からの異なるスロットを使用し得る。例えば、位相符号化は、Ｔｘ１～Ｔｘ３が１つのスロットを反時計回りに循環シフトすることであり、２０個のスロットにおいて送信された変調信号はそれぞれ、［ｘ，１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－ｊ，ｘ，ｘ，ｘ］、［ｘ，１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ］および［ｘ，１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－ｊ，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，ｊ，ｘ，ｘ，ｘ］として表される。同様に、Ｔｘ７～Ｔｘ９の位相符号化は、Ｔｘ１～Ｔｘ３が２つのスロットを反時計回りに循環シフトすることであり、Ｔｘ１０～Ｔｘ１２の位相符号化は、Ｔｘ１～Ｔｘ３が３つのスロットを反時計回りに循環シフトすることであり、Ｔｘ１３～Ｔｘ１５の位相符号化は、Ｔｘ１～Ｔｘ３が４つのスロットを反時計回りに循環シフトすることである。

【0151】

Ｐが別の値に等しいとき、第１信号および第２信号の具体的構造については、前述の説明が参照され得ることに留意されたい。ここでは、詳細について改めて説明しない。
［実施形態４］

【0152】

前述の説明において、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナは、同一の構成を使用することによってＳ個のスロットにおいて信号を送信する。ｍ個の送信アンテナは代替的に、Ｓ個のスロットにあり得る。第２信号におけるｍ個の送信アンテナは、異なるグループにグループ化され、異なるＭ_ｉまたはｍ_ｉが各グループについて選択され、ｉは、１および２の少なくとも２つの構成に設定される。

【0153】

例えば、Ｓ個のスロットにおける最初のＳ１個のスロットにおいて、第２信号は、Ｐ×Ｍ１個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ１個のスロットからのＭ１の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナを通じて別々に送信され得、Ｓ個のスロットにおける最後のＳ２個のスロットにおいて、第２信号は、Ｐ×Ｍ２個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ２個のスロットからのＭ２の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナ以外のＮ２個の送信アンテナを通じて別々に送信され、ここで、ｍ＝Ｎ１＋Ｎ２、Ｎ１≧２、Ｎ２≧１、Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２、Ｍ１≠Ｍ２、Ｍ１≧Ｎ１／（Ｐ－１）、Ｍ２≧Ｎ２／（Ｐ－１）である。

【0154】

例えば、Ｎ＝５、ｍ＝Ｎ－１＝４、Ｐ＝２、Ｎ１＝２、Ｎ２＝２、Ｍ１＝２、およびＭ２＝３である例を使用することによって説明が提供される。第１信号は、送信アンテナＴｘ０を通じて送信される。第１信号はＳ個のチャープ信号を含み、各チャープ信号の位相は変化しないままである。

【0155】

第２信号は送信アンテナＴｘ１および送信アンテナＴｘ２を通じて送信される。各期間におけるＴｘ１の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［１，ｘ，－１，ｘ］であることを示し得、各期間におけるＴｘ２の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［ｘ，１，ｘ，－１］であることを示し得る。各期間におけるＴｘ４の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［１，ｘ，ｘ，－１，ｘ，ｘ］であることを示し得る。各期間におけるＴｘ４の送信パターンは、信号の変調された位相と変調された振幅との間の関係が［ｘ，１，ｘ，ｘ，－１，ｘ］であることを示し得る。Ｔｘ１およびＴｘ２を通じて送信された信号の期間は、４個のスロットであり、信号はＮｄ１回にわたって繰り返し送信される。Ｔｘ３～Ｔｘ４を通じて送信された信号の期間は６個のスロットであり、信号は、Ｎｄ２回にわたって繰り返し送信される。Ｎｄ１およびＮｄ２は各々２以上である。すなわち、Ｓ＝Ｎｄ１×４およびＳ２＝Ｎｄ２×６であることが理解され得る。

【0156】

他の実施形態と同様に、Ｎｄ１およびＮｄ２はより大きい整数に設定され得、速度分解能をさらに改善する。例えば、Ｎｄ１＝Ｎｄ２＝３２である。そのような多構成は、速度が最大速度測定レンジの半分だけ異なる２つの標的を回避でき、ここで、標的１のＴｘ０の信号のエコー信号のドップラーインデックスは、位相πに変調される、標的２のＴｘ１およびＴｘ２の信号のエコー信号のドップラーインデックスと完全に同一である。構成１および構成２におけるＭ１およびＭ２は異なるので、構成１における最大速度測定レンジおよび構成２における最大速度測定レンジは異なる。構成１において、標的１および標的２がＴｘ０の信号のエコーにおける２つの標的としてほとんど区別されない場合でも、標的１および標的２は、構成２における２つの標的として容易に識別され得る。したがって、Ｔｘ０の信号のエコー信号に含まれるドップラー周波数の差Ｖｍａｘ×ｋ／Ｐに起因する複数の標的のエイリアシングが回避される。異なる構成においてＶｍａｘ＝λ／（４×Ｔ）なので、異なるＭ個の構成について、送信反復期間Ｔ＝Ｍ×Ｔ_ＳＩＭＯは異なる。本明細書において、構成１の送信反復期間Ｔ１は、２×Ｔ_ＳＩＭＯに等しく、構成２の送信反復期間Ｔ１は、３×Ｔ_ＳＩＭＯに等しい。構成１において、ドップラースペクトル線が競合する２つの標的が構成２において隔てられ得る。

【0157】

前述の説明は単に例である。Ｓ個のスロットにおいて、別の異なる構成が使用され得るか、または、Ｐ＝４である場合が存在する。ここでは例を１つずつ説明しない。

【0158】

図３に示される信号送信方法に対応して、本願の実施形態はさらに、第１信号および第２信号が１または複数の標的によって反射された後に形成されるエコー信号を処理するための方法を提供し、それにより、１または複数の標的の１または複数の速度を取得し、さらに、１または複数の標的の角度情報（例えば、水平方位角および鉛直方位角）を取得する。

【0159】

方法はレーダ装置、特にＭＩＭＯレーダに適用され得る。レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナおよび少なくとも１つの受信アンテナを含む。図７を参照されたい。本方法は、以下の段階を含む。

【0160】

段階７０１：第１信号および第２信号が少なくとも１つの標的によって反射された後に形成されるエコー信号を受信する。

【0161】

第１信号および第２信号の具体的な内容については、図３に示される手順を参照されたい。

【0162】

具体的には、第１信号および第２信号が少なくとも１つの標的によって反射された後に形成されるエコー信号が受信される。第１信号はＮ個の送信アンテナのうちの１つを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままであり、第２信号は、時分割方式および符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいてＮ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍであり、Ｓは４以上の整数である。

【0163】

段階７０２：各受信アンテナのＭ個のサブレンジドップラーマップ（ｒａｎｇｅ－Ｄｏｐｐｌｅｒ ｍａｐ，ＲＤ Ｍａｐ）を取得する。

【0164】

ここでの各受信アンテナは、レーダ装置に含まれるすべての受信アンテナの各々である。各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップにおける第ｉサブＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおける受信アンテナのエコー信号における、開始スロットがそれぞれｉであるＭ個のスロットの間隔である信号に対して２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果であり、ここで、ｉは１、２、...、およびＭの任意の整数に設定される。

【0165】

段階７０３：各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップが累積された後に取得されるサブＲＤマップに基づいて第１標的を検出し、第１標的のレンジ情報を取得する。

【0166】

第１標的は少なくとも１つの標的のうちの１または複数である。

【0167】

第１標的のレンジ情報は、図７に示される手順において取得され得る。本願の本実施形態において、第１標的の角度情報および速度情報がさらに取得され得る。詳細は図８に示され得る。

【0168】

段階８０１：受信されたエコー信号の差分周波数信号に基づいて、各スロットにおいて、１次元高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）（１Ｄ－ＦＦＴ）、すなわち、レンジ次元における高速フーリエ変換を実行する。

【0169】

Ｎｒｘ個の受信アンテナが、各スロットにおいて複数のサンプリングされた信号を取得し、レンジ次元におけるＦＦＴの次元はＮｒａｎｇｅであると想定する。ＦＦＴ演算が、各スロットにおける１つの受信アンテナの複数のサンプリングされた信号に対して実行され、それにより、複素行列次元Ｎｒａｎｇｅ×Ｓ×Ｎｒｘが取得される。

