知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
▶ プロドライヴ・テクノロジーズ・イノヴェーション・サービシーズ・ベーフェーの特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2023-08-17
(54)【発明の名称】マルチレベル双方向電気ＡＣ／ＤＣ変換器
(51)【国際特許分類】
H02M 7/48 20070101AFI20230809BHJP
H02M 3/155 20060101ALI20230809BHJP
H02M 7/12 20060101ALI20230809BHJP
【ＦＩ】
H02M7/48 E
H02M3/155 H
H02M7/12 P
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2023506048
(86)(22)【出願日】2021-07-30
(85)【翻訳文提出日】2023-03-02
(86)【国際出願番号】 EP2021071398
(87)【国際公開番号】W WO2022023527
(87)【国際公開日】2022-02-03
(31)【優先権主張番号】2026176
(32)【優先日】2020-07-30
(33)【優先権主張国・地域又は機関】NL
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】521460608
【氏名又は名称】プロドライヴ・テクノロジーズ・イノヴェーション・サービシーズ・ベーフェー
(74)【代理人】
【識別番号】100108453
【弁理士】
【氏名又は名称】村山 靖彦
(74)【代理人】
【識別番号】100110364
【弁理士】
【氏名又は名称】実広 信哉
(74)【代理人】
【識別番号】100133400
【弁理士】
【氏名又は名称】阿部 達彦
(72)【発明者】
【氏名】ダーヴィト・メンツィ
(72)【発明者】
【氏名】マフ・ジャン
(72)【発明者】
【氏名】ヨン・アツルツァ
(72)【発明者】
【氏名】ヨハン・ヴァルター・コラール
【テーマコード（参考）】
5H006
5H730
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA02
5H006CB01
5H006CB08
5H006CC02
5H006DB01
5H006DC02
5H006DC05
5H730AA18
5H730AS04
5H730AS05
5H730AS13
5H730AS17
5H730BB15
5H730BB57
5H730BB86
5H730CC02
5H730DD04
5H730FD01
5H730FD11
5H730FD51
5H730FG05
5H770AA09
5H770BA01
5H770BA11
5H770CA01
5H770DA03
5H770DA10
5H770DA31
5H770EA01
5H770HA02Y
5H770HA03W
5H770HA03Y
(57)【要約】
本開示による電気変換器は、少なくとも３つのＡＣ端子、第１および第２のＤＣ端子、制御ユニット、ならびに少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュールを備える。少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれは、第１のスイッチノードを含む第１の変換器段、第２のスイッチノードを含む第２の変換器段、第１のインダクタ、および第１のキャパシタを備える。第１および第２のスイッチノードは、第１のインダクタの反対側の端子に接続される。少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つおよび第２のＤＣ端子は、第１のキャパシタの反対側の端子に接続される。第２のＤＣ端子は、少なくとも３つの変換器モジュールの第１のキャパシタのスターポイントを形成する。第１の変換器段および第２の変換器段はそれぞれ、それぞれの第１および第２のスイッチノードに動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタを含むフライングキャパシタ回路を備える。第１の変換器段のフライングキャパシタ電圧（ＵｆＡ）は、第１の電圧（Ｕａｎ）がフライングキャパシタ電圧（ＵｆＡ）を下回ると、第１のキャパシタにわたる第１の電圧（Ｕａｎ）にクランプされる。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
少なくとも３つの相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するための電気変換器（１０、２０）であって、少なくとも３つのＡＣ端子（ａ、ｂ、ｃ）、第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）と、
制御ユニット（１５）と、
前記少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュール（１１）であって、前記少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれが、
第１のスイッチノード（Ａ）を含む第１の変換器段（１２）と、
第２のスイッチノード（Ｂ）を含む第２の変換器段（１３）と、
第１のインダクタ（Ｌ）であって、前記第１および第２のスイッチノードが前記第１のインダクタの反対側の端子に接続される、第１のインダクタ（Ｌ）と、
第１のキャパシタ（Ｃａ）であって、前記少なくとも３つのＡＣ端子の前記それぞれ１つおよび前記第２のＤＣ端子が、前記第２のＤＣ端子が前記少なくとも３つの変換器モジュールの前記第１のキャパシタ（Ｃａ）のスターポイント（ｎ）を形成するように、前記第１のキャパシタの反対側の端子に接続される、第１のキャパシタ（Ｃａ）と、
を含む、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）と、
を備え、
前記第１の変換器段（１２）および前記第２の変換器段（１３）はそれぞれ、それぞれの前記第１および第２のスイッチノード（Ａ、Ｂ）に動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備えるフライングキャパシタ回路を備え、
前記制御ユニット（１５）は、前記第１のキャパシタにわたる第１の電圧（ｕａｎ）が前記第１の変換器段の前記少なくとも１つのフライングキャパシタにわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）のフライングキャパシタ電圧レベルを下回ったとき、前記第１の電圧（ｕａｎ）が前記フライングキャパシタ電圧レベルに上昇するまで、前記フライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）が、前記第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされるように、前記変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成されている、
ことを特徴とする、電気変換器（１０、２０）。
【請求項2】
前記制御ユニットは、前記第１のキャパシタ（Ｃａ）にわたる前記第１の電圧（ｕａｎ）が前記フライングキャパシタ電圧レベルよりも高い場合に、前記フライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を前記フライングキャパシタ電圧レベルに維持するように構成されている、請求項１に記載の電気変換器。
【請求項3】
前記第１の変換器段（１２）は、前記それぞれのＡＣ端子と前記第２のＤＣ端子との間に直列接続された第１の能動スイッチング装置（ＴＡ１、Ｔ’Ａ１、ＴＡ２、Ｔ’Ａ２）を含み、前記第１のスイッチノード（Ａ）は、前記直列接続された第１の能動スイッチング装置の中点ノードであり、前記第１の能動スイッチング装置は、前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）の端子と、前記それぞれのＡＣ端子と、前記第２のＤＣ端子との間の接続を提供するように構成されたスイッチ対（ＴＡ１、Ｔ’Ａ１）を備え、前記制御ユニットは、前記フライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）が前記第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされたときに、前記フライングキャパシタ電圧を前記第１の電圧に能動的にクランプするように、前記スイッチ対の両方のスイッチを同時にオンに保つように構成されている、請求項１または２に記載の電気変換器。
【請求項4】
少なくとも３つの相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するための電気変換器であって、少なくとも３つのＡＣ端子（ａ、ｂ、ｃ）、第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）と、
制御ユニット（１５）と、
前記少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュール（１１）であって、前記少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれが、
第１のスイッチノード（Ａ）を含む第１の変換器段（１２）と、
第２のスイッチノード（Ｂ）を含む第２の変換器段（１３）と、
第１のインダクタ（Ｌ）であって、前記第１および第２のスイッチノードが前記第１のインダクタの反対側の端子に接続される、第１のインダクタ（Ｌ）と、
第１のキャパシタ（Ｃａ）であって、前記少なくとも３つのＡＣ端子の前記それぞれ１つおよび前記第２のＤＣ端子は、前記第２のＤＣ端子が前記少なくとも３つの変換器モジュールの前記第１のキャパシタ（Ｃａ）のスターポイント（ｎ）を形成するように、前記第１のキャパシタの反対側の端子に接続される、第１のキャパシタ（Ｃａ）と、
を含む、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）と、
を備え、
前記第１の変換器段（１２）および前記第２の変換器段（１３）はそれぞれ、それぞれの前記第１および第２のスイッチノード（Ａ、Ｂ）に動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備えるフライングキャパシタ回路を備え、
前記第１の変換器段（１２）の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）は、能動双方向スイッチング装置を介して前記スターポイント（ｎ）に接続されており、
