特表 2024-506944 ＤＣ電源デバイス及びこれを組み込んだ鉄道用変電所

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-02-15

(54)【発明の名称】ＤＣ電源デバイス及びこれを組み込んだ鉄道用変電所

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20240207BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2023549842

(86)(22)【出願日】2022-02-01

(85)【翻訳文提出日】2023-08-17

(86)【国際出願番号】 IB2022050865

(87)【国際公開番号】W WO2022175770

(87)【国際公開日】2022-08-25

(31)【優先権主張番号】21158070.9

(32)【優先日】2021-02-19

(33)【優先権主張国・地域又は機関】EP

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】507412955

【氏名又は名称】セシュロン ソシエテ アノニム

(74)【代理人】

【識別番号】100094569

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 伸一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100103610

【弁理士】

【氏名又は名称】▲吉▼田 和彦

(74)【代理人】

【識別番号】100109070

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 洋之

(74)【代理人】

【識別番号】100098475

【弁理士】

【氏名又は名称】倉澤 伊知郎

(74)【代理人】

【識別番号】100130937

【弁理士】

【氏名又は名称】山本 泰史

(74)【代理人】

【識別番号】100144451

【弁理士】

【氏名又は名称】鈴木 博子

(72)【発明者】

【氏名】バルディビア ヴィルジーリオ

(72)【発明者】

【氏名】バスケズ ラモン

(72)【発明者】

【氏名】モレノ ムノス フランシスコ ホセ

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770BA03

5H770BA13

5H770DA03

5H770DA11

5H770DA22

5H770DA30

5H770DA41

5H770EA01

5H770KA01Y

(57)【要約】

本発明によるＤＣ電源デバイスは、一次側（５）及び二次側（６）を有する変圧器（１）と、変圧器（１）の二次側（６）に入力側が接続されたダイオード整流器（２）と、変圧器（１）の二次側（６）に出力側が接続されたインバータ（３）と、コントローラ（４）と、を備える。インバータ（３）は、コントローラ（４）によって制御され、ダイオード整流器（２）の出力側のＤＣ電圧を目標値に調整するように、変圧器（１）の二次側（６）に無効電力及び／又は高調波を発生させる。コントローラ（４）は、ダイオード整流器（２）によって出力される少なくとも１つのＤＣ信号を入力側で受け取り、少なくとも１つのＤＣ信号を用いてインバータ（３）を制御する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

一次側（５）及び二次側（６）を有する変圧器（１）と、
前記変圧器（１）の前記二次側（６）に入力側が接続されたダイオード整流器（２）と、
前記変圧器（１）の前記二次側（６）に出力側が接続されたインバータ（３）と、
前記ダイオード整流器（２）の前記出力側のＤＣ電圧を目標値に調整するように前記インバータ（３）が前記変圧器（１）の前記二次側（６）に無効電力を発生するよう、前記インバータ（３）を制御するように構成されたコントローラ（４）と、を備え、
前記コントローラ（４）は、前記ダイオード整流器（２）によって出力される少なくとも１つのＤＣ信号を入力側で受け取り、前記少なくとも１つのＤＣ信号を用いて前記インバータ（３）を制御する、
ことを特徴とするＤＣ電源デバイス。

【請求項2】

一次側（５）及び二次側（６）を有する変圧器（１）と、
前記変圧器（１）の前記二次側（６）に入力側が接続されたダイオード整流器（２）と、
前記変圧器（１）の前記二次側（６）に出力側が接続されたインバータ（３）と、
前記ダイオード整流器（２）の前記出力側のＤＣ電圧を目標値に調整するように前記インバータ（３）が前記変圧器（１）の二次側（６）に高調波を発生するよう、前記インバータ（３）を制御するように構成されたコントローラ（４）と、を備え、
前記コントローラ（４）は、前記ダイオード整流器（２）によって出力される少なくとも１つのＤＣ信号を入力側で受け取り、前記少なくとも１つのＤＣ信号を用いて前記インバータ（３）を制御する、
ことを特徴とするＤＣ電源デバイス。

【請求項3】

前記コントローラ（４）は、前記ＤＣ電圧が前記ダイオード整流器（２）の無負荷電圧から所定電圧まで低下したときに前記インバータ（３）が非アクティブとなり、前記ＤＣ電圧が前記所定電圧に達して前記ＤＣ電圧を前記目標値に調整するときに前記インバータ（３）がアクティブとなるように、前記インバータ（３）を制御するように構成されている、
請求項１又は２に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項4】

前記目標値は、前記所定電圧に等しいか又は前記所定電圧より低い、
請求項３に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項5】

前記目標値は、前記ダイオード整流器（２）によって出力される前記ＤＣ電流の関数として変化する、
請求項３又は４に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項6】

前記無負荷電圧と前記所定電圧との差が、前記ダイオード整流器（２）の前記無負荷電圧と前記公称電圧の差の少なくとも２５％、好ましくは少なくとも５０％、より好ましくは少なくとも７５％である、
請求項３乃至５の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項7】

前記無負荷電圧と前記所定電圧との差が、前記ダイオード整流器（２）の前記無負荷電圧と前記公称電圧との差の最大１２５％、好ましくは最大１１０％である、
請求項３乃至６の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項8】

前記所定電圧が、前記ダイオード整流器（２）の前記公称電圧に実質的に等しい、
請求項３乃至７の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項9】

前記変圧器（１）の前記二次側（６）が、前記ダイオード整流器（２）及び前記インバータ（３）に各々接続された少なくとも２つの二次巻線を有する、
請求項１乃至８の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項10】

前記変圧器（１）が、デルタＹ変圧器である、
請求項１乃至９の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項11】

前記ダイオード整流器（２）が、少なくとも１つの６パルスダイオードブリッジを含む、
請求項１乃至１０の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項12】

前記ダイオード整流器（２）が、少なくとも２つのダイオードブリッジ（８）を含む、
請求項１乃至１１の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項13】

前記インバータ（３）が、例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＣＴに基づく少なくとも１つのパワー半導体ブリッジ（９）を含む、
請求項１乃至１２の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項14】

前記コントローラ（４）が、前記インバータ（３）をパルス幅変調するように構成されている、
請求項１乃至１３の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項15】

