知財求人 - 知財ポータルサイト「IP Force」
▶ キョウセラ インターナショナル インコーポレイテッドの特許一覧
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2023-09-08
(54)【発明の名称】広帯域増幅器線形化技術
(51)【国際特許分類】
H03F 1/32 20060101AFI20230901BHJP
H03F 3/24 20060101ALI20230901BHJP
H03F 3/45 20060101ALI20230901BHJP
H03F 3/68 20060101ALI20230901BHJP
【ＦＩ】
H03F1/32
H03F3/24
H03F3/45
H03F3/68 220
【審査請求】有
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2023512195
(86)(22)【出願日】2021-08-19
(85)【翻訳文提出日】2023-04-10
(86)【国際出願番号】 US2021046782
(87)【国際公開番号】W WO2022040476
(87)【国際公開日】2022-02-24
(31)【優先権主張番号】63/067,499
(32)【優先日】2020-08-19
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】17/406,585
(32)【優先日】2021-08-19
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】317005044
【氏名又は名称】キョウセラ インターナショナル インコーポレイテッド
(74)【代理人】
【識別番号】110002147
【氏名又は名称】弁理士法人酒井国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】ウー，クン－ロン
(72)【発明者】
【氏名】ワン，ジェームズ ジュン－ミン
【テーマコード（参考）】
5J500
【Ｆターム（参考）】
5J500AA01
5J500AA12
5J500AA21
5J500AA41
5J500AC05
5J500AC21
5J500AC62
5J500AC81
5J500AF10
5J500AF15
5J500AH10
5J500AH16
5J500AK02
5J500AK12
5J500AK29
5J500AS14
5J500AT01
5J500AT07
5J500DN04
5J500DN22
5J500DN23
5J500DP02
5J500NG01
(57)【要約】
広帯域電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）線形化技術を提案する。電力増幅器を広帯域で線形化するための電流補間技術を提案する。広帯域電力増幅器線形化技術は、サブミクロンＣＭＯＳ差動電力増幅器に対して広帯域にわたって３次相互変調を改善する電流補間技術を用いた、新しいトランスコンダクタンスＧｍリニアライザーを採用している。逆位相の差動ペアに少量の補償バイアスを使用することで、広帯域での線形化を実現し、補償バイアスを調整することで最適化できる。
【選択図】図２
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
線形化差動電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）であって、ＭＮ１ゲートとＭＮ２ゲートが入力ノードに結合され、ＭＮ１ドレインとＭＮ２ドレインが出力ノードに正結合されているＭＮ１とＭＮ２の第１の差動トランジスター対と、
ＭＮ３ゲートとＭＮ４ゲートが前記入力ノードに結合され、ＭＮ３ドレインとＭＮ４ドレインが前記出力ノードに負結合されているＭＮ３とＭＮ４の第２の差動トランジスター対と、
前記第１の差動トランジスター対に動作バイアス電流を供給するための第１の正常テールバイアストランジスターＭＢ１と、
