特表 2023-535522 非絶縁ソフトスイッチング回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2023-08-17

(54)【発明の名称】非絶縁ソフトスイッチング回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20230809BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 S

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2023506495

(86)(22)【出願日】2021-07-05

(85)【翻訳文提出日】2023-01-31

(86)【国際出願番号】 CN2021104403

(87)【国際公開番号】W WO2022022228

(87)【国際公開日】2022-02-03

(31)【優先権主張番号】202010763499.7

(32)【優先日】2020-07-31

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】511151662

【氏名又は名称】中興通訊股▲ふん▼有限公司

【氏名又は名称原語表記】ＺＴＥ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ

【住所又は居所原語表記】ＺＴＥ Ｐｌａｚａ，Ｋｅｊｉ Ｒｏａｄ Ｓｏｕｔｈ，Ｈｉ－Ｔｅｃｈ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｐａｒｋ，Ｎａｎｓｈａｎ Ｓｈｅｎｚｈｅｎ，Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ ５１８０５７ Ｃｈｉｎａ

(74)【代理人】

【識別番号】110002066

【氏名又は名称】弁理士法人筒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】ジュー，ジュンジエ

(72)【発明者】

【氏名】ワン，リングオ

(72)【発明者】

【氏名】ガオ，ウェイ

(72)【発明者】

【氏名】ジャン，ビン

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730BB13

5H730BB14

5H730BB15

5H730DD04

5H730FF09

5H730FG01

(57)【要約】

本発明の実施例は、入力電源、電力変換回路、トランス回路、コントローラ、及び負荷を備える非絶縁ソフトスイッチング回路であって、電力変換回路は、第１のインダクタンス素子と、第１のスイッチング素子と、第１の整流素子とを含み、第１のインダクタンス素子が、第１のスイッチング素子及び第１の整流素子にそれぞれ接続され、トランス回路の１次側回路は、第１のスイッチング素子と並列に接続され、トランス回路の２次側回路は、第１の整流素子と並列に接続され、コントローラは、第１のスイッチング素子及びトランス回路にそれぞれ接続され、入力電源は、第１のスイッチング素子を介して第１のインダクタンス素子に接続され、負荷は、電力変換回路及びトランス回路に接続されている非絶縁ソフトスイッチング回路を提供する。本発明の実施例によれば、電力変換回路における各素子のスイッチング損失を効果的に低減する。
【選択図】図５

【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力電源、電力変換回路、トランス回路、コントローラ、及び負荷を備える非絶縁ソフトスイッチング回路であって、
前記電力変換回路は、第１のインダクタンス素子と、第１のスイッチング素子と、第１の整流素子とを含み、前記第１のインダクタンス素子が、前記第１のスイッチング素子及び前記第１の整流素子にそれぞれ接続され、
前記トランス回路の１次側回路は、前記第１のスイッチング素子と並列に接続され、前記トランス回路の２次側回路は、前記第１の整流素子と並列に接続され、
前記コントローラは、前記第１のスイッチング素子及び前記トランス回路にそれぞれ接続され、
前記入力電源は、前記第１のスイッチング素子を介して前記第１のインダクタンス素子に接続され、
前記負荷は、前記電力変換回路及び前記トランス回路に接続されている、
非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項2】

前記トランス回路は、トランスと、第２のスイッチング素子と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子と、を含み、
前記トランス回路の１次側回路には、前記トランスの１次側と前記第２のスイッチング素子とが含まれており、前記トランスの１次側と前記第２のスイッチング素子とが直列に接続され、
前記トランス回路の２次側回路には、前記トランスの２次側と、前記第２の整流素子と、前記第２のインダクタンス素子と、が含まれており、前記トランスの２次側と、前記第２の整流素子と、前記第２のインダクタンス素子とが直列に接続される、
請求項１に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項3】

前記トランス回路は、前記トランス回路の１次側回路と直列に接続された第３のインダクタンス素子をさらに含む、
請求項２に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項4】

前記コントローラは、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のオンオフを制御する、
請求項２に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項5】

前記第１の整流素子が第１のダイオードである場合、前記コントローラは、さらに、予め設定された電力変換周期において前記第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、前記トランス回路の１次側回路と前記第１のスイッチング素子との間に閉ループが形成されるとともに、前記トランス回路の２次側回路と前記第１のダイオードとの間に閉回路が形成されるように、前記トランス回路をターンオンさせる制御を行い、前記電力変換周期は、前記第１のスイッチング素子の隣接する２回の閉動作間の時間長である、
請求項４に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項6】