前記制御ユニット（１５）は、第１の電圧（ｕａｎ）が前記第１の変換器段の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を下回ると、前記能動双方向スイッチング装置をオフにするように構成されている、
電気変換器。
【請求項5】
前記制御ユニットは、前記第２の変換器段の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＢ）が、前記第１および第２のＤＣ端子にわたるＤＣ電圧（Ｕｄｃ）に比例するように、各々の前記変換器モジュールを動作させるように構成されている、請求項１から４のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項6】
前記制御ユニットは、前記少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれ１つに結合され、前記少なくとも３つの変換器モジュールを独立して動作させるように構成された少なくとも３つの制御モジュール（１６）を備える、請求項１から５のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項7】
前記少なくとも３つの制御モジュール（１６）は、前記それぞれの変換器モジュールの前記第１のキャパシタ（Ｃａ）の電圧基準に基づいて、前記それぞれの変換器モジュールの前記第１および第２の変換器段を動作させるためのデューティサイクル（ｄＡ、ｄＢ）を決定するように構成されている、請求項６に記載の電気変換器。
【請求項8】
前記制御ユニットは、前記第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が、前記それぞれの第１のキャパシタ（Ｃａ）の前記第１の電圧（ｕａｎ）以下である第１の動作モードに従って、および、前記ＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が前記第１の電圧（ｕａｎ）より大きい第２の動作モードに従って、前記少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項9】
前記制御ユニットが、パルス幅変調を介して相互に排他的に前記第１および第２の変換器段の前記フライングキャパシタ回路を動作させるように構成されている、請求項１から８のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項10】
前記第１の変換器段は保護回路（１７）を含み、前記保護回路は、前記第１の変換器段（１２）の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）を、少なくとも１つの第１の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を介して、前記少なくとも３つのＡＣ端子の前記それぞれ１つおよび／または前記第２のＤＣ端子に接続する平衡キャパシタ（Ｃｐ）を備え、前記制御ユニット（１５）は、前記少なくとも１つの第１の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、請求項１から９のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項11】
前記少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれは、前記第２のスイッチノード（Ｂ）と前記スターポイント（ｎ）との間に接続された第２の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を備え、前記制御ユニット（１５）は、前記第２の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、請求項１から１０のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項12】
前記制御ユニット（１５）は、起動動作中、前記第１および第２のＤＣ端子の間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロのとき、前記第２の変換器段（１３）が無効になり、前記第１のスイッチノード（Ａ）が前記スターポイント（ｎ）にクランプされるように、前記少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュール（１１）を動作させるように構成されている、請求項１から１１のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項13】
前記第１の変換器段の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたる電圧（ｕｆＡ）は、起動動作中に前記ＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロであるとき、断続的に前記第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされる、請求項１２に記載の電気変換器。
【請求項14】
前記制御ユニットは、前記第２の変換器段（１３）の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたる電圧（ｕｆＢ）が、前記ＤＣ電圧のランプアップ中に前記第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）にクランプされるように、前記少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュールを動作させるように構成されている、請求項１から１３のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項15】
前記第１の変換器段および前記第２の変換器段は、同数の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を含む、請求項１から１４のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項16】
前記第１の変換器段および前記第２の変換器段は、異なる数の前記少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を含む、請求項１から１４のいずれか一項に記載の電気変換器。
【請求項17】
請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器（２０）を備える電気モータ駆動システムであって、前記制御ユニットが、前記電気変換器をトラクションインバータとして動作させるように構成されている、電気モータ駆動システム。
【請求項18】
特に電気自動車駆動用バッテリーを充電するためのバッテリー充電システムであって、前記バッテリー充電システムが電源を備え、前記電源が請求項１から１６のいずれか一項に記載の電気変換器（１０）を備えている、バッテリー充電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、双方向ＡＣ／ＤＣ変換器、特に三相（または多相）双方向昇降圧ＡＣ／ＤＣ変換器に関する。
【背景技術】
【0002】
三相双方向昇降圧ＡＣ／ＤＣ変換器は、任意の三相ＡＣ電圧とＤＣ電圧との間の、両方向に電力の流れが可能であるインターフェースを表す。したがって、このシステムはさまざまな技術分野で使用できる。典型的な用途は、三相ＡＣグリッドからＤＣ出力電圧が生成される電気自動車のバッテリー充電器である。そこでは、ＤＣ出力電圧は広範囲に変化し、バッテリーの定格電圧または充電状態に基づいて適合され、バッテリーからグリッドに電力をフィードバックすることもできる。その他の（能動または受動）ＤＣソースまたは負荷タイプも可能であり、例えば、太陽光発電インバータの場合、電力は大きく変化する入力ＤＣ電圧（温度と抽出電流の両方に依存）から三相ＡＣグリッドに供給される。対照的に、バッテリー／燃料電池駆動の可変速モータドライブは、ＤＣ（バッテリーまたは燃料電池）電圧も大きな変動を受けながら広い電圧範囲と周波数範囲内でＡＣ電圧を生成する必要がある。
【0003】
前述の用途では、ＤＣとＡＣの電圧範囲が重なり、昇降圧機能を備えた変換器システムの要件が生じる可能性があるが、一般的な単段整流器システムは降圧または昇圧動作に制限されている［非特許文献１］。例えば、三相整流器（降圧型電流源整流器（ＣＳＲ： Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｕｒｃｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）または昇圧型電圧源整流器（ＶＳＲ： Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）のいずれか）のカスケード配置および後続のＤＣ／ＤＣ変換器は、昇降圧機能を有効にする標準的な解決策であり、そこでは、完全な出力電力を２回高周波変換する必要があるという事実によって性能限界が与えられる。
【0004】
よりコンパクトで効率的な変換器システムの実現を目指し、マルチレベル（ＭＬ： ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ）フライングキャパシタ（ＦＣ： ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）ブリッジレッグにより、性能指数が改善された低電圧半導体の使用が可能になり、実効スイッチング周波数が高くなり、スイッチング電圧レベルが追加される［非特許文献２］。
【0005】
さらに、共通のスターポイントに接続された３つのＤＣ／ＤＣ変換器モジュールで本質的に構成される、三相Ｙインバータ［非特許文献３］などの位相モジュラー昇降圧トポロジーが知られている。各ＤＣ／ＤＣ変換器モジュールは、相互に排他的な方法でハーフブリッジを動作させることにより昇降圧機能を実現する２つの非絶縁型ハーフブリッジで構成されている。そうすることで、ＤＣ／ＤＣ変換器段を追加する必要がなく、単一段階の高周波エネルギー変換が得られ（つまり、各位相モジュールでは、ある時点で１つのハーフブリッジのみがパルス幅変調（ＰＷＭ： ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で動作する）、効率および電力密度が大幅に向上する［非特許文献４］。
【0006】