前記第２の差動トランジスター対に補償バイアス電流を供給するための第２の補償テールバイアストランジスターＭＢ２と、を備え、
前記補償バイアス電流は、ＰＡを線形化するために前記動作バイアス電流から減算される、ＰＡ。
【請求項2】
ＭＢ１は、前記第１の差動トランジスター対の前記動作バイアス電流が前記補償バイアス電流よりも高くなるように、小さいチャネル抵抗を有する、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項3】
ＭＢ２は、前記第２の差動トランジスター対の前記補償バイアス電流が前記動作バイアス電流より低くなるように、大きなチャネル抵抗を有する、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項4】
ＭＮ１とＭＮ２の前記第１の差動トランジスター対は、前記ＰＡに対して＋Δ／２の正の利得を生成する、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項5】
ＭＮ３とＭＮ４の前記第２の差動トランジスター対は、前記ＰＡに対して－Δ／２の負の利得を生成する、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項6】
前記第２の差動トランジスター対に第２の動作バイアス電流を供給するための第３の正常テールバイアストランジスターＭＢ３と、前記第１の差動トランジスター対に第２の補償バイアス電流を供給するための第４の補償テールバイアストランジスターＭＢ４と、をさらに備え、
前記第２の補償バイアス電流は、前記ＰＡを線形化するために前記第２の動作バイアス電流から減算される、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項7】
前記第２の動作バイアス電流が前記第２の補償バイアス電流より高くなるように、ＭＢ３は小さなチャネル抵抗を有し、ＭＢ４は大きなチャネル抵抗を有する、請求項６に記載のＰＡ。
【請求項8】
制御信号が、前記ＰＡの正の電力利得＋Δ／２のためにＭＢ１とＭＢ２をオンにしＭＢ３とＭＢ４をオフにし、制御信号が、前記ＰＡの負の電力利得－Δ／２のためにＭＢ１とＭＢ２をオフにし、ＭＢ３とＭＢ４をオンにする、請求項６に記載のＰＡ。
【請求項9】
入力信号を受信する前記入力ノードに結合された入力整合ネットワークと、増幅された出力信号を生成する前記出力ノードに結合された出力整合ネットワークと、をさらに備える、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項10】
前記線形化されたＰＡは、広帯域にわたって低減された３次相互変調（Ｔｈｉｒｄ－ｏｒｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＩＭ３）を有する、請求項１に記載のＰＡ。
【請求項11】
線形化された電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）によって実行される方法であって、ＭＮ１ゲートとＭＮ２ゲートが入力ノードに結合され、ＭＮ１ドレインとＭＮ２ドレインが出力ノードに正結合されている、ＭＮ１とＭＮ２の第１の差動トランジスター対によって入力信号を受信する工程と、
ＭＮ３ゲートとＭＮ４ゲートが前記入力ノードに結合され、ＭＮ３ドレインとＭＮ４ドレインが前記出力ノードに負結合されている、ＭＮ３とＭＮ４の第２の差動トランジスター対によって前記入力信号を受信する工程と、
第１の正常テールバイアストランジスターＭＢ１によって前記第１の差動トランジスター対に動作バイアス電流を供給する工程と、
第２の補償テールバイアストランジスターＭＢ２によって前記第２の差動トランジスター対に補償バイアス電流を供給する工程と、を含み、
前記補償バイアス電流は前記ＰＡを線形化するために前記動作バイアス電流から差し引かれる、方法。
【請求項12】