前記コントローラは、さらに、前記電力変換周期において前記第１のスイッチング素子がターンオンされてからターンオフされるまでに、前記トランス回路をターンオフさせる制御を行う、
請求項５に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項7】

前記第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、前記第１のダイオードの電流が減少し始め、前記第１のダイオードの電流がゼロに減少した後、前記トランス回路の１次側と前記トランスの２次側が前記第１のスイッチング素子の接合容量を放電させ、前記第１のスイッチング素子における接合容量と前記第２のインダクタンス素子とが共振を開始し、前記第１のスイッチング素子の電圧が最低電圧値まで低下すると、前記コントローラは、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行う、
請求項５に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項8】

前記第１の整流素子が第１の同期整流管である場合、前記トランス回路は、前記第１の同期整流管がオフになる前にターンオンし、その後、前記第１の同期整流管を流れる電流は、流れ方向が変化するまで減少し続け、前記第１の同期整流管がオフになった後、前記トランスの１次側回路及び前記トランスの２次側回路は、前記第１のスイッチング素子の接合容量の放電及び前記第１の同期整流管の接合容量の充電を開始し、そして、前記第１のスイッチング素子の電圧がゼロに低下し、かつ前記第１のスイッチング素子の寄生ダイオードがターンオンされると、前記コントローラは、前記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行う、
請求項４に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項9】

前記第１の同期整流管がオフになった後であって前記第１のスイッチング素子がオンになる前に、前記トランス回路をターンオンさせる、
請求項８に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項10】

前記第１のスイッチング素子は、スイッチ、三極管、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含み、前記第２のスイッチング素子は、スイッチ、三極管、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含む、
請求項２から請求項９のうちの何れか１項に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【請求項11】

前記電力変換回路は、降圧(buck)トポロジー回路、昇圧(boost)トポロジー回路、負から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路、正から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路のうちの何れか１つを含む、
請求項１から請求項９のうちの何れか１項に記載の非絶縁ソフトスイッチング回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

(関連出願の相互参照)
本開示は、２０２０年７月３１日に出願された、発明の名称が「非絶縁ソフトスイッチング回路」である中国特許出願２０２０１０７６３４９９.７に基づくものであり、当該特許出願についての優先権を主張し、その開示された内容の全てを参照により本開示に組み込むものとする。

【0002】

本発明の実施例は、電子回路の技術分野に関し、具体的には、非絶縁ソフトスイッチング回路に関する。

【背景技術】

【0003】

通信用直流給電システムでは、ＤＣ－Ｃ(Direct Current-Common)直流配電システムを用いて配電を行う。コスト節約と設計の複雑さの軽減を考慮して、現在のＤＣ－Ｃ配電システムでは、図１に示すような昇降圧(buckboost)トポロジーを用いて直流給電機能を実現するのが一般的である。通常、その動作原理は、主電力管Ｑ１が閉じられると、電源の入力電圧ＶｉｎによってインダクタンスＬ１にエネルギーが蓄えられ、Ｑ１がターンオフされると、インダクタンスＬ１はダイオードＤ１を通じてエネルギーを放出し、負荷Ｒ１に出力電圧Ｖｏｕｔを供給し、このように繰り返すことで、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔへの変換を実現することである。

【0004】

しかしながら、実践にあたり、Ｑ１がターンオンされた瞬間に、ダイオードＤ１がＶｉｎ＋Ｖｏｕｔの電圧を受けることがわかった。Ｄ１の逆回復過程において、この電圧が直接Ｑ１に加わって放熱を行い、これによって、Ｄ１に大きな逆回復損失が発生し、同時に、オンになった瞬間に、Ｑ１の接合容量におけるエネルギーも直接、ターンオンされたＱ１を通じて瞬時に散逸するため、Ｑ１に大きなオン損失及び接合容量損失が発生する。

【0005】

主電力管Ｑ１のオン時に発生する損失問題を解決するために、関連技術ではbuck-boostトポロジー回路に関して提案された一般的な動作モードは、次の３つを含む。

【0006】

１つ目は、不連続モードである。図２に示すように、不連続モードでは、インダクタンスＬは、電力変換周期Ｔが終了する前に、その電流が０Ａに低下するため、ダイオードＤ１は、Ｑ１が導通する前に逆回復を完了することができ、高電圧での逆回復損失を回避する。ここで、電力変換周期Ｔは、隣接する２回のＱ１の閉動作間の時間長である。

【0007】

２つ目は、臨界モードである。図３に示すように、臨界モードでは、インダクタンスＬは、電力変換周期Ｔの終了時に、その電流がちょうど０Ａまで低下するので、同様にダイオードＤ１は、Ｑ１がターンオンされる前に逆回復を完了することができ、高電圧での逆回復損失を回避する。