単相降圧型力率改善用の６レベルフライングキャパシタ（ＦＣ）マルチレベル変換器が知られている［非特許文献５］。ＦＣ電圧基準は時変するため、安全で高性能な変換器動作を保証するためにＦＣ電圧の平衡化が実行される。［非特許文献５］ではＦＣブリッジレッグが永続的に動作するため、ＦＣ電圧の平衡化を保証するには受動的な平衡化戦略で十分である。
【0007】
自己追従型フライングキャパシタを備えたフルデューティサイクル調整３レベルＡＣ／ＡＣ変換器は、［非特許文献６］から知られている。［非特許文献６］のＡＣ／ＡＣ変換器構造の時変ＦＣ電圧基準は、受動２：１変圧器によって与えられる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0008】
【非特許文献1】Ｊ． Ｗ． ＫｏｌａｒおよびＴ． Ｆｒｉｅｄｌｉ。Ｔｈｅ ｅｓｓｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｐｆｃ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ－ｐａｒｔ ｉ． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、２８（１）：１７６－１９８、Ｊａｎｕａｒｙ ２０１３。 ＩＳＳＮ ０８８５－８９９３． ｄｏｉ：１０．１１０９／ＴＰＥＬ．２０１２． ２１９７８６７
【非特許文献2】ＴＡ ＭｅｙｎａｒｄおよびＨ Ｆｏｃｈ。Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｈｏｐｐｅｒｓ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ． Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ－ ｔｒｏｎｉｃｓ （ＥＰＥ） Ｊｏｕｒｎａｌ、２（１）：４５－５０、Ｍａｒ． １９９２
【非特許文献3】Ｍ． Ａｎｔｉｖａｃｈｉｓ、Ｄ． Ｂｏｒｔｉｓ、Ｌ． Ｓｃｈｒｉｔｔｗｉｅｓｅｒ、およびＪ． Ｗ． Ｋｏｌａｒ。 Ｔｈｒｅｅ－Ｐｈａｓｅ Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ Ｙ－Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｗｉｄｅ ＤＣ Ｉｎｐｕｔ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒａｎｇｅ． Ｉｎ Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ （ＡＰＥＣ）、１４９２－１４９９頁、Ｍａｒ． ２０１８
【非特許文献4】Ｍ． Ａｎｔｉｖａｃｈｉｓ、Ｄ． Ｂｏｒｔｉｓ、Ｄ． Ｍｅｎｚｉ、およびＪ． Ｗ． Ｋｏｌａｒ。Ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ｙ－ｉｎｖｅｒｔｅｒ ａｇａｉｎｓｔ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｔｗｏ－ｓｔａｇｅ ｂｕｃｋ－ｂｏｏｓｔ ｄｃ－ａｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ． Ｉｎ Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＰＥＣ － ＥＣＣＥ Ａｓｉａ）、１８１－１８９頁、Ｍａｙ ２０１８
【非特許文献5】Ｅ． Ｃａｎｄａｎ、Ａ． Ｓｔｉｌｌｗｅｌｌ、Ｎ． Ｃ． Ｂｒｏｏｋｓ、Ｒ． Ａ． Ａｂｒａｍｓｏｎ、Ｊ． Ｓｔｒｙｄｏｍ、およびＲ． Ｃ． Ｎ． Ｐｉｌａｗａ－Ｐｏｄｇｕｒｓｋｉ。Ａ ６－ｌｅｖｅｌ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｍｕｌｔｉ－ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｓｉｎｇｌｅ ｐｈａｓｅ ｂｕｃｋ－ｔｙｐｅ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ． Ｉｎ Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ （ＡＰＥＣ）、１１８０－１１８７頁、Ｍａｒ． ２０１９
【非特許文献6】Ｙ． Ｚｈａｎｇ、Ｈ． Ｊｉｎ、およびＹ． Ｚｈａｎｇ。Ｆｕｌｌ－ｄｕｔｙ－ｃｙｃｌｅ ｒｅｇｕｌａｔｅｄ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ａｃ／ａｃ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｓｅｌｆ－ ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ． ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ、６：４８４２８－４８４３７、Ａｕｇ． ２０１８
【非特許文献7】Ｚ． Ｙｅ、Ｙ． Ｌｅｉ、Ｚ． Ｌｉａｏ、およびＲ． Ｃ． Ｎ． Ｐｉｌａｗａ－Ｐｏｄｇｕｒｓｋｉ。Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｆ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｉｎ ｐｒａｃｔｉｃａｌ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｓ ｏｆ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ． Ｉｎ ２Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｆｏｒ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ （ＣＯＭＰＥＬ）、１－７頁、Ｊｕｌｙ ２０１７
【非特許文献8】Ｍ． Ｋｈａｚｒａｅｉ、Ｈ． Ｓｅｐａｈｖａｎｄ、Ｋ． Ａ． Ｃｏｒｚｉｎｅ、およびＭ． Ｆｅｒｄｏｗｓｉ。Ａｃｔｉｖｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｉｎ ｓｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅ ｆｌｙｉｎｇ－ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ－ ｉｃｓ， ５９（２）：７６９－７７８、Ｆｅｂ． ２０１２
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
したがって、本開示の目的は、２レベルブリッジレッグ変換器と比較して改善されたシステム性能を有する双方向三相（多相）電気ＡＣ／ＤＣ変換器を提供することである。本開示の目的は、受動部品数を減らした上記タイプの電気変換器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0010】
したがって、本発明の第１の態様によれば、添付の特許請求の範囲に記載の電気変換器が提供される。本明細書に記載の電気変換器は、少なくとも３つの相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するように動作可能であり、したがって、双方向電力の流れに使用することができる。
【0011】
本開示による電気変換器は、少なくとも３つのＡＣ端子、第１および第２のＤＣ端子、制御ユニット、ならびに少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュールを備える。少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれは、第１のスイッチノードを含む第１の変換器段、第２のスイッチノードを含む第２の変換器段、第１のインダクタ、および第１のキャパシタを備える。第１および第２のスイッチノードは、第１のインダクタの反対側の端子に接続される。少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つおよび第２のＤＣ端子は、第１のキャパシタの反対側の端子に接続される。第２のＤＣ端子は、少なくとも３つの変換器モジュールの第１のキャパシタのスターポイントを形成する。第１の変換器段は、有利には、第１のキャパシタと第１のスイッチノードとの間に結合される。第２の変換器段は、有利には、第２のスイッチノードと第１および第２のＤＣ端子との間に結合される。
【0012】
第１の態様によれば、第１の変換器段および第２の変換器段はそれぞれ、それぞれの第１および第２のスイッチノードに動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタ（フローティングキャパシタとも呼ばれる）を備えるフライングキャパシタ回路を備える。
【0013】
第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタは、有利には、第１の能動スイッチング装置を介してそれぞれのＡＣ端子および第２のＤＣ端子に接続された端子を備える（すなわち、少なくとも１つのフライングキャパシタが第１のキャパシタの両端に接続される）。第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタの端子は、有利には、第１の能動スイッチング装置を介して第１のスイッチノードに接続される。第１の能動スイッチング装置は、有利には、それぞれのＡＣ端子と第２のＤＣ端子との間に直列接続される。第１のスイッチノードは、直列接続された第１の能動スイッチング装置の中点ノードを有利に形成する。
【0014】
有利には、各変換器モジュールは、第１のＤＣ端子に接続された第１の端子と、第２のＤＣ端子に接続された第２の端子とを有する第２のキャパシタを備える。第２の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタは、有利には、第２の能動スイッチング装置を介して第１のＤＣ端子および第２のＤＣ端子に接続された端子を備える（すなわち、少なくとも１つのフライングキャパシタが第２のキャパシタの両端に接続される）。第２の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタの端子は、有利には、第２の能動スイッチング装置を介して第２のスイッチノードに接続される。第２の能動スイッチング装置は、有利には、第１のＤＣ端子と第２のＤＣ端子との間に直列接続される。第２のスイッチノードは、直列接続された第２の能動スイッチング装置の中点ノードを有利に形成する。