前記インバータ（３）が一方向性である、
請求項１乃至１４の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項16】

前記コントローラ（４）が、ＤＣ電圧閉ループコントローラ（３３）によって駆動されるＡＣ電流閉ループコントローラ（３６）を含む、
請求項１乃至１５の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項17】

前記コントローラ（４）は、前記ダイオード整流器（２）の前記出力側の前記ＤＣ電圧を前記目標値に調整するよう、前記インバータ（３）が前記変圧器（１）の前記二次側（６）に無効電力及び高調波を発生するよう、前記インバータ（３）を制御するように構成されている、
請求項１及び３乃至１６の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項18】

前記少なくとも１つのＤＣ信号が、前記ＤＣ電圧を含む、
請求項１乃至１７の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項19】

前記コントローラ（４）は、前記ＤＣ電圧に基づいて前記インバータ（３）を制御するＤＣ電圧閉ループコントローラ（３３）を備える、
請求項１８に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項20】

前記少なくとも１つのＤＣ信号は、前記ダイオード整流器（２）によって出力される前記ＤＣ電流を含む、
請求項１乃至１９の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項21】

前記コントローラ（４）は、ループアップテーブル又は解析関数（４７）を用いて、前記ＤＣ電流に基づいて前記インバータ（３）を制御する、
請求項２０に記載のＤＣ電源デバイス。

【請求項22】

請求項１乃至２１の何れか１項に記載のＤＣ電源デバイスを含む鉄道用変電所。

【請求項23】

前記インバータ（３）が、車両のトラクション時に前記閉ループコントローラ（４）の制御下で前記ダイオード整流器（２）の前記出力側で前記ＤＣ電圧を調整し、ＡＣ配電網に注入するために前記車両の制動時にＤＣ電力を回収するように構成されている、
請求項２２に記載の鉄道用変電所。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電車、路面電車等のトラクション用に直流電流を供給するＤＣ電源デバイスに関する。特定の用途によれば、ＤＣ電源デバイスは、ＤＣ鉄道変電所に組み込まれる。

【背景技術】

【0002】

直流電源デバイスは一般に、変圧器を介してＡＣ電力配電回路網に接続された整流器を含み、整流器は、１又は２以上のダイオードブリッジから形成される。このようなＤＣ電源デバイスの欠点は、直列漏れリアクタンス及び直列抵抗の存在に起因して、負荷（例えば、車両電力）が増加するにつれてＤＣライン電圧が低下することである。この電圧降下は、以下の問題につながる。
・電圧降下を補正するために、変電所間の間隔を制限しなければならない
・高負荷の下では、ＤＣカテナリー電圧が過度に低下する可能性があり、その結果、電流が過度に増加する可能性があり、これは、車両に設置された電力コンバータにおいて、放熱、発熱又は回路遮断等の動作上の問題を引き起こす

【0003】

サイリスタ整流器は、新しい変電所システムにおいて、これらの問題に対処するために徐々に採用されつつある。ＤＣ電圧を制御することができる。しかしながら、サイリスタ整流器は、欠点がないわけではない。
・既存のトラクション整流器ユニットは、完全に交換する必要がある
・ダイオード整流器よりも高価である
・より低い力率を示す

【0004】

電圧降下の問題に加えて、ダイオード整流器及びサイリスタ整流器はともに、一方向の電力潮流を示し、すなわち、ブレーキ作動の間に、他の列車によって捕捉できないＤＣラインを流れるエネルギーは、大きな制動抵抗器によって浪費される必要がある。この制限に対処するため、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴｓ）又はサイリスタの何れかをベースとする回生インバータが、鉄道変電所に組み込まれつつある。インバータを備えた変電所は可逆変電所と呼ばれる。現在のところ、複数の可逆変電所用のパワーエレクトロニクスアーキテクチャが見つかっており、これらは主に３つのグループ内に分類することができる。
・特許文献の豪国特許出願公告第５２３１４６号明細書、中国特許第１０２７７４２９号明細書、中国特許第１０５２２６９６９号明細書、中国実用新案公告第２０４３３３９８０号明細書、欧州特許出願公開第３０９１６３１号明細書、欧州特許第２３４３２１３号明細書、中国特許出願公告第１０２２６７４０５号明細書及び中国実用新案公告第２０２９０６７６３号明細書に開示されているような、インバータに関連するダイオード整流器
・航空機、鉄道及び船舶推進用電気システム会議（２０１０年）に発表された、Ｄ．コーニック（Ｄ．Ｃｏｒｎｉｃ）による論文「可逆ＤＣサブステーションによる制動エネルギーの効率的回収」に開示されているような、インバータに関連したサイリスタ整流器
・ＩＧＢＴをベースとした双方向パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ（米国特許第１０５５４１１７号参照）。

【0005】

制動電力は、通常、駆動電力の２５％から３０％である。各電力潮流方向における電力レベルの差が大きいことで、ダイオード整流器とパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ、特にＩＧＢＴベースのＰＷＭインバータを組み合わせて使用することが、コストの観点から適切な選択となる。更に、これらは後付けを可能にする（すなわち、変圧器－整流器セクションを交換する必要がない）。しかしながら、これらは、ＤＣリンク電圧の制御性に関しては依然として限界がある。

【0006】

特許文献の中国特許出願公告第１０２７７４２９４号明細書、中国特許出願公告第１０２２６７４０５号明細書及び中国実用新案公告第２０２９０６７６３号明細書に開示されているような幾つかの解決策は、有効電力注入によって、すなわちＰＷＭインバータとダイオード整流器との間でＤＣラインに供給される有効電力を共有することによってＤＣ電圧を調整することを提案している。しかしながら、整流器の全動作範囲にわたってＤＣ電圧降下を緩和するためには、高いインバータ定格電力が必要である。

