特表 2023-543482 ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2023-10-16

(54)【発明の名称】ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/49 20070101AFI20231006BHJP

【ＦＩ】

H02M7/49

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2023519779

(86)(22)【出願日】2021-12-30

(85)【翻訳文提出日】2023-03-29

(86)【国際出願番号】 CN2021142796

(87)【国際公開番号】W WO2022161095

(87)【国際公開日】2022-08-04

(31)【優先権主張番号】202110113981.0

(32)【優先日】2021-01-27

(33)【優先権主張国・地域又は機関】CN

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】520414480

【氏名又は名称】中国長江三峡集団有限公司

(74)【代理人】

【識別番号】110001841

【氏名又は名称】弁理士法人ＡＴＥＮ

(72)【発明者】

【氏名】劉 瑞闊

(72)【発明者】

【氏名】鄒 祖氷

(72)【発明者】

【氏名】張 ▲ウェイ▼

(72)【発明者】

【氏名】孫 長平

(72)【発明者】

【氏名】劉 喜泉

(72)【発明者】

【氏名】孫 勇

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA05

5H770BA12

5H770DA11

5H770DA23

5H770EA03

5H770HA02X

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA03Y

5H770HA04X

5H770JA17Z

(57)【要約】

ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法であり、まず交流側三相電圧信号及び電流信号ｕ_sj、ｉ_sj及び三相上、下アーム電流信号ｉ_pj、ｉ_njと、直流母線電圧信号ｕ_dcとを収集して、計算によって上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njの式を得て、上、下アームの瞬時電力の和をゼロに制御し、循環電流注入値ｉ^* _cjを得て、上、下アームの変調関数ｓ_pjとｓ_njを微分してかつそれを０に等しくし、変調波がピークに達する際に対応する時刻ｔ_maxとｍ₃、φ₃との間の関数関係を得て、変調指数の最大値と、ｔ時刻の上、下アームの投入したサブモジュール数の和を拘束条件として、最適注入の三次高調波を得る。２つの注入方式の協同によりＭＭＣの直流電圧利用率を効果的に高めることができ、システムの変調波ピークが循環電流注入による増大をしないように保証し、それによってより良い容量電圧変動の抑制効果を達成する。
【選択図】図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

循環電流注入と三次高調波注入との協同により、ＭＭＣの運転性能を最適化し、ＭＭＣ運転時のサブモジュール容量電圧を低減させることにより、電力変換装置のサブモジュール容量に対する需要を減少させるＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法であって、
循環電流注入を制御するＳｔｅｐＡと、
交流側三相電圧信号及び電流信号ｕ_sj、ｉ_sjと、三相上、下アーム電流信号ｉ_pj、ｉ_njと、直流母線電圧信号ｕ_dcとを収集し、ここで、ｊ＝ａ，ｂ，ｃであるＳｔｅｐＡ１と、
ＳｔｅｐＡ１で得られた循環電流ｉ_cj及び三相電流ｉ_sjと上、下アーム電流ｉ_pj、ｉ_njとの関係は以下の式１で表されるＳｔｅｐＡ２と、
［式１］

ＳｔｅｐＡ２で得られた上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njは以下の式２で表されるＳｔｅｐＡ３と、
［式２］

ここで、ｍ₁＝２Ｕ_s／ｕ_dcはｊ相電圧の基本波変調指数であり、Ｕ_sは基本波変調波振幅値であり、ω_sは同期角速度であり、
ＳｔｅｐＡ３における上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njの式に基づいて、上、下アームの瞬時電力の和をゼロに制御し、すなわちＰ_j＝Ｐ_Pj＋Ｐ_nj＝０に制御することにより、以下の式３で表される循環電流注入値ｉ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ４と、
［式３］