【0015】
上記の電気変換器は、（２レベル変換器段と比較して）マルチレベル変換器段を位相モジュール性と有利に組み合わせる。これにより、各モジュールを個別に制御できるため、制御がより簡単になる。さらに、このトポロジーにより、フライングキャパシタ回路の能動スイッチング装置の電圧を下げることができるため、耐用年数が延長されスイッチング効率が向上する。さらに、従来の２段昇降圧ＡＣ／ＤＣ変換器に比べて部品の数を削減できる。
【0016】
第２の態様によれば、上記の電気変換器の課題の１つは、それぞれのＡＣ端子と第２のＤＣ端子との間（つまり、第１のキャパシタのスターポイント）で変動する電圧を受ける第１の変換器段のフライングキャパシタにわたる電圧を調整することである。本開示は、この電圧を安全な方法で調整するためのさまざまな可能性を企図している。
【0017】
第１の実施形態によれば、制御ユニットは、第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタの両端間の電圧を調整するために、第１の変換器段および第２の変換器段を同時に動作させるように構成される。有利には、制御ユニットは、ＰＷＭを介して第１の能動スイッチング装置を永続的に（すなわち、降圧モードと昇圧モードの両方で）動作させるように構成される。有利には、制御ユニットは、ＰＷＭを介して第１の変換器段（第１の能動スイッチング装置）および第２の変換器段（第２の能動スイッチング装置）の両方を永続的に動作させるように構成される。これにより、第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたる電圧を調整でき、これにより、特に昇圧モード中、より具体的には、第１のキャパシタにわたる電圧（それぞれのＡＣ端子と第２のＤＣ端子との間）が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたる電圧よりも小さい場合に、電圧の不均衡が防止される。
【0018】
有利な第２の実施形態によれば、制御ユニットは、第１のキャパシタにわたる第１の電圧が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたるフライングキャパシタ電圧を下回ると、フライングキャパシタ電圧が第１の電圧にクランプされるように、変換器モジュールのそれぞれを動作させるように構成される。これは、第１のスイッチング装置の適切な操作によって容易に得ることができる。
【0019】
第２の実施形態による電気変換器は、固有の電圧基準値を取得することを可能にし、それにより受動部品の数を減らしてシステム性能を改善する。説明したようにフライングキャパシタ電圧を適切にクランプすることにより、フライングキャパシタ電圧を安全な制限内に維持することができ、それによって電圧の不均衡を防ぎ、適切なフライングキャパシタ電圧分担を得て、電気変換器の高性能と安全な動作を維持することができる。第２の実施形態の別の利点は、第１および第２の変換器段が相互に排他的にＰＷＭ動作できることであり、したがって、例えば、三相ＡＣ－ＤＣ変換器の場合、任意の所与の時点で６つの段のうち３つだけが動作し、これにより、スイッチング損失が大幅に減少し、能動部品の耐用年数が延長される。
【0020】
第３の実施形態によれば、第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタは、能動双方向スイッチ（例えば、双方向電流遮断能力を有する）を介して第２のＤＣ端子に接続される。有利なことに、第１の変換器段の最も内側のフライングキャパシタの端子（すなわち、第１のスイッチノードに最も近い）と第２のＤＣ端子との間に配置されたすべての第１の能動スイッチング装置は能動双方向スイッチである。これにより、第１の変換器段のフライングキャパシタを第２のＤＣ端子から効果的に切断し、昇圧モード動作中の第１の変換器段のフライングキャパシタの放電を防ぐことができる（第１のキャパシタにわたる電圧が、それぞれのフライングキャパシタにわたる電圧を下回った場合）。したがって、第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたる電圧は、動作の昇圧モードで安定に維持することができる。単方向スイッチング装置を使用する場合、第１のキャパシタにわたる電圧が、それぞれのフライングキャパシタにわたる電圧を下回ったときに単方向能動スイッチング装置の内部逆並列ダイオードが導通し始め、これにより、フライングキャパシタを放電するため、これは不可能であることに留意することが好都合である。
【0021】
有利なことに、第３の態様によれば、電気変換器は、第１の通常閉スイッチを介して少なくとも１つのフライングキャパシタを少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに接続する第１の平衡キャパシタを備える保護回路を備える。追加的にまたは代替的に、保護回路は、第２の通常閉スイッチを介して少なくとも１つのフライングキャパシタを第２のＤＣ端子に接続する第２の平衡キャパシタを備える。追加的にまたは代替的に、保護回路は、第２のスイッチノードと第２のＤＣ端子との間に接続された第３の通常閉スイッチを備える。制御ユニットは、通常動作中に通常閉スイッチを無効にするように有利に構成される。このような保護回路は、パワー半導体を能動に制御できない場合（例えば、障害モードまたはシステムの初期化中）でさえ安全を確保するために、フライングキャパシタ段間で安全な電圧分担を課すことを可能にする受動平衡回路として機能する。
【0022】
有利には、第４の態様によれば、制御ユニットは変換器モジュールを動作させるように構成されており、その結果、第２の変換器段が無効になり、起動動作中に第１および第２のＤＣ端子間の電圧がゼロになると、第１のスイッチノードが第２のＤＣ端子にクランプされる。代替的にまたは追加的に、制御ユニットは、第２の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたる電圧が、ＤＣ電圧のランプアップ中に第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧にクランプされるように、変換器モジュールを動作させるように構成される。これらの手段を単独または組み合わせることで、フライングキャパシタ電圧を安全な範囲内に維持しながら、ＤＣ電圧のランプアップを制御できる。
【0023】
上記の第２から第４の態様は、単独で、または任意の適切な組み合わせで、第１の態様と組み合わせて有利な実施形態を生み出すことができる。
【0024】
本開示のさらなる態様によれば、添付の特許請求の範囲に記載の電気モータ駆動システムが提供される。
【0025】
本開示のさらに別の態様によれば、添付の特許請求の範囲に記載されているように、電池充電システムが提供される。
【0026】
本開示のさらなる態様によれば、少なくとも三相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するための方法が本明細書に記載される。
【0027】
ここで、添付の図面を参照して、本発明の態様をより詳細に説明する。同じ参照番号は同じ特徴を示す。
【図面の簡単な説明】
【0028】
【図1】三相グリッドとＤＣソース（ソーラーパネルなど）または負荷（電気自動車のバッテリーや受動負荷など）に接続する３レベルフライングキャパシタＡＣ／ＤＣ変換器の例示的なトポロジーを表す図である。
【図6】図６Ａは、結果として得られる閉ループ回路のシミュレーション結果を表す図であり、デューティサイクルの波形を示している。図６Ｂは、結果として得られる閉ループ回路のシミュレーション結果を表す図であり、電圧波形を示している。図６Ｃは、結果として得られる閉ループ回路のシミュレーション結果を表す図であり、電圧波形を示している。図６Ｄは、結果として得られる閉ループ回路のシミュレーション結果を表す図であり、電流波形を示している。
【図7】ＡＣモータの駆動に使用される３レベルフライングキャパシタＹインバータの例示的なトポロジーを表す図である。
【図10】受動負荷の場合の、本明細書に記載の変換器の例示的な起動手順のステップを表す図である。
【図13】（２Ｎ－１、２Ｍ－１）電圧レベルを有する本開示の態様によるハイブリッドフライングキャパシタ変換器の変換器モジュールのトポロジーを表す図である。
【図14】本開示の態様による５レベルフライングキャパシタ変換器のＡＣ側（ｆＡ）およびＤＣ側（ｆＢ）フライングキャパシタ波形を表す図である。
【図15】本明細書に記載の電気変換器を備えるバッテリー充電システムを表す図である。
【発明を実施するための形態】
【0029】
本開示は、三相双方向マルチレベル（ＭＬ）フライングキャパシタ（ＦＣ）昇降圧ＡＣ／ＤＣ変換器（さらにＦＣ Ｙ整流器（ＦＣ－ＹＲ： ＦＣ Ｙ－ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）と示される）について説明し、これは上述の応用分野のいずれにも適用可能である。ＦＣ－ＹＲは、ＦＣ変換器ブリッジレッグ（つまり、２レベルブリッジレッグと比較してシステム性能が向上）とＹインバータ（つまり、単一段階のエネルギー変換と受動部品数の削減）の利点を兼ね備えている。
【0030】
一実施形態では、ＦＣ－ＹＲは、固有の時変基準値を示すＦＣ電圧を特徴としており、それぞれのパワー半導体は一度に２つのブリッジレッグの１つだけで高周波スイッチングされるため、受動的なＦＣ電圧平衡化だけに頼ることは不可能である。この場合、回路構造には、高性能と安全な動作を保証するための専用の変調および制御戦略が必要であり、これについては、以下でさらに詳しく説明する。追加的にまたは代替的に、すべてのＦＣ電圧を安全な範囲内に維持しながら、ＤＣ電圧の制御されたランプアップを可能にするために、以下でさらに説明するように、システムの起動のための専用の変調戦略と制御構造を含めることができる。追加的にまたは代替的に、パワー半導体を能動的に制御できない場合でも安全を確保するために（例えば、障害モードまたはシステムの初期化中）、以下でさらに説明するように、ＦＣ段間で安全な電圧分担を課す受動平衡回路を含めることができる。
【0031】
図１を参照すると、三相双方向３レベルフライングキャパシタＡＣ／ＤＣ変換器１０は、ＡＣ端子ａ、ｂ、ｃにおいて印加されるグリッドＡＣ電圧ｕａ、ｕｂ、ｕｃと、動作中に、能動または受動ＤＣソースまたは負荷９に接続され得るＤＣ端子Ｐ、Ｎ間のＤＣ電圧Ｕｄｃを接続する主電源回路を備えている。変換器１０は、３つの同一のフライングキャパシタＤＣ－ＤＣ昇降圧変換器モジュール１１を含み、そのうちの１つのモジュールは灰色で陰影付けされている。当技術分野で知られているように、ＡＣ端子に誘導性入力フィルタＬｇを設けることができる。