【0170】

段階８０２：１Ｄ－ＦＦＴの結果に基づいて、各レンジビンから抽出された、開始スロットがそれぞれ１～ＭであるＭ個のスロットの間隔である信号を１つずつ計算し、２次元ＦＦＴ（２Ｄ－ＦＦＴ）、すなわち、ドップラーフーリエ変換を実行し、Ｎｒｘ個の受信アンテナ上でＭ個のサブＲＤマップの複素数値を別々に取得し、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップを取得する。

【0171】

ＲＤマップは、１つの次元がレンジ情報であり他方の次元がドップラー情報であるレーダ出力グラフである。ＲＤマップは、レンジ次元の観点からレンジビン（Ｒａｎｇｅ ｂｉｎ）と称され、ドップラー次元の観点からドップラービン（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｂｉｎ）と称され、レンジ次元およびドップラー次元の両方の観点からレンジドップラーセル（Ｒａｎｇｅ－Ｄｏｐｐｌｅｒ Ｃｅｌｌ）と称される。

【0172】

サブＲＤマップを取得するプロセスにおいて、エコー信号に対して以下の動作、例えば、信号ウィンドウイング（Ｗｉｎｄｏｗｉｎｇ）、送信／受信チャネル較正（Ｔｘ／Ｒｘ Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ）およびゼロパディング（Ｚｅｒｏ－ｐａｄｄｉｎｇ）がさらに実行され得ることに留意されたい。これについては、本願の本実施形態において限定しない。詳細については、従来の技術における説明を参照されたい。詳細は、ここで説明しない。

【0173】

さらに、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップが取得された後に、段階７０３において、第１標的が、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップに基づいて検出され得、第１標的のレンジ情報が取得され得る。これは具体的には、以下のステップを含み得る。

【0174】

段階８０３：複数の受信アンテナ上で取得されたＭ個のサブＲＤマップを累積して、累積後に取得されたサブＲＤマップを取得し、累積後に取得されたサブＲＤマップに対して検出を実行して第１標的のレンジインデックスＲｉｎｄ、すなわち、第１標的のレンジ情報を取得する。

【0175】

具体的には、第１標的のレンジインデックスＲｉｎｄおよびドップラーインデックスＶｉｎｄが取得され、ここで、Ｖｉｎｄは、［１，Ｎｆｆｔ／Ｐ］のレンジにおける検出された標的のドップラーインデックスである。目標検出は、Ｎｒｘ個の受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップのコヒーレント累積値、または、非コヒーレント累積値に基づいて実行される。コヒーレント累積値は、異なる送信アンテナまたは受信アンテナの信号累積方式についての位相内重畳の値であり、すなわち、予め定められた角度のビーム方向における最大値が選択される。非コヒーレント累積値は、異なる送信アンテナまたは受信アンテナの信号累積方式についての振幅重畳の値である。

【0176】

閾値検出がレンジ次元において実行され得る。ここでは一定誤警報確率（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ，ＣＦＡＲ）に加えて、別の検出方法、例えば、ノイズ閾値ベースの方法が、第１標的のレンジインデックスＲｉｎｄを取得するためにさらに使用され得る。

【0177】

段階８０４ａ：すべてのＳ個のスロットを使用することによってドップラードメインに対して２Ｄ－ＦＦＴを実行し、総レンジドップラーマップ（ｒａｎｇｅ－Ｄｏｐｐｌｅｒ ｍａｐ，ＲＤ Ｍａｐ）の複素数値を取得する。

【0178】

具体的には、２次元ＦＦＴ（２Ｄ－ＦＦＴ）、すなわち、ドップラー次元における高速フーリエ変換が、Ｓ個のスロットにおける１Ｄ－ＦＦＴの結果に対して実行されて、複数の受信チャネル上で信号の総レンジドップラーマップ（ｒａｎｇｅ－Ｄｏｐｐｌｅｒ ｍａｐ，ＲＤ Ｍａｐ）の複素数値を取得する。

【0179】

総ＲＤマップにおける各レンジドップラーセルのエネルギーを取得するために複数の受信チャネル上の信号が累積される。総ＲＤマップの次元はＮｒａｎｇｅ×（Ｍ×Ｎｆｆｔ）であり、すなわち、レンジ次元はサブＲＤマップの次元と同一であり、ドップラー次元はサブＲＤマップのＭ倍であることが理解され得る。

【0180】

総ＲＤマップにおいて、Ｍ×Ｎｆｆｔポイントの２Ｄ－ＦＦＴが、段階８０１に基づいてすべてのＳ個のスロットを使用することによってドップラードメインに対して実行され、Ｍの間隔の抽出はそれ以上実行されない。非コヒーレント重畳はＮｒｘ個の受信アンテナのみに対して実行される。

【0181】

さらに、計算を簡略化するために、図９に示されるように、段階８０４ａは段階８０４ｂで置き換えられ得る。サブＲＤマップにおける検出された第１標的のレンジインデックスＲｉｎｄ上のＳ個のスロットにおける２Ｄ－ＦＦＴドップラースペクトルを計算する。

【0182】

第１信号が標的によって反射された後に形成されるエコー信号におけるドップラーを決定するために、送信波形と組み合わせて複数の異なるタイプの処理が実行され得る。

【0183】

段階８０５：累積後に取得されたサブＲＤマップにおける第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定し、すなわち、累積後に取得されたサブＲＤマップにおけるＴｘ０のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを取得する。累積後に取得されたサブＲＤマップにおける第１標的の第１信号のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個の可能な位置のうちの１つに位置し、ここで、Ｎｆｆｔは、累積後に取得されたサブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元である。

【0184】

サブＲＤマップにおけるドップラー値が、検出のために第１標的のレンジインデックスＲｉｎｄから抽出され、すなわち、閾値検出がドップラードメインに対して実行され、エイリアシングされたＶｍａｘ／Ｍレンジにおける第１標的の速度、または、第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを取得する。

【0185】

しかしながら、様々なアンテナの信号が２πｋ_ｙ／Ｐの位相だけ変調されるので、ｋ_ｙ＝０、１、...、またはＰ－１において位相変調が実行される。累積後に取得されたサブＲＤマップにおける第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、直接取得することができないが、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個のスペクトル線に位置し、ここで、Ｐ個のスペクトル線は、Ｖｉｎｄ、ｎｆｆｔ／Ｐ＋Ｖｉｎｄ、...、および（Ｐ－１）Ｎｆｆｔ／Ｐ＋Ｖｉｎｄを含み、Ｎｆｆｔは、累積後に取得されるサブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元であり、Ｖｉｎｄは、［１，Ｎｆｆｔ／Ｐ］のレンジにおいて検出される標的インデックス値である。実際、ドップラースペクトルは２π循環特性を有するので、累積後に取得されるサブＲＤマップにおけるＰ個のサブ間隔の任意のサブレンジも、ここで具体的に検出され得る。例えば、［Ｎｆｆｔ／Ｐ＋１，２Ｎｆｆｔ／Ｐ］の間隔におけるＶｉｎｄが選択される場合、対応するＰ個のスペクトル線の位置は、Ｖｉｎｄ－Ｎｆｆｔ／Ｐ、Ｖｉｎｄ、...、および（Ｐ－２）／Ｎｆｆｔ／Ｐ＋Ｖｉｎｄである。

【0186】

本願の実施形態は、スペクトル線Ｔｘ０のスペクトル線位置を決定するための複数の方法を提供する。１つの方法は、段階８０５における方法であり、Ｍ個のサブＲＤマップについての情報のみが使用される。別の方法において、総ＲＤマップおよびサブＲＤマップが使用され得る。詳細に関しては、段階８０６を参照されたい。

【0187】

段階８０５における方法において、Ｍ個のサブＲＤマップのみが使用される。具体的には、同一の受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップの各々におけるＰ個のスペクトル線に対応するスペクトル線のペア間の振幅差が比較される。小さい振幅差を有するスペクトル線のペアに対応するサブＲＤマップは、Ｔｘ０が位置するスペクトル線位置であり、すなわち、サブＲＤマップにおけるアンテナＴｘ０に対応するドップラーインデックスが決定される。

【0188】

Ｔｘ１～Ｔｘ ｍが位置するスペクトル線は異なるチャネルに対応するので、振幅差が大きい。Ｔｘ０が位置するスペクトル線は同一のチャネルに対応するので、振幅差は小さい。したがって、Ｔｘ０が位置するスペクトル線の位置は、振幅差に基づいて決定され得る。Ｔｘ１～Ｔｘ ｍはそれぞれ、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナである。