【0007】

別の解決策が、実用新案の中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書で提案されており、この解決策は、ダイオード整流器によって引き出される無効電流及び高調波電流を、同じ大きさで逆位相の無効電流及び高調波電流を供給することによって補償することからなる。この方法を用いると、整流器の出力側のＤＣ電圧は、必然的に整流器の無負荷電圧又はその近傍で、すなわち整流器の公称電圧よりもかなり高い電圧で安定化され、このことは、必要とされるインバータの定格電力及びひいてはインバータの消費電力を大幅に増加させ、システムの全体的なエネルギー効率を低下させる。更に、この方法では、ダイオード整流器のＡＣ端子で循環する無効電流及び高調波を監視する必要があるため、典型的には電流及び電圧センサを追加する必要があるので、システムの複雑さとコストに影響を及ぼす。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】豪国特許出願公告第５２３１４６号明細書

【特許文献2】中国特許第１０２７７４２９号明細書

【特許文献3】中国特許第１０５２２６９６９号明細書

【特許文献4】中国実用新案公告第２０４３３３９８０号明細書

【特許文献5】欧州特許出願公開第３０９１６３１号明細書

【特許文献6】欧州特許第２３４３２１３号明細書

【特許文献7】中国特許出願公告第１０２２６７４０５号明細書

【特許文献8】中国実用新案公告第２０２９０６７６３号明細書

【特許文献9】米国特許第１０５５４１１７号

【非特許文献】

【0009】

【非特許文献1】Ｄ．コーニック著「可逆ＤＣサブステーションによる制動エネルギーの効率的回収」、航空機、鉄道及び船舶推進用電気システム会議、２０１０年

【非特許文献2】Ｉ．ケサダら著「ハーモニック・キャンセレーション技術の解空間の境界の評価」、電気技術雑誌、第８８巻、第１ａ号、２１－２５頁、２０１２年

【非特許文献3】Ｌ．リモンギら著「デジタル電流制御方式」、ＩＥＥＥインダストリアル・エレクトロニクス・マガジン、第３巻、第１号、２００９年

【発明の概要】

【0010】

本発明は、上記の欠点を改善することを目的とし、この目的を達成するために、ＤＣ電源デバイスであって、一次側及び二次側を有する変圧器と、変圧器の二次側に入力側が接続されたダイオード整流器と、変圧器の二次側に出力側が接続されたインバータと、ダイオード整流器の出力側のＤＣ電圧を目標値に調整するようにインバータが変圧器の二次側に無効電力及び／又は高調波を発生させるよう、インバータを制御するように配置されたコントローラと、を備え、コントローラが、ダイオード整流器によって出力される少なくとも１つのＤＣ信号を入力側で受け取り、少なくとも１つのＤＣ信号を用いてインバータを制御する、ＤＣ電源デバイスを提供する。

【0011】

本発明の特定の実施形態は、添付の従属請求項において定義される。

【0012】

本発明はまた、上記で定義されたＤＣ電源デバイスを含む鉄道変電所を提供する。

【0013】

本発明の他の特徴及び利点は、添付図面を参照してなされる以下の詳細な説明を読めば明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】本発明によるＤＣ電源デバイスを示す図である。

【図2】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの異なる実施可能な実施形態を示す図である。

【図3】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの異なる実施可能な実施形態を示す図である。

【図4】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの異なる実施可能な実施形態を示す図である。

【図5】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの異なる実施可能な実施形態を示す図である。

【図6】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの異なる実施可能な実施形態を示す図である。

【図7】本発明によるＤＣ電源装置の変圧器、ダイオード整流器及びインバータの好ましい実施形態を示す図である。

【図8】インバータが無効電力を生成してダイオード整流器のＤＣ出力電圧を調整するようにインバータを制御するように配置されている、本発明によるＤＣ電源装置の閉ループコントローラを示す図である。

【図9】本発明によるＤＣ電圧調整なし、及び本発明の第１の動作例によるＤＣ電圧調整ありの２つの事例における、ＤＣ電源デバイスのＤＣ出力電圧対負荷電流を示す図である。

【図10】本発明によるＤＣ電圧調整ありの場合と、本発明によるＤＣ電圧調整なしの場合の、列車が走行運転をしているときのＤＣ電源デバイスのＤＣ出力電圧の応答を示す図である。

【図11】本発明によるＤＣ電源デバイスの変圧器、ダイオード整流器及びインバータの別の好ましい実施例を示す図である。

【図12】インバータが無効電力及び高調波の両方を発生させてダイオード整流器のＤＣ出力電圧を調整するように、図１１に示すインバータを制御するように配置された閉ループコントローラを示す図である。

【図13】中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書に開示された制御方法を用いたＤＣ電源デバイスのＤＣ出力電圧対ダイオード整流器のＤＣ負荷電力のシミュレーション結果（曲線Ｃ１）と、本発明の第２の動作例によるＤＣ電圧調整あり（曲線Ｃ２）とＤＣ電圧調整なし（曲線Ｃ３）の２つの事例における、本発明によるＤＣ電源デバイスのＤＣ出力電圧対ダイオード整流器のＤＣ負荷電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図14】中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書に開示された制御方法を用いたＤＣ電源デバイスのインバータの皮相電力対そのダイオード整流器のＤＣ負荷電力のシミュレーション結果（曲線Ｃ４）、並びに本発明の第２の動作例によるＤＣ電圧調整あり（曲線Ｃ５）とＤＣ電圧調整なし（曲線Ｃ６）の２つの事例における、本発明によるＤＣ電源デバイスのインバータの皮相電力対そのダイオード整流器のＤＣ負荷電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図15】本発明の第３の動作例による直流電圧調整あり（曲線Ｃ７）及びＤＣ電圧調整なし（曲線Ｃ８）の２つの事例における本発明による直流電源デバイスの直流出力電圧対そのダイオード整流器の直流負荷電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図16】本発明の第３の動作例によるＤＣ電圧調整あり（曲線Ｃ９）及びＤＣ電圧調整なし（曲線Ｃ１０）の２つの事例における、本発明によるＤＣ電源デバイスのインバータの皮相電力対そのダイオード整流器のＤＣ負荷電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図17】ＤＣ整流器出力電圧の代わりにＤＣ整流器出力電流を入力信号として使用する、本発明によるＤＣ電源デバイスのインバータを制御するコントローラの一部の代替の実施形態を示す図である。