【0008】

３つ目は、最小電流がゼロクロスになる連続モードである。具体的には、ダイオードＤ１を電界効果トランジスタに置き換えて同期整流の効果を達成することができ、０未満の電流(すなわち、逆方向電流)を得ることができる。図４に示すように、連続モードでは、インダクタンスＬは、電力変換周期Ｔが終了する前に、その電流が０Ａ以下に低下するので、Ｄ１は逆方向電流により直接逆回復を完了し、高電圧での逆回復損失を回避する。

【0009】

しかしながら、上記３つのモードは何れも、次の欠点がある。すなわち、負荷が大きい場合、インダクタンスの電流の平均値が大きく、インダクタンスの電流のゼロクロスを実現することが非常に困難であり、インダクタンスの電流の最大値が平均値の２倍以上になることを満たす必要がある。また、インダクタンスの電流のゼロクロスを実現する過程では、インダクタンスに大きな銅損と磁気損を与え、インダクタンスが損傷しやすくなるとともに、Ｑ１に大きなオフ損失を与える。つまり、変換すべき出力電力(又は電圧)が大きい場合、上記３つのモードを採用することによるインダクタンス損失及びオフ損失は、Ｄ１の逆回復損失を遥かに上回る。それゆえ、関連技術における昇降圧回路には、主電力管のオン損失が大きく、ダイオードの逆回復損失が大きいという問題が残っている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

本発明の実施例は、関連技術における、非絶縁回路のスイッチング損失が大きいという問題を解決するための、非絶縁ソフトスイッチング回路を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明の一実施例によれば、入力電源、電力変換回路、トランス回路、コントローラ、及び負荷を備える非絶縁ソフトスイッチング回路であって、上記電力変換回路は、第１のインダクタンス素子と、第１のスイッチング素子と、第１の整流素子とを含み、上記第１のインダクタンス素子が、上記第１のスイッチング素子及び上記第１の整流素子にそれぞれ接続され、上記トランス回路の１次側回路は、上記第１のスイッチング素子と並列に接続され、上記トランス回路の２次側回路は、上記第１の整流素子と並列に接続され、上記コントローラは、上記第１のスイッチング素子及び上記トランス回路にそれぞれ接続され、上記入力電源は、上記第１のスイッチング素子を介して上記第１のインダクタンス素子に接続され、上記負荷は、上記電力変換回路及び上記トランス回路に接続されている非絶縁ソフトスイッチング回路を提供する。

【0012】

１つの例示的な実施例では、上記トランス回路は、トランスと、第２スイッチング素子と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とを含み、上記トランス回路の１次側回路には、上記トランスの１次側と上記第２のスイッチング素子とが含まれており、上記トランスの１次側と上記第２スイッチング素子とが直列に接続され、上記トランス回路の２次側回路には、上記トランスの２次側と、上記第２の整流素子と、上記第２のインダクタンス素子とが含まれており、上記トランスの２次側と、上記第２の整流素子と、上記第２のインダクタンス素子と、が直列に接続される。

【0013】

１つの例示的な実施例では、上記トランス回路は、上記トランス回路の１次側回路と直列に接続された第３のインダクタンス素子をさらに含む。

【0014】

１つの例示的な実施例では、上記コントローラは、上記第１のスイッチング素子及び上記第２のスイッチング素子のオンオフを制御する。

【0015】

１つの例示的な実施例では、上記第１の整流素子が第１のダイオードである場合、上記コントローラは、さらに、予め設定された電力変換周期において上記第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、上記変圧回路の１次側回路と上記第１のスイッチング素子との間に閉ループが形成されるとともに、上記変圧回路の２次側回路と上記第１のダイオードとの間に閉回路が形成されるように、上記トランス回路をターンオンさせる制御を行う、上記電力変換周期は、上記第１のスイッチング素子の隣接する２回の閉動作間の時間長である。

【0016】

１つの例示的な実施例では、上記コントローラは、さらに、上記電力変換周期において上記第１のスイッチング素子がターンオンされてからターンオフされるまでに、上記トランス回路をターンオフさせる制御を行う。

【0017】

１つの例示的な実施例では、上記第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、上記第１のダイオードの電流が減少し始め、上記第１のダイオードの電流がゼロに減少した後、上記トランス回路の１次側及び上記トランスの２次側が上記第１のスイッチング素子の接合容量を放電させ、上記第１のスイッチング素子における接合容量と上記第２のインダクタンス素子とが共振を開始し、上記第１のスイッチング素子の電圧が最低電圧値まで低下すると、上記コントローラは、上記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行う。

