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特表2024-527965付加的なコンデンサを有するＬＣフィルタを用いる電力変換のためのシステム及び方法
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2024-07-26
(54)【発明の名称】付加的なコンデンサを有するＬＣフィルタを用いる電力変換のためのシステム及び方法
(51)【国際特許分類】
H02M 7/5387 20070101AFI20240719BHJP
【ＦＩ】
H02M7/5387 A
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2024504946
(86)(22)【出願日】2022-07-27
(85)【翻訳文提出日】2024-03-25
(86)【国際出願番号】 US2022038556
(87)【国際公開番号】W WO2023009648
(87)【国際公開日】2023-02-02
(31)【優先権主張番号】63/242,840
(32)【優先日】2021-09-10
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/345,896
(32)【優先日】2022-05-25
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/226,136
(32)【優先日】2021-07-27
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/270,311
(32)【優先日】2021-10-21
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/319,122
(32)【優先日】2022-03-11
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/351,768
(32)【優先日】2022-06-13
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(31)【優先権主張番号】63/226,059
(32)【優先日】2021-07-27
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】508344512
【氏名又は名称】ザ トラスティーズ オブ コロンビア ユニバーシティ イン ザ シティ オブ ニューヨーク
【氏名又は名称原語表記】ＴＨＥ ＴＲＵＳＴＥＥＳ ＯＦ ＣＯＬＵＭＢＩＡ ＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ ＩＮ ＴＨＥ ＣＩＴＹ ＯＦ ＮＥＷ ＹＯＲＫ
(74)【代理人】
【識別番号】100134832
【弁理士】
【氏名又は名称】瀧野 文雄
(74)【代理人】
【識別番号】100165308
【弁理士】
【氏名又は名称】津田 俊明
(74)【代理人】
【識別番号】100115048
【弁理士】
【氏名又は名称】福田 康弘
(72)【発明者】
【氏名】プレインドル マティアス
(72)【発明者】
【氏名】ジョウ リーウェイ
(72)【発明者】
【氏名】エウル ウィリアム－マイケル
(72)【発明者】
【氏名】ジャーネス マシュー
【テーマコード（参考）】
5H770
【Ｆターム（参考）】
5H770AA01
5H770BA11
5H770DA01
5H770DA03
5H770DA10
5H770DA41
5H770DA44
5H770DA46
5H770EA01
5H770EA23
5H770HA02W
5H770HA02Y
5H770HA03W
5H770HA03Y
5H770HA06Z
5H770HA07Z
5H770JA10X
5H770KA01Y
(57)【要約】
１つ以上の付加的な上側コンデンサ及びドレイン－ソース間コンデンサを伴うハーフブリッジトポロジーを組み込んだ高効率電力コンバータのためのシステム及び方法。コンバータは、ＤＣ電圧端子と、ＤＣ電圧端子の正及び負のＤＣ端子間にわたって結合されるＤＣリンクコンデンサとを含む。コンバータは、中間点ノードで互いに結合されるハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを含む電力スイッチング素子対を更に含む。コンバータは、スイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサとを有するＬＣフィルタを更に含む。コンバータは、スイッチのドレイン端子とソース端子との間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサを更に含むことができる。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
直流（ＤＣ）電圧端子であって、正のＤＣ端子および負のＤＣ端子を含み、電力コンバータのＤＣ側に位置するＤＣ電圧端子と、前記正のＤＣ端子および前記負のＤＣ端子の間にわたって結合されるＤＣリンクコンデンサと、
前記正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子、および前記負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子を含む電力スイッチング素子対であって、前記ハイサイド電力スイッチング素子および前記ローサイド電力スイッチング素子が中間点ノードにおいて互いに結合される、電力スイッチング素子対と、
正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含むインタフェース端子であって、前記電力コンバータの第２のインタフェース側に位置するインタフェース端子と、
ＬＣフィルタであって、
第１の端部で前記中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、
前記スイッチ側インダクタの第２の端部および前記負のＤＣ端子の間に結合される下側コンデンサと、
前記スイッチ側インダクタの前記第２の端部および前記正のＤＣ端子の間に結合される上側コンデンサと、
を含むＬＣフィルタと、
を備える、ハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項2】
前記上側コンデンサは、リップル電流が前記ＤＣ端子と前記インタフェース端子との間で伝搬するとともに前記ＤＣ端子と前記インタフェース端子との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を提供することによって、前記コンバータのリップル電流を低減する、請求項１に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項3】
プロセッサを含むコントローラを更に備え、前記コントローラは、前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項１に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項4】
プロセッサを含むコントローラを更に備え、前記ＤＣ電圧端子は、入力ＤＣ電圧を受けるように構成され、
前記コントローラは、前記電力スイッチング素子対を駆動して、前記入力ＤＣ電圧を前記中間点ノードで中間出力電圧に変換するように構成され、
前記ＬＣフィルタは、前記中間出力電圧をフィルタリングし、ＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかである、フィルタリングされた出力電圧を前記インタフェース端子で提供するように構成され、
前記スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、前記インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、
請求項１に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項5】
前記電力スイッチング素子対を駆動して前記入力ＤＣ電圧を前記中間出力電圧に変換するために、前記コントローラは、前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項４に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項6】