ここで、Ｉ_sjはｊ相電流の振幅値であり、φ₁は電流位相であり、
ＳｔｅｐＡ２とＳｔｅｐＡ４で計算されたｉ_cjとｉ^* _cjをそれぞれ循環電流制御リンクに送り、比例-積分-共振（ＰＩＲ）コントローラを用いて、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ５と、
三次高調波の振幅値と位相を最適化して、循環電流注入制御によって注入された三次高調波の振幅値と位相を最適化するＳｔｅｐＢと、
ＳｔｅｐＡ５で得られた循環電流注入値ｉ^* _cjによると、キルヒホッフ電圧法則にしたがって、ｊ相アーム注入循環電流とその発生した電圧ｕ_cLとの関係は以下の式４で表されるＳｔｅｐＢ１と、
［式４］

ここで、Ｌ_armはアームインダクタンスであり、Ｒ₀はアーム抵抗であり、
ＳｔｅｐＢ１により、循環電流注入と三次高調波注入戦略に基づいて、ｊ相上、下アームの変調関数ｓ_pjとｓ_njは以下の式５で表されるＳｔｅｐＢ２と、
［式５］

ここで、ｍ₃＝２Ｕ_s3／ｕ_dcは三次高調波変調波の変調指数であり、φ₃は三次高調波の位相であり、Ｕ_s3は三次高調波電圧振幅値であり、
ＳｔｅｐＢ２における変調関数ｓ_pjとｓ_njに対して微分を求めかつそれを０に等しくし、変調波がピークに達する際に対応する時刻ｔ_maxとｍ₃、φ₃との間の関数関係、すなわちｔ_max＝ｆ（ｍ₃，φ₃）を得るＳｔｅｐＢ３と、
ＳｔｅｐＢ２とＳｔｅｐＢ３を結合し、変調指数の最大値と、ｔ時刻の上、下アームの投入したサブモジュール数の和を拘束条件として、三次高調波の最適振幅値Ｕ_s3__optと位相φ₃__optを得るＳｔｅｐＢ４と、
ＳｔｅｐＢ４により、最適注入の三次高調波を得るＳｔｅｐＢ５とを含む、ことを特徴とするＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法。

【請求項2】

前記ＳｔｅｐＡ５において、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjは以下の式６で表される、ことを特徴とする請求項１に記載のＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法：
［式６］

ここで、ｋ_p、ｋ_i及びｋ_rは、それぞれＰＩＲコントローラの比例係数、積分係数及び共振係数であり、ω_cはＰＩＲコントローラのカットオフ角周波数であり、ω₀は基本波角周波数であり、ω_eは一次ローパスフィルタのカットオフ角周波数である。

【請求項3】

前記ＳｔｅｐＢ４の拘束条件は次の式７で表される、ことを特徴とする請求項２に記載のＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法：
［式７］

ここで、Ｕ_s__max（ｔ）は変調波ピークであり、ｒｏｕｎｄ（）は括弧内の数値を四捨五入して丸め、Ｕ_cはＭＭＣサブモジュール容量電圧の集合平均値であり、Ｎはｊ相の投入した総モジュール数の最大値であり、Ｍは最大変調指数である。

【請求項4】

前記ＳｔｅｐＢ５で得られた最適注入の三次高調波は、以下の式８で表される、ことを特徴とする請求項２に記載のＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法。
［式８］

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は直流送電の制御分野に関し、具体的には、ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法に関する。