【0018】

１つの例示的な実施例では、上記第１の整流素子が第１の同期整流管である場合、上記トランス回路は、上記第１の同期整流管がオフになる前にターンオンし、その後、上記第１の同期整流管を流れる電流は、流れ方向が変化するまで減少し続け、上記第１の同期整流管がオフになった後、上記トランスの１次側回路及び上記トランスの２次側回路は、上記第１のスイッチング素子の接合容量の放電及び上記第１の同期整流管の接合容量の充電を開始し、そして、上記第１のスイッチング素子の電圧がゼロに低下し、かつ上記第１のスイッチング素子の寄生ダイオードがターンオンされると、上記コントローラは、上記第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行う。

【0019】

１つの例示的な実施例では、上記第１の同期整流管がオフになった後であって上記第１のスイッチング素子がオンになる前に、上記トランス回路をターンオンさせる。

【0020】

１つの例示的な実施例では、上記第１のスイッチング素子は、スイッチ、三極管、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含み、上記第２のスイッチング素子は、スイッチ、三極管、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含む。

【0021】

１つの例示的な実施例では、上記電力変換回路は、降圧(buck)トポロジー回路、昇圧(boost)トポロジー回路、負から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路、正から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路のうちの何れか１つを含む。

【発明の効果】

【0022】

本発明の実施例によれば、第１の整流素子を流れる電流は、第１のスイッチング素子がターンオンされる前に徐々にゼロに低下することができ、同時に、第１のスイッチング素子の接合容量における電圧も、第１のスイッチング素子がターンオンされる前に大幅に減少することができる。これにより、電力変換回路における各素子のスイッチング損失を大幅に低減することができ、関連技術における、損失が大きいという問題を克服する。

【図面の簡単な説明】

【0023】

【図1】関連技術による昇降圧回路の回路構成図である。

【図2】関連技術による昇降圧回路の電流模式図である。

【図3】関連技術による別の昇降圧回路の電流模式図である。

【図4】関連技術によるさらに別の昇降圧回路の電流模式図である。

【図5】本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路の構成ブロック図である。

【図6】本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路の適用模式図である。

【図7】本発明の実施例による別の非絶縁ソフトスイッチング回路の適用模式図である。

【図8】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の適用模式図である。

【図9】本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路の回路接続の模式図である。

【図10】本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路における素子のパラメータ変化を示すグラフである。

【図11】本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図12】本発明の実施例による別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図13】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図14】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図15】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図16】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図17】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の回路接続の模式図である。

【図18】本発明の実施例による別の非絶縁ソフトスイッチング回路における素子のパラメータ変化を示すグラフである。

【図19】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図20】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図21】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図22】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図23】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【図24】本発明の実施例によるさらに別の非絶縁ソフトスイッチング回路の制御過程の模式図である。

【発明を実施するための形態】

【0024】

なお、本発明の明細書及び特許請求の範囲、並びに上記図面における「第１」、「第２」等の用語は、類似の対象を区別するためのものであり、必ずしも特定の順序又は先後順を説明するために使用されるわけではない。

【0025】

本実施例では、非絶縁ソフトスイッチング回路を提供する。図５は、本発明の実施例による非絶縁ソフトスイッチング回路の回路模式図であり、図５に示すように、この非絶縁ソフトスイッチング回路は、入力電源５０２、電力変換回路５０４、トランス回路５０６、コントローラ５０８、及び負荷５１０を備える。

【0026】

１)電力変換回路５０４は、第１のインダクタンス素子と、第１のスイッチング素子と、第１の整流素子とを含み、第１のインダクタンス素子が、第１のスイッチング素子及び第１の整流素子にそれぞれ接続されている。
２)トランス回路５０６の１次側回路は、第１のスイッチング素子と並列に接続され、トランス回路の２次側回路は、第１の整流素子と並列に接続される。
３)コントローラ５０８は、第１のスイッチング素子及びトランス回路にそれぞれ接続されている。
４)入力電源５０２は、第１のスイッチング素子を介して第１のインダクタンス素子に接続されている。
５)負荷５１０は、電力変換回路５０４及びトランス回路５０６に接続されている。

【0027】

選択的に、本実施例では、上記非絶縁ソフトスイッチング回路は、直流配電システムにおける昇降圧回路に適用することができるが、これに限定されない。ここで、上記電力変換回路は、降圧(buck)トポロジー回路(回路構成は図６に示すものであってもよい)、昇圧(boost)トポロジー回路(回路構成は図７に示すものであってもよい)、負から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路(回路構成は図１に示すものであってもよい)、正から正への昇降圧(buck-boost)トポロジー回路(回路構成は図８に示すものであってもよい)のうちの何れか１つを含んでもよいが、これらに限定されない。