ＭＢ１は、前記第１の差動トランジスター対の前記動作バイアス電流が前記補償バイアス電流よりも高くなるように、小さなチャネル抵抗を有する、請求項１１に記載の方法。
【請求項13】
ＭＢ２は、前記第２の差動トランジスター対の前記補償バイアス電流が前記動作バイアス電流より低くなるように、大きなチャネル抵抗を有する、請求項１１に記載の方法。
【請求項14】
ＭＮ１とＭＮ２の前記第１の差動トランジスター対は、前記入力信号に対して＋Δ／２の正の利得を生成する、請求項１１に記載の方法。
【請求項15】
ＭＮ３とＭＮ４の前記第２の差動トランジスター対は、前記入力信号に対して－Δ／２の負の利得を生成する、請求項１１に記載の方法。
【請求項16】
第３の正常テールバイアストランジスターＭＢ３によって、前記第２の差動トランジスター対に第２の動作バイアス電流を供給する工程と、第４の補償テールバイアストランジスターＭＢ４によって、前記第１の差動トランジスター対に第２の補償バイアス電流を供給する工程と、をさらに含み、
前記第２の補償バイアス電流は、前記ＰＡを線形化するために前記第２の動作バイアス電流から減算される、請求項１１に記載の方法。
【請求項17】
前記第２の動作バイアス電流が前記第２の補償バイアス電流より高くなるように、ＭＢ３は小さなチャネル抵抗を有し、ＭＢ４は大きなチャネル抵抗を有する、請求項１６に記載の方法。
【請求項18】
制御信号が、前記ＰＡの正の電力利得＋Δ／２のためにＭＢ１とＭＢ２をオンにしＭＢ３とＭＢ４をオフにし、制御信号が、前記ＰＡの負の電力利得－Δ／２のためにＭＢ１とＭＢ２をオフにし、ＭＢ３とＭＢ４をオンにする、請求項１６に記載の方法。
【請求項19】
前記入力信号は入力整合ネットワーク（Ｉｎｐｕｔ Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＩＭＮ）に受信され、出力信号が出力整合ネットワーク（Ｏｕｔｐｕｔ Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＯＭＮ）から生成される、請求項１１に記載の方法。
【請求項20】
前記線形化されたＰＡは、広帯域にわたって低減された３次相互変調（Ｔｈｉｒｄ－ｏｒｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＩＭ３）を有する、請求項１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
ウー・クンロン
ジェームズ・ジュンミン・ワン
関連出願との相互参照
本出願は、２０２０年８月１９日に出願された「Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」と題する米国仮出願番号６３／０６７，４９９からの３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ §１１９に基づく優先権を主張しており、その主題は参照により本明細書に組み込まれる。
ジェームズ・ジュンミン・ワン
関連出願との相互参照
本出願は、２０２０年８月１９日に出願された「Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」と題する米国仮出願番号６３／０６７，４９９からの３５ Ｕ．Ｓ．Ｃ §１１９に基づく優先権を主張しており、その主題は参照により本明細書に組み込まれる。
【0002】
開示される実施形態は、一般的に電力増幅器に関し、より詳細には、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）増幅器線形化技術に関する。
【背景技術】
【0003】
移動体通信システムの基本コンポーネントは電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）である。電力増幅器は移動体通信システムに不可欠な部品であり、基本的に非線形である。非線形性を低減するために、電力増幅器をその動作曲線の線形部分内で動作するようにバックオフすることができる。電力増幅器の線形性を損なわずにその効率を向上させるためには、電力増幅器の線形性が不可欠である。移動体通信システムにおける線形化および電力効率化のために、電力増幅器の様々な線形化技術が用いられている。