【図18】ＤＣ整流器出力電流と、図１７の実施形態にて使用できる無効電力設定点との間の所定の関係を示す図である。

【図19】図１７の実施形態にて使用できるＤＣ整流器出力電流、ＡＣ電圧及び無効電力設定点間の所定の関係を示す図である。

【図20】入力信号としてＤＣ整流器出力電流とＤＣ整流器出力電圧の両方を使用する、本発明によるＤＣ電源デバイスのインバータを制御するコントローラの一部の別の代替の実施形態を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

図１を参照すると、ＤＣ鉄道変電所用の本発明によるＤＣ電源デバイスは、変圧器１と、ダイオード整流器２と、インバータ（ＤＣ／ＡＣコンバータ）３と、コントローラ４と、を備える。変圧器１の一次側５は、ＡＣ配電網、典型的には三相ＡＣ配電網、より詳細には三相中電圧ＡＣ配電網から電力を受け取る。変圧器１の二次側６は、ＡＣ電力をダイオード整流器２の入力側に供給する。ダイオード整流器２は、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを出力し、このＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔは、列車トラクション用の鉄道線路に供給される。インバータ３は、その入力側でＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを受け取り、その出力側は変圧器１の二次側６に接続されている。インバータ３の入力側の１又は２以上のダイオード７は、インバータ３を一方向性にする。インバータ３は、好ましくは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）又はＩＧＣＴ（集積ゲート共役サイリスタ）に基づくＰＷＭインバータなどのパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータである。２レベル・インバータやマルチレベル・インバータを含む、様々なインバータ・トポロジーを使用できる。

【0016】

トラクションフェーズの間では、鉄道線路には、変圧器１及びダイオード整流器２を介してＡＣ配電網から得られるＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔが供給され、コントローラ４は、後で説明するように、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔが目標値Ｖｒｅｃｔ＊に調整されるようにインバータ３を制御する。制動フェーズの間では、列車の制動によって発生したＤＣ電力は、インバータ３によってＡＣ電力に変換され、変圧器１を介してＡＣ配電網に注入される。これにより、ＤＣ制動電力がＤＣ配電網に散逸することが回避され、トラクション電力のかなりの部分を回収することができる。

【0017】

変圧器１、ダイオード整流器２及びインバータ３に関して様々な実施形態が可能である。図２乃至図６に示すように、変圧器１は、デルタＹ変圧器とすることができ、ダイオード整流器２は、デルタＹ変圧器の二次巻線のそれぞれに各々が接続された、２つの６パルスダイオードブリッジなどの２つのダイオードブリッジ８を備えることができる。インバータ３は、それぞれのＤＣフィルタ１０を介してＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを受け取り、それぞれの出力でそれぞれのＡＣフィルタ１１を介して変圧器１の２つの二次巻線にそれぞれ接続された、２つの３相パワー半導体ブリッジ９を含むことができる（図２参照）。インバータ３の出力側のＡＣ電圧レベルを調整するために、変圧器１の二次巻線にタップを使用することができる。タップを使用する代わりに、変圧器１２（図３参照）又は自動変圧器１３（図４参照）を、各ＡＣフィルタ１１と変圧器１の対応する二次巻線との間に設けてもよい。インバータ３は、２つのパワー半導体ブリッジ９を有する代わりに、ＤＣフィルタ１０を介してＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを受け取り、そのパワー出力において、デルタＹ変圧器１４及びＡＣフィルタ１１（図５）を介して又は自動変圧器１５及びＡＣフィルタ１１（図６）を介して変圧器１の二次巻線に接続される単一の３相パワー半導体ブリッジ９を含むことができる。

【0018】

パワー半導体ブリッジ９（図３及び図５）の出力側で１又は２以上の変圧器１２、１４が使用される場合、変圧器１２、１４によって提供されるガルバニック絶縁に起因して、各ＤＣフィルタ１０の入力側では単一のダイオード７で十分である。変圧器無し又は１又は２以上の自動変圧器１３、１５がパワー半導体ブリッジ９の出力側で使用される場合（図２、４及び６）、再循環を避けるために２つのダイオード７（各極性＋及び－に対して１つ）が設けられる。

【0019】

ＤＣ及びＡＣフィルタ１０、１１は、典型的にはインダクタ、場合によってはコンデンサ及び抵抗を含む。インバータ３の過変調を防ぐために、ＡＣ側で電圧レベルの適応が必要とすることができる。このような適応は、変圧器１２（図３）、自動変圧器１３（図４）又は変圧器１（図２）に組み込まれたタップによって行うことができる。

【0020】

図２乃至図４に示されたアーキテクチャは、３０００Ｖｄｃの鉄道ネットワークで一般的に見られる整流器ダイオードブリッジの直列接続に適合させることができる。この場合、インバータ電力半導体ブリッジ９は、並列ではなく直列に接続されることになる。

【0021】

図７には、図５のアーキテクチャに基づき、及び２レベル電圧源コンバータトポロジーを有するインバータ３がより詳細に示されている。図７では、簡略化のため、保護回路、コンタクタ、プリチャージ回路などは省略されている。しかしながら、変圧器１、１４の端子における巻線漏れインダクタンスが示されており、そしてＡＣフィルタデューティーを果たすのに使用される。インバータ３の出力側でのＡＣ電圧のスイッチング高調波を更に低減するために、変圧器１４の漏れインダクタンスと直列又は並列に、追加のＡＣフィルタリング構成要素（インダクタ、コンデンサ）を追加することができる。制御の実施形態のための主要電圧及び電流測定値が示されており、これには、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔ、三相パワー半導体ブリッジ９の入力及びＤＣフィルタ１０の出力におけるＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋ、三相パワー半導体ブリッジ９の出力におけるＡＣ電流ｉａ、ｉｂ及びｉｃ、変圧器１４の一方の二次巻線におけるＡＣ電圧ｖａ、ｖｂ及びｖｃ、並びにパワー半導体（ここではＩＧＢＴ）スイッチング信号Ｑ１乃至Ｑ６が含まれる。

【0022】

図８は、コントローラ４の典型的な実施形態を示しており、コントローラ４は、ここでは、マルチループ制御方式に基づく閉ループコントローラである。コントローラ４は、位相ロックループ２０、ａ－ｂ－ｃ乃至ｄ－ｑ変圧ユニット２１、ＤＣリンクインバータ制御ライン２２、及びＤＣ整流器制御ライン２３を含む。