【0028】

具体的には、負荷が大きい場合、上記新しく追加されたトランス回路を制御することにより、第１の整流素子を流れる電流を、第１のスイッチング素子がオンされる前に徐々にゼロに低下させることができるとともに、第１のスイッチング素子がオンされる前の電圧を大幅に低下させることができる。これにより、電力変換回路におけるスイッチング素子のオン損失、スイッチング素子における接合容量の損失、及び整流素子の逆回復損失を低減することができ、関連技術における、スイッチング損失が大きいという問題を克服する。

【0029】

選択的に、本実施例では、上記トランス回路は、１次側回路と、２次側回路とを含んでもよい。１次側回路には、トランスの１次側と第２のスイッチング素子とが含まれており、トランスの１次側と第２のスイッチング素子とが直列に接続される。２次側回路には、トランスの２次側と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とが含まれており、トランスの２次側と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とが直列に接続される。

【0030】

また、本実施例では、上記第１のスイッチング素子は、スイッチ、三極管(ｔｒｉｏｄｅ)、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含んでもよいが、これらに限定されない。第２のスイッチング素子は、スイッチ、三極管、電界効果トランジスタ、リレー、及びダイオードのうちの何れか１つを含んでもよいが、これらに限定されない。上記第１の整流素子及び第２の整流素子は、ダイオード、同期整流管を含んでもよいが、これらに限定されない。選択的に、本実施例では、上記負荷は、第１の整流素子を介して第１のインダクタンス素子に接続されてもよいが、これに限定されない。

【0031】

以上は一例であり、本実施例ではこれに限定されるものではない。

【0032】

選択的に、本実施例では、上記電力変換回路は、連続モードでの動作に対応でき、第１のインダクタンス素子を流れる最小電流は、０よりも大きくてもよいが、これに限定されない。

【0033】

具体的には、図９に示す例を参照しながら説明すると、第１のスイッチング素子Ｑ１には、スイッチＳ１と、ダイオードＤ３と、接合容量Ｃ２とが含まれており、第２のスイッチング素子Ｑ２には、スイッチＳ２と、ダイオードＤ４と、接合容量Ｃ３とが含まれており、第１の整流素子がダイオードＤ１であり、第２の整流素子がダイオードＤ２である場合を想定する。また、回路には、さらに、第１のインダクタンス素子Ｌ１、第２のインダクタンス素子Ｌ２、トランスＴ、容量Ｃ１、及び関連する負荷Ｒ１が含まれている。上記回路構成に基づいて、回路の制御過程は以下のようにしてもよい。

【0034】

予め設定された電力変換周期(隣接する２回のＱ１の導通間の時間長)において、電力変換回路におけるＱ１がターンオンされる前に、トランス回路の１次側回路とＱ１との間に閉ループが形成されるとともに、トランス回路の２次側回路とＤ１との間に閉回路が形成されるように、トランス回路をターンオンさせる制御を行う。このようにして、トランス回路におけるＱ２がターンオンされると、Ｑ１の両端の電圧がトランスＴの１次側に加えられ、トランスの電圧マッピングの原理に従って、トランスの２次側にも対応する電圧が発生する。

【0035】

Ｄ１の両端の電圧がゼロであるため、Ｌ２の両端の電圧の大きさはトランスＴの２次側の大きさと同じであるが、逆方向になる。Ｌ２を流れる電流は増加し続け、Ｄ２は順方向にターンオンし、トランスＴの１次側にも対応する誘導電流が発生する。キルヒホフの法則によれば、Ｄ１を流れる電流は、それゆえ、ゼロになるまで減少し続ける。これにより、Ｄ１の逆回復損失を大幅に低減又は回避することができる。

【0036】

さらに、Ｄ１の電流がゼロに減少した後、トランスＴの１次側回路と２次側回路の電流がＱ１の接合容量を放電させ始める。このため、Ｑ１の両端の電圧とトランスＴの１次側及び２次側の電圧が同時に減少し始め、Ｄ１の両端の電圧が増加し始め、Ｄ２を流れる電流の上昇速度が遅くなり、その後低下し始める。Ｑ１における接合容量とＬ２とが共振を開始し、Ｑ１の両端の電圧が最下点まで低下すると、コントローラは、Ｑ１をターンオンさせる制御を行う。これにより、Ｑ１のオン損失を大幅に低減することができる。

【0037】

その後、電力変換周期においてＱ１がターンオンされてからターンオフされるまでに、コントローラは、Ｌ１が入力電源の入力電力をトランス回路で分流することなく負荷の出力電力に変換するように、前記トランス回路をターンオフさせる制御を行う。