【0004】
図１（先行技術）は、低バイアス条件でバイアスされたＮＭＯＳ電力増幅器ＰＡ１００を示す。効率化と高出力を実現するために、通常電力増幅器はＡＢ級、Ｂ級と呼ばれる低バイアス条件で使用される。しかし、このようなバイアス条件では、特に高出力時に非線形な静電容量変動が発生する。Ｃｇｓの非線形静電容量は、主にＡＢ級の電力増幅器の性能を制限している。ＡＢ級は通常、高効率化のためにＢ級に対して閉じられた、深いＡＢ級にバイアスがかかっている。しかし図１に示すとおり、Ｍ１のＣｇｓ変動は高出力時に大きくなる。
【0005】
Ｃｇｓの非線形静電容量によって、入力大信号が歪められる。ＡＭ－ＡＭ歪は、供給電圧とＲＦ出力電圧の包絡線の差である。ＡＭ－ＰＭ歪は、供給電圧の変調によってＲＦ出力キャリアに不要な位相変調が生じることである。相互変調歪は、２つ以上の信号が非線形増幅器を介して混合されたときに発生しうる。その音は互いに作用して、変化した（あるいは変調された）振幅を生じる。したがって、高調波周波数間であるため相互変調歪と呼ばれている。
【0006】
サブミクロンＣＭＯＳトランジスターの供給電圧は、１ボルト以下に近づいている。よって、増幅器の設計上、線形出力は著しく制限され、３次相互変調（Ｔｈｉｒｄ－ｏｒｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＩＭ３）は劣化する。増幅器の線形性が劣化すると、相互変調積または誤りベクトル度（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）で測定されるように、信号品質およびダイナミックレンジが損なわれる。ＷｉＦｉまたは携帯電話ネットワークで使用されるＯＦＤＭ信号の場合、ＲＦ信号は狭い周波数間隔で多数のサブキャリアから構成され、信号帯域は２０ＭＨｚからギガヘルツにわたる。信号全体の品質を確保するためには、このような広帯域にわたって増幅器の線形性を維持する必要がある。しかし、既存の線形化技術の多くは狭い帯域幅でしか機能しないという問題がある。
【0007】
広帯域電力増幅器の線形化技術が求められている。
【発明の概要】
【0008】
広帯域電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）線形化技術を提案する。電力増幅器を広帯域で線形化するための電流補間技術を提案する。広帯域電力増幅器線形化技術は、サブミクロンＣＭＯＳ差動電力増幅器に対して広帯域にわたって３次相互変調を改善する電流補間技術を用いた、新しいトランスコンダクタンスＧｍリニアライザーを採用している。逆位相の差動ペアに少量の補償バイアスを使用することで、広帯域での線形化を実現し、補償バイアスを調整することで最適化できる。
【0009】
一実施形態において、電力増幅器は、ＭＮ１とＭＮ２の第１の差動トランジスター対によって入力信号を受信する。ＭＮ１ゲートとＭＮ２ゲートは入力ノードに結合され、ＭＮ１ドレインとＭＮ２ドレインは出力ノードに正結合されている。ＰＡは、ＭＮ３とＭＮ４の第２の差動トランジスター対によって入力信号を受信する。ＭＮ３ゲートとＭＮ４ゲートは入力ノードに結合され，ＭＮ３ドレインとＭＮ４ドレインは出力ノードに負結合されている。第１の正常テールバイアストランジスターＭＢ１は、第１の差動トランジスター対に動作バイアス電流を供給する。第２の補償テールバイアストランジスターＭＢ２は、第２の差動トランジスター対に補償バイアス電流を供給する。補償バイアス電流は、ＰＡを線形化するために動作バイアス電流から差し引かれる必要がある。
【0010】
他の実施形態および利点は、以下の詳細な説明に記述されている。発明の概要は、本発明を定義するものではない。本発明は特許請求の範囲によって定義される。
【図面の簡単な説明】
【0011】