プロセッサを含むコントローラを更に備え、前記インタフェース端子は、ＡＣ入力電圧を受けるように構成され、
前記ＬＣフィルタは、前記ＡＣ入力電圧をフィルタリングし、フィルタリングされた前記電圧を前記中間点ノードで提供するように構成され、
前記スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、前記インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％であり、
前記コントローラは、前記電力スイッチング素子対を駆動して、前記フィルタリングされた電圧をＤＣ出力電圧に変換するように構成され、
前記ＤＣ電圧端子は、前記ＤＣ出力電圧を出力するように構成される、
請求項１に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項7】
前記ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサと、ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサと、
を更に備える、請求項１に記載のハーフブリッジ電力コンバータ。
【請求項8】
直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受けるステップであって、前記ＤＣ電圧端子が、電力コンバータのＤＣ側に位置される正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む、ステップと、コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動して、前記入力ＤＣ電圧を中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するステップであって、前記電力スイッチング素子対が、前記正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子、および前記負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子を含み、前記ハイサイド電力スイッチング素子および前記ローサイド電力スイッチング素子が前記中間点ノードにおいて互いに結合される、ステップと、
ＬＣフィルタによって、前記中間出力電圧をフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をインタフェース端子で提供するステップであって、
前記フィルタリングされた出力電圧がＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、前記インタフェース端子が、前記電力コンバータの第２のインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含み、
前記ＬＣフィルタが、
第１の端部で前記中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、
前記スイッチ側インダクタの第２の端部および前記負のＤＣ端子の間に結合される下側コンデンサと、
前記スイッチ側インダクタの前記第２の端部および前記正のＤＣ端子との間に接続される上側コンデンサと、を含む、
ステップと、
を含む電力変換方法。
【請求項9】
前記上側コンデンサによって、リップル電流が前記ＤＣ端子および前記インタフェース端子の間で伝搬し、前記ＤＣ端子および前記インタフェース端子の間における差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を提供することにより、リップル電流を低減するステップを更に含む、請求項８に記載の方法。
【請求項10】
前記スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、前記スイッチ側インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、請求項８に記載の方法。
【請求項11】
前記電力スイッチング素子対を駆動して、前記入力ＤＣ電圧を中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するステップは、前記コントローラによって、前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップを含む、請求項８に記載の方法。
【請求項12】
前記ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサによって、前記ハイサイド電力スイッチング素子の前記ドレイン端子および前記ソース端子の間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、前記ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサによって、前記ハイサイド電力スイッチング素子の前記ドレイン端子および前記ソース端子の間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、
を更に含む、請求項８に記載の方法。
【請求項13】
インタフェース端子でＡＣ入力電圧を受けるステップであって、前記インタフェース端子が、電力コンバータのインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含む、ステップと、ＬＣフィルタによって、前記ＡＣ入力電圧をフィルタリングし、フィルタリングされた電圧を中間点ノードで提供するステップであって、
前記ＬＣフィルタが、
第１の端部で前記中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、
前記スイッチ側インダクタの第２の端部とＤＣ端子の負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、
前記スイッチ側インダクタの前記第２の端部と前記ＤＣ端子の正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサと、を含む、
ステップと、
コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動し、前記フィルタリングされた電圧を前記ＤＣ端子におけるＤＣ出力電圧に変換するステップであって、前記電力スイッチング素子対が、前記ＤＣ端子の前記正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、前記ＤＣ端子の前記負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、前記ハイサイド電力スイッチング素子と前記ローサイド電力スイッチング素子とが前記中間点ノードで互いに結合される、ステップと、
を含む電力変換方法。
【請求項14】
前記上側コンデンサによって、リップル電流が前記ＤＣ端子および前記インタフェース端子との間で伝搬するとともに前記ＤＣ端子と前記インタフェース端子との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を提供することにより前記コンバータのリップル電流を低減するステップを更に含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項15】
前記スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、前記スイッチ側インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、請求項１３に記載の方法。
【請求項16】
前記電力スイッチング素子対を駆動し、前記フィルタリングされた電圧を前記ＤＣ端子におけるＤＣ出力電圧に変換するステップは、前記コントローラによって、前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップを含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項17】