【0189】

段階８０６：各サブＲＤマップにおけるＰ個のスペクトル線の複素数値を１つずつ抽出し、ここで、Ｐ個のスペクトル線は、ドップラーインデックス値がサブＲＤマップにおけるＶｉｎｄ、Ｎｆｆｔ／Ｐ＋Ｖｉｎｄ、...、および（Ｐ－１）Ｎｆｆｔ／Ｐ＋ＶｉｎｄであるＰ個のスペクトル線であり、Ｐ個のスペクトル線の複素数値および総ＲＤマップをマッチし、第１標的の速度、および、累積後に取得されたサブＲＤマップにおけるＴｘ０の対応する速度を決定し、ここで、Ｖｉｎｄは、［１，Ｎｆｆｔ／Ｐ］のレンジにおいて検出された標的インデックス値である。

【0190】

このステップにおいて、累積後に取得されたサブＲＤマップにおけるＴｘ０の対応するスペクトル線、および、総ＲＤマップにおけるＴｘ０の対応するスペクトル線の両方が決定され得ることに留意されたい。言い換えれば、第１標的の速度、および、累積後に取得されたサブＲＤマップにおけるＴｘ０の対応する速度の両方が決定される。

【0191】

速度は方向を有する、すなわち、レーダから遠く離れているか、または、レーダに近いので、実際のプロセスにおいて、Ｖｉｎｄは、正の数または負の数に設定され、標的がレーダから遠く離れているか、または、レーダに近いかを示し得る。ここで、送信波形パラメータに基づいて決定される、レーダ装置の最大速度測定レンジＶｍａｘ＿ｔｏｔａｌは通常、レーダに近い、および、レーダから遠く離れている２つの速度方向が正および負として表される形式であり、すなわち、±Ｖｍａｘ＿ｔｏｔａｌ＝λ／（４×Ｔ_ＳＩＭＯ）であり、ここで、λは、変調周波数の波長であり、Ｔ_ＳＩＭＯは、単一の連続送信アンテナのスロット長であり、本願において、送信アンテナＴｘ０を通じて信号を送信する反復期間として示される。送信アンテナＴｘ０は、第１信号を送信する送信アンテナである。第１標的は、少なくとも１つの標的のいずれか１つである。第２信号は、Ｍ個のスロットの間隔で抽出され、±Ｖｍａｘ＿ｓｕｂ＝λ／（４×Ｍ×Ｔ_ＳＩＭＯ）であり、λは変調周波数の波長である。したがって、サブＲＤマップ上で決定されたアンテナＴｘ０のドップラーインデックス値はさらに、Ｖｍａｘのレンジにおける速度インデックス値に変換される必要がある。第１標的の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌは、Ｖｉｎｄ＿ｓｕｂ＋ｋｋ×Ｎｆｆｔ－Ｎｆｆｔ／２に等しく、ここで、サブＲＤマップは総ＲＤマップの各々なので、ｋｋは、ダウンサンプリング後に取得されるＭ個のドップラーインデックスのエイリアシング値を表し、ｋｋの値は０、...、またはＭ－１である。ここでは、－Ｎｆｆｔ／２を使用することによって、サブＲＤマップにおけるＶｉｎｄ＿ｓｕｂに対してｆｆｔｓｈｉｆｔ操作が実行され、正および負の速度を示し、総ＲＤマップにおけるＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌに対してｆｆｔｓｈｉｆｔ操作が実行され得、正および負の速度を取得することに留意されたい。異なる適用は、異なる正および負の速度定義を有するので、これは、本願の本実施形態において限定されるものではない。

【0192】

具体的には、レンジビン上の標的の数は、サブＲＤマップを使用することによって取得され、総ＲＤマップにおける同一のレンジビン上の最大エネルギーを有するスペクトル線、すなわち、第１標的の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌは、サブＲＤマップにおけるエイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂ＝ｍｏｄ（Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ，Ｎｆｆｔ）＋Ｎｆｆｔ／２の位置にマッチする。数に基づいて、スペクトル線および標的の数は順次に反復される。

【0193】

総送信時間において、Ｔｘ０の信号のみが常に送信される。したがって、総ＲＤマップにおいて、標的のＴｘ０のスペクトル線のエネルギーは、同一の標的の他の送信アンテナのスペクトル線のエネルギーより高い。

【0194】

図１０（ａ）～図１０（ｃ）は各々、３個の送信アンテナに対応するドップラースペクトルの例を示す。図１０（ａ）～図１０（ｃ）において、Ｓ個のスロットにおいて、第２信号の変調位相はＰ個の位相を含み、第２信号を送信する各送信アンテナは、Ｐ×Ｍ個のスロットを期間として使用することによって繰り返し送信を実行する。例えば、Ｐ＝２およびＭ＝２である。合計Ｓ＝２５６のスロットが送信され、Ｎｆｆｔ＝Ｓ／２＝１２８であり、実際の速度は０である。図１０（ａ）は、すべてのスロットのドップラースペクトル、すなわち、総ＲＤマップを示す。図１０（ｂ）は、スロット１およびスロット３に対応するドップラースペクトルを示す。図１０（ｃ）は、スロット２およびスロット４に対応するドップラースペクトルを示す。図１０（ａ）において、総ＲＤマップにおいて、対応する標的レンジビンＲｉｎｄ上で、対応するドップラースペクトル線は、非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝１２９（Ｎｆｆｔ／Ｐ＝１２８／２＝６４の識別子）の右および左において各々１つのスペクトル線を有し得る。すなわち、標的は、１２９－６４＝６５および１２９＋６５＝１９４の両方において検出され得る。すなわち、検出された標的のドップラー値は大きい。

【0195】

図１０（ｂ）において、奇数のスロットのドップラースペクトルは、１および６５の各々において１つのスペクトル線を有する。図１０（ｃ）において、偶数のスロットのドップラースペクトルは、１および６５の各々において１つのスペクトル線を有する。この場合において、インデックスが１である場合とは異なり、サブＲＤマップにおけるＴｘ０のスペクトル線の位置は、エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂ＝ｍｏｄ（１２９，Ｎｆｆｔ＝１２８）＋Ｎｆｆｔ／２＝６５であることが分かる。

【0196】

図１０（ａ）～図１０（ｃ）を参照すると、Ｐ＝２であるとき、スペクトル線の間の間隔は、以下の規則を有することが分かる。実際のドップラーインデックスＶｉｎｄの左右の間隔Ｎｆｆｔ／２でスペクトル線があり、すなわち、Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＋Ｎｆｆｔ／２またはＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ－Ｎｆｆｔ／２であり、他方のスペクトル線は、左右の整数倍のＮｆｆｔ間隔である。加えて、１つの標的のドップラー速度のみがある場合でも、時分割方式および符号分割方式で送信される第２信号は、複数のドップラースペクトル線を形成することが理解され得る。従来の技術における方法によれば、１つの標的に対応する（Ｐ－１）×Ｍ＋１個のドップラースペクトル線があることを検出するために総ＲＤマップが使用される場合、総ＲＤマップ上でＴｘ０上の１つの標的のエイリアシング速度を直接検出することは非常に困難である。サブＲＤマップの速度測定レンジが総ＲＤマップの１／Ｍに低減されるとき、Ｎｆｆｔ／Ｐ関係において大きい振幅差を有するＰ個のスペクトル線は常に存在し、サブＲＤマップにおけるスペクトル線の数は、第２信号の送信アンテナの数が増加するときに増加せず、位相変調において使用される位相変調ステップｋ_ｙの異なる値の数のみに関する。したがって、標的のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂが、サブＲＤマップを使用することによって決定されるとき、大きい振幅を有するＰ個のスペクトル線のみがマッチされる必要がある。これは、総ＲＤマップにおいてマッチされる必要があるドップラースペクトル線の数より遥かに小さい。

【0197】

段階８０７：累積後に取得されたサブＲＤマップにおけるＴｘ０のエイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂに基づいて総ＲＤマップをマッチし、第１標的の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌを取得する。

【0198】

具体的には、累積後に取得されたサブＲＤマップを使用することによって取得されるＴｘ０の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂ、および、式Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝Ｖｉｎｄ＿ｓｕｂ＋ｋｋ×Ｎｆｆｔ－Ｎｆｆｔ／２は、ｋｋの異なる値をトラバースして、総ＲＤマップに対応する可能性における最大振幅を有するドップラーインデックス値を発見し、それにより、第１標的の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌを取得し、ここで、ｋｋはエイリアシング速度係数であり、ｋｋの値は０、１、...、およびＭ－１である。プロセスは、段階８０６における逆プロセスと同様である。第１標的の非エイリアシング速度は、第１標的の速度情報である。