【0023】

位相ロックループ２０は、ＡＣ電圧ｖｑの「ｑ」座標＝０で設定するように調整され、三相電圧ｖａ、ｖｂ及びｖｃを電圧振幅Ｖｄ、位相角θ及び角周波数ωに変換する。

【0024】

ａ－ｂ－ｃ乃至ｄ－ｑ変圧ユニット２１は、位相角θを用いて、三相電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃを同期基準フレーム（ｄ－ｑフレーム）の２成分ｉｄ、ｉｑに変換する。

【0025】

ＤＣリンクインバータ制御ライン２２の機能は、それ自体既知である。この機能は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋを調整して、パワー半導体ブリッジ９がその動作に十分な電圧を受けるようにすることからなる。ＤＣリンクインバータ制御ライン２２は、インバータＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋから目標値Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋ＊を減算する減算器２５及び有効電力設定点Ｐ＊を出力する比例積分（ＰＩ）補償器２６を直列に備えたＤＣ電圧閉ループコントローラ２４を含む。ＤＣリンクインバータ制御ライン２２は、更に、ＡＣ電圧振幅Ｖｄを用いて有効電力設定点Ｐ＊を基準電流ｉｄ＊に変換するスケーリングユニット２８と、基準電流ｉｄ＊からａ－ｂ－ｃ乃至ｄ－ｑ変圧器２１によって出力された実際の電流ｉｄを減算する減算器２９と、比例積分補償器３０と、比例積分補償器３０による出力電圧から電圧ω、Ｌ、ｉｑを減算する別の減算器３１（ここでＬは、インバータ３の出力側からみた等価ＡＣインダクタンスである）、減算器３１の出力信号をスケーリングユニット４２を介して送られる電圧振幅Ｖｄに加算してインバータ３の電圧指令Ｖｉｄを出力する加算器３２と、を直列に備えたＡＣ電流閉ループコントローラ２７を含む。

【0026】

ＤＣ整流器制御ライン２３は、整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを目標値Ｖｒｅｃｔ＊から減算する減算器３４と、無効電力設定点Ｑ＊を出力する比例積分（ＰＩ）補償器３５と、を直列に備えるＤＣ電圧閉ループコントローラ３３を含む。ＤＣ整流器制御ライン２３は更に、ＡＣ電圧振幅Ｖｄを用いて無効電力設定値Ｑ＊を基準電流ｉｑ＊に変換するスケーリングユニット３７と、基準電流ｉｑ＊からａ－ｂ－ｃ乃至ｄ－ｑ変換ユニット２１によって出力された実際の電流ｉｑを減算する減算器３８と、比例積分補償器３９と、比例積分補償器３９によって出力された電圧を電圧ω、Ｌ、ｉｄ（ここでＬは、インバータ３の出力側からみた等価ＡＣインダクタンスである）に加算してインバータ３の電圧指令Ｖｉｑを出力する加算器４０とを直列に備えたＡＣ電流閉ループコントローラ３６を含む。

【0027】

電圧指令Ｖｉｄ及びＶｉｑは、位相角θと共にパルス幅変調器４１に入力される。パルス幅変調器４１は、インバータ３のパワー半導体ブリッジ９を制御するためのスイッチング信号Ｑ１乃至Ｑ６を出力する。パルス幅変調器４１は、空間ベクトル変調、正弦波変調、不連続パルス幅変調の一種又はその他等の公知の様々な変調方式を実施することができる。

【0028】

列車が走行しているとき、インバータ３は、ブロッキングダイオード７の存在に起因して、ＤＣネットワークに電力を供給することはできない。インバータＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋは、ダイオード整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔよりも確実に高い（すなわち、Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋ＊＞Ｖｒｅｃｔ＊）ので、ダイオード７は遮断状態にある。補償器２６は、有効電力設定点Ｐ＊をインバータ３の電力損失を補償できる小さな値に駆動する。

【0029】

列車が制動しているとき、有効電力設定点Ｐ＊は、ＤＣネットワークからＡＣネットワークに発生する総回生電力に設定される。このシナリオでは、ダイオード７が導通を開始し、Ｖｒｅｃｔ≒Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋとなる。

【0030】

ＤＣ整流器制御に関しては、列車が走行しているとき、補償器３５は、無効電力設定点Ｑ＊を駆動し、Ｖｒｅｃｔが目標値Ｖｒｅｃｔ＊に調整されるようにする。列車が制動しているとき、Ｖｒｅｃｔは、電圧制御のある限界を超えて増加し、Ｑ＊はゼロに設定される。

【0031】

ＡＣ電流閉ループコントローラ２７、３６により、インバータ３の出力におけるＡＣ電流の力率を調整することができる。ＡＣ電流閉ループコントローラ２７、３６は、両方の動作モード（列車走行及び列車制動）において有用であるが、このような内側ＡＣ電流閉ループのない制御の実施形態も可能である。

【0032】

図９は、整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを負荷電流（すなわち、出力側で消費されるＤＣ電流）の関数として示している。図９は、本発明によるＤＣ電圧調整なし（インバータ３が無効；図９の連続線）と本発明によるＤＣ電圧調整あり（インバータ３及びＤＣ整流器制御ライン２３が有効；図９の破線）の負荷電流（ＤＣネットワークによってダイオード整流器２の出力側で消費されるＤＣ電流、公称ＤＣ電流に対応する１００％の負荷電流）の関数としての整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを示している。図に示すように、ＤＣ電圧調整がない場合、負荷電流が増加するにつれて電圧が低下することで、所与の電力値に対して電流が増加し、放熱、発熱、及び回路破壊の危険性が発生する。インバータ３が有効になると、ＤＣ整流器制御ライン２３は、インバータ３に変圧器１の二次側に無効電力を発生させ、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを目標値に調整させるが、この値は一定でも負荷電流に応じて変化してもよい。図では、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔは負荷電流１０％で調整され始め、負荷電流５０％でダイオード整流器２及びＤＣネットワークの公称電圧である７５０Ｖまで徐々に低下する。５０％を超えると、ＤＣ電圧は７５０Ｖに調整されたまま維持される。インバータのＤＣリンク電圧Ｖｄｃ＿ｌｉｎｋは、その後、有効電力設定点Ｐ＊を介して調整される。