【0032】
変換器モジュール１１のそれぞれは、三相ＡＣグリッドのそれぞれの位相に接続するためのＡＣ端子ａ、ｂ、またはｃを備え、また、ＡＣ端子を負のＤＣリンク端子ｎに接続するＡＣ側キャパシタＣａを備えているため、３つの位相の間で共通のスターＹポイントを形成する。各ＡＣ端子ａ、ｂ、ｃの電位は、ｎに関して厳密に定義され、残りの２つの位相とは無関係である。その結果、各変換器モジュールは、同等の単相変換器として自律的に動作できる。
【0033】
ＡＣ端子と負のＤＣリンク端子ｎとの間の電圧、つまりｕａｎで表されるキャパシタＣａにわたる電圧（および他の２つの位相ｂ、ｃ：ｕｂｎ、およびｕｃｎの場合）は厳密に正であり、変換器モジュールをＤＣ／ＤＣ変換器として動作させることができる。同相オフセットｕＣＭ＝１／３（ｕａｎ＋ｕｂｎ＋ｕｃｎ）には対応する電流経路がないため、正弦波グリッド電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃを調整できる。ｕＣＭは厳密に正の端子電圧の要件によってのみ制約され、例えば不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ： Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を有効にするために使用できる。
【0034】
したがって、変換器１０の３つの変換器モジュール１１は、独立して動作し、したがって、トポロジーおよび動作は、図２に示されるＡＣ端子ａに接続された変換器モジュール１１についてのみ詳細に説明される。以下では、整流器の動作について説明するが、同様の方法でインバータ動作が得られ得ることは当業者には明らかである。
【0035】
変換器モジュール１１は、２つの段１２および１３を含む。各段１２、１３は、有利には、ｊ＝１、２、…、Ｍ－１個のフライングキャパシタとして、したがってＭ＋１個の電圧レベル（Ｍ≧１）を達成するＣｆｊを有するフライングキャパシタ変換器回路で形成される。
【0036】
図２の例示的な実施形態では、段１２は、一方の側でＡＣ側キャパシタＣａの両端に接続され、他方の側にスイッチノードＡを含み、その間に少なくとも１つのフライングキャパシタＣｆＡを含むフライングキャパシタ回路が配置される。能動スイッチＴＡ１、ＴＡ２、Ｔ’Ａ１、Ｔ’Ａ２は、Ｃａの端子（つまり、ＡＣ端子と負のＤＣリンクｎ）とスイッチノードＡとの間のフライングキャパシタＣｆＡの端子を接続する。
【0037】
段１３は、一方の側にスイッチノードＢを備え、他方の側で、ＤＣ端子Ｐおよび負のＤＣリンク端子ｎ（ＤＣ端子Ｎを形成する）に接続される。有利なことに、ＤＣ側キャパシタＣｄｃが設けられ、その端子はそれぞれＰおよびＮに接続される。少なくとも１つのフライングキャパシタＣｆＢを含むフライングキャパシタ回路は、スイッチノードＢとＤＣ端子ＰおよびＮ（ｎ）との間に配置される。能動スイッチＴＢ１、ＴＢ２、Ｔ’Ｂ１、Ｔ’Ｂ２は、フライングキャパシタＣｆＢの端子をスイッチノードＢとＤＣ端子Ｐ、Ｎ（有利にはＣｄｃの端子）との間に接続する。
【0038】
スイッチノードＡおよびＢは、物理インダクタＬの反対側の端子に接続されている。
【0039】
上記のトポロジーにより、３つの位相ａ、ｂ、ｃのそれぞれについて昇降圧ＡＣ／ＤＣ変換を個別に取得できる。以下で詳細に説明するように、段１２は降圧変換器動作が必要なときに動作し、段１３は昇圧変換器動作が必要なときに動作する。降圧段と昇圧段は、相互に排他的な方法で有利に動作し、このことは、２つの段１２、１３のうちの１つだけがある時点でパルス幅変調され、他方の段はそのスイッチノードＡ、ＢをそれぞれのＡＣ端子、例えばａ、および正のＤＣ端子Ｐにそれぞれクランプされることを意味する。そうすることで、単一段階の高周波エネルギー変換を得ることができ、性能の向上につながる。
【0040】
図３を参照すると、単一段階の高周波エネルギー変換を実現するために、変換器モジュール１１は、昇圧動作および降圧動作の２つの可能な動作モードのうちの１つで、瞬時変調深度ｍ（ｔ）＝ｕａｎ（ｔ）／Ｕｄｃ（すなわち、入出力電圧比）に応じて動作している。
【0041】
各位相入力電圧ｕａｎがＵｄｃよりも低い場合、（ＡＣ端子ａに接続された変換器モジュール１１の）昇圧動作モードが選択される。降圧ブリッジの上部スイッチＴＡ１およびＴＡ２は永続的にオンになり、段１２のスイッチノードＡはＡＣ端子電圧にクランプされる。昇圧段１３は、スイッチノードＢの電圧がＡＣ端子電圧に等しい局所平均値（すなわち、１パルス周期にわたって平均される）を有するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）によって制御される。この動作モードでは、二次入力フィルタは、位相インダクタＬおよびＡＣ側キャパシタＣａによって有利に形成される。
【0042】
ｕａｎがＵｄｃを超えると降圧動作モードが選択される。昇圧ブリッジの上部スイッチＴＢ１とＴＢ２は永続的にオンになり、昇圧段１３のスイッチノードＢは正のＤＣリンクレール（端子Ｐ）にクランプされる。ここで段１２は、スイッチノードＡの電圧がＤＣ電圧Ｕｄｃに等しい局所平均値を有するように、ＡＣ端子電圧を下げるためにＰＷＭ動作される。この動作モードでは、ＡＣ側キャパシタＣａのみが入力フィルタとして機能し、インダクタ電流ｉＬａは上昇した基本（局所平均）電流（ｉＬａ）≧ｉａを示す。
【0043】
降圧段１２の能動スイッチＴＡ１、ＴＡ２、Ｔ’Ａ１、Ｔ’Ａ２および昇圧段１３のＴＢ１、ＴＢ２、Ｔ’Ｂ１、Ｔ’Ｂ２は、有利には半導体スイッチング装置、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ： Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、特にＭＯＳＦＥＴ装置である。
【0044】
したがって、変換器モジュール１１の段１２、１３は、以下によって定義され得る降圧段１２の時変デューティサイクルｄＡおよび昇圧段１３のｄＢで動作する。
【0045】
【数1】
【0046】
デューティサイクルは、図４にグラフで表されている。これらのデューティサイクルは、それぞれ降圧段１２および昇圧段１３の相互に排他的な高周波動作を保証する。また、図４からわかるように、デューティサイクルｄＡとｄＢの両方が有利に連続的であるため、単純な制御構造が可能になり、変調領域の切り替え中の過渡的な振動が回避される。
【0047】
デューティサイクルｄＡおよびｄＢは、段１２および１３の両方のハーフブリッジにそれぞれ供給される。段１２および１３のいずれかのＰＷＭ動作中、ブリッジの反対側の位置に配置された能動スイッチは、逆同期モードで動作し、例えば、ＴＡ１がオンの場合、Ｔ’Ａ１はオフになり、その逆も同様である。スイッチ対ＴＡ２とＴ’Ａ２、ＴＢ１とＴ’Ｂ１、およびＴＢ２とＴ’Ｂ２についても同様である。能動スイッチのＰＷＭ制御信号は、各ハーフブリッジに２つのスイッチ対がある場合、各段の外側（つまり、段１２のＴＡ１とＴ’Ａ１）および内側（つまり、段１２のＴＡ２とＴ’Ａ２）ハーフブリッジの１８０°位相シフトされたＰＷＭキャリアを使用して、既知の方法で生成され得る（図３）。より一般的には、段がｊ＝１、２、…、Ｍ－１のＭ－１個のフライングキャパシタＣｆｊで構成されている場合、２つの連続するスイッチ対を駆動するためのＰＷＭ制御信号は、３６０°／Ｍだけ位相シフトできる。そうすることで、インダクタ電流ｉＬａは１つのスイッチング期間中にフライングキャパシタを均等に充電および放電し、フライングキャパシタ電圧の自然な平衡を得ることができる。その結果、スイッチノードでＭ＋１の異なる電圧レベルを得ることができる。
【0048】
しかし、本発明者らは、それぞれの段が高周波で動作する場合にのみ自然な平衡が保たれることを観察した。変換器モジュール１１が例えば降圧動作で動作している場合（すなわちｍ＞１）、段１３のスイッチノードＢは正のＤＣリンクレール（ＤＣ端子Ｐ）にクランプされ、ＣｆＢはバイパスされ、したがって定電圧のままである。理想的に一定のＦＣ電圧ＵｆＢ＝Ｕｄｃ／２（図３を参照）が与えられると、昇圧段１３の動作は問題なく、マルチレベルフライングキャパシタ電圧源整流器に非常に似ていることが見出される。
【0049】
対照的に、段１２のＦＣ電圧をｕｆＡ＝ｕａｎ／２に維持することは、降圧動作中にのみ可能であり、ＣｆＡの電圧調整の主要な時間インスタンスが図３に強調表示されている。位置（１）位置で昇圧動作を開始すると、ＣｆＡはバイパスされ、その電圧はｕｆＡ＝Ｕｄｃ／２で一定のままになる。さらに重要なのは位置（２）で、入力電圧ｕａｎがｕｆＡを下回ると、Ｔ’Ａ１の逆並列ダイオードが導通し始め、ＣａとＣｆＡが並列接続される。したがって、ＣｆＡは位置（３）まで完全に放電している。そこで、電圧ｕａｎが再び上昇し始め、Ｔ’Ａ１が電圧を上昇させるが、それ以上の対策が講じられなければ、ＣｆＡは完全に放電されたままになり、後続のＡＣ期間で降圧動作を開始するとき、段１２のハーフブリッジ間に大きな遮断電圧の不均衡が生じる。
【0050】
本開示の一態様によれば、したがって、変換器モジュール１１（および特に段１２）の変調方式は、ｕｆＡ＜Ｕｄｃ／２の場合、ＴＡ１およびＴ’Ａ１の同時ターンオンを含み、ｕａｎが位置（３）で再び上昇し始めたときに、ＣｆＡが能動的にＣａにクランプされることが可能となり、位置（４）で所望のＦＣ電圧レベルに達したときにのみ解放される。そうすることによって、段１２のスイッチの均等な電圧分担が、後続のＡＣ期間で再び降圧動作に入るときに得られ得る。
【0051】
実際の実現では、クランプロジックのヒステリシスブロックを有利に使用して、Ｔ’Ａ１のターンオンインスタンスでＴ’Ａ１の逆並列ダイオードが既に導通していることを確認し、したがって、ゼロ電圧スイッチングを保証し、ＣａとＣｆＡを並列接続する際の過渡振動を回避する。
【0052】
図５を参照すると、変換器１０は、上記の変調戦略を実施するための制御ユニット１５を備える。制御ユニットは、異なる変換器モジュール１１を自律的に操作するための個々の制御モジュールを備えることができる。１つの変換器モジュール１１、例えばＡＣ端子ａに接続された変換器モジュールを動作させるための１つのそのような制御モジュール１６が、図５に概略的に示されている。
【0053】
制御ユニット１５は、当技術分野で知られているカスケード制御構造を用いて力率補正（ＰＦＣ： ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）整流器制御を実行するように有利に構成される。ＡＣグリッド電圧ｕａ、ｕｂ、ｕｃおよびグリッド電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃ、ならびにインダクタ電流ｉＬａを測定するための測定手段が有利に提供される。ＤＣ側では、有利には、ＤＣ端子電圧Ｕｄｃを測定するための、および有利にはＤＣ端子電流Ｉｄｃを測定するための測定手段が、設けられる。これらの測定値は、制御ユニット１５に有利には入力される。