【0199】

図１０（ａ）～図１０（ｃ）に示されるように、実際には、サブＲＤマップ上のＴｘ０のエイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは６５に等しく、非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌは１２９に等しく、ｋｋ＝１である。したがって、ｋｋ＝０であるとき、Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝６５－６４＝１であることも分かり得る。総ＲＤマップにおいて、インデックスがＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝１であるドップラースペクトル線上の値は、Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝１２９のエネルギーより遥かに小さい。したがって、ｋｋ＝１であり、０に等しいのではないことも決定され得る。ここで、ｋｋの値は、０、...、またはＭ－１の値であり、正または負の間隔のｋｋの値を表す方式もあることに留意されたい。これは、本願の本実施形態において具体的に限定されない。

【0200】

段階８０５から８０７は、トラバースが完了するまで、少なくとも１つの検出された標的が位置する複数のレンジビンに基づいて繰り返し実行される。

【0201】

さらに以下の段階が含まれ得る。

【0202】

段階８０８：異なる受信アンテナ上で送信アンテナＴｘ０によって２Ｄ－ＦＦＴが実行された後に取得される複素信号を取得する。

【0203】

複素信号は、Ｎｒｘ個の受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップのレンジインデックスＲｉｎｄ、および、エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂに対応するＲＤセルから抽出されることが理解され得る。

【0204】

段階８０９：ｍ個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ ｍの時分割によって生じるドップラー位相偏移、および、ｍ個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ ｍの符号分割によって生じる位相偏移を補償して、異なる受信アンテナに対してｍ個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ ｍによって２Ｄ－ＦＦＴが実行された後に取得される複素信号を取得する。

【0205】

ｍ＝０、１、...、またはＭ－１であることに留意されたい。第１スロットについて、ｍが０に設定されるとき、時分割によって生じるドップラー位相偏移、または、符号分割によって生じる位相偏移のみがある。ｍが別の値に設定されるとき、時分割によって生じたドップラー位相偏移および符号分割によって生じた位相偏移が存在する。

【0206】

第ｍのスロットにおける送信アンテナが選択されるので、補償される必要がある位相は、Ｖｉｎｄ＿ｓｕｂまたはＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌの関数によって表され得る。ここで、

【数4】

は、アンテナがＴｘ０の送信時点および位相に整合する場合に、総ＲＤマップにおいて２Ｄ－ＦＦＴのインデックスが（Ｒｉｎｄ，Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ）であるＲＤセルの複素数値を表し、

【数5】

は、

【数6】

の位相を使用することによって変調されたアンテナが、第ｍのスロットにおいて、エイリアシング速度係数がｋｋである信号を送信する場合に、第ｍのサブＲＤマップにおいてインデックスが（Ｒｉｎｄ，Ｖｉｎｄ＿ｓｕｂ）であるＲＤセルの複素数値を表す。

【数7】

【0207】

ＴＤＭ時分割スロットｍにおける送信アンテナおよびエイリアシング速度係数よって導入される位相補償量は、

【数8】

であり、位相変調によって生じる変化は、

【数9】

であり、ここで、ｋ_ｍは、スロットｍにおける送信アンテナによって使用される送信波形によって使用される位相変調ステップにおけるｋの値である。

【0208】

この段階において、各標的の異なるスロット間のドップラー位相シフトが計算され、その結果、各受信アンテナの隔たれた複素信号は、位相補償後に取得され得る。

【0209】

具体的には、２つの方法があり得る。

【0210】

方法９－１：Ｔｘ０がＮ－１個のサブＲＤマップに位置するスペクトル線の位相の間の位相差に基づいて、異なる時点における送信アンテナのドップラー補償値を決定する。

【0211】

Ｔｘ０が位置するスペクトル線が、異なるサブＲＤマップにおける異なる時点に起因して導入された位相のみを有するので、この位相は、時分割を使用する他のアンテナを補償するために補償値として使用され、その結果、信号は同時送信と同等である。すなわち、それは、式における

【数10】

の部分と同等である。

【0212】

方法９－２：第１標的の取得されたドップラー位相に基づいて、異なる時点における送信アンテナのドップラー補償値との対応する位相差を補償する。

【0213】

第ｍのスロットにおける送信アンテナが選択されるので、補償される必要がある位相は、Ｖｉｎｄ＿ｓｕｂまたはＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌによって表され得る。

【0214】

段階８１０：異なる送信アンテナおよび受信アンテナによって形成された仮想受信アンテナ上の補償信号に基づいて第１標的の角度情報を取得する。

【0215】

送信アンテナおよび受信アンテナを組み合わせることによって取得されたアンテナは、仮想受信アンテナ（Ｖｉｒｔｕａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）であり、または、送信アンテナおよび受信アンテナを組み合わせることによって取得される仮想受信アレイとして説明され得る。第１標的の角度情報は、ＦＦＴ、デジタルビームフォーミング（ｄｉｇｉｔａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ，ＤＢＦ）、多信号分類（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ＭＵＳＩＣ）、別の共通に使用される角度スペクトル分析アルゴリズム、または同様のものを使用することによって、仮想受信アンテナの展開に基づいて取得される。詳細は本明細書において説明しない。

【0216】

段階８１０において、段階８０７において決定されたレンジ情報および速度情報がさらに取得され得ることに留意されたい。

【0217】

段階８０８から８１０は、段階８０７において出力された第１標的に対して繰り返し実行されることに留意されたい。

【0218】

本願はさらに、送信アンテナの数がより大きい場合に適用され得ることに留意されたい。例えば、図１１は、１個のレンジビンが総ＲＤマップにおいて１個の標的を含むドップラースペクトル線の概略図である。図１１における左端の総ＲＤマップ上で、４個の送信アンテナは、少なくとも６個のスロットを必要とし、総ＲＤマップは４個のスペクトル線を含む。図１１における中央の総ＲＤマップ上で、５個の送信アンテナは少なくとも８個のスロットを必要として、総ＲＤマップは５個のスペクトル線を含む。図１１における右端の総ＲＤマップ上で、６個の送信アンテナが少なくとも１０個のスロットを必要とし、総ＲＤマップは６個のスペクトル線を含む。別の場合は説明されない。この図から、総ＲＤマップにおいて標的が検出された場合、不連続な送信のアンテナ速度の周期的拡張に起因して、Ｐ個の異なるステップだけが位相について選択された場合でも、複数のスペクトル線を検出することが困難であることが分かる。したがって、この方法において、サブＲＤマップを使用することによって標的が検出され、その結果、受信側の処理が簡略化され得る。

【0219】

さらに、Ｍ＝８、ｍ＝８、Ｎ＝９、Ｐ＝２、Ｓ＝１０２４、Ｎｆｆｔ＝１０２４／８＝１２８であるとき、２つの標的シナリオがあり、すなわち、２つのインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂがＲｉｎｄ上で検出される。図１２は、１つのレンジビンが二位相１６スロットの総ＲＤマップにおいて２つの標的ドップラースペクトル線を含む概略図である。図１２において、総ＲＤマップおよびサブＲＤマップの各々の速度分解能はｄｖであるが、総ＲＤマップの速度測定レンジは、８×２×６４×ｄｖ＝１０２４×ｄｖである。この場合において、サブＲＤマップの速度測定レンジは、２×６４×ｄｖ＝１２８×ｄｖである。

【0220】

サブＲＤマップにおいて、ドップラードメイン上のＴｘ０のピークインデックスＶｉｎｄは９６または８３に等しく、サブＲＤマップにおける２つのピーク間の間隔は１３であると検出される。

【0221】

総ＲＤマップにおいて、第１の最大ピークのドップラーインデックス５４４＝９６＋１２８×３＋６４は、ローカルピーク方法を使用することによって取得される。したがって、５４４×ｄｖは、第１標的の速度でることが分かる。サブＲＤマップにおける２つのピーク間の間隔は１３なので、総ＲＤマップにおける第２ピークのドップラーインデックスは、間隔の整数エイリアシング関係を満たさず、９６－８３＝（５４４－６５９）＋２×１２８が、振幅が三番目に大きいピークであるドップラーインデックス６５９にマッチされる。したがって、第２の標的の速度は６５９×ｄｖである。

【0222】

実際、ここでの例は、同一のレンジインデックスＲｉｎｄが２つの標的に対応する場合である。しかしながら、本願の本実施形態は、これに限定されない。マッチされるピーク値が予め定められた閾値より小さくなるまで複数の反復が実行され得る。