【0033】

従って、本発明は、変圧器と組み合わせた場合にダイオード整流器が通常示すＤＣ電圧降下を生じることなく、安価で信頼性が高く長寿命の整流器、すなわちダイオード整流器２を使用できるという利点を有する。

【0034】

有効電力発生に基づくＤＣ電圧調整のための既存の解決策と比較して、本発明の利点は、整流器電圧の調整を達成するためにインバータ３に必要な定格電力が低減されることである。実際に、無効電力は通常、ＤＣ電源デバイスでは有用ではない。本発明は、デバイスのＡＣセクションで循環する無効電力を、整流ＤＣ電圧を調整する目的で使用する。

【0035】

更に、インバータ３の一方向性により、インバータ３は、総電力ではなく回生電力用のみの寸法にすることができるので、小さな寸法を有することが可能となる。インバータは通常、制動エネルギー回収の目的で整流器電力の２５％から３０％の範囲の定格電力を必要とする。本発明では、インバータ３は、回生電力用にのみ寸法にすることができ、電圧調整目的のためにインバータの定格電力を増加させる必要はない。

【0036】

シミュレーション結果を図１０に示す。ダイオード整流器２及びＤＣネットワークの公称電圧は７５０Ｖ、ダイオード整流器２の公称電力は３ＭＷである。鉄道電力は、５０％から３００％まで漸次的に階段状にされる（公称電力に対応する１００％の負荷）。インバータ３が無効の場合、整流器電圧は、７６５Ｖから６６５Ｖに低下する。無効電力コントローラを作動させてインバータ３を有効にすると、整流器電圧は、全ての電力レベルの下で７５０Ｖに調整される。負荷電力が約１００％までは、インバータ３はある程度の誘導電力（負符号の無効電力）を発生する。負荷電力が１００％を超えて増加すると、インバータ３は容量性電力（正符号の無効電力）を発生する。整流電圧補償のレベルが高いほど、必要な無効電力は高くなる。

【0037】

図８の実施形態において多くの変更が可能であることは、当業者には明らかであろう。例えば、ＤＣリンクインバータ制御ライン２２及び／又はＤＣ整流器制御ライン２３のＤＣ電圧閉ループコントローラ２４、３３において、比例積分補償器の代わりに、ＰＩＤ（比例－積分－微分）補償器、モデル予測制御等に基づくコンポーネントを使用することも可能である。ＡＣ電流閉ループコントローラ２７、３６は、上記に開示されたもの以外の制御ループソリューション、例えば、定常フレーム制御又はヒステリシス制御を使用することができる。更に、無効電力設定点範囲を正の値のみに制限することも可能であり、その場合、図９の破線は、０から１００％の間の負荷電流に対して連続線に従うことになり、整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔの昇圧のみを実行するようになる。

【0038】

Ｖｒｅｃｔを調整するためにインバータ３から必要とされる電流量を更に低減するために、本発明によって満たされる調整機能を高調波補償機能で補完することができる。この場合、整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔは、無効電力と同様に変圧器１に電圧降下を発生させるダイオード整流器２によって引き出される電流高調波を（部分的又は全体的に）補償することによって増加させることができる。必要な補償レベルは、コントローラ２４、３３と同様のＤＣ電圧閉ループコントローラによって指令することができ、又は最大補償に設定することもできる。高調波の補償は、電気技術雑誌（２０１２年）第８８巻の第１ａ号の２１－２５頁に掲載されているＩ．ケサダら（Ｉ．Ｑｕｅｓａｄａ ｅｔ ａｌ．）による「ハーモニック・キャンセレーション技術の解空間の境界の評価」と題する論文に開示されている選択的高調波キャンセル法に基づくか、又はＩＥＥＥインダストリアル・エレクトロニクス・マガジン（２００９年）第３巻の第１号に掲載されているＬ．リモンギら（Ｌ．Ｌｉｍｏｎｇｉ ｅｔ ａｌ．）による「デジタル電流制御方式（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｃｈｅｍｅｓ）」と題する論文に開示されている高調波補償ネットワークを用いた電流制御方式に基づいた変調方式など、有効電力フィルタリングに適用される既存の技術を用いて実施することができる。

【0039】

高調波補償法と整流器出力電圧制御法を組み合わせた実施形態の例を以下に説明する。図１１は、図３に示したＡＣ相互接続の概念を用いたアーキテクチャの詳細な実施形態を示している。これは、変圧器１、２つの６パルスダイオードブリッジ８１、８２を備えたダイオード整流器２と、２つのＩＧＢＴインバータブリッジ９₁、９₂を備えたインバータ３と、を含む。ＩＧＢＴインバータブリッジ９₁、９₂はそれぞれ、変圧器１２₁、１２₂を介してダイオードブリッジ８１、８２と相互接続されている。この例では、電流測定信号ｉａ、ｂ、ｃ及び各インバータブリッジ９₁、９₂のＩＧＢＴのスイッチング指令信号Ｑ_1-6は別々に制御される。サブインデックス「１」を有する信号は、インバータブリッジ９₁に対応し、サブインデックス「２」の信号はインバータブリッジ９₂に対応する。ダイオード整流器ブリッジ８₁、８₂への入力電流は、ｉａ１＿ｒｅｃｔ、ｉｂ１＿ｒｅｃｔ、ｉｃ１＿ｒｅｃｔ、ｉａ２＿ｒｅｃｔ、ｉｂ２＿ｒｅｃｔ、ｉｃ２＿ｒｅｃｔと表記され、ダイオード整流器２のＤＣ出力電流は、ｉｄｃ＿ｒｅｃｔと表記される。