前記ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサによって、前記ハイサイド電力スイッチング素子の前記ドレイン端子および前記ソース端子の間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、前記ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子およびソース端子の間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサによって、前記ハイサイド電力スイッチング素子の前記ドレイン端子およびソース端子の間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、
を更に含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項18】
正の入力端子及び負の入力端子を含む直流（ＤＣ）電圧入力と、前記正の入力端子および前記負の入力端子の間にわたって結合されるＤＣ入力コンデンサと、
前記正の入力端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子、前記負の入力端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子を含む電力スイッチング素子対であって、前記ハイサイド電力スイッチング素子および前記ローサイド電力スイッチング素子が中間点ノードで互いに結合される、電力スイッチング素子対と、
前記ハイサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合されるハイサイドコンデンサと、
前記ローサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合されるローサイドコンデンサと、
スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含み、前記中間点ノードに結合される、ＬＣフィルタと、
前記ＬＣフィルタに結合されるＡＣ出力端子と、
前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される電子コントローラと、
を備える電力インバータ。
【請求項19】
前記ハイサイド電力スイッチング素子及び前記ローサイド電力スイッチング素子は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である、請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項20】
前記ＬＣフィルタは、ＬＣＬフィルタを形成するための出力インダクタを更に含み、前記出力インダクタは、前記スイッチ側インダクタを前記ＡＣ出力端子に接続する、請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項21】
前記電力スイッチング素子対を前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するために、前記電子コントローラは、動作中の前記電力インバータの動作特性に基づいて前記電力スイッチング素子対のソフトスイッチングに提供するためのスイッチング周波数を決定し、
前記スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成する、ように構成される、請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項22】
前記電力スイッチング素子対を前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するために、前記電子コントローラは、前記電力スイッチング素子対のデューティサイクル、インダクタ電流、及びソフトスイッチングのための境界閾値電流に基づいてスイッチング周波数を決定し、
前記スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成する、ように構成される、請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項23】
前記コンデンサが前記ＬＣフィルタの下側コンデンサであり、前記ＬＣフィルタが上側コンデンサを更に含み、前記スイッチ側インダクタは、第１の端部で前記中間点ノードに結合され、
前記下側コンデンサは、前記スイッチ側インダクタの第２の端部および負の入力端子との間に結合され、
前記上側コンデンサは、スイッチ側インダクタの第２の端部および正の入力端子の間に結合される、
請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項24】
前記電力インバータは、多相ＡＣ出力を提供するように構成される多相電力インバータであり、前記電力スイッチング素子対は、前記多相ＡＣ出力の第１のＡＣ相における第１の電力スイッチング素子対であり、前記ＬＣフィルタは、前記第１のＡＣ相における第１のＬＣフィルタであり、前記ＡＣ出力端子は、前記第１のＡＣ相における第１のＡＣ出力端子であり、前記電力インバータは、多相ＡＣ出力のそれぞれの付加的なＡＣ相ごとに、
前記正の入力端子に結合される付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び前記負の入力端子に結合される付加的なローサイド電力スイッチング素子を含む付加的な電力スイッチング素子対であって、前記付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び前記付加的なローサイド電力スイッチング素子が、それぞれの前記付加的なＡＣ相における付加的な中間点ノードで互いに結合される、付加的な電力スイッチング素子対と、
前記付加的なハイサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合される付加的なハイサイドコンデンサと、
前記付加的なローサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合される付加的なローサイドコンデンサと、
付加的なスイッチ側インダクタ及び付加的なコンデンサを含み、前記付加的な中間点ノードに結合される、付加的なＬＣフィルタと、
前記付加的なＬＣフィルタに結合される付加的なＡＣ出力端子と、
を更に備える、請求項１８に記載の電力インバータ。
【請求項25】
前記電子コントローラは、それぞれの前記付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項２４に記載の電力インバータ。
【請求項26】
電子コントローラは、独立した位相制御を提供するために、前記第１の電力スイッチング素子対及びそれぞれの前記付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項２４に記載の電力インバータ。
【請求項27】
直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受けるステップであって、前記ＤＣ電圧端子が、電力コンバータのＤＣ側に位置される正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む、ステップと、電子コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動して、前記入力ＤＣ電圧を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号により中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するステップであって、
前記電力スイッチング素子対が、前記正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、前記負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、
前記ハイサイド電力スイッチング素子と前記ローサイド電力スイッチング素子とが前記中間点ノードで互いに結合され、
前記ハイサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたってハイサイドコンデンサが結合され、前記ローサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたってローサイドコンデンサが結合される、
ステップと、