【0038】

本願による実施例によれば、上記新しく追加されたトランス回路の制御により、電力変換回路において第１のスイッチング素子を流れる電流が、ターンオン前に徐々にゼロに低下することができ、これにより、第１のスイッチング素子が繰り返しターンオンされるときに、瞬時的な電流変化が電力変換回路における各素子に与える損失を低減することができ、関連技術における、スイッチング損失が大きいという問題を克服することを実現する。

【0039】

選択的な一実施態様として、トランス回路は、トランスと、第２のスイッチング素子と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とを含む。

【0040】

１)トランス回路の１次側回路には、トランスの１次側と第２のスイッチング素子とが含まれており、トランスの１次側と第２のスイッチング素子とが直列に接続される。

【0041】

２)トランス回路の２次側回路には、トランスの２次側と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とが含まれており、トランスの２次側と、第２の整流素子と、第２のインダクタンス素子とが直列に接続される。

【0042】

選択的に、本実施例では、上記トランス回路は、トランス回路の１次側回路と直列に接続された第３のインダクタンス素子をさらに含んでもよい。なお、トランス回路の１次側回路に第３のインダクタンス素子が直列に接続されている場合、２次側回路における第２のインダクタンス素子を置き換えてもよい。

【0043】

また、本実施例では、上記トランス回路は、順方向電流の導通及び逆方向電流の遮断をサポートし、順方向電流の流れ方向は、第１のインダクタンス素子が入力電源の励磁によって発生した電流のトランス回路を流れる方向であり、逆方向電流は、前記順方向電流と逆方向の電流である。

【0044】

選択的に、本実施例では、上記トランスの１次側と２次側の間のターン比は、トランスを流れる電流及びトランスにおける関連電圧を調整するために、実際のニーズに応じて異なる値に設定されてもよいが、これに限定されない。ここで、トランスの結合方向は、トランスの１次側回路と２次側回路とを同時に順方向にターンオンさせることを可能にする。

【0045】

選択的に、本実施例では、上記トランス回路における第２のインダクタンス素子は、インダクタンスであってもよいが、これに限定されず、トランスのリーケージインダクタンスによって実現されてもよいが、これに限定されない。

【0046】

本願による実施例によれば、トランス回路における１次側回路及び２次側回路のトランス、スイッチング素子、インダクタンス素子、及び整流素子によって、電力変換回路を流れる電流の制御を実現する。ここで、トランス回路はソフトスイッチとして、電力変換回路を柔軟に制御することで、瞬時的な変化による大きな損失の問題を回避する。

【0047】

選択的な一実施態様として、コントローラは、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオンオフを制御する。

【0048】

依然として図９に示す例で説明を続けると、上記コントローラの制御方式及び回路の動作時の典型的な波形は、図１０に示すものであってもよく、図１０の１番目の電圧変化グラフでは、線分－線分からなる曲線がＤ２の電圧変化を示し、実線がＱ１のＶｇｓ電圧変化を示す。図１０の２番目の電流変化グラフにおいて、線分－線分からなる曲線がＬ１の電流変化を示し、点－線がＬ２の電流変化を示し、点－点からなる曲線がＤ２の電流変化を示す。図１０の３番目の電圧変化グラフにＱ１のＶｄｓ電圧変化を示す。

【0049】

本発明による実施例によれば、コントローラによって第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のオンオフを制御することで、入力電源とインダクタンス素子との間の柔軟なオンオフ制御を実現し、入力電源から電力変換回路に供給される入力電力を、インダクタンス素子によって負荷の出力電力に変換する。

【0050】

選択的な一実施態様として、第１の整流素子が第１のダイオードである場合、コントローラは、さらに、予め設定された電力変換周期において第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、トランス回路の１次側回路と第１のスイッチング素子との間に閉ループが形成されるとともに、トランス回路の２次側回路と第１のダイオードとの間に閉回路が形成されるように、トランス回路をターンオンさせる制御を行い、電力変換周期は、第１のスイッチング素子の隣接する２回の閉動作間の時間長である。

【0051】

ここで、電力変換周期Ｔは電圧変換周期とも呼ばれ、インダクタンスがＱ１の閉動作で電気エネルギーを蓄え始め、Ｑ１がターンオフされるとインダクタンスが電気エネルギーを放出してから、Ｑ１の次回の閉動作までの時間長、すなわち、隣接する２回のＱ１の閉動作間の時間長を指す。

【0052】

選択的に、本実施例では、コントローラは、さらに、電力変換周期において第１のスイッチング素子がターンオンされてからターンオフされるまでに、トランス回路をターンオフさせる制御を行ってもよい。