【発明を実施するための形態】
【0012】
本発明のいくつかの実施形態について詳細に言及し、その例を添付図面に示す。
【0013】
図２は、一新規態様に係る、トランスコンダクタンスＧｍリニアライザーを有するＣＭＯＳ差動電力増幅器ＰＡ２００を示す。ＮＭＯＳは、ｎ型酸化金属－半導体電界効果トランジスター（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。ＮＭＯＳトランジスターは、ｎ型のソースとドレイン、ｐ型の基板で構成される。電圧をゲートに印加すると、ボディー（ｐ型基板）内の正孔がゲートから離れるように駆動される。これにより、ソースとドレインの間にｎ型チャネルが形成され、誘導されたｎ型チャネルを介してソースからドレインへ電子から電流が伝導される。ＰＭＯＳはｐ型ＭＯＳＦＥＴである。ＰＭＯＳトランジスターは、ｐ型のソースとドレイン、ｎ型の基板で構成される。ソース－ゲート間に正の電圧（ゲート－ソース間は負の電圧）を印加すると、ソース－ドレイン間に逆極性のｐ型チャネルが形成される。ｐ型誘導チャネルを通じて、ソースからドレインに正孔を介して電流が通電される。ＣＭＯＳ技術は、ＮＭＯＳとＰＭＯＳを組み合わせた技術である。
【0014】
図２において、ＣＭＯＳ電力増幅器ＰＡ２００は、入力整合ネットワーク（Ｉｎｐｕｔ Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＩＭＮ）、出力整合ネットワーク（Ｏｕｔｐｕｔ Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ：ＯＭＮ）、第１の差動ＮＭＯＳトランジスター対ＭＮ１、ＭＮ２、第２の差動ＮＭＯＳトランジスター対ＭＮ３、ＭＮ４で構成される。さらに、第１のＮＭＯＳ対は２つのテールバイアストランジスターＭＢ１とＭＢ４に接続され、第２のＮＭＯＳ対は２つのテールバイアストランジスターＭＢ３とＭＢ２にも接続されている。ＣＭＯＳトランジスターの電流－電圧（Ｉ－Ｖ）特性曲線が非線形であるため、電力増幅器は基本的に非線形である。この非線形性は望ましくない入力－出力歪みを引き起こす。ＡＭ－ＡＭ歪は、供給電圧とＲＦ出力電圧の包絡線の差である。ＡＭ－ＰＭ歪は、供給電圧の変調によってＲＦ出力キャリアに不要な位相変調が生じることである。相互変調歪は、２つ以上の信号が非線形増幅器を介して混合されたときに発生しうる。その音は互いに作用して、変化した（あるいは変調された）振幅を生じる。したがって、高調波周波数間であるため相互変調歪と呼ばれている。
【0015】
電力増幅器の線形性を損なわずにその効率を向上させるためには、電力増幅器の線形性が不可欠である。しかし、サブミクロンＣＭＯＳトランジスターの供給電圧は１Ｖ以下に近づいている。よって増幅器の設計上、線形出力が著しく制限され、３次相互変調（Ｔｈｉｒｄ－ｏｒｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＩＭ３）は劣化する。増幅器の線形性が劣化すると、相互変調積またはＥＶＭで測定されるように、信号品質およびダイナミックレンジが損なわれる。ＷｉＦｉまたは携帯電話ネットワークで使用されるＯＦＤＭ信号の場合、ＲＦ信号は狭い周波数間隔で多数のサブキャリアから構成され、信号帯域は２０ＭＨｚからギガヘルツにわたる。信号全体の品質を確保するためには、このような広帯域にわたって増幅器の線形性を維持する必要がある。しかし、既存の線形化技術の多くは狭い帯域幅でしか機能しないという問題がある。
【0016】
一新規態様によれば、サブミクロンＣＭＯＳ差動増幅器に対して広帯域にわたって３次相互変調を改善する新しいトランスコンダクタンスＧｍリニアライザーを採用した、広帯域増幅器線形化技術が提案されている。ＰＡ２００は２組の差動トランスコンダクタンストランジスター対で構成され、それぞれにバイアス電流が供給される。一方の対には正常の動作バイアス電流が、相補型の対には逆位相の補償バイアス電流が供給される。補償電流源の概念は、主電流源から正相の正常動作バイアス電流を差し引いた負相の補償バイアス電流を生成することである。これを電流補間という。一般的に補償バイアス電流は正常動作バイアス電流より小さく、増幅器の利得を著しく低下させることなくトランジスターＧｍを線形化することを目的とする。