ＬＣフィルタによって、前記中間出力電圧をフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をＬＣフィルタに結合されるＡＣ出力端子に提供するステップであって、前記フィルタリングされた出力電圧がＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、前記ＡＣ出力端子が前記電力コンバータの第２のインタフェース側に位置され、前記ＬＣフィルタが、前記中間点ノードに結合されて、スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含む、ステップと、
を含む電力変換方法。
【請求項28】
前記ハイサイドコンデンサは、オンからオフへの移行中に前記ハイサイド電力スイッチング素子の両端間の電圧上昇を遅延させ、前記ローサイドコンデンサは、オンからオフへの移行中に前記ローサイド電力スイッチング素子の両端間の電圧上昇を遅延させる、請求項２７に記載の方法。
【請求項29】
前記スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、前記スイッチ側インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、請求項２７に記載の方法。
【請求項30】
前記ハイサイド電力スイッチング素子及び前記ローサイド電力スイッチング素子は、炭化ケイ素（ＳｉＣ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である、請求項２７に記載の方法。
【請求項31】
前記ＬＣフィルタは、ＬＣＬフィルタを形成するための出力インダクタを更に含み、前記出力インダクタは、前記スイッチ側インダクタを前記ＡＣ出力端子に接続する、請求項２７に記載の方法。
【請求項32】
前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップは、前記電子コントローラによって、動作中の前記電力インバータの動作特性に基づいて前記電力スイッチング素子対のソフトスイッチングを提供するためのスイッチング周波数を決定するステップと、
前記電子コントローラによって、前記スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成するステップと、
を含む、請求項２７に記載の方法。
【請求項33】
前記電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップは、前記電子コントローラによって、前記電力スイッチング素子対のデューティサイクル、インダクタ電流、及びソフトスイッチングのための境界閾値電流に基づいてスイッチング周波数を決定するステップと、
前記電子コントローラによって、前記スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成するステップと、
を含む、請求項２７に記載の方法。
【請求項34】
前記コンデンサが前記ＬＣフィルタの下側コンデンサであり、前記ＬＣフィルタが上側コンデンサを更に含み、前記スイッチ側インダクタは、第１の端部で前記中間点ノードに結合され、
前記下側コンデンサは、前記スイッチ側インダクタの第２の端部と前記負のＤＣ端子との間に結合され、
前記上側コンデンサは、前記スイッチ側インダクタの前記第２の端部と前記正のＤＣ端子との間に結合される、
請求項２７に記載の方法。
【請求項35】
前記電力インバータは、多相ＡＣ出力を提供するように構成される多相電力インバータであり、前記電力スイッチング素子対は、前記多相ＡＣ出力の第１のＡＣ相における第１の電力スイッチング素子対であり、前記ＬＣフィルタは、前記第１のＡＣ相における第１のＬＣフィルタであり、前記ＡＣ出力端子は、前記第１のＡＣ相における第１のＡＣ出力端子であり、前記方法は、前記多相ＡＣ出力のそれぞれの付加的なＡＣ相ごとに、
前記電子コントローラによって、付加的な電力スイッチング素子対を駆動して、前記入力ＤＣ電圧を、可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で、付加的な中間点ノードにおける付加的な中間出力電圧に変換するステップであって、
前記付加的な電力スイッチング素子対が、前記正のＤＣ端子に結合される付加的なハイサイド電力スイッチング素子、および前記負のＤＣ端子に結合される付加的なローサイド電力スイッチング素子を含み、
前記付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び前記付加的なローサイド電力スイッチング素子が、前記付加的な中間点ノードで互いに結合され、
付加的なハイサイドコンデンサが、前記付加的なハイサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合され、付加的なローサイドコンデンサが、前記付加的なローサイド電力スイッチング素子のソースおよびドレインの間にわたって結合される、
ステップと、
付加的なＬＣフィルタによって、前記付加的な中間出力電圧をフィルタリングして、付加的なフィルタリングされた出力電圧を前記付加的なＬＣフィルタに結合される付加的なＡＣ出力端子に提供するステップと、
を更に含む、請求項２７に記載の方法。
【請求項36】
前記電子コントローラは、それぞれの前記付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項３５に記載の方法。
【請求項37】
前記電子コントローラは、独立した位相制御を行なうために、前記第１の電力スイッチング素子対及びそれぞれの前記付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの前記可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、請求項３５に記載の方法。
【請求項38】
それぞれの相ごとにハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む多相インバータのためのインバータ最適化の方法であって、前記各相のハーフブリッジは、前記インバータの正のＤＣレールおよび負のＤＣレールの間にわたって結合され、かつ、各相の前記ＬＣフィルタに結合される中間点ノードを有する電力スイッチング素子対を含み、各ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）を含み、前記方法は、電子プロセッサによって、前記各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインおよびソースの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定するステップと、
前記電子プロセッサによって、前記電力スイッチング素子対の前記電力スイッチング素子におけるスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定するステップと、
前記電子プロセッサによって、前記ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び前記電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、前記各ＬＣフィルタの前記インダクタ（ＬＳＷ）、前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成するステップと、
前記サイズによる各潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対前記ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットするステップと、
を含む方法。
【請求項39】
プロットされた前記データポイントを使用してパレートフロンティアを生成するステップを更に含む、請求項３８に記載の方法。
【請求項40】
前記電子プロセッサによって、前記パレートフロンティアを電子ディスプレイに表示するステップを更に含む、請求項３９に記載の方法。
【請求項41】
前記インダクタンス値及び前記スイッチング周波数をスイープして、前記各ＬＣフィルタの前記インダクタ（ＬＳＷ）、前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成するステップは、前記スイープのインダクタンス値およびスイッチング周波数の組み合わせごとに損失を算出するステップと、
スイープされるインダクタンス値のそれぞれのインダクタンス値ごとに、前記スイッチング周波数から最低損失を生成する関連周波数を識別して、複数のインダクタンス周波数対を生成するステップと、