【0054】
正弦波グリッド電流基準
【0055】
【数2】
【0056】
は、ＤＣ電圧誤差と測定されたＡＣ電圧ｕａ、ｕｂ、ｕｃに基づいて導出される。次に、必要なグリッド電流を強制するために、ＡＣ端子電圧基準
【0057】
【数3】
【0058】
が設定される。これらのＡＣ端子電圧基準は、各変換器モジュールを個別に動作させるためにそれぞれの制御モジュール１６に供給される。
【0059】
制御モジュール１６は、ＡＣ電圧制御ブロック１６１、インダクタ電流制御ブロック１６２、および変調器１６３を備える。インダクタ電流制御ブロック１６２の出力信号は、変調器１６３に供給され、降圧段１２および昇圧段１３の相互に排他的な動作のためのデューティサイクルを生成する。
【0060】
能動スイッチＴＡ１、ＴＡ２などの制御信号は、次いでＰＷＭブロック１６４および１６５を使用して生成される。本開示で説明した降圧段１２のクランプ論理は、ＰＷＭ制御ブロック１６４で有利に実施される。
【0061】
ＣｆＡ（図３参照）の所望の時変電圧波形を強制するために、追加のフライングキャパシタ電圧制御ブロック１６６が有利に追加されて、段１２のフライングキャパシタ間の電圧ｕｆＡを調整する。これは、［非特許文献８］でさらに説明されているように、段１２のデューティサイクルｄＡに課せられる補正デューティサイクルｄｃｏｒを使用して、冗長フライングキャパシタの充電および放電間隔の持続期間をわずかに変更することによって、既知の方法で行うことができる。そうすることによって、段１２の可能な不十分な自然ＦＣ電圧平衡化性能は、キャパシタＣａが電圧源にどれだけよく似ているかに依存する可能性があり、例えば、Ｃａの動的キャパシタンス制限に起因して生じることが回避される。
【0062】
【数4】
【0063】
、Ｕｄｃ＝４００Ｖ、出力電力Ｐ＝９ｋＷの閉ループ回路シミュレーションのデューティサイクル、電流、および電圧波形の結果を図６Ａ～図６Ｃに示す。観察できるように、正弦波のグリッド電流を実現でき、図５に表示されている選択された制御構造を検証でき、この場合、降圧から昇圧動作（およびその逆）への移行は完全にシームレスである。ＦＣ電圧は、かなりの高周波電圧変動にもかかわらず、図３に示す所望の電圧プロファイルに厳密に従う。
【0064】
ここで図７を参照すると、変換器モジュール、特に段１２および１３が双方向電力の流れを可能にするので、変換器１０と同じ変換器構造をインバータ２０として使用することもでき、例えば、三相ＡＣモータ２９がＤＣソースから電力を供給される場合である。上述の整流器の用途と同様に、インバータ２０は、自律的に動作する変換器モジュール２１を有する３レベルのフライングキャパシタＹインバータとして形成される（そのような変換器モジュールの１つはグレーで陰影付けされている）。
【0065】
特に可変速度ドライブとして動作するための、インバータ２０の閉ループ制御構造が、図８に概説されている。角速度指令ω＊と測定値ωに基づく速度制御は、ｄｑ座標系（回転子角度εを座標変換に使用）で実行され、ディファレンシャルモード変換器の端子電圧指令
【0066】
【数5】
【0067】
が得られる。所望の同相電圧リファレンスを追加すると、負のＤＣリンク端子
【0068】
【数6】
【0069】
に関する端子電圧リファレンスの結果と、後続の位相モジュール制御構造は、図５に示すＹ整流器の制御戦略と同じである。
【0070】
特定の動作条件（例えば、障害モードまたはシステムの初期化中）では、段１２および１３のスイッチング装置が無効になり（または無効にする必要があり）、積極的に制御することはできない。それでも、グリッド線間電圧はＡＣ端子に印加される。段１２半導体スイッチング装置の逆並列ダイオードが負電圧ｕａｎおよびｕｆＡを防止するため、最小定数オフセット
【0071】
【数7】
【0072】
が確立される。この場合、図３に関連して本明細書で説明した変調戦略によるフライングキャパシタクランプは不可能である。このような不都合を回避するために、受動保護回路が有利に提供される。受動保護回路は、段１２の半導体スイッチ間で安全な電圧分担を課すように構成されている。受動保護回路の可能な一実施形態では、フライングキャパシタの電圧を平衡化するために平衡抵抗器が使用される。しかし、この手法ではかなりの損失を被る可能性がある。
【0073】
図９を参照すると、本開示の一態様による受動保護回路１７の有利な実施形態は、平衡キャパシタＣｐを半導体スイッチＴＡ１およびＴ’Ａ１と並列の通常閉（ノーマルオン）スイッチＴｐに接続することである。換言すれば、通常閉（空乏モード）半導体スイッチＴｐは、平衡キャパシタＣｐをフライングキャパシタＣｆＡと直列接続し、段１２の半導体間で均等な電圧分担を保証し、段Ｂは負のＤＣリンクレールにクランプされ、ＤＣリンクの制御されない充電を回避する。Ｃｐのキャパシタンス値は、段１２の半導体スイッチ間で等しいＡＣ電圧分担が得られるように有利に選択され、逆並列ダイオードもまた等しいＤＣバイアス電圧分担を確立する。
【0074】
追加的にまたは代替的に、Ｕｄｃの制御されない上昇を防止するために、段１３のスイッチノードＢを負のＤＣリンクレールに接続する通常閉半導体スイッチＴｐが有利に提供され、変換器の入力フィルタを三相グリッドに接続する際に、バイパススイッチで突入電流を制限する抵抗Ｒｐｒをプリチャージする。
【0075】
通常の動作では、プリチャージ抵抗はスイッチＴｐｒでバイパスされ、通常閉半導体スイッチＴｐは無効になる。次いで、本明細書で説明するクランプ変調により、すべてのＦＣ電圧が安全な境界内にとどまることを保証できる。通常閉半導体スイッチの出力キャパシタンスはＴＡ１およびＴ’Ａ１と並列であるため、段１２のスイッチング損失が増加する。ただし、受動平衡動作では電流ストレスが低いため、オン状態抵抗が高い（したがって寄生キャパシタンスが低い）ノーマルクローズ半導体装置を選択できる。
【0076】
図９に示す受動保護回路は、重大な過電圧から半導体を有利に保護し、入力フィルタの突入電流を制限し、三相グリッドに接続する際のシステムの初期化中にＤＣ出力電圧の制御されないプリチャージを回避する。
【0077】
コントローラが初期化されるとすぐに、保護回路の通常閉半導体スイッチＴｐが無効になる。ただし、受動負荷の場合（最初はＤＣリンク電圧がゼロ）、Ｕｄｃ≦Ｕｄｃ，ｍｉｎの場合、正弦波グリッド電流でのＰＦＣ整流器の動作は不可能である。
【0078】
本開示の有利な態様によれば、制御された方法でＤＣリンク電圧をランプアップさせながら過度の半導体電圧ストレスを回避するために、専用の起動手順が提供される。
【0079】
起動手順は、有利には、図１０に関連して説明される４つのステップを含む。第１のステップは、ＤＣリンク電圧Ｕｄｃ＝０Ｖの場合の変換器動作に関するものである。Ｔ’Ａ１とＴ’Ａ２は永続的にオンになり、ＴＡ２は永続的に無効になり、段１２のスイッチノードＡを負のＤＣリンクレールにクランプして、ＤＣリンクの充電電流を防止する。さらに、段１２の半導体遮断電圧の最大値を制限するために、能動クランプ戦略が有利に使用される。パワー半導体がまだＰＷＭ動作していないため、負のＤＣリンクレールに対するＡＣ側キャパシタ電圧ｕａｎの特定の条件が満たされている場合、特に
【0080】
【数8】
【0081】
の場合、段１２で同等の最大半導体遮断電圧分担を達成するため、ＣｆＡが入力キャパシタにクランプされる（つまり、ＴＡ１とＴ’Ａ１がオン）。段１３の半導体スイッチは、この初期状態では永久に無効のままである。
【0082】
引き続き図１０を参照すると、第２のステップは、ＤＣリンク電圧が所定の閾値Ｕｄｃ，ｍｉｎまで上昇するときの変換器動作に関係し、有利にはＤＣリンク電圧基準
【0083】
【数9】
【0084】
である。Ｕｄｃが０Ｖを超えるとすぐに、ＣｆＢはＴＢ１とＴ’Ｂ１を永続的にオンにすることによってＤＣリンクキャパシタＣｄｃにクランプされるが、段１３の内部ハーフブリッジ（ＴＢ２とＴ’Ｂ２）は無効のままである。この場合、ＴＢ２とＴ’Ｂ２の逆並列ダイオードは、ダイオード整流器を表し得る。段１２のスイッチノードＡに接続されたインダクタ端子にＰＷＭパルスを印加する（つまり、グリッドのライン間電圧によって印加されるＡＣ側キャパシタ電圧ｕａｎを下げる）ことにより、ＤＣリンク電圧をランプアップすることができる。これは、不連続伝導モードで有利に実行される。ステップ２に対応する制御方式の例示的な実施形態が図１１に示されている。
【0085】
本明細書で説明する段１２のフライングキャパシタＣｆＡのクランプ変調は最小負荷電流を必要とするので、ステップ１からの修正されたクランプ変調戦略はステップ２で維持される。したがって、
【0086】
【数10】
【0087】
の場合、ＴＡ２とＴ’Ａ２のみがＰＷＭ動作する。次に、ｕａｎ＞１／２ｕａｎ，ｍａｘの場合、段１２は準２レベルブリッジレッグとして動作し、ＴＡ１とＴＡ２は同一のＰＷＭ信号を受信し、ＦＣ電圧ｕｆＡは一定のままである。
【0088】
Ｕｄｃ≧Ｕｄｃ，ｍｉｎ（ステップ３）になるとすぐに、図５による正弦波グリッド電流制御による標準ＰＦＣ動作が可能になるが、ＤＣリンク電圧は公称値に向かってさらにランプアップする。Ｕｄｃが
【0089】
【数11】
【0090】
の公称値に達すると、ステップ４で定常状態の動作が達成される。
【0091】
閉ループ回路シミュレーションから得られた変換器波形を図１２に示す。図１２では、半導体の遮断電圧ストレスは平衡が保たれているが、ＤＣリンク電圧Ｕｄｃは４００Ｖｍまで直線的にランプアップし、したがって、本発明による変換器の提示された起動戦略を確認する。
【0092】
対照的に、例えば、図７に関連して説明したＦＣ Ｙインバータ可変速ドライブに関しては、ＤＣ電圧源が付属しているため、特別な起動戦略は必要なく、また、端子電圧は、図８に示す制御構造を使用して、モータ速度の増加に伴って徐々にランプアップさせることができる。
【0093】
本発明の開示では、変調戦略、制御構造、受動保護回路、および起動制御方式が、３レベルＹ整流器について詳細に説明されている。ただし、調査結果は一般的な性質のものであり、より高いレベルの数のＦＣ Ｙ整流器やインバータ用途にも適用できる。特に、本開示で説明される概念は、３レベルフライングキャパシタ変換器に限定されず、任意の数の電圧レベルに適用できることに留意することが好都合である。図１３は、段１２のフライングキャパシタＣｆＡｊ、ｊ＝１～Ｎ－１、および段１３のフライングキャパシタＣｆＢｉ、Ｉ＝１～Ｍ－１を備えた（Ｎ＋１、Ｍ＋１）レベルＦＣ変換器を備えた変換器モジュールの回路構造を示す。ＮとＭは同一である必要はない。つまり、段１２と１３の電圧レベルが異なるハイブリッド変換器が可能である。