【0040】

図１２は、整流器出力電圧制御方式と組み合わせた高調波補償方式の電流制御に基づくコントローラ４の実施形態を示している。コントローラ４は、ここでは閉ループコントローラであり、図８の対応するユニットと同様のユニット２０、２５、２６、２８、３４、３５、３７を含む。第１のダイオードブリッジ８₁における入力整流器電流ｉａ１＿ｒｅｃｔ、ｉｂ１＿ｒｅｃｔ、ｉｃ１＿ｒｅｃｔが測定され、高調波補償基準計算ユニット４３₁に入力される。このユニット４３₁には、ａ－ｂ－ｃフレームからｄ－ｑフレームへの変圧及びフィルタ機能が組み込まれる。ユニット４３₁は、コントローラ４によって補償されるべきダイオードブリッジ８₁の高調波を含む２つの基準信号ｉｄ１＿ｒｅｃｔ＿ｈ＊及びｉｑ１＿ｒｅｃｔ＿ｈ＊を、符号適合された状態で出力する（基本波成分はフィルタリングされる）。第１のインバータブリッジ９₁の三相電流ｉａ１、ｉｂ１、ｉｃ１は、ａ－ｂ－ｃ乃至ｄ－ｑ変圧器２１１によって、同期基準フレームにおける２つの成分ｉｄ１、ｉｑ１に変換される。

【0041】

加算器／減算器２９₁において、信号ｉｄ１は、基準信号ｉｄ１＿ｒｅｃｔ＿ｈ＊とスケーリングユニット２８からの基準信号ｉｄ＊との和から減算される。専用の高調波補償器４４₁は、通常、目標とする高調波周波数における電流コントローラ４の補償能力を高めるために、図８の補償器３０と同様の比例積分補償器３０₁に並列に追加される。信号ω．Ｌ．ｉｑ１は、加算器／減算器３１１においてユニット４４₁及び３０₁の出力の和から減算され、その結果は加算器３２₁に供給され、加算器３２₁は、位相同期ループ２０によって出力された電圧Ｖｄを受信するスケーリングユニット４２₁の出力に加算する。加算器３２₁は電圧指令Ｖｉｄ１を出力する。

【0042】

加算器／減算器３８₁において、信号ｉｑ１は、基準信号ｉｑ１＿ｒｅｃｔ＿ｈ＊及びスケーリングユニット３７からの基準信号ｉｑ＊の和から減算される。専用の高調波補償器４５₁は、通常、対象とする高調波周波数における電流コントローラ４の補償能力を強化するために、図８の補償器３９と同様の比例積分補償器３９₁に並列に追加される。信号ω．Ｌ．ｉｄ１及びユニット４５₁及び３９₁の出力は、加算器４０₁によって加算され、別の電圧指令Ｖｉｑ１を生成する。電圧指令Ｖｉｄ１及びＶｉｑ１は、位相ロックループ２０が出力する位相角θと共にパルス幅変調器４１₁に供給される。パルス幅変調器４１₁は、スイッチング信号Ｑ１１、Ｑ２１、Ｑ３１、Ｑ４１、Ｑ５１、Ｑ６１を出力し、第１のインバータブリッジ９₁を制御する。

【0043】

第２インバータブリッジ９₂の三相電流ｉａ２、ｉｂ２、ｉｃ２及び第２ダイオードブリッジ８₂の入力整流器電流ｉａ２＿ｒｅｃｔ、ｉｂ２＿ｒｅｃｔ、ｉｃ２＿ｒｅｃｔに対して、２１₁、４３₁、２９₁、３０₁、４４₁、３１₁、３２₁、４２₁、３８₁、３９₁、４０₁、４５₁と同じユニットが設けられ、簡単のため１つのブロック４６₂として示されている。こうして電圧指令Ｖｉｄ２及びＶｉｑ２が生成され、位相ロックループ２０によって出力された位相角θと共にパルス幅変調器４１₂に供給される。パルス幅変調器４１₂は、スイッチング信号Ｑ１２、Ｑ２２、Ｑ３２、Ｑ４２、Ｑ５２、Ｑ６２を出力し、第２のインバータブリッジ９₂を制御する。

【0044】

高調波補償器４４₁、４５₁（及びブロック４６₂のもの）は、６・ｆｆｕｎｄ（これは第５高調波の負列及び第７高調波の正列を補償する）、及び場合によっては１２・ｆｆｕｎｄ等の他の周波数で共振する共振補償器に基づくことがあり、ｆｆｕｎｄは基本周波数である。その結果、インバータ電圧指令Ｖｉｄ及びＶｉｑは、インバータＡＣ電流が整流器ＡＣ電流高調波を部分的に補償するように変調される。複数の同期参照フレーム及び他の方式に基づく高調波補償のための他の実施形態も可能である（ＩＥＥＥインダストリアル・エレクトロニクス・マガジン（２００９年）第３巻の第１号に掲載されているＬ．リモンギらによる「デジタル電流制御方式」と題する論文参照）。

【0045】

図１２の実施形態で行われているように制御ライン２２、２３に追加する代わりに、高調波の補償をＤＣ整流器制御ライン２３に置き換えてもよい、すなわち、図８の制御ライン２３と同様の制御ラインを使用してもよいが、無効電力の代わりに高調波を発生させるためであり、高調波は整流器ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを調整する目的で発生する。

【0046】

明らかなように、上述の本発明の実施形態では、コントローラ４はＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを入力として受け取り、この電圧をフィードバック信号として使用して、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを目標値Ｖｒｅｃｔ＊に調整するようにインバータ３を制御する。目標値Ｖｒｅｃｔ＊は一定である場合もあれば、負荷電流の関数として変化する場合もある。後者の場合、ダイオード整流器２の出力側に配置された従来のＤＣ電流センサがＤＣ負荷電流データをコントローラ４に提供し、コントローラ４が所定の規則に従って目標値Ｖｒｅｃｔ＊を変化させることを可能にすることができる。

【0047】

コントローラ４に入力されるフィードバック信号としてＤＣ電圧を使用することにより、本発明は、中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書に開示されたデバイスに関して、無効電力及び高調波を補償するためにダイオード整流器の入力（ＡＣ側）でその無効電力及び高調波を測定するための電圧及び電流センサを含む高価な検知スキームを必要としないという利点を有する。