【背景技術】

【0002】

ＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に基づくフレキシブル直流送電技術は、その柔軟な制御性、良好な安定性、便利な地域相互接続、モジュール化の構造的特徴、損失が小さいなどの利点で、大容量遠海への風力送電のために有効な解決策を提供した。ＭＭＣ電力変換装置はフレキシブル直流送電技術のコアデバイスとして、その容量、電圧等級は工事需要の増加に伴い、ＭＭＣ電力変換装置の重量、敷地面積及び建造費が大幅に増加した。一方、ＭＭＣハーフブリッジサブモジュールにおける容量の体積と重量は、サブモジュール全体の６０％を占めている。したがって、容量電圧リップル振幅を抑制することにより、容量パラメータ、ＭＭＣ電力変換装置の体積、重量及びコストを低減する目的を達成することは非常に確実で実行可能である。現在、国内外の学者はＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップル振幅を低減するためにすでに関連研究を展開し、例えばすでに公開された以下の文献、
（１）Ｊ．Ｐｏｕ，Ｓ．Ｃｅｂａｌｌｏｓ，Ｇ．Ｋｏｎｓｔａｎｔｉｎｏｕ，Ｖ．Ｇ．Ａｇｅｌｉｄｉｓ，ｅｔ ａｌ．Ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，２０１５，６２（２）： ７７７-７８８、
該文献はＭＭＣの異なる循環電流の基準値を研究し、出力電流の瞬時値と変調信号に基づく循環電流注入コントローラを提案し、該コントローラは正確に容量電圧の平均値を基準値に調整し、上下アーム間のエネルギーをバランスさせ、それによってＭＭＣ容量電圧の変動を減少させる。

【0003】

（２）李凱、趙争鳴、袁立強、など、エネルギーバランスに基づく低減モジュール化マルチレベル変換器［Ｊ］、電工技術学報、２０１７、３２（１４）：１７－２６、
該文献はエネルギーバランスの角度から、制御周期に基づく注入２倍周波数循環電流のエネルギーバランス制御策略を提案し、該策略はオンライン制御によってアームエネルギー波動を最小にして電圧波動を低減させ、煩雑なパラメータ整定過程を回避したが、実質的には負シーケンス２倍周波数循環電流の注入によって実現される。

【0004】

（３）Ｙ．Ｘｕ，Ｚ．Ｘｕ， Ｚ．Ｚｈａｎｇ，ｅｔａｌ．Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｆｏｒ ＭＭＣ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ，２０１９，７：１２０１４１－１２０１５１、
該文献はＭＭＣ容量電圧変動の問題に対して、内外側リングの２つのコントローラから構成される容量電圧第２高調波を除去するコントローラを提案した。外側リングコントローラは循環電流の基準値を決定するために使用され、内側リングコントローラは循環電流を基準値に制御するために使用される。容量電圧の２倍周波数変動成分は、内外側リング制御の協働によりゼロに制御することができ、容量電圧変動を著しく低減することができる。

【0005】

上記文献では、異なる方式、異なるコントローラを設計することで容量電圧変動を抑制しているが、本質的にはＭＭＣアームに循環電流を注入したことである。循環電流注入は変調に２倍周波数循環電流電圧を付加することで、変調のピーク値が増加し、サブモジュールの導通数が最大値を超えないことを保証するために変調指数を低減させる必要があるが、変調指数を低減させることは循環電流注入による容量電圧変動の抑制効果に影響するため、本発明は、２倍周波数循環電流を注入しながら３次高調波を注入するマルチスケールの容量電圧リップル抑制方法を提案し、２つの注入方式の協同によりＭＭＣの直流電圧利用率を効果的に高めることができ、システムの変調波ピークが循環電流注入による増大をしないように保証し、それによってより良い容量電圧変動の抑制効果を達成する。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0006】

本発明が解決しようとする技術課題は、ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法を提案し、ハードウェアを増加させない上に、２つの注入方式の協同によりＭＭＣの直流電圧の利用率を効果的に向上させ、システムの変調波ピークが循環電流注入による増大をしないように保証し、それによってより良い容量電圧変動の抑制効果を達成し、また、循環電流注入の振幅と位相に基づいて、投入されたサブモジュール数の和と変調指数の最大値を拘束条件として、必要な三次高調波の振幅と位相を最適化する。