【0094】
図１４を参照すると、３レベルフライングキャパシタ回路（１つのフライングキャパシタＣｆＡを含む）に関して上述したフライングキャパシタクランプ変調戦略は、４つ以上の電圧レベルを有するフライングキャパシタ回路に容易に適用することができる。クランプ変調は、５レベルのフライングキャパシタ回路に関連して図１４に示されている。降圧および昇圧動作のＡＣ側フライングキャパシタ電圧波形が示されている。降圧動作が終了し、変換器が昇圧モードに移行すると（つまり、ｕａｎ＜Ｕｄｃの位置（１））、すべてのＡＣ側ＦＣがバイパスされ、それぞれのＦＣ電圧が一定のままになる。ｕａｎがＦＣごとに異なるそれぞれのＦＣ電圧値を下回ると、各ＦＣはＡＣ側キャパシタＣａにクランプされる。時間インスタンス（２．１）、（２．２）、（２．３）は、それぞれのＦＣのクランプ期間の開始を示し、（４．１）、（４．２）、（４．３）はそれぞれの終了を示す。
【0095】
上記のトポロジーおよび制御戦略の代替実施形態では、スイッチＴ’Ａ１を双方向スイッチに置き換えることによって、図２のトポロジーを変更することができる。再び図３を参照すると、時間位置（２）と（４）の間で双方向スイッチをオフにすることができるため、ＣｆＡの放電を防ぐことができる。これにより、昇圧動作においてｕｆＡを一定に保つことができる。ただし、この実施形態は、構成要素数を増加させ、前の場合と比較して伝導損失の増加につながる可能性がある。
【0096】
図１５を参照すると、バッテリー充電システム７００は、電源ユニット７０４を備えている。電源ユニット７０４は、一方の側で端子ａ、ｂ、ｃを介してＡＣグリッドに結合され、他方の側（端子Ｐ’、Ｎ’）で、例えば、電源ユニット７０４をバッテリー７０３に接続することを可能にするスイッチ装置を備えたインターフェース７０２に結合される。電源ユニット７０４は、上述のように、例えば変換器１０などの電気変換器のいずれか１つを含み、本システムではＤＣ－ＤＣ変換器であるさらなる変換器段７０１を含むことができる。電源ユニット７０４、例えば変換器段７０１は、無線電力伝送の場合のように、空気（図示せず）を介して誘導結合される一対のコイルを備えることができる。代替的に、ＤＣ－ＤＣ変換器段７０１は、１つまたは複数の場合によっては絶縁されたＤＣ－ＤＣ変換器を備えるか、またはそれらから構成することができる。場合によっては、インターフェース７０２は、例えば有線電力伝送において、プラグおよびソケットを備えることができる。代替的に、プラグとソケットを入力（例えば、ノードａ、ｂ、ｃ）に提供することもできる。
【0097】
本明細書に記載されている態様は、以下の番号付きの条項に記載されている。
１．少なくとも３つの相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するための電気変換器（１０、２０）であって、
少なくとも３つのＡＣ端子（ａ、ｂ、ｃ）、第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）と、
制御ユニット（１５）と、
少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュール（１１）であって、少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれが、
第１のスイッチノード（Ａ）を含む第１の変換器段（１２）と、
第２のスイッチノード（Ｂ）を含む第２の変換器段（１３）と、
第１のインダクタ（Ｌ）であって、第１および第２のスイッチノードが第１のインダクタの反対側の端子に接続される、第１のインダクタ（Ｌ）と、
第１のキャパシタ（Ｃａ）であって、少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つおよび第２のＤＣ端子が、第２のＤＣ端子が少なくとも３つの変換器モジュールの第１のキャパシタ（Ｃａ）のスターポイント（ｎ）を形成するように、第１のキャパシタの反対側の端子に接続される、第１のキャパシタ（Ｃａ）と、
を含む、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）と、
を備え、
第１の変換器段（１２）および第２の変換器段（１３）はそれぞれ、それぞれの第１および第２のスイッチノード（Ａ、Ｂ）に動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備えるフライングキャパシタ回路を備える、ことを特徴とする、
電気変換器（１０、２０）。
２．制御ユニット（１５）は、第１のキャパシタにわたる第１の電圧（ｕａｎ）が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を下回ったとき、フライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）が、第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされるように、変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成される、条項１に記載の電気変換器。
３．第１の変換器段（１２）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）が、能動双方向スイッチング装置を介してスターポイント（ｎ）に接続されている、条項１に記載の電気変換器。
４．制御ユニット（１５）は、第１の電圧（ｕａｎ）が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を下回ると、能動双方向スイッチング装置をオフにするように構成される、条項３に記載の電気変換器。
５．制御ユニットは、第２の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＢ）が、第１および第２のＤＣ端子にわたるＤＣ電圧（Ｕｄｃ）に比例するように、各々の変換器モジュールを動作させるように構成されている、条項１から４のいずれか１つに記載の電気変換器。
６．制御ユニットが、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれ１つに結合され、少なくとも３つの変換器モジュールを独立して動作させるように構成された少なくとも３つの制御モジュール（１６）を備える、条項１から５のいずれか１つに記載の電気変換器。
７．少なくとも３つの制御モジュール（１６）は、それぞれの変換器モジュールの第１のキャパシタ（Ｃａ）の電圧基準に基づいて、それぞれの変換器モジュールの第１および第２の変換器段を動作させるためのデューティサイクル（ｄＡ、ｄＢ）を決定するように構成される、条項６に記載の電気変換器。
８．制御ユニットは、第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が、それぞれの第１のキャパシタ（Ｃａ）の第１の電圧（ｕａｎ）以下である第１の動作モードに従って、および、ＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が第１の電圧（ｕａｎ）より大きい第２の動作モードに従って、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成される、条項１から７のいずれか１つに記載の電気変換器。
９．制御ユニットが、パルス幅変調を介して相互に排他的に第１および第２の変換器段のフライングキャパシタ回路を動作させるように構成されている、条項１から８のいずれか１つに記載の電気変換器。
１０．第１の変換器段は保護回路（１７）を含み、保護回路は、第１の変換器段（１２）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）を、少なくとも１つの第１の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を介して、少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つ、および／または第２のＤＣ端子に接続する平衡キャパシタ（Ｃｐ）を備え、制御ユニット（１５）は、少なくとも１つの第１の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、条項１から９のいずれか１つに記載の電気変換器。
１１．少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれは、第２のスイッチノード（Ｂ）とスターポイント（ｎ）との間に接続された第２の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を備え、制御ユニット（１５）は、第２の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、条項１から１０のいずれか１つに記載の電気変換器。
１２．制御ユニット（１５）は、起動動作中、第１および第２のＤＣ端子の間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロのとき、第２の変換器段（１３）が無効になり、第１のスイッチノード（Ａ）がスターポイント（ｎ）にクランプされるように、少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュール（１１）を動作させるように構成される、条項１から１１のいずれか１つに記載の電気変換器。
１３．第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたる電圧（ｕｆＡ）は、起動動作中にＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロであるとき、断続的に第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされる、条項１２に記載の電気変換器。
１４．制御ユニットは、第２の変換器段（１３）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたる電圧（ｕｆＢ）が、ＤＣ電圧のランプアップ中に第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）にクランプされるように、少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュールを動作させるように構成されている、条項１から１３のいずれか１つに記載の電気変換器。