各インダクタンス周波数対を、所望の出力電圧リップルを達成する前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における静電容量サイズ及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）における静電容量サイズと関連付けるステップであって、前記ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせが、前記インダクタンス周波数対のうちの１つのインダクタンス値、前記インダクタンス周波数対と関連付けられる前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における前記静電容量サイズ、及び前記インダクタンス周波数対と関連付けられる前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）における前記静電容量サイズを含む、ステップと、
前記ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせごとに体積を推定するステップと、
を含む、請求項３８に記載の方法。
【請求項42】
前記多相インバータが可変周波数臨界ソフトスイッチングインバータである、請求項４１に記載の方法。
【請求項43】
それぞれの相ごとにハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む多相インバータ用のインバータ最適化のためのシステムであって、前記各相のハーフブリッジは、前記インバータの正のＤＣレールおよび負のＤＣレールの間にわたって結合され、かつ、各相の前記ＬＣフィルタに結合される中間点ノードを有する電力スイッチング素子対を含み、各ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）を含み、前記システムは、命令を記憶するメモリと、前記命令を実行するように構成されるプロセッサとを含む電子コントローラを備え、前記命令の実行により、前記電子コントローラは、
各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定し、
前記電力スイッチング素子対の前記電力スイッチング素子におけるスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定し、
前記ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び前記電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、前記各ＬＣフィルタの前記インダクタ（ＬＳＷ）、前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成し、
前記サイズによる各潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対前記ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットする、
システム。
【請求項44】
前記プロセッサは、さらに、前記命令を実行して、プロットされた前記データポイントを使用してパレートフロンティアを前記電子コントローラに生成させるように構成される、請求項４３に記載のシステム。
【請求項45】
前記プロセッサは、さらに、前記命令を実行して、前記電子コントローラに、前記パレートフロンティアを電子ディスプレイ上に表示させるように構成される、請求項４４に記載のシステム。
【請求項46】
前記インダクタンス値及び前記スイッチング周波数をスイープして、前記各ＬＣフィルタの前記インダクタ（ＬＳＷ）、前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成するステップは、前記スイープのインダクタンス値およびスイッチング周波数の組み合わせごとに損失を算出するステップと、
スイープされるインダクタンス値のそれぞれのインダクタンス値ごとに、前記スイッチング周波数から最低損失を生成する関連周波数を識別して、複数のインダクタンス周波数対を生成するステップと、
各インダクタンス周波数対を、所望の出力電圧リップルを達成する前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における静電容量サイズ及び前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）における静電容量サイズと関連付けるステップであって、前記ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせが、前記インダクタンス周波数対のうちの１つのインダクタンス値、前記インダクタンス周波数対と関連付けられる前記ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における前記静電容量サイズ、及び前記インダクタンス周波数対と関連付けられる前記ローサイドコンデンサ（ＣＢ）における前記静電容量サイズを含む、ステップと、
前記ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせごとに体積を推定するステップと、
を含む、請求項４３に記載のシステム。
【請求項47】
前記多相インバータが可変周波数臨界ソフトスイッチングインバータである、請求項４６に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
（関連出願の相互参照）
この出願は、２０２１年７月２７日に出願された米国仮出願第６３／２２６，１３６号、２０２１年９月１０日に出願された米国仮出願第６３／２４２，８４０号、２０２２年５月２５日に出願された米国仮出願第６３／３４５，８９６号、２０２２年６月１３日に出願された米国仮出願第６３／３５１，７６８号、２０２１年７月２７日に出願された米国仮出願第６３／２２６，０５９号、２０２１年１０月２１日に出願された米国仮出願第６３／２７０，３１１号、及び２０２２年３月１１日に出願された米国仮出願第６３／３１９，１２２号の優先権を主張する。これらの仮出願のそれぞれは、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
この出願は、２０２１年７月２７日に出願された米国仮出願第６３／２２６，１３６号、２０２１年９月１０日に出願された米国仮出願第６３／２４２，８４０号、２０２２年５月２５日に出願された米国仮出願第６３／３４５，８９６号、２０２２年６月１３日に出願された米国仮出願第６３／３５１，７６８号、２０２１年７月２７日に出願された米国仮出願第６３／２２６，０５９号、２０２１年１０月２１日に出願された米国仮出願第６３／２７０，３１１号、及び２０２２年３月１１日に出願された米国仮出願第６３／３１９，１２２号の優先権を主張する。これらの仮出願のそれぞれは、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。
【0002】
（連邦政府による資金提供を受けた研究に関する記載）
本発明は、全米科学財団によって授与された１６５３５７４の下での政府支援を受けてなされた。政府は、本発明に一定の権利を有する。
本発明は、全米科学財団によって授与された１６５３５７４の下での政府支援を受けてなされた。政府は、本発明に一定の権利を有する。
【背景技術】
【0003】
様々なタイプの電力コンバータが、多くの産業及び状況において製造され、使用されている。例示的な電力コンバータは、交流（ＡＣ）－直流（ＤＣ）整流器、ＤＣ－ＡＣインバータ、及びＤＣ－ＤＣコンバータを含む。ＡＣ／ＤＣ整流器とも呼ばれるＡＣ－ＤＣ整流器は、ＡＣ電力をＤＣ電力に変換する。ＤＣ／ＡＣインバータとも呼ばれるＤＣ－ＡＣインバータは、ＤＣ電力をＡＣ電力に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータとも呼ばれるＤＣ－ＤＣコンバータは、入力ＤＣ電力を第１のＤＣ電圧レベルから第２のＤＣ電圧レベルに変換する。
【0004】
電力コンバータは、ＡＣグリッド電源からのＡＣ電力を、バッテリを充電するためのＤＣ電力に整流すること、又はバッテリからのＤＣ電力をＡＣ電力に逆変換してモータを駆動する又はＡＣ電力をＡＣグリッドに供給することなど、様々な目的に使用することができる。更に、電力コンバータは、電気自動車、エンジン発電機、ソーラーパネル、様々な状況で使用され又はこれらに接続され得る産業機器などにおいて（例えば、産業機器のモータを駆動するために）。