【0007】

上記技術的課題を解決するために、本発明が採用する技術的手段は以下のように、
循環電流注入と三次高調波注入との協同により、ＭＭＣの運転性能を最適化し、ＭＭＣ運転時のサブモジュール容量電圧を低減させることにより、電力変換装置のサブモジュール容量に対する需要を減少させるＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法であり、
循環電流注入を制御するＳｔｅｐＡと、
交流側三相電圧信号及び電流信号ｕ_sj、ｉ_sjと、三相上、下アーム電流信号ｉ_pj、ｉ_njと、直流母線電圧信号ｕ_dcとを収集し、ここで、ｊ＝ａ，ｂ，ｃであるＳｔｅｐＡ１と、
ＳｔｅｐＡ１で得られた循環電流ｉ_cj及び三相電流ｉ_sjと上下アーム電流ｉ_pj、ｉ_njとの関係は以下の式１で表されるＳｔｅｐＡ２と、
［式１］

ＳｔｅｐＡ２で得られた上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njは以下の式２で表されるＳｔｅｐＡ３と、
［式２］

ここで、ｍ₁＝２Ｕ_s／ｕ_dcはｊ相電圧の基本波変調指数であり、Ｕ_sは基本波変調波振幅値であり、ω_sは同期角速度であり、
ＳｔｅｐＡ３の上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njの式に基づいて、上、下アームの瞬時電力の和をゼロに制御し、すなわちＰ_j＝Ｐ_Pj＋Ｐ_nj＝０に制御することにより、以下の式３で表される循環電流注入値ｉ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ４と、
［式３］

ここで、Ｉ_sjはｊ相電流の振幅値であり、φ₁は電流位相であり、
ＳｔｅｐＡ２とＳｔｅｐＡ４で計算されたｉ_cjとｉ^* _cjをそれぞれ循環電流制御リンクに送り、比例-積分-共振（ＰＩＲ）コントローラを用いて、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ５と、
三次高調波の振幅と位相を最適化して、循環電流注入制御によって注入された三次高調波の振幅と位相を最適化するＳｔｅｐＢと、
ＳｔｅｐＡ５で得られた循環電流注入値ｉ^* _cjによると、キルヒホッフの電圧法則にしたがって、ｊ相アーム注入循環電流とその発生した電圧ｕ_cLとの関係は以下の式４で表されるＳｔｅｐＢ１と、
［式４］

ここで、Ｌ_armはアームインダクタンスであり、Ｒ₀はアーム抵抗であり、
ＳｔｅｐＢ１によると、循環電流注入と三次高調波注入戦略に基づいて、ｊ相上、下アームの変調関数ｓ_pjとｓ_njは以下の式５で表されるＳｔｅｐＢ２と、
［式５］

ここで、ｍ₃＝２Ｕ_s3／ｕ_dcは三次高調波変調波の変調指数であり、φ₃は三次高調波の位相であり、Ｕ_s3は三次高調波電圧振幅値であり、
ＳｔｅｐＢ２における変調関数ｓ_pjとｓ_njを微分してかつそれを０に等しくし、変調波がピークに達する際に対応する時刻ｔ_maxとｍ₃、φ₃との間の関数関係、すなわちｔ_max＝ｆ（ｍ₃，φ₃）を得るＳｔｅｐＢ３と、
ＳｔｅｐＢ２とＳｔｅｐＢ３を結合し、変調指数の最大値と、ｔ時刻の上、下アームの投入したサブモジュール数の和を拘束条件として、三次高調波の最適振幅Ｕ_s3__optと位相φ₃__optを得るＳｔｅｐＢ４と、
ＳｔｅｐＢ４により、最適注入の三次高調波を得るＳｔｅｐＢ５とを含む。

【0008】

前記ＳｔｅｐＡ５において、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjは以下の式６で表され、
［式６］

ここで、ｋ_p、ｋ_i及びｋ_rは、それぞれＰＩＲコントローラの比例係数、積分係数及び共振係数であり、ω_cはＰＩＲコントローラのカットオフ角周波数であり、ω₀は基本波角周波数であり、ω_eは１次ローパスフィルタのカットオフ角周波数である。