１５．第１の変換器段および第２の変換器段が、同数の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を含む、条項１から１４のいずれか１つに記載の電気変換器。
１６．第１の変換器段および第２の変換器段が、異なる数の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備える、条項１から１４のいずれか１つに記載の電気変換器。
１７．条項１から１６のいずれか１つに記載の電気変換器（２０）を備え、制御ユニットは、電気変換器をトラクションインバータとして動作させるように構成された、電気モータ駆動システム。
１８．特に電気自動車駆動用バッテリーを充電するためのバッテリー充電システムであって、バッテリー充電システムが電源を備え、電源が条項１から１６のいずれか１つに記載の電気変換器（１０）を備える、バッテリー充電システム。
１．少なくとも３つの相電圧を有するＡＣ信号とＤＣ信号との間で変換するための電気変換器（１０、２０）であって、
少なくとも３つのＡＣ端子（ａ、ｂ、ｃ）、第１および第２のＤＣ端子（Ｐ、Ｎ）と、
制御ユニット（１５）と、
少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つに結合された少なくとも３つの変換器モジュール（１１）であって、少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれが、
第１のスイッチノード（Ａ）を含む第１の変換器段（１２）と、
第２のスイッチノード（Ｂ）を含む第２の変換器段（１３）と、
第１のインダクタ（Ｌ）であって、第１および第２のスイッチノードが第１のインダクタの反対側の端子に接続される、第１のインダクタ（Ｌ）と、
第１のキャパシタ（Ｃａ）であって、少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つおよび第２のＤＣ端子が、第２のＤＣ端子が少なくとも３つの変換器モジュールの第１のキャパシタ（Ｃａ）のスターポイント（ｎ）を形成するように、第１のキャパシタの反対側の端子に接続される、第１のキャパシタ（Ｃａ）と、
を含む、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）と、
を備え、
第１の変換器段（１２）および第２の変換器段（１３）はそれぞれ、それぞれの第１および第２のスイッチノード（Ａ、Ｂ）に動作可能に結合された少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備えるフライングキャパシタ回路を備える、ことを特徴とする、
電気変換器（１０、２０）。
２．制御ユニット（１５）は、第１のキャパシタにわたる第１の電圧（ｕａｎ）が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタにわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を下回ったとき、フライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）が、第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされるように、変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成される、条項１に記載の電気変換器。
３．第１の変換器段（１２）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）が、能動双方向スイッチング装置を介してスターポイント（ｎ）に接続されている、条項１に記載の電気変換器。
４．制御ユニット（１５）は、第１の電圧（ｕａｎ）が第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＡ）を下回ると、能動双方向スイッチング装置をオフにするように構成される、条項３に記載の電気変換器。
５．制御ユニットは、第２の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたるフライングキャパシタ電圧（ｕｆＢ）が、第１および第２のＤＣ端子にわたるＤＣ電圧（Ｕｄｃ）に比例するように、各々の変換器モジュールを動作させるように構成されている、条項１から４のいずれか１つに記載の電気変換器。
６．制御ユニットが、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれ１つに結合され、少なくとも３つの変換器モジュールを独立して動作させるように構成された少なくとも３つの制御モジュール（１６）を備える、条項１から５のいずれか１つに記載の電気変換器。
７．少なくとも３つの制御モジュール（１６）は、それぞれの変換器モジュールの第１のキャパシタ（Ｃａ）の電圧基準に基づいて、それぞれの変換器モジュールの第１および第２の変換器段を動作させるためのデューティサイクル（ｄＡ、ｄＢ）を決定するように構成される、条項６に記載の電気変換器。
８．制御ユニットは、第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が、それぞれの第１のキャパシタ（Ｃａ）の第１の電圧（ｕａｎ）以下である第１の動作モードに従って、および、ＤＣ電圧（Ｕｄｃ）が第１の電圧（ｕａｎ）より大きい第２の動作モードに従って、少なくとも３つの変換器モジュール（１１）のそれぞれを動作させるように構成される、条項１から７のいずれか１つに記載の電気変換器。
９．制御ユニットが、パルス幅変調を介して相互に排他的に第１および第２の変換器段のフライングキャパシタ回路を動作させるように構成されている、条項１から８のいずれか１つに記載の電気変換器。
１０．第１の変換器段は保護回路（１７）を含み、保護回路は、第１の変換器段（１２）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）を、少なくとも１つの第１の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を介して、少なくとも３つのＡＣ端子のそれぞれ１つ、および／または第２のＤＣ端子に接続する平衡キャパシタ（Ｃｐ）を備え、制御ユニット（１５）は、少なくとも１つの第１の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、条項１から９のいずれか１つに記載の電気変換器。
１１．少なくとも３つの変換器モジュールのそれぞれは、第２のスイッチノード（Ｂ）とスターポイント（ｎ）との間に接続された第２の通常閉スイッチ（Ｔｐ）を備え、制御ユニット（１５）は、第２の通常閉スイッチを無効にするように構成されている、条項１から１０のいずれか１つに記載の電気変換器。
１２．制御ユニット（１５）は、起動動作中、第１および第２のＤＣ端子の間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロのとき、第２の変換器段（１３）が無効になり、第１のスイッチノード（Ａ）がスターポイント（ｎ）にクランプされるように、少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュール（１１）を動作させるように構成される、条項１から１１のいずれか１つに記載の電気変換器。
１３．第１の変換器段の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ）にわたる電圧（ｕｆＡ）は、起動動作中にＤＣ電圧（Ｕｄｃ）がゼロであるとき、断続的に第１の電圧（ｕａｎ）にクランプされる、条項１２に記載の電気変換器。
１４．制御ユニットは、第２の変換器段（１３）の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＢ）にわたる電圧（ｕｆＢ）が、ＤＣ電圧のランプアップ中に第１および第２のＤＣ端子間のＤＣ電圧（Ｕｄｃ）にクランプされるように、少なくとも３つの変換器モジュールのうちの１つの変換器モジュールを動作させるように構成されている、条項１から１３のいずれか１つに記載の電気変換器。
１５．第１の変換器段および第２の変換器段が、同数の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を含む、条項１から１４のいずれか１つに記載の電気変換器。
１６．第１の変換器段および第２の変換器段が、異なる数の少なくとも１つのフライングキャパシタ（ＣｆＡ、ＣｆＢ）を備える、条項１から１４のいずれか１つに記載の電気変換器。
１７．条項１から１６のいずれか１つに記載の電気変換器（２０）を備え、制御ユニットは、電気変換器をトラクションインバータとして動作させるように構成された、電気モータ駆動システム。
１８．特に電気自動車駆動用バッテリーを充電するためのバッテリー充電システムであって、バッテリー充電システムが電源を備え、電源が条項１から１６のいずれか１つに記載の電気変換器（１０）を備える、バッテリー充電システム。
【符号の説明】
【0098】
９ 負荷
１０ 三相双方向３レベルフライングキャパシタＡＣ／ＤＣ変換器、変換器
１１ フライングキャパシタＤＣ－ＤＣ昇降圧変換器モジュール
１２ 段、降圧段
１３ 段、昇圧段
１５ 制御ユニット
１７ 受動保護回路
２０ インバータ
２１ 変換器モジュール
Ａ、Ｂ スイッチノード
Ｌ 物理インダクタ
Ｃａ キャパシタ、ＡＣ側キャパシタ
Ｃｄｃ ＤＣ側キャパシタ
ＣｆＡ、ＣｆＢ フライングキャパシタ
Ｃｐ 平衡キャパシタ
ｕａ、ｕｂ、ｕｃ グリッドＡＣ電圧
ｕＣＭ 同相オフセット
Ｕｄｃ ＤＣ電圧
Ｌｇ 誘導性入力フィルタ
ｉａ、ｉｂ、ｉｃ 正弦波グリッド電流
Ｎ、Ｐ ＤＣ端子
ＴＡ１、Ｔ’Ａ１、ＴＡ２、Ｔ’Ａ２ 能動スイッチ
ＴＢ１、ＴＢ２、Ｔ’Ｂ１、Ｔ’Ｂ２ 能動スイッチ
１０ 三相双方向３レベルフライングキャパシタＡＣ／ＤＣ変換器、変換器
１１ フライングキャパシタＤＣ－ＤＣ昇降圧変換器モジュール
１２ 段、降圧段
１３ 段、昇圧段
１５ 制御ユニット
１７ 受動保護回路
２０ インバータ
２１ 変換器モジュール
Ａ、Ｂ スイッチノード
Ｌ 物理インダクタ
Ｃａ キャパシタ、ＡＣ側キャパシタ
Ｃｄｃ ＤＣ側キャパシタ
ＣｆＡ、ＣｆＢ フライングキャパシタ
Ｃｐ 平衡キャパシタ
ｕａ、ｕｂ、ｕｃ グリッドＡＣ電圧
ｕＣＭ 同相オフセット
Ｕｄｃ ＤＣ電圧
Ｌｇ 誘導性入力フィルタ
ｉａ、ｉｂ、ｉｃ 正弦波グリッド電流
Ｎ、Ｐ ＤＣ端子
ＴＡ１、Ｔ’Ａ１、ＴＡ２、Ｔ’Ａ２ 能動スイッチ
ＴＢ１、ＴＢ２、Ｔ’Ｂ１、Ｔ’Ｂ２ 能動スイッチ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【国際調査報告】