【発明の概要】
【0005】
電力コンバータは、他の特性の中でも、電力変換効率、電力密度、及びコストに関して説明することができる。一般に、より高い電力効率、より高い電力密度、及びより低いコストを有する電力コンバータを有することが望ましい。高効率の電力コンバータは、エネルギーを著しく損失することなく電力（例えば、ＡＣからＤＣ、ＤＣからＡＣ、及び／又はＤＣからＤＣ）を変換することができる。低効率の電力コンバータは、電力変換中により高いエネルギー損失を受ける。そのようなエネルギー損失は、例えば、電力を変換しながら電力コンバータによって生成される熱として現れる場合がある。電力コンバータ、インダクタ、又は他の電子部品の電力効率は、０から１００％の間のパーセンテージとして表され、下記の式を使用して部品への電力入力及び部品からの電力出力に基づいて決定され得る。
電力密度が高い電力コンバータは、電力コンバータによって占有される物理的空間と比較して、電力コンバータによって出力される電力の比率が高い。電力密度は、下記の式を使用して計算することができる。
【数1】
【数2】
【0006】
金銭的コスト及び環境コストを含むエネルギーコストは、電力コンバータを組み込む多くの産業にわたって重要な要因であり続けている。したがって、電力コンバータの電力効率のわずかな増加（例えば、１０分の１パーセントの）であっても重要であり、非常に望ましい。同様に、電力コンバータの材料及びサイズの適度な削減でさえも、重要であり、非常に望ましい可能性があり、これは、電力コンバータを組み込むシステム内の電力コンバータを収容するためのコスト及び物理的スペースの削減を可能にする。
【0007】
更に、電力コンバータは、電力コンバータの入力ノード及び出力ノードの両方において電圧及び電流リップルを制御するためのフィルタなどの特徴を含むことができる。このようなリップルは、望ましくない電磁干渉（ＥＭＩ）を引き起こす可能性がある。例えば、電力コンバータへの入力における電圧リップルは、十分にフィルタリングされない場合、他の回路に結合することができる高周波高調波放射を生成することができる入力電流をもたらすことができる。電力線、情報技術、航空宇宙、及び商業電子用途においてこれらの放射を規制するために、様々な電磁適合性（ＥＭＣ）規格が存在する。
【0008】
典型的なＥＭＩ低減解決策は、増加された部品の数量及び体積により、電力コンバータの体積の増加（したがって、電力密度の低減）、及びコストの増加という代償を払ってもたらす。他のＥＭＩ低減方式は、制御戦略、レイアウト技術、及びトポロジーカル解決策を含む。しかしながら、これらの解決策はＥＭＩ低減に焦点を当てており、大きなインダクタ電流リップルを活用する電力コンバータに存在するコンデンサリップル電流の問題を軽減しない。可変周波数臨界ソフトスイッチング（ｖａｒｉａｂｌｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｒｉｔｉｃａｌ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ、ＶＦＣＳＳ）を伴うものなど、大きなインダクタ電流リップルを利用する電力コンバータは、改善された効率及び電力密度の両方を有する電力コンバータを提供することができる。しかしながら、それらは、これらの高いリップル電流にも耐えることができる大きなフィルタ構成要素を必要とする可能性がある。
【0009】
幾つかの電力コンバータのフィルタを設計する場合、フィルタの容量値は、所望のリップル電圧及びリップル電流を満たす最小値になるように選択されてもよい。場合によっては、スイッチング周波数を増加させてリップル電圧を低減し、したがってコンデンサ及び全体のフィルタサイズを低減することができる。しかしながら、ある時点で、スイッチング周波数を更に増加させて出力フィルタの物理的サイズを小さくすることは、コンデンサのリップル電流仕様が制限要因であるため無効になる。
【0010】
本明細書で開示される幾つかの実施形態では、システム及び方法は、総静電容量又は体積を増加させることなく、電力コンバータのＥＭＩ及び総リップル電流処理要件の両方を低減するトポロジー変更を有する電力コンバータについて提供される。トポロジー変更は、入力ノードと出力ノードとを接続する上側コンデンサの追加を含み得る。したがって、そのようなシステム及び方法は、改善された効率及び電力密度を有する電力コンバータを含むことができる。
【0011】
電力コンバータの電力スイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））は、各スイッチング事象において損失を経験する可能性がある。本明細書に開示される幾つかの実施形態では、付加的なドレイン－ソース間コンデンサが電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合され、これにより、オン－オフ遷移中の電圧上昇を遅らせることができる。この遅い電圧上昇は、電力スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。したがって、そのようなシステム及び方法は、効率が改善された電力コンバータを含むことができる。
【0012】
電力コンバータの設計は、特定のトポロジー及び制御方式が選択された後でさえ、調整可能な変数の数のために困難であり得る。本明細書に開示される幾つかの実施形態では、電力コンバータを提供するための構成要素（例えば、特定のインダクタンスのインダクタ、特定の静電容量のコンデンサ）及び／又はスイッチング周波数の特定の組み合わせを識別及び選択するための設計方法又はプロセスが提供される。
【0013】
更に、本明細書で提供される様々なシステム及び方法は、電力コンバータの改善を提供するために組み合わされるか又は独立して使用されてもよい。
【0014】
一実施形態では、ハーフブリッジ電力コンバータは、正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む直流（ＤＣ）電圧端子を備える。ＤＣ電圧端子は、電力コンバータのＤＣ側に位置される。電力コンバータはまた、正のＤＣ端子と負のＤＣ端子との間にわたって結合されたＤＣリンクコンデンサと、正のＤＣ端子に結合されたハイサイド電力スイッチング素子と負のＤＣ端子に結合されたローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対とを含む。ハイサイド電力スイッチング素子及びローサイド電力スイッチング素子は、中間点ノードにおいて互いに結合される。電力コンバータは、正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含むインタフェース端子も含む。インタフェース端子は、電力コンバータの第２のインタフェース側に配置される。電力コンバータは、第１の端部で中間点ノードに結合されたスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合された下側コンデンサとを含むＬＣフィルタも含む。ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合された上側コンデンサも含む。
【0015】
一実施形態では、電力変換の方法が導入される。方法は、直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受ける第１のステップを含み、ＤＣ電圧端子は、電力コンバータのｄｃ側に位置する正のｄｃ端子及び負のｄｃ端子を含む。方法は、コントローラによって電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を中間点ノードにおける中間出力電圧に変換する第２のステップを含み、電力スイッチング素子対は、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合される。方法は、ＬＣフィルタによって中間出力電圧をフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をインタフェース端子に与える第３のステップを含み、フィルタリングされた出力電圧はＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、インタフェース端子は、電力コンバータの第２のインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含む。ＬＣフィルタは、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサとを含む。スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサ。