【0017】
図２の例では、ＰＡ２００は２組の差動トランスコンダクタンストランジスター対で構成される。第１の対（ＭＮ１、ＭＮ２）は、トランジスターのドレイン端子から出力負荷整合ネットワークに正接続される。第２の対（ＭＮ３、ＭＮ４）は、トランジスターのドレインから出力整合ネットワークへ負接続される。なお、２組の相補型トランジスター対に均等にバイアスがかかっていれば、増幅器に正相利得Δ／２または負相利得－Δ／２を与えるためにこの相補接続（正負）が使用される。従来の実装では、固定利得増幅器の場合、差動トランスコンダクタンストランジスター対の１つのみをオンにする。
【0018】
異なる利得調整量＋／－Δ１／２、＋／－Δ２／２等を有する相補型差動トランスコンダクタンストランジスター対を複数組、同一の入力整合ネットワークと出力整合ネットワークの間で並列接続することにより、可変利得増幅器を形成することができる。複数組の相補型差動トランスコンダクタンストランジスター対のうち、正接続されている組は電流の加算に、負接続されている組は電流の減算に寄与するように作動される。増幅器の利得は、正接続されて作動している組と、負接続されて作動する組の組み合わせによって決定される。
【0019】
なお、差動トランスコンダクタンストランジスター対の電流バイアスは、テールバイアストランジスターにより、差動トランジスター対の共通ソース端子とグランド間に供給される。提案された発明では、各差動トランスコンダクタンストランジスター対の共通ソース端子とグランドに、２つのテールバイアストランジスターが取り付けられている。例えば、テールバイアストランジスターＭＢ１およびＭＢ４は、第１の差動トランジスター対（ＭＮ１およびＭＮ２）の共通ソース端子に取り付けられており、テールバイアストランジスターＭＢ３およびＭＢ２は、第２の差動トランジスター対（ＭＮ３およびＭＮ４）の共通ソース端子に取り付けられている。テールバイアストランジスターＭＢ１、ＭＢ２を１対とし、テールバイアストランジスターＭＢ３、ＭＢ４をもう１つの対とする。各組のうち、第１のテールバイアストランジスターを正常テールバイアストランジスター（ＭＢ１、ＭＢ３など）、第２のテールバイアストランジスターを補償テールバイアストランジスター（ＭＢ２、ＭＢ４など）と称する。
【0020】
各テールバイアストランジスター対は、第１の正常テールバイアストランジスターが増幅器の正常動作バイアス電流を供給し、第２の補償テールトランジスターが補償型（逆相）差動トランスコンダクタンストランジスター対に補償バイアス電流を供給して、異なるバイアス電流量をトランスコンダクタンストランジスター対に供給する。例えば、正位相利得の場合、ＭＢ１は第１の対（ＭＮ１、ＭＮ２）に正常動作バイアス電流を供給し、ＭＢ２は第２の対（ＭＮ３、ＭＮ４）に補償バイアス電流を供給する。同様に、負の位相利得の場合、ＭＢ３は第２の対（ＭＮ３、ＭＮ４）に正常動作バイアス電流を供給し、ＭＢ４は第１の対（ＭＮ１、ＭＮ２）に補償バイアス電流を供給する。一般的に補償バイアス電流は正常動作バイアス電流より小さく、増幅器の利得を著しく低下させることなくトランジスターＧｍを線形化することを目的とする。
【0021】
２組のテールバイアストランジスター対を制御するために、「フェーズスイッチ」と呼ばれる制御信号を用いる。この制御信号により、正接続された差動トランスコンダクタンストランジスター対の正常テールバイアストランジスターをオンにして正利得Δ／２を決定するか、負接続された差動トランスコンダクタンストランジスター対の正常テールバイアストランジスターをオンにして負利得－Δ／２を決定する。また、この制御信号により、相補型差動トランスコンダクタンストランジスター対の補償テールバイアストランジスターがオンになり、線形化が実現される。