【0223】

さらに、異なる時点によって生じたドップラー位相差は、速度に基づいて補償され、様々なアンテナ間のドップラー位相差は、方法９－１または方法９－２に従って補償される。

【0224】

さらに、補償後に異なる時点で送信されるアンテナの信号は、同一の時点で送信され、アンテナ上の位相差は、アンテナの空間における遅延によって生じる位相差だけである。標的の角度情報は位相差に基づいて計算される。ここでの計算は、アンテナの展開に関するので、これは、ここで具体的に限定されない。

【0225】

さらに、実施形態２を参照すると、第３信号が、Ｓ個のスロットの後のＳ０個のスロットにさらに含まれるとき、受信側で実行される対応するステップは段階８０６を除いて同一である。詳細については、前述の説明を参照されたい。

【0226】

実施形態２を参照すると、段階８０６が以下の方式で実装され得る。

【0227】

ｍ個の送信アンテナがさらにＳ０個のスロットにおいて第３信号を送信するとき、サブＲＤマップにおけるＴｘ０のドップラー位置は、Ｓ個のスロットにおけるスペクトル線の位置と、Ｓ０個のスロットにおけるスペクトル線の位置とを、すなわち、エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂと、標的の実際の速度に対応する非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌとを比較することによって決定され得る。

【0228】

具体的には、ｍ＝８、Ｎ＝９、Ｍ＝８、Ｐ＝２、Ｓ＝Ｓ０＝５１２であり、送信アンテナはそれぞれＴｘ０～Ｔｘ８であると想定される。Ｔｘ０は第１信号を送信し、Ｔｘ１～Ｔｘ８は第２信号および第３信号を送信する。ドップラースペクトルは、対応するレンジビンにおいて最初のＳ個のスロットにおける信号について計算される。図１３は、本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。図１３の（ｃ）（図１３の左下の図）において、合計９個のスペクトル線、Ｔｘ０を通じて送信された信号、および、時分割に起因して他のＴｘ１～Ｔｘ８のスペクトル線上に現れる複数のエイリアシングスペクトル線が取得され得る。後のＳ０個のスロットにおける信号に対応するレンジビンに基づいてドップラースペクトルが計算される場合、８個のスペクトル線が取得され得る。詳細については、図１３の（ｄ）（図１３の右下の図）を参照されたい。Ｔｘ０の信号が存在しないので、複数のエイリアシングスペクトル線が、時分割に起因してＴｘ１～Ｔｘ８だけにおけるスペクトル線上に現れる。この場合において、２５６における標的の速度に対応するスペクトル線位置は、２つのスペクトル振幅を減算することによって取得され得る。詳細については、図１３における（ｂ）（図１３における右上の図）を参照されたい。図１３における（ａ）、すなわち、図１３における左上の図は、Ｓ＋Ｓ０個のスロット全体に対してＦＦＴを実行することによって取得されるドップラースペクトル線を示す。

【0229】

第２信号の時間長および第３信号の時間長の和が第１信号の時間長より長いので、Ｔｘ０を通じて送信される信号は、最初のＳ個のスロットだけを占有し、Ｔｘ１～Ｔｘ８を通じて送信される信号は、Ｓ＋Ｓ０個のスロットを占有する。したがって、実際には、Ｔｘ０によって取得される速度分解能は、Ｔｘ１～Ｔｘ８によって取得されるもの、すなわち、ｄｖ＿ｔｘ０＝Ｓ×ｄｖ＿ｔｘｉ／（Ｓ＋Ｓ０）より低く、ここで、ｄｖ＿ｔｘ０およびｄｖ＿ｔｘｉはそれぞれ、Ｔｘ０に対応する速度分解能を表し、実際の目標速度および目標速度に対応するドップラー位相は単純な変換を通じて取得され得る。詳細は本明細書において説明しない。

【0230】

さらに、実施形態３を参照すると、Ｐが２より大きいとき、受信側上での具体的な段階は、段階８０６および段階８０９を除いて同一である。以下では、段階８０６および段階８０９を別々に説明する。

【0231】

段階８０６：Ｐ＝４であるとき、サブＲＤマップにおけるＶｉｎｄ、Ｎｆｆｔ／４＋Ｖｉｎｄ、Ｎｆｆｔ／２＋Ｖｉｎｄおよび３×Ｎｆｆｔ／４＋Ｖｉｎｄのスペクトル線を抽出し、Ｔｘ０が位置する、サブＲＤマップにおけるスペクトル線の位置、すなわち、エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する。

【0232】

この場合において、総ＲＤマップにおける複数の送信アンテナについての情報はまた、ドップラーを利用して識別することは困難であることに留意されたい。同一のグループにおいて信号を同時に送信する送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２およびＴｘ３の位相は、ｆ０－（２×π×ｉｉ＋Ｑ）／（２×π×Ｍ×Ｔ_ＳＩＭＯ）であり、ここで、ｆ０は、Ｔｘ０を通じて送信される信号の周波数である。Ｍ＝Ｎ－１＝２およびＰ＝４であるとき、Ｑは３つの可能な値、すなわち、π／２、πまたは３π／２を有する。位相０はＴｘ０によって占有され、ｉｉは２つの可能な値０および１を有する。図１１の左の最初の図に示されるように、合計で２×３＝６個の可能なスペクトル線があり、Ｔｘ０が位置するスペクトル線に加えて、合計で７個のスペクトル線がある。したがって、本実施形態において、Ｔｘ０が位置するスペクトル線は、サブＲＤマップの補助標的情報を使用することによって取得され得る。

【0233】

具体的には、方法１において、サブＲＤマップだけが使用され、すなわち、段階８０５ａが実行される。複数のサブＲＤマップにおけるＰ＝４個のスペクトル線の間の振幅差が比較され、Ｔｘ０が位置するスペクトル線は、より小さい振幅差を有する。

【0234】

複数のサブＲＤマップにおいて、Ｔｘ０のチャネルを除くすべてのチャネルは時間分割チャネルである。したがって、振幅は大きく異なる。図１１において、サブＲＤマップにおけるＶｉｎｄ＝１２９の振幅はすべて２５６であり、Ｔｘ０が位置するスペクトル線の位置は１２９である。

【0235】

方法２において、総ＲＤマップおよびサブＲＤマップが使用され、すなわち、段階８０６が実行される。レンジビン上の標的の数は、サブＲＤマップを使用することによって取得され、総ＲＤマップにおける同一のレンジビン上の最大エネルギーを有するスペクトル線、すなわち、非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌは、サブＲＤマップにおけるエイリアシング速度のｍｏｄ（Ｖｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ，Ｎｆｆｔ）＋Ｎｆｆｔ／２の位置にマッチする。Ｔｘ０が位置するスペクトル線の位置を決定するために、数に基づいて、スペクトル線および標的の数が順次に反復される。

【0236】

図１４は、本願の実施形態による、ドップラースペクトル線の概略図である。例えば、図１４は、４個の位相および８個のスロットを有するレンジビンにおける１個の標的の総ＲＤマップおよびサブＲＤマップにおけるドップラースペクトル線を示す。図１４において、総ラジアル速度が０であり、０度方向に１個の標的のみがある例を使用することによって説明が提供される。総ＲＤマップにおいて、Ｎｆｆｔ／４＝６４の間隔で７個のスペクトル線がある。各標的は、サブＲＤマップにおいて６４の間隔で４個のスペクトル線を有する。第１標的の非エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ＝２５７のエネルギーが最高であり、ｍｏｄ（２５７，２５６）＋２５６／２＝１２９である。ドップラーインデックスの位置１２９はＴｘ０のスペクトル線であると決定され得る。

【0237】

さらに、段階８０９：Ｔｘ１～Ｔｘ ｍが位置するスロットのドップラー周波数差、および、Ｔｘ０とＴｘ１～Ｔｘ ｍとの間の固定位相差ｊ、－１、および－ｊを補償し、異なる受信アンテナ上でアンテナＴｘ１～Ｔｘ ｍによって２Ｄ－ＦＦＴが実行された後に取得される複素信号を取得する。

【0238】

同様に、実施形態３における例はまた、Ｍが別の値に設定される場合に拡張され得、例えば、Ｎ＜（Ｐ－１）×Ｍ＋１である。同一のグループにおける様々なアンテナ（すなわち、送信のために同じスロットを占有するアンテナ）の位相は異なり、異なるグループにおける無信号期間の位置は循環シフトされる。