【0048】

更に、図１３のシミュレーション曲線Ｃ１で示されるように、中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書に開示されたデバイスのＤＣ電圧は、ダイオード整流器によって引き出される無効電力と高調波を完全に補償することによって、ダイオード整流器の全動作範囲にわたって調整されるため、無負荷電圧（図１３では約７９０Ｖ）付近に維持され、従って公称電圧（７５０Ｖ）を十分に上回る。この結果、インバータによる消費電力が高くなる（図１４、曲線Ｃ４参照）。中国実用新案公告第２１２３２３７４０号明細書に開示されたデバイスのシミュレーションでは、整流器ブリッジのＤＣ正端子間に変圧器が組み込まれているが、これはそうしないとインバータとダイオード整流器間を循環するＡＣ電流の第５及び第７高調波の量が過大になるからである。

【0049】

一方、本発明では（図１３、曲線Ｃ２参照）、コントローラ４は、インバータ３を次のように制御することができ、
－ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔがダイオード整流器２の無負荷電圧からダイオード整流器２の公称電圧（本実施例では７５０Ｖ）まで低下すると、インバータ３は非作動状態になる、
－ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔがダイオード整流器２の公称電圧に達するとインバータ３はアクティブになり、公称電力（例では３０００ｋＷ）から最大過負荷（例では公称電力の３００％）までのダイオード整流器２の動作範囲にわたって前記ＤＣ電圧を前記公称電圧に調整する。

【0050】

このようにして、インバータによって消費される電力が大幅に削減され（図１４、曲線Ｃ５参照）、グローバルなエネルギー効率及び装置寿命が向上する。特に、インバータ３の定格電力は、エネルギー回収に必要な電力よりも高くする必要がなく、インバータ３は、ＤＣ電圧が公称電圧レベルよりも低下した場合にのみ動作させればよい。

【0051】

図１３及び図１４には、比較のために、インバータ３が無効の場合のＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔ及びインバータ３の皮相電力の変化も示されている（曲線Ｃ３及びＣ６）。

【0052】

図１３及び図１４の実施例では、図９及び図１０に示した実施例と同様に、本発明によるＤＣ電源デバイスのインバータ３によって、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを調整するために無効電力のみが生成される。ただし、図９及び図１０に示した例では、１００％負荷の前に誘導電力を発生させて調整を開始するのとは異なり、図１３及び図１４の例では、無効電力は容量性のみであり、１００％負荷からと同様に発生する。

【0053】

図１５及び図１６は、本発明によるＤＣ電源デバイスの別の動作例を示している。この例（曲線Ｃ７参照）では、ダイオード整流器の最大過負荷容量が４５０％であると仮定している。ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔは、公称負荷電力から例えば３００％負荷電力までの動作範囲にわたって公称電圧に調整され、その後、公称電圧よりも下側であるが調整なしのＤＣ電圧よりも高いままであり（曲線Ｃ８参照）、負荷電力の関数として減少する目標値に調整される。特に、図示のように、変化する目標値は、電圧降下補償が、３００％の負荷電力を超えて、及び最大過負荷、すなわち４５０％まで一定のままであるように選択することができ、それにより、インバータ３の消費電力をクランプすることが可能になり（曲線Ｃ９参照）、インバータ３は、ＤＣ電圧を調整する目的のためだけに過大寸法にする必要がなくなる。

【0054】

ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔをダイオード整流器２の公称電圧に調整し、及び公称電圧で調整を開始することは、単純化及びエネルギー効率の理由から好ましい。しかしながら、代替実施形態では、ダイオード整流器２の無負荷電圧より低いが公称電圧とは異なる（より高い又はより低い）ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔの所定値で調整を開始してもよい。

【0055】

一般的な態様において、本発明では、ダイオード整流器２の無負荷電圧から降下するＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔが所定電圧（公称電圧と等しいか又は異なる）に達したときに調整を開始することができ、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔは、所定電圧と等しいか又は下側である一定又は変化する目標値に調整される。無負荷電圧と所定電圧との差は、通常、ダイオード整流器２の無負荷電圧と公称電圧との差の少なくとも２５％、好ましくは少なくとも５０％、より好ましくは少なくとも７５％である。無負荷電圧と所定電圧との差は、典型的には、ダイオード整流器２の無負荷電圧と公称電圧との差の多くとも１２５％、好ましくは多くとも１１０％である。

【0056】

上述した全ての実施形態において、コントローラ４は、フィードバック信号としてＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔを用いてインバータ３を制御する。しかしながら、他の実施形態では、コントローラ４は、ＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔの代わりに、又はＤＣ電圧Ｖｒｅｃｔに加えて、ダイオード整流器２が出力するＤＣ電流を用いてインバータ３を制御することができる。図１７はそのような実施形態を示し、図８のＤＣ電圧閉ループコントローラ３３又は図１２の対応するＤＣ電圧閉ループコントローラは、ＤＣ整流器出力電流と無効電力設定値との間の所定関係を用いて、無効電力設定値Ｑ＊をＤＣ整流器出力電流ｉｄｃ＿ｒｅｃｔの関数として変調するルックアップテーブル又は解析関数４７に置き換えられている。この入出力関係は、ＤＣ整流器出力電流の増加によって生じるＤＣ側の電圧降下を補償することを目的として計算され、ＡＣ電圧Ｖｄも入力とすることができる。図１８及び図１９は、単純な線形手法に基づく入出力関係の２つの実施例を示す図である。図１８の例は、ＤＣ整流器出力電流のみを入力とする。図１９の例は、ＤＣ整流器出力電流とＡＣ電圧の両方を入力とする。ＤＣ電圧自体の代わりにＤＣ整流器出力電流を用いたＤＣ電圧の調整は、無効電力注入、ＡＣ電圧、ＤＣ電圧及びＤＣ電流間の関係がモデルに基づいているため、精度が低い、すなわち、目標ＤＣ電圧レベルと測定ＤＣ電圧レベルとの差を補償する閉ループ制御動作がない。しかしながら、このような制御にも次のような大きな利点がある。
・応答時間は基本的にインバータの内部電流ループによって定義され、制御帯域幅が大きい
・外側の制御ループを調整する必要がないため、潜在的な安定性の問題を回避できる
・ＤＣ整流器電圧センサを必要としない

【0057】

ＤＣ電圧閉ループ制御が無効電力設定点の微調整を実行し、電圧を目標レベルに正確に制御する一方で、ＤＣ電流測定がシステムの応答時間を早めることができるように、両方の技術を組み合わせて使用することもできる。図２０は、両方の方法を統合した実施形態を示している。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【国際調査報告】