【0053】

選択的に、本実施例では、第１のスイッチング素子がターンオンされる前に、第１のダイオードの電流が減少し始め、第１のダイオードの電流がゼロに減少した後、トランス回路の１次側とトランスの２次側が第１のスイッチング素子の接合容量を放電させ、第１のスイッチング素子における接合容量と第２のインダクタンス素子とが共振を開始し、第１のスイッチング素子の電圧が最低電圧値まで低下すると、コントローラは、第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行うようにしてもよい。

【0054】

具体的には、以下の例を参照しながら説明すると、上記非絶縁ソフトスイッチング回路の回路構成は、図９に示すものであってもよく、電力変換回路は、第１のインダクタンス素子Ｌ１と、第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のダイオードＤ１とを含み、トランス回路は、トランスＴと、第２のインダクタンス素子Ｌ２と、第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のダイオードＤ２とを含む場合を想定する。回路の制御過程は以下のようにしてもよい。

【0055】

図１１に、予め設定された電力変換周期において、Ｑ１がターンオンされる前であってトランス回路がターンオンされる前の回路の動作状態を示している。時刻ｔ０では、Ｑ２がターンオンし、図１２に示すように、トランス回路の１次側回路とＱ１との間に閉ループが形成されるとともに、トランス回路の２次側回路とＤ１との間に閉回路が形成される。このとき、Ｑ１の両端の電圧がトランスの１次側に加えられ、トランスの電圧マッピングの原理に従って、トランスの２次側にも対応する電圧が発生する。

【0056】

Ｄ１の両端の電圧がゼロであるため、Ｌ２の両端の電圧の大きさはトランスの２次側の大きさと同じであるが、逆方向になる。Ｌ２を流れる電流は増加し続け、第２のダイオードは順方向にターンオンし、トランスの１次側にも対応する誘導電流が発生する。キルヒホフの法則によれば、Ｄ１を流れる電流は、それゆえ、ゼロになるまで減少し続ける。これにより、Ｄ１の逆回復損失を大幅に低減又は回避することができる。

【0057】

時刻ｔ１では、図１３に示すように、Ｄ１を流れる電流はゼロに減少する。その後、図１４に示すように、図示されたトランスの１次側及び２次側の電流がＱ１の接合容量を放電させ始める。このため、Ｑ１の両端の電圧とトランスの１次側及び２次側の電圧が同時に減少し始め、Ｄ１の両端の電圧が増加し始め、Ｄ２を流れる電流の上昇速度が遅くなり、その後低下し始める。Ｑ１の接合容量とＬ２とが共振を開始し、時刻ｔ２では、Ｑ１の両端の電圧が最下点まで低下すると、図１５に示すように、コントローラは、Ｑ１をターンオンさせる制御を行う。これにより、Ｑ１のオン関連損失を大幅に低減することができる。

【0058】

電力変換周期においてＱ１がターンオンされてからターンオフされるまでに、時刻ｔ３では、図１６に示すように、トランス回路をターンオフさせる制御を行い、その結果、その後の入力電源は、電力変換回路５０４を介してエネルギーを負荷に伝達するのみであり、トランス回路によって分流されることはない。

【0059】

本願による実施例によれば、第１の整流素子がダイオードである場合、トランス回路における各部品の制御によって、第１の整流素子を流れる電流が穏やかに低下することができ、大負荷の場合に、頻繁にターンオンさせたりオフさせたりすることによる回路素子の損失を回避する。

【0060】

選択的な一実施態様として、第１の整流素子が第１の同期整流管である場合、トランス回路は、第１の同期整流管がオフになる前にターンオンし、その後、第１の同期整流管を流れる電流は、流れ方向が変化するまで減少し続け、第１の同期整流管がオフになった後、トランスの１次側回路及びトランスの２次側回路は、第１のスイッチング素子の接合容量の放電及び第１の同期整流管の接合容量の充電を開始し、そして、第１のスイッチング素子の電圧がゼロに低下し、かつ第１のスイッチング素子の寄生ダイオードがターンオンされると、コントローラは、第１のスイッチング素子をターンオンさせる制御を行う。

【0061】

選択的に、本実施例では、第１の同期整流管がオフになった後であって第１のスイッチング素子がオンになる前に、トランス回路をターンオンさせてもよい。ここでの動作原理は、上述した実施例における原理を参照することができる。