【0239】

さらに、Ｍが別の値に設定され、Ｐ≧３であるとき、第２信号の少なくとも１つのグループにおける、同時送信のための送信アンテナ（同じスロットにおける同時送信のためのアンテナ）の数は、Ｐ－１より小さい。

【0240】

それに対応して、受信側において、段階８０５は以下のように示され得る。

【0241】

段階８０５ｂは段階８０５ａの代替的な解決手段であり、サブＲＤマップにおけるＴｘ０のドップラー識別子を決定するための方法のみが使用される。従来の技術と同様に、実施形態２において、Ｐ≧３であるとき、セットにおけるいくつかの位相のみがグループ（同じスロットにおける同時送信のためにアンテナ）におけるステップ変調信号として使用される場合、Ｔｘ０の識別子は、空隙位相を使用することによって識別され得る。代替的に、Ｐ＝２であり、かつ、Ｍがｍ／（Ｐ－１）の整数より大きいとき、Ｐ個の位相変調ステップは、いくつかのサブＲＤマップにおいて完全に占有されない。したがって、Ｔｘ０が位置するドップラースペクトル線の位置は、サブＲＤマップにおける空隙位相、すなわち、エイリアシング速度のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを使用することによって識別され得る。

【0242】

具体的には、Ｐ＝４個の位相がある例において、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける、各期間において第１信号に基づいて送信される信号の位相は［１，１，１，１］として表され得、Ｐ×Ｍ個のスロットにおけるＭの間隔のＰ個のスロットにおける、各期間において第２信号に基づいて送信された信号の位相は、［１，ｊ，－１，－ｊ］，［１，－１，１，－１］および［１，－ｊ，－１，ｊ］から選択され得る。同時送信が、４－１＝３（Ｐ＝４）個より少ない送信アンテナを使用することによって実行されるとき、例えば、送信が、［１，ｊ，－１，－ｊ］および［１，－ｊ，－１，ｊ］のみを使用することによって実行されるとき、ｆ０－ｆｖｍａｘ／２のスペクトル線は存在せず、したがって、Ｔｘ０の正確な位置はこの方法を使用することによって決定され得る。すなわち、スペクトル線は、ｆ０、ｆ０－ｆｖｍａｘ／４およびｆ０－３ｆｖｍａｘ／４のみに存在する。時分割多重を使用するアンテナのＭ個のグループにおいて、いくつかのグループが本方式における送信のために使用される場合、Ｔｘ０が位置するスペクトル線の位置は、対応するスロットのサブＲＤマップを使用することによって受信側で決定され得る。同様に、Ｐ＝４、Ｍ＝２、ｍ＝５、Ｎ＝ｍ＋１＝６であり、Ｔｘ１～Ｔｘ３がスロット１および３を占有し、Ｔｘ４およびＴｘ５がスロット２および４を占有するとき、３つの送信アンテナの信号、すなわち、アンテナＴｘ０、Ｔｘ４およびＴｘ５の信号のみがスロット２および４に存在する。位相変調ステップ、および、空隙位相、すなわち、Ｐ個の均一に分散するスペクトル線の１つが漏れていることに基づいて、ｆ０－ｆｖｍａｘ／２のスペクトル線は存在しない。

【0243】

代替的に、Ｐ＝２かつＭ＞ｍ／（Ｐ－１）＝ｍであるとき、第２信号におけるｍ個の信号はＳ個のスロットのすべてを占有せず、第１信号のみがいくつかのスロットに存在することが理解され得る。例えば、Ｐ＝２、Ｎ＝３およびｍ＝Ｎ－１＝２であるとき、Ｍ＝３である。この場合においてＴｘ１はスロット１および４を占有し、Ｔｘ２はスロット２および５を占有し、第１信号、すなわち、Ｔｘ０の信号のみがスロット３および６に存在し、第２信号が位置するスペクトル線の位置は空隙であると想定する。Ｔｘ０が位置するスペクトル線の位置は、スロット３および６に対応するサブＲＤマップを使用することによって決定され得る。

【0244】

さらに、現在、いくつかの特殊な場合において、１つのペアのスペクトル線のみがサブＲＤマップ上で観察され得るが、総ＲＤマップから、実際に２つの目標速度があることが観察され得る。例えば、図１５は、２個の位相および４個のスロットを有するレンジビンにおける２個のサブＲＤマップにおける重複する標的の総ＲＤマップおよびサブＲＤマップにおけるドップラースペクトル線の概略図である。図１６において、対応する速度は、Ｖｉｎｄ＝５９およびＶｉｎｄ＝２５１であり、サブＲＤマップにおける２つの対応する標的のＴｘ０はそれぞれ、左のスペクトル線および右のスペクトル線である。したがって、弱い標的、例えば、速度がＶｉｎｄ＝２５１である標的が漏れ得る。

【0245】

この問題を解決するために、実施形態４における信号送信方法が使用され得、すなわち、第２信号におけるｍ個の送信アンテナが異なるグループにグループ化され、異なるＭ_ｉまたはｍ_ｉが各グループに選択される。実施形態４を参照すると、ｍ個の送信アンテナが異なる構成を使用することによってＳ個のスロットにおいて第２信号を送信するとき、受信側で、段階８０３、段階８０６、および段階８０９は、以下の態様において異なり得る。

【0246】

段階８０３：Ｍ１およびＭ２に基づいて複数のサブＲＤマップをそれぞれ抽出する。

【0247】

例えば、Ｍ１＝２およびＭ２＝３であるとき、図１６は、本願の実施形態によるドップラースペクトル線の概略図である。例えば、図１６は、２個の位相および６個のスロットを有するレンジビンにおける２個のサブＲＤマップにおける４個のスロットにおける重複する標的のドップラーの総ＲＤマップおよびサブＲＤマップにおけるドップラースペクトル線の概略図である。

【0248】

図１６を参照すると、ｄ_ｖＭ２＝Ｍ１×ｄ_ｖＭ１／Ｍ２を使用することによって、異なる構成の速度識別子が変換される。具体的には、Ｍ２＝３であり、最大速度測定レンジは単一のチャープスキャン時間なので、６個のスロットにおける速度分解能ｄ_ｖ６および４個のスロットにおける速度分解能ｄ_ｖ４は、以下の変換関係、ｄ_ｖ６＝４×ｄ_ｖ４／６＝Ｍ１×ｄ_ｖ４／Ｍ２を有し得る。

【0249】

段階８０６：異なる構成を有する複数のサブＲＤマップ、および、総ＲＤマップに基づいて、Ｔｘ０が位置するスペクトル線を決定する。

【0250】

実施形態１とは異なり、本実施形態において、複数のサブＲＤマップにおける最大数の標的が標的数として使用される。例えば、Ｍ１＝２であるサブＲＤマップにおいて、１つの標的のみがあると決定されるが、Ｍ２＝３であるサブＲＤマップにおいて、２つの標的があると決定される。この場合において、２つの標的のＴｘ０が位置するスペクトル線は、別々に検索される必要がある。具体的には、段階８０５および８０６において、複数の標的のＴｘ０におけるスペクトル線の位置がさらに決定される。

【0251】

送信側の波形構成に基づいて、複数の標的のＴｘ０が、現在のレンジインデックスＲｉｎｄ上の同一の、または異なるＰ個の位置の１つにエイリアシングされるかどうかが容易に分かる。

【0252】

段階８０９：Ｔｘ１～Ｔｘ ｍが位置するスロット間のドップラー周波数差を補償する。

【0253】

Ｎ１個の送信アンテナおよびＮ２個の送信アンテナが時分割方式で信号を送信する。Ｎ１およびＮ２の設計された総送信時間長が、標的が最大速度で移動し、かつ、1個のレンジビンを超えないという要件を満たすとき、Ｎ１個の送信アンテナおよびＮ２個の送信アンテナを通じて送信される信号によって反射される標的はなお１個のレンジビンにある。したがって、位相差のみが考慮され得る。車両搭載シナリオにおいて、Ｎ１個の送信アンテナが信号を送信するＳ１個のスロットの総時間長は１０ｍｓを超えず、Ｎ２個の送信アンテナが信号を送信するＳ２個のスロットの総時間長は１０ｍｓを超えないとみなされ得る。本願の実施形態はさらに、レーダ装置を提供する。レーダ装置は、図３に示される方法を実行するよう構成され得る。図１７を参照されたい。レーダ装置は、アンテナアレイ１７０１、マイクロ波集積回路１７０２およびプロセッサ１７０３を含む。アンテナアレイ１７０１はＮ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数である。