【0009】

前記ＳｔｅｐＢ４の拘束条件は次の式７で表され、
［式７］

ここで、Ｕ_s__max（ｔ）は変調波ピークであり、ｒｏｕｎｄ（）は括弧内の数値を四捨五入して丸め、Ｕ_cはＭＭＣサブモジュール容量電圧の集合平均値であり、Ｎはｊ相の投入した総モジュール数の最大値であり、Ｍは最大変調指数であり、該拘束条件により、注入された三次高調波の位相を調整することが可能であり、変調波がピークに達したときに投入される総モジュール数の注入された三次高調波振幅が最小になることを保証し、注入された三次高調波の振幅が最小になるようにして、変調波ピーク条件におけるｊ相の投入された総モジュール数が最大値を超えないことを保証することができる。

【0010】

前記ＳｔｅｐＢ５で得られた最適注入の三次高調波は、以下の式８で表される。
［式８］

【発明の効果】

【0011】

本発明は、ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法を提案し、２つの注入方式の協同によりＭＭＣの直流電圧利用率を効果的に向上させ、システムの変調波ピークが循環電流注入による増大をしないように保証し、それによってより良い容量電圧変動の抑制効果を達成する。また、この方法は電力変換装置サブモジュールの容量値を低減し、電力変換装置の軽量化を実現する上でも重要な意義を持つ。

【図面の簡単な説明】

【0012】

以下、添付図面及び実施形態を用いて本発明をさらに説明し、
図１は本発明のＭＭＣハーフブリッジサブモジュール構造図である。
図２はＭＭＣトポロジー図である。
図３はマルチスケール容量電圧リップル抑制ブロック図である。
図４は循環電流注入制御戦略とマルチスケール制御戦略のシミュレーション比較の図である。

【0013】

以下、添付図面及び実施形態を用いて本発明をさらに説明する。

【0014】

図１－図３に示すように、ＭＣＣハーフブリッジサブモジュール容量電圧リップルのマルチスケール抑制方法であり、循環電流注入と三次高調波注入との協同により、ＭＭＣの運転性能を最適化し、ＭＭＣ運転時のサブモジュール容量電圧を低減させ、電力変換装置のサブモジュール容量に対する需要を減少させ、
循環電流注入を制御するＳｔｅｐＡと、
交流側三相電圧信号及び電流信号ｕ_sj、ｉ_sjと、三相上、下アーム電流信号ｉ_pj、ｉ_njと、直流母線電圧信号ｕ_dcとを収集し、ここで、ｊ＝ａ，ｂ，ｃであるＳｔｅｐＡ１と、
ＳｔｅｐＡ１で得られた循環電流ｉ_cj、三相電流ｉ_sjと上下アーム電流ｉ_pj、ｉ_njとの関係は以下の式９で表されるＳｔｅｐＡ２と、
［式９］

ＳｔｅｐＡ２で得られた上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njは以下の式１０で表されるＳｔｅｐＡ３と、
［式１０］

ここで、ｍ₁＝２Ｕ_s／ｕ_dcはｊ相電圧の基本波変調指数であり、Ｕ_sは基本波変調波振幅値であり、ω_sは同期角速度であり、
ＳｔｅｐＡ３の上、下アームの瞬時電力Ｐ_pj、Ｐ_njの式に基づいて、上、下アームの瞬時電力の和をゼロに制御し、すなわちＰ_j＝Ｐ_Pj＋Ｐ_nj＝０に制御することにより、以下の式１１で表される循環電流注入値ｉ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ４と、
［式１１］