【0016】
一実施形態では、電力変換の別の方法が導入される。方法は、インタフェース端子でＡＣ入力電圧を受信する第１のステップを含み、インタフェース端子は、電力コンバータのインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含む。方法は、フィルタリングされた電圧を中間点ノードに与えるためにＬＣフィルタによってＡＣ入力電圧をフィルタリングする第２のステップを含む。ＬＣフィルタは、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサとを含む。スイッチ側インダクタの第２の端部と正のｄｃ端子との間に結合される上側コンデンサ。方法は、フィルタリングされた電圧をＤＣ端子におけるＤＣ出力電圧に変換するためにコントローラによって電力スイッチング素子対を駆動する第３のステップを含み、電力スイッチング素子対は、ＤＣ端子の正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、ＤＣ端子の負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合される。
【0017】
一実施形態では、電力インバータは、正の入力端子及び負の入力端子を含む直流（ＤＣ）電圧入力を含む。インバータは、正の入力端子と負の入力端子との間にわたって結合されるＤＣ入力コンデンサを含む。正の入力端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負の入力端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対であって、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合される、電力スイッチング素子対。ハイサイドコンデンサは、ハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合され、ローサイドコンデンサは、ローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合される。スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含むＬＣフィルタであって、ＬＣフィルタが中間点ノードに結合され、ＡＣ出力端子がＬＣフィルタに結合される、ＬＣフィルタ。可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を用いて電力スイッチング素子対を駆動するように構成される電子コントローラ。
【0018】
一実施形態では、更に別の電力変換方法が導入される。方法は、直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受ける第１のステップであって、ＤＣ電圧端子が、電力コンバータのＤＣ側に配置された正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む、ステップも含む。方法は、電子コントローラによって電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で中間点ノードにおける中間出力電圧に変換する第２のステップを含む。方法は、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対も含む。ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合され、ハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたってハイサイドコンデンサが結合され、ローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたってローサイドコンデンサが結合される。方法は、中間出力電圧をＬＣフィルタによってフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をＬＣフィルタに結合されるａｃ出力端子に与える第３のステップを含み、フィルタリングされた出力電圧はＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、インタフェース端子は、電力コンバータの第２のインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含み、ＬＣフィルタは、中間点ノードに結合され、スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含む。
【0019】
一実施形態では、それぞれの相ごとにハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む多相インバータのためのインバータ最適化の方法が導入される。方法は、電子プロセッサによって各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ｄｒａｉｎ－ｓｏｕｒｃｅ ｃａｐａｃｉｔｏｒ、ＣＤＳ）の静電容量を決定する第１のステップを含む。方法は、電子プロセッサによって、電力スイッチング素子対の電力スイッチング素子のスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定する第２のステップを含む。方法は、電子プロセッサによって、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）におけるインダクタンス値及び電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、各ｌｃフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成し、サイズの潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットする第３のステップを含む。
【0020】
一実施形態では、多相インバータのためのインバータ最適化のためのシステムは、各相のハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む。システムは、命令を記憶するメモリと、命令を実行するように構成されるプロセッサとを含む電子コントローラも含む。命令は、電子コントローラに、各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定させ、電力スイッチング素子対の電力スイッチング素子のスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定させる。このシステムはまた、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）におけるインダクタンス値及び電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成する。システムは、潜在的なサイズの組み合わせごとに、計算された損失対ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットすることも含む。
【0021】
本開示の前述及び他の態様及び利点は、以下の説明から明らかになる。説明では、本明細書の一部を形成し、１つ以上の実施形態を例示として示す添付図面を参照する。しかしながら、これらの実施形態は必ずしも本発明の全範囲を表すものではなく、したがって、本発明の範囲を解釈するために特許請求の範囲及び本明細書を参照されたい。以下の説明では、図から図への同様の部分を指すために同様の参照番号が使用される。
【図面の簡単な説明】
【0022】
【図1】幾つかの実施形態に係る電力コンバータシステムを示す。
【図2A】従来技術のハーフブリッジコンバータ回路を示す。
【図2B】幾つかの実施形態に係る修正されたハーフブリッジコンバータ回路を示す。
【図6】ハーフブリッジ電力コンバータ回路の実験及びシミュレートされたデータ波形を示す。
【図7】ハーフブリッジ電力コンバータ回路の実験及びシミュレートされたデータ波形を示す。
【図8】ハーフブリッジ電力コンバータ回路の実験及びシミュレートされたデータ波形を示す。