【0254】

プロセッサ１７０３は第１信号および第２信号を決定するよう構成される。

【0255】

マイクロ波集積回路１７０２は、プロセッサ１７０３によって決定される第１信号および第２信号を生成するよう構成される。

【0256】

アンテナアレイ１７０１は、Ｎ個の送信アンテナの１つを通じてＳ個のスロットにおいて第１信号を送信することであって、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままである、こと、および、時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいて、Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信することであって、Ｓは４以上の整数であり、ｍは２より大きくＮ未満の整数である、ことを行うよう構成され、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、ここで、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙ送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである。

【0257】

任意選択で、（Ｎｄ＋１）×Ｐ×Ｍ＞Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｎｄはｍ個の送信アンテナの送信パターンの反復回数を表し、Ｎｄは１以上である。

【0258】

送信パターンは、時分割方式を使用する送信アンテナの信号が、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有することを示し、ここで、Ｍは、ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されたスロットにおける隣接スロット間で隔てられたスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0259】

任意選択で、ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信された信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる。

【0260】

任意選択で、マイクロ波集積回路はさらに、時分割方式においてｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて第３信号を送信するよう構成され、ここで、Ｓ０は１より大きい整数であり、Ｓ０個のスロットにおける第３信号の送信パターンは、Ｓ個のスロットにおける第２信号の送信パターンと同一であり、Ｓ＝Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である。

【0261】

任意選択で、ｍ＝Ｎ１＋Ｎ２、Ｎ１≧２およびＮ２≧１である。マイクロ波集積回路は具体的には、Ｓ個のスロットにおける最初のＳ１個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ１個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ１個のスロットからＭ１の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナを通じて第２信号を別々に送信するよう、ならびに、Ｓ個のスロットにおける最後のＳ２個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ２個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ２個のスロットからＭ２の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナ以外のＮ２個の送信アンテナを通じて第２信号を別々に送信するよう構成され、ここで、Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２、Ｍ１≠Ｍ２、Ｍ１≧Ｎ１／（Ｐ－１）、Ｍ２≧Ｎ２／（Ｐ－１）である。

【0262】

任意選択で、Ｐ＝２、３または４である。

【0263】

任意選択で、第２信号を送信するｍ個の送信アンテナ、および、第１信号を送信する１個の送信アンテナは、Ｎ個の送信アンテナにおける異なる送信アンテナである。

【0264】

本願の実施形態はさらに、レーダ装置を提供する。レーダ装置は、図７に示される方法を実行するよう構成され得る。図１８を参照されたい。レーダ装置は受信機１８０１およびプロセッサ１８０２を含み、受信機は少なくとも１個の受信アンテナを含む。

【0265】

受信機は、エコー信号を受信することであって、エコー信号は、第１信号および第２信号が少なくとも1個の標的によって反射された後に形成され、第１信号は、Ｎ個の送信アンテナの１つを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、第１信号の位相はＳ個のスロットにおいて変化しないままであり、第２信号は、時分割方式および符号分割方式のうちの少なくとも１つにおいてＮ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じてＳ個のスロットにおいて送信され、ｍは２以上かつＮ未満の整数であり、ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、ここでＰは、１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍであり、Ｓは４以上の整数である、ことを行うよう構成される。

【0266】

プロセッサは、少なくとも１個の受信アンテナの各々のＭ個のサブレンジドップラーＲＤマップを取得することであって、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップにおける第ｉサブＲＤマップは、開始スロットがそれぞれｉである、Ｓ個のスロットにおける受信アンテナのエコー信号におけるＭ個のスロットの間隔である信号に対して２次元高速フーリエ変換２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果であり、ｉは１、２、...、およびＭの任意の整数に設定される、こと、ならびに、各受信アンテナのＭ個のサブＲＤマップが累積された後に取得されたサブＲＤマップに基づいて第１標的を検出し、第１標的のレンジ情報を取得することであって、第１標的は少なくとも１個の標的のうち１または複数である、ことを行うよう構成される。

【0267】

任意選択で、プロセッサはさらに、対応する総レンジドップラーＲＤマップを取得するよう構成され、ここで、総ＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおけるすべての隣接スロットにおいて２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果である。

【0268】

任意選択で、プロセッサはさらに、累積後に取得されるサブＲＤマップ上の第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定するよう構成され、累積後に取得されたサブＲＤマップ上の第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個の可能な位置に位置し、Ｎｆｆｔは、累積の後に取得されたサブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元である。

【0269】

任意選択で、プロセッサはさらに、累積後に取得されるサブＲＤマップおよび総ＲＤマップをマッチして、第１標的の非エイリアシング速度の少なくとも１個のドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ、および、累積後に取得されるサブＲＤマップ上の第１標的に対応するエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定するよう構成される。

【0270】

任意選択で、プロセッサはさらに、ｍ個の送信アンテナの時分割によって生じるドップラー位相偏移、および、ｍ個の送信アンテナの符号分割によって生じる位相偏移を補償し、第１標的の角度情報を取得するよう構成される。

【0271】

当業者であれば、本願の実施形態が、方法、システム、またはコンピュータプログラム製品として提供され得ることを理解するはずである。したがって、本願は、ハードウェアのみの実施形態、ソフトウェアのみの実施形態、またはソフトウェアおよびハードウェアの組み合わせによる実施形態の形態で使用し得る。加えて、本願は、コンピュータ使用可能プログラムコードを含む、１または複数のコンピュータ使用可能記憶媒体上に実装されるコンピュータプログラム製品の形態（ディスクメモリ、光メモリおよび同様のものを含むが、これらに限定されるものではない）を使用し得る。

【0272】

本願は、本願による方法、デバイス（システム）およびコンピュータプログラム製品のフローチャートおよび／またはブロック図を参照して説明されている。コンピュータプログラム命令は、フローチャートおよび／またはブロック図の各手順および／または各ブロック、並びにフローチャートおよび／またはブロック図の手順および／またはブロックの組み合わせを実装するのに用いられてよいことを理解されたい。これらのコンピュータプログラム命令は、汎用コンピュータ、専用コンピュータ、組み込みプロセッサ、または別のプログラマブルデータ処理デバイスのプロセッサのために提供され、機械を生成し得、その結果、コンピュータまたは別のプログラマブルデータ処理デバイスのプロセッサによって実行される命令は、フローチャートおよび／またはブロック図における１または複数のブロックにおける１または複数の手順における具体的な機能を実装するための装置を生成する。

【0273】

これらのコンピュータプログラム命令は、代替的に、特定の方式で動作するようコンピュータまたは別のプログラマブルデータ処理デバイスに指示でき、その結果、コンピュータ可読メモリに格納された命令によって命令装置を含むアーティファクトが生成されるコンピュータ可読メモリに格納され得る。命令装置は、フローチャートの１もしくは複数の手順および／またはブロック図の１もしくは複数のブロックに特定の機能を実装する。