【0022】
図３Ａは、一新規態様に係る、正の位相利得を供給する線形化電力増幅器２００の一実施形態を示す。正の位相利得Δ／２の場合、制御信号により、正常テールバイアストランジスターＭＢ１と正接続の差動トランスコンダクタンストランジスター対（ＭＮ１、ＭＮ２）がオンになる。また、この制御信号により、相補型差動トランスコンダクタンストランジスター対（ＭＮ３、ＭＮ４）の補償テールバイアストランジスターＭＢ２がオンになり、線形化が実現される。
【0023】
図３Ｂは、一新規態様に係る負の位相利得を供給する線形化電力増幅器２００の別の実施形態を示す。負の位相利得－Δ／２の場合、制御信号により、正常テールバイアストランジスターＭＢ３と負接続された差動トランスコンダクタンストランジスター対（ＭＮ３、ＭＮ４）がオンになる。また、この制御信号により、相補型差動トランスコンダクタンストランジスター対（ＭＮ１、ＭＮ２）の補償テールバイアストランジスターＭＢ４がオンになり、線形化が実現される。
【0024】
電流補間の概念は、主電流源からの正相電流を差し引いた負相電流を生成することによって主電流源を補償することである。テールバイアストランジスターのサイズを調整することで、正常動作バイアス電流と補償バイアス電流を制御できる。好ましい実施形態において、正常テールバイアストランジスターＭＢ１およびＭＢ３はサイズが小さく、補償テールバイアストランジスターＭＢ２およびＭＢ４はサイズが大きく、そのため補償バイアス電流は一般的に正常動作バイアス電流よりも小さくなり、線形化が実現される。重要な点は、差動増幅器のソース端子において異なるターンオンチャネル抵抗Ｒｃｈを利用して、差動増幅器バイアス電流Ｉｄを調整することである。
－ Ｉｄ０はＲｃｈを含まない増幅器ドレイン電流
－ Ｖｏｖはトランジスターオーバードライブ電圧
－ Ｒｃｈはトランジスターチャネル抵抗
－ Ｗはトランジスターチャネル幅（サイズ）
【数1】
－ Ｉｄ０はＲｃｈを含まない増幅器ドレイン電流
－ Ｖｏｖはトランジスターオーバードライブ電圧
－ Ｒｃｈはトランジスターチャネル抵抗
－ Ｗはトランジスターチャネル幅（サイズ）
【0025】
トランジスターチャネル抵抗Ｒｃｈは、トランジスターのチャネル幅Ｗに反比例していることがわかる。その結果、チャネル幅が大きい（例えば、トランジスターサイズが大きい）とＲｃｈが下がり、続いて増幅器のドレイン電流が下がる。同様に、チャネル幅が小さい（例えば、トランジスターサイズが小さい）とＲｃｈが上がり、続いて増幅器のドレイン電流が上がる。
【0026】
図３Ａに示す正位相増幅器の場合、正接続された差動対（ＭＮ１、ＭＮ２）には比較的高い正常動作バイアス電流でバイアスがかかる。このため、正常テールバイアストランジスターＭＢ１のチャネル抵抗はできるだけ小さく設計されている。同時に、負接続された差動対（ＭＮ３、ＭＮ４）は相補対となり、比較的低い補償バイアス電流でバイアスがかかる。このため、補償テールバイアストランジスターＭＢ２のチャネル抵抗は、正常テールバイアストランジスターＭＢ１のチャネル抵抗より高く設計されている。
【0027】
図３Ｂに示す負性位相増幅器の場合、負接続された差動ペア（ＭＮ３、ＭＮ４）には比較的高い正常動作バイアス電流でバイアスがかかる。このため、正常テールバイアストランジスターＭＢ３のチャネル抵抗はできるだけ小さく設計されている。同時に、正接続された差動対（ＭＮ１、ＭＮ２）は相補ペアとなり、比較的低い補償バイアス電流でバイアスがかかる。このため、補償テールバイアストランジスターＭＢ４のチャネル抵抗は、正常テールバイアストランジスターＭＢ３のチャネル抵抗より高く設計されている。
【0028】
図４Ａから４Ｄは、一新規態様に係る、６５ｎｍＣＭＯＳプロセスにおける差動増幅器のトランスコンダクタンスＧｍのシミュレーション結果を示す。大信号操作の場合、増幅器にはトランスコンダクタンス（Ｇｍ）の非線形性の問題がある。図４（ａ）から図３（ｄ）において、Ｘ軸のデルタは入力電圧Ｖｉｎの差（例えばデルタ）であり、点線の曲線は線形化なし、実線の曲線は線形化ありである。図４（ａ）は、トランスコンダクタンスＧｍの曲線を示す。図４（ｂ）は、トランスコンダクタンス（Ｇｍ２）の１次導出の曲線を示す。図４（ｃ）は、トランスコンダクタンス（Ｇｍ３）の２次導出の曲線を示す。図４（ｄ）は、Ｇｍの２次導出の平均値を示す。