ここで、Ｉ_sjはｊ相電流の振幅値であり、φ₁は電流位相であり、
ＳｔｅｐＡ２とＳｔｅｐＡ４で計算されたｉ_cjとｉ^* _cjをそれぞれ循環電流制御リンクに送り、比例-積分-共振（ＰＩＲ）コントローラを用いて、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjを得るＳｔｅｐＡ５と、
三次高調波の振幅と位相を最適化して、循環電流注入制御によって注入された三次高調波の振幅と位相を最適化するＳｔｅｐＢと、
ＳｔｅｐＡ５で得られた循環電流注入値ｉ^* _cjによると、キルヒホッフの電圧法則にしたがって、ｊ相アーム注入循環電流とその発生した電圧ｕ_cLとの関係は以下の式１２で表されるＳｔｅｐＢ１と、
［式１２］

ここで、Ｌ_armはアームインダクタンスであり、Ｒ₀はアーム抵抗であり、
ＳｔｅｐＢ１によると、循環電流注入と三次高調波注入戦略に基づいて、ｊ相上、下アームの変調関数ｓ_pjとｓ_njは以下の式１３で表されるＳｔｅｐＢ２と、
［式１３］

ここで、ｍ₃＝２Ｕ_s3／ｕ_dcは三次高調波変調波の変調指数であり、φ₃は三次高調波の位相であり、Ｕ_s3は三次高調波電圧振幅値であり、
ＳｔｅｐＢ２における変調関数ｓ_pjとｓ_njを微分してかつそれを０に等しくし、変調波がピークに達する際に対応する時刻ｔ_maxとｍ₃、φ₃との間の関数関係、すなわちｔ_max＝ｆ（ｍ₃，φ₃）を得るＳｔｅｐＢ３と、
ＳｔｅｐＢ２とＳｔｅｐＢ３を結合し、変調指数の最大値と、ｔ時刻の上、下アームの投入したサブモジュール数の和を拘束条件として、三次高調波の最適振幅Ｕ_s3__optと位相φ₃__optを得るＳｔｅｐＢ４と、
ＳｔｅｐＢ４により、最適注入の三次高調波を得るＳｔｅｐＢ５と、
を含む。

【0015】

前記ＳｔｅｐＡ５において、循環電流注入制御による追加制御電圧信号ｕ^* _cjは以下の式１４で表され、
［式１４］

ここで、ｋ_p、ｋ_i及びｋ_rは、それぞれＰＩＲコントローラの比例係数、積分係数及び共振係数であり、ω_cはＰＩＲコントローラのカットオフ角周波数であり、ω₀は基本波角周波数であり、ω_eは１次ローパスフィルタのカットオフ角周波数である。

【0016】

前記ＳｔｅｐＢ４の拘束条件は次の式１５で表され、
［式１５］

ここで、Ｕ_s__max（ｔ）は変調波ピークであり、ｒｏｕｎｄ（）は括弧内の数値を四捨五入して丸め、Ｕ_cはＭＭＣサブモジュール容量電圧の集合平均値であり、Ｎはｊ相の投入した総モジュール数の最大値であり、Ｍは最大変調指数であり、該拘束条件により、注入された三次高調波の位相を調整することが可能であり、変調波がピークに達したときに投入される総モジュール数の注入された三次高調波振幅が最小になることを保証し、注入された三次高調波の振幅が最小になるようにして、変調波ピーク条件におけるｊ相の投入された総モジュール数が最大値を超えないことを保証することができる。

【0017】

前記ＳｔｅｐＢ５で得られた最適注入の三次高調波は、以下の式１６で表される。
［式１６］

【0018】

図４に示すように、図４（ａ）は循環電流注入時のみの変調波の波形であり、図４（ｂ）は多時間スケール制御を用いた変調波の波形であり、図から分かるように、本願で提案された制御戦略を用いることで、循環電流注入による変調波ピークの上昇を効果的に低減することができ、図４（ｃ）は循環電流注入時のみのサブモジュール容量電圧波形であり、図４（ｄ）は多時間スケール制御を用いたサブモジュール容量電圧波形であり、図から分かるように、本願で提案された制御戦略を用いることで、サブモジュール容量電圧変動をより効果的に抑制することができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【国際調査報告】