【0274】

当業者であれば、本願の範囲から逸脱することなく、本願の実施形態に様々な修正および変形を加えることができることが明らかである。本願は、本願のこうした修正および変形を、それが以下の特許請求の範囲およびその同等な技術により定められる保護の範囲に含まれる場合に限り、カバーすることが意図されている。
［他の可能な実装］
（項目１）
レーダ装置に適用されるレーダ信号送信方法であって、前記レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数であり、前記方法は、
前記Ｎ個の送信アンテナの１つを通じてＳ個のスロットにおいて第１信号を送信する段階であって、前記第１信号の位相は、前記Ｓ個のスロットにおいて変化しないままであり、Ｓは４以上の整数である、段階と、
時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つで、前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、前記Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信する段階であって、ｍは２以上かつＮ未満の整数である、段階と、
を備え、前記ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、前記第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、前記ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである、方法。
（項目２）
（Ｎｄ＋１）×Ｐ×Ｍ＞Ｓ≧Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｎｄは前記ｍ個の送信アンテナの送信パターンの反復回数を表し、Ｎｄは１以上であり、
前記送信パターンは、時分割方式を使用する送信アンテナの信号が、Ｍ個のスロットの間隔であるＰ個の非競合スロットを占有することを示し、Ｍは、前記ｍ個の送信アンテナの１つによって占有されるスロットにおける隣接スロットの間で隔てられるスロットの数であり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である、項目１に記載の方法。
（項目３）
前記ｍ個の送信アンテナにおける同じスロットを占有する送信アンテナを通じて送信される信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行されるとき、ｋ_ｙの値は異なる、項目１に記載の方法。
（項目４）
Ｐ個の位相は、位相［０，２π／Ｐ，４π／Ｐ，６π／Ｐ，...，（Ｐ－１）×２π／Ｐ］を含む位相シフタによって生成される、項目１から３のいずれか一項に記載の方法。
（項目５）
前記方法はさらに、時分割方式で前記ｍ個の送信アンテナを通じて前記Ｓ個のスロットの後のＳ０個のスロットにおいて第３信号を送信する段階であって、Ｓ０は１より大きい整数である、段階を備え、
前記Ｓ０個のスロットにおける前記第３信号の送信パターンは、前記Ｓ個のスロットにおける前記第２信号の送信パターンと同一であり、Ｓ＝Ｎｄ×Ｐ×Ｍであり、Ｍはｍ／（Ｐ－１）以上の整数である、項目１から４のいずれか一項に記載の方法。
（項目６）
ｍ＝Ｎ１＋Ｎ２、Ｎ１≧２、およびＮ２≧１であり、
時分割方式または符号分割方式のうちの少なくとも１つで、前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて、前記Ｓ個のスロットにおいて第２信号を送信する前記段階は、
前記Ｓ個のスロットにおける最初のＳ１個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ１個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ１個のスロットからＭ１の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、前記ｍ個の送信アンテナにおけるＮ１個の送信アンテナを通じて前記第２信号を別々に送信する段階と、
前記Ｓ個のスロットにおける最後のＳ２個のスロットにおいて、Ｐ×Ｍ２個のスロットを期間として使用することによって、および、１つの期間におけるＰ×Ｍ２個のスロットからＭ２の間隔であるＰ個の非競合スロットを選択することによって、前記ｍ個の送信アンテナにおける前記Ｎ１個の送信アンテナ以外のＮ２個の送信アンテナを通じて、前記第２信号を別々に送信する段階と
を含み、Ｓ＝Ｓ１＋Ｓ２、Ｍ１≠Ｍ２、Ｍ１≧Ｎ１／（Ｐ－１）、およびＭ２≧Ｎ２／（Ｐ－１）である、項目１に記載の方法。
（項目７）
前記Ｓ個のスロットにおける前記第１信号の信号波形は、周波数変調連続波ＦＭＣＷであり、
前記Ｓ個のスロットにおける前記第２信号の信号波形はＦＭＣＷである、
項目１から６のいずれか一項に記載の方法。
（項目８）
Ｐ＝２、３または４である、項目１から７のいずれか一項に記載の方法。
（項目９）
前記第２信号を送信する前記ｍ個の送信アンテナ、および、前記第１信号を送信する前記１個の送信アンテナは、前記Ｎ個の送信アンテナにおける異なる送信アンテナである、項目１から８のいずれか一項に記載の方法。
（項目１０）
レーダ装置に適用されるレーダ信号受信方法であって、前記レーダ装置は、Ｎ個の送信アンテナ、および、少なくとも１個の受信アンテナを備え、Ｎは２より大きい整数であり、ｍは２以上かつＮ未満の整数であり、前記方法は、
前記少なくとも１個の受信アンテナの各々のＭ個のサブレンジドップラーＲＤマップを取得する段階であって、各受信アンテナの前記Ｍ個のサブＲＤマップにおける第ｉサブＲＤマップは、Ｓ個のスロットにおける前記受信アンテナのエコー信号における、開始スロットがそれぞれｉである、Ｍ個のスロットの間隔である信号に対して２次元高速フーリエ変換２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果であり、ｉは１、２、...、およびＭの任意の整数に設定され、前記エコー信号は、第１信号および第２信号が少なくとも１個の標的によって反射された後に形成され、前記第１信号は、前記Ｎ個の送信アンテナの１つを通じて前記Ｓ個のスロットにおいて送信され、前記第１信号の位相は、前記Ｓ個のスロットにおいて変化しないままであり、前記第２信号は、時分割方式および符号分割方式の少なくとも１つで、前記Ｎ個の送信アンテナにおけるｍ個の送信アンテナを通じて前記Ｓ個のスロットにおいて送信され、前記ｍ個の送信アンテナの各々を通じて送信される、前記第２信号における信号に対して、２πｋ_ｙ／Ｐのステップを使用することによって位相変調が実行され、Ｐは１より大きい整数であり、ｋ_ｙは０より大きくＰ未満の整数であり、ｋ_ｙは、前記ｍ個の送信アンテナにおける第ｙの送信アンテナによって使用される位相変調ステップを表し、ｙ＝１、...、またはｍである、段階と、
各受信アンテナの前記Ｍ個のサブＲＤマップが累積された後に取得されるサブＲＤマップに基づいて第１標的を検出し、前記第１標的のレンジ情報を取得する段階であって、前記第１標的は、前記少なくとも１つの標的のうちの１または複数である、段階と
を備える、方法。
（項目１１）
前記方法はさらに、
総レンジドップラーＲＤマップを取得する段階であって、前記総ＲＤマップは、前記Ｓ個のスロットにおけるすべての隣接スロットにおいて２Ｄ－ＦＦＴを実行する結果である、段階を備える、項目１０に記載の方法。
（項目１２）
前記方法はさらに、
前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的の第１信号のエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階であって、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的の前記第１信号の前記エイリアシング速度の前記少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂは、Ｎｆｆｔ／Ｐの間隔であるＰ個の可能な位置に位置し、Ｎｆｆｔは、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップの２Ｄ－ＦＦＴの次元である、段階を備える、項目１０に記載の方法。
（項目１３）
前記方法はさらに、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップおよび前記総ＲＤマップをマッチして、前記第１標的の非エイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｔｏｔａｌ、および、前記累積の後に取得される前記サブＲＤマップ上の前記第１標的に対応するエイリアシング速度の少なくとも１つのドップラーインデックスＶｉｎｄ＿ｓｕｂを決定する段階を備える、項目１０または１１に記載の方法。
（項目１４）
前記方法はさらに、
前記ｍ個の送信アンテナの時分割によって生じるドップラー位相偏移、および、前記ｍ個の送信アンテナの符号分割によって生じる位相偏移を補償し、前記第１標的の角度情報を取得する段階を備える、項目１０に記載の方法。
（項目１５）
レーダ装置であって、前記レーダ装置は、アンテナアレイ、プロセッサおよびマイクロ波集積回路を備え、前記アンテナアレイはＮ個の送信アンテナを含み、Ｎは２より大きい整数であり、
前記プロセッサは、項目１から９のいずれか一項に記載の第１信号および第２信号を決定するよう構成され、
前記マイクロ波集積回路は、前記プロセッサによって決定される前記第１信号および前記第２信号を生成するよう構成され、
前記アンテナアレイは、前記マイクロ波集積回路によって生成される前記第１信号および前記第２信号を送信するよう構成される、レーダ装置。
（項目１６）
レーダ装置であって、前記レーダ装置は受信機およびプロセッサを備え、前記受信機は少なくとも１個の受信アンテナを含み、
前記受信機は、項目１０から１４のいずれか一項に記載のエコー信号を受信するよう構成され、
前記プロセッサは、項目１０から１４のいずれか一項に記載の方法を実行するよう構成される、レーダ装置。
（項目１７）
メモリおよびプロセッサを備えるレーダ装置であって、前記メモリは命令を格納するよう構成され、前記プロセッサは、前記メモリに格納された前記命令を実行するよう構成され、前記メモリに格納された前記命令を実行するとき、前記プロセッサは、項目１０から１４のいずれか一項に記載の方法を実行するよう構成される、レーダ装置。
（項目１８）
コンピュータプログラムまたは命令を備える可読記憶媒体であって、前記コンピュータプログラムまたは前記命令が実行されるとき、項目１から９のいずれか一項に記載の方法、または、項目１０から１４のいずれか一項に記載の方法が実行される、可読記憶媒体。
（項目１９）
コンピュータ可読命令を備えるコンピュータプログラム製品であって、レーダ装置が前記コンピュータ可読命令を読み取り実行するとき、前記レーダ装置は、項目１から９のいずれか一項に記載の方法、または、項目１０から１４のいずれか一項に記載の方法を実行可能である、コンピュータプログラム製品。

【図1(a)】

【図1(b)】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10(a)】

【図10(b)】

【図10(c)】

【図11】

【図12】

【図13(a)】

【図13(b)】

【図13(c)】

【図13(d)】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【国際調査報告】