【0062】

選択的に、本実施例では、上記第１のダイオードを、図１７に示すような回路を有する第１の同期整流管に置き換えてもよいが、第１の同期整流管Ｑ３には、容量Ｃ４と、ダイオードＤ５と、スイッチＳ３とが含まれる場合を想定する。かかる場合には、前記コントローラの制御方式及び回路の動作時の典型的な波形を図１８に示すが、図１８の１番目の電圧変化グラフにおいて、点－点がＱ１のＶｇｓ電圧変化を示し、実線がＱ２のＶｇｓ電圧変化を示し、点－線からなる曲線がＱ３のＶｇｓ電圧変化を示す。図１８の２番目の電流変化グラフにおいて、線分－線分からなる曲線がＱ１のＶｄｓ電圧変化を示す。図１８の３番目の電流変化グラフにおいて、点－点がＱ３の電流変化を示し、実線からなる曲線がＬ１の電流変化を示し、点－線からなる曲線がＬ２の電流変化を示す。回路の制御過程は以下のようにしてもよい。

【0063】

図１９に示すように、Ｑ３の導通損失を低減するために、Ｑ３は、Ｑ１がオフになる間にオンになる。時刻Ｔ０では、Ｑ２がオンになる。その後、図２０に示すように、Ｌ２を流れる電流が上昇し始め、Ｑ３を流れる電流が低下し始める。Ｑ３を流れる電流がゼロに低下して方向変換した後、Ｑ３は時刻Ｔ１でオフになる。これにより、Ｑ３のダイオードに生じる可能性のある逆回復損失を完全に回避する。

【0064】

Ｑ３がオフになった後、図２１に示すように、トランスの１次側及び２次側の電流がＱ１の接合容量の放電及びＱ３の接合容量の充電を開始する。時刻Ｔ２では、Ｑ１の両端の電圧が完全にゼロに低下し、その後、図２２に示すように、Ｑ１の寄生ダイオードがターンオンされる。時刻Ｔ３では、コントローラは、図２３に示すように、Ｑ１をオンさせる制御を行う。Ｑ１は、それゆえ、ＺＶＳオンを実現することができる。時刻Ｔ４では、図２４に示すように、Ｌ２を流れる電流がゼロに低下し、時刻Ｔ５では、Ｑ２がオフになる。時刻Ｔ５は、Ｑ１がオフになる前に発生する。

【0065】

本願による実施例によれば、第１の整流素子が同期整流管である場合、トランス回路における各部品の制御によって、スイッチング素子を流れる電流が緩やかに変化することができ、大負荷の場合に、頻繁にターンオンさせたりオフさせたりすることによる回路素子の損失を回避する。

【0066】

以上の実施形態の説明を通じて、上記実施例による方法は、ソフトウェアと必要な汎用ハードウェアプラットフォームを介して実現されることができ、もちろんハードウェアによって実現されることも可能であるが、多くの場合、前者の方がより適切な実施形態であることが当業者には明確に理解されるであろう。このような理解に基づいて、本発明の技術案は、本質上、あるいは、関連技術に貢献する部分が、ソフトウェア製品の形で体現されることができ、このコンピュータソフトウェア製品は、本発明の各実施例に記載の方法を端末デバイス(携帯電話、コンピュータ、サーバ、又はネットワークデバイス等であってもよい)に実行させるための若干の命令を含む、記憶媒体(例えば、ＲＯＭ／ＲＡＭ、磁気ディスク、光ディスク)に格納される。

【0067】

上述した本発明の各モジュール又は各ステップは、汎用の計算装置によって実現することができ、単一の計算装置に集成させることができれば、複数の計算装置から構成されるネットワークに分布させることもでき、さらに、計算装置で実行可能なプログラムのコードによって実現することができるので、それらを記憶装置に格納して計算装置によって実行することができ、場合によっては、図示又は説明されたステップをここでの順序とは異なる順序で実行するか、あるいは、それぞれ集積回路モジュールとして製作したり、そのうちの複数のモジュール又はステップを単一の集積回路モジュールとして製作したりして実現することができることは、当業者にとって自明なことである。このように、本発明は、如何なる特定のハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにも限定されない。

【0068】

以上は、本発明の好適な実施例に過ぎず、本願を限定することを意図するのではない。当業者であれば、本発明に様々な変更や変形が可能である。本願の原則内の如何なる修正、均等の置き換え、改良なども、本願の保護範囲内に含まれるべきである。

【産業上の利用可能性】

【0069】

本発明の実施例では、第１の整流素子を流れる電流は、第１のスイッチング素子がターンオンされる前に徐々にゼロに低下することができ、同時に、第１のスイッチング素子の接合容量における電圧も、第１のスイッチング素子がターンオンされる前に大幅に減少することができる。これにより、電力変換回路における各素子のスイッチング損失を大幅に低減することができ、関連技術における、損失が大きいという問題を克服する。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【国際調査報告】