【0029】
図４（ａ）に示すように、デルタ入力電圧Ｖｉｎの差が－０．２Ｖから０．２Ｖまで変化すると、差動対のトランスコンダクタンスは０．１２５から０．１３５Ａ／Ｖまで変化する。提案された線形化技術を適用した場合、Ｇｍは０．１１５から０．１１８Ａに変化する。線形化しない場合に比べて、Ｇｍの変化は著しく小さい。一連のＧｍの導出を行って、Ｇｍの非線形性によって発生する異なる高調波成分をさらに観察することができる。例えば、Ｇｍの１次導出は、図４（ｂ）に示すとおりＩＭ２と関連があり、Ｇｍの２次導出は、図４（ｃ）に示すとおりＩＭ３と関連がある。図４（ｄ）に示すように線形化すると、－０．２Ｖから０．２ＶデルタのＧｍ３の平均値が低くなっていることがわかる。線形化により、Ｇｍ３の大きさに比例するＩＭ３は低くなる。
【0030】
図５Ａから５Ｄは、一新規態様に係る、６５ｎｍＣＭＯＳプロセスにおける差動増幅器のツートーンシミュレーション結果を示す。図５（ａ）と図５（ｂ）では、入力電力（例えばＰｏｗｅｒ＿ＩＦ）を－３４ｄＢｍから－１４ｄＢｍまで掃引する。実線の曲線は線形化ありを示し、点線の曲線は線形化なしを示す。図５（ａ）は、２００ＭＨｚのトーン間隔での１次および３次相互変調を示す。図５（ｂ）は、１００ｋから２００ＭＨｚのトーン間隔での１次および３次相互変調を示す。図５（ｃ）は、増幅器の電力利得を示す。図５（ｄ）は、１００ｋから２００ＭＨｚのトーン間隔における３次相互変調の平均値を示す。
【0031】
図５（ａ）は、線形化した場合の低ＩＭ３の期待値を検証したものである。図５（ａ）は、特定のツートーン間隔周波数２００ＭＨｚに基づくシミュレーション結果である。線形化増幅器の広帯域性能を確認するために、図５（ｂ）に示すとおり間隔周波数を１００ｋから２００ＭＨｚまで掃引する。線形化したＩＭ３は全て線形化なしの場合を下回っている。広帯域信号においてトーン間隔が間隔周波数に均等に分布している場合、図５（ｄ）に示すとおり、ＩＭ３全体の改善量は１００ｋから２００ＭＨｚでのＩＭ３の平均値となる。図５（ｄ）は、線形化増幅器がＩＭ３を１０ｄＢ改善できることを示す。一方、図５（ｃ）に示すように、電力利得は１．５ｄＢしか低下していない。
【0032】
図６は、一新規態様に係る、電流補間を用いた電力増幅器線形化方法のフローチャートである。ステップ６０１において、電力増幅器は、ＭＮ１およびＭＮ２の第１の差動トランジスター対によって入力信号を受信する。ＭＮ１ゲートとＭＮ２ゲートは入力ノードに結合され、ＭＮ１ドレインとＭＮ２ドレインは出力ノードに正結合されている。ステップ６０２において、ＰＡは、ＭＮ３とＭＮ４の第２の差動トランジスター対によって入力信号を受信する。ＭＮ３ゲートとＭＮ４ゲートは入力ノードに結合され，ＭＮ３ドレインとＭＮ４ドレインは出力ノードに負結合されている。ステップ６０３において、第１の正常テールバイアストランジスターＭＢ１は、第１の差動トランジスター対に動作バイアス電流を供給する。ステップ６０４では、第２の補償テールバイアストランジスターＭＢ２は、第２の差動トランジスター対に補償バイアス電流を供給する。補償バイアス電流は、ＰＡを線形化するために動作バイアス電流から差し引かれる必要がある。
【0033】
本発明は、説明のために特定の具体的な実施形態に関連して説明されてきたが、本発明はこれに限定されるものではない。したがって、記載された実施形態の様々な特徴の様々な修正、適応、および組み合わせは、特許請求の範囲に規定される本発明の範囲から逸脱することなく実施され得る。
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図4】
【図5】
【図6】
【国際調査報告】