【図9】ハーフブリッジ電力コンバータ回路の実験及びシミュレートされたデータ波形を示す。
【図10】ハーフブリッジ電力コンバータ回路の実験及びシミュレートされたデータ波形を示す。
【図11】幾つかの実施形態に係る電力変換のプロセスを示す。
【図12】幾つかの実施形態に係るソフトスイッチングを使用してスイッチを制御するためのタイミング図を示す。
【図13】幾つかの実施形態に係る電力変換の他のプロセスを示す。
【図14】幾つかの実施形態に係る多相電力コンバータを示す。
【図15】幾つかの実施形態に係るカスケード接続されたハーフブリッジ電力コンバータを示す。
【図16】幾つかの実施形態に係るソフトスイッチングにおけるタイミング図及び境界条件を示す。
【図17】幾つかの実施形態に係る電力コンバータの一対のスイッチング素子の対を制御するための制御図を示す。
【図18】幾つかの実施形態に係る電力コンバータのスイッチング素子の対を制御するための他の制御図を示す。
【図19】幾つかの実施形態に係る上側コンデンサ及びドレイン－ソース間コンデンサを組み込んだ電力コンバータを示す。
【図20】幾つかの実施形態に係る電力コンバータにおける電流波形、電圧波形、及び電力波形を示す。
【図21】幾つかの実施形態に係る電力インバータ最適化のプロセスを示す。
【図22A】幾つかの実施形態に係る時間、静電容量、及びスイッチング周波数のプロットを示す。
【図22B】幾つかの実施形態に係るスイッチング損失対電流のプロットを示す。
【図23】幾つかの実施形態に係るインダクタンスとスイッチング周波数との組み合わせにおける点のパレートフロンティアを示す。
【図24】幾つかの実施形態に係る、ＬＣフィルタ構成要素の潜在的な組み合わせ及びその特性を決定するためにインダクタンス値及びスイッチング周波数をスイープするためのプロセスを示す。
【図25】幾つかの実施形態に係る、ＬＣフィルタ構成要素の潜在的な組み合わせ及びその特性を決定するためにインダクタンス値及びスイッチング周波数をスイープするためのプロセスを示す。
【図26】幾つかの実施形態に係る、可変周波数臨界ソフトスイッチングを用いて電力コンバータを制御するための制御図を示す。
【発明を実施するための形態】
【0023】
１つ以上の実施形態が、以下の説明及び添付の図面において説明及び例示される。これらの実施形態は、本明細書で提供される特定の詳細に限定されず、様々な方法で変更することができる。更に、本明細書に記載されていない他の実施形態が存在してもよい。また、複数の構成要素によって実行される機能が統合され、単一の構成要素によって実行されてもよい。同様に、１つの構成要素によって実行されるものとして本明細書で説明される機能は、複数の構成要素によって分散して実行されてもよい。更に、特定の機能を実行すると記載された構成要素は、本明細書に記載されていない付加的な機能を実行することもできる。例えば、特定の方法で「構成」される装置又は構造は、少なくともその方法で構成されるが、列挙されていない方法で構成されてもよい。
【0024】
本出願で使用される場合、「非一時的コンピュータ可読媒体」は、全てのコンピュータ可読媒体を含むが、一時的な伝搬信号からなるものではない。したがって、非一時的コンピュータ可読媒体は、例えば、ハードディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、光記憶装置、磁気記憶装置、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、レジスタメモリ、プロセッサキャッシュ、又はそれらの任意の組み合わせを含むことができる。
【0025】
更に、本明細書で使用される表現及び用語は、説明のためのものであり、限定と見なされるべきではない。例えば、本明細書における「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「含有する（ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ）」、「有する（ｈａｖｉｎｇ）」及びそれらの変形の使用は、その後に列挙される項目及びその均等物並びに付加的な項目を包含することを意味する。更に、「接続された」及び「結合された」という用語は広く使用され、直接的及び間接的な接続及び結合の両方を包含し、物理的又は電気的な接続又は結合を指すことができる。更に、２つ以上の項目と共に使用される段階「及び／又は」は、項目を個別に及び両方の項目を一緒にカバーすることを意図している。例えば、「ａ及び／又はｂ」は、ａ（及びｂでない）、ｂ（及びａでない）、並びにａ及びｂを網羅するように意図される。
【0026】
本明細書では、電力効率の向上、電力密度の向上、及び／又はコストの削減を伴う電力変換を提供することができる電力コンバータに関するシステム及び方法が開示される。
【0027】
本明細書で開示される幾つかの実施形態では、システム及び方法は、総静電容量又は体積を増加させることなく、電力コンバータのＥＭＩ及び総リップル電流処理要件の両方を低減するトポロジー変更を有する電力コンバータについて提供される。トポロジー変更は、入力ノードと出力ノードとを接続する上側コンデンサの追加を含み得る。したがって、そのようなシステム及び方法は、他の利点の中でも、改善された効率及び電力密度を有する電力コンバータを含むことができる。
【0028】
電力コンバータの電力スイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ））は、各スイッチング事象において損失を経験する可能性がある。本明細書に開示される幾つかの実施形態では、付加的なドレイン－ソース間コンデンサが電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合され、これにより、オン－オフ遷移中の電圧上昇を遅らせることができる。この遅い電圧上昇は、電力スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。したがって、そのようなシステム及び方法は、効率が改善された電力コンバータを含むことができる。
【0029】
電力コンバータの設計は、特定のトポロジー及び制御方式が選択された後でさえ、調整可能な変数の数のために困難であり得る。本明細書に開示される幾つかの実施形態では、電力コンバータを提供するための構成要素（例えば、特定のインダクタンスのインダクタ、特定の静電容量のコンデンサ）及び／又はスイッチング周波数の特定の組み合わせを識別及び選択するための設計方法又はプロセスが提供される。
【0030】
本出願は、以下の節では、これら及び他の実施形態の説明、すなわち、（Ｉ）電力コンバータシステム、（ＩＩ）ハーフブリッジスイッチングコンバータトポロジー用の上側コンデンサ、（ＩＩＩ）例示的な動作方法、（ＩＶ）可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）、（Ｖ）付加的なドレイン－ソースコンデンサ、（ＶＩ）インバータのための設計方法を含む。
【0031】
Ｉ．電力コンバータシステム
図１は、幾つかの実施形態に係る電力コンバータシステム１００を示す。電力コンバータシステム１００は、電子コントローラ１０５と、第１の負荷／電源１１０と、電力コンバータ１１５と、ＬＣフィルタ１２０と、コンタクタ１２５と、第２の電源／負荷１３０と、第３の電源／負荷１３５と、１つ以上のセンサ１４０とを含む。
図１は、幾つかの実施形態に係る電力コンバータシステム１００を示す。電力コンバータシステム１００は、電子コントローラ１０５と、第１の負荷／電源１１０と、電力コンバータ１１５と、ＬＣフィルタ１２０と、コンタクタ１２５と、第２の電源／負荷１３０と、第３の電源／負荷１３５と、１つ以上のセンサ１４０とを含む。
【0032】
動作中、一般に、電子コントローラ１０５は、高周波制御信号で電力コンバータ１１５の電力スイッチング素子を制御して、（ｉ）電源として機能する第１の負荷／電源１１０から、負荷として機能する第２の電源／負荷１３０又は第３の電源／負荷１３５（コンタクタ１２５の状態に応じて）に、或いは（ｉｉ）電源として機能する第２の電源／負荷１３０又は第３の電源／負荷１３５（コンタクタ１２５の状態に応じて）から、負荷として機能する第１の負荷／電源１１０に電力を変換する。したがって、第１の負荷／電源１１０が電力コンバータ１１５のための電源として機能している場合、第２の電源／負荷１３０（又は、コンタクタ１２５の状態に応じて、第３の電源／負荷１３５）は電力コンバータ１１５のための負荷として機能している。逆に、第１の負荷／電源１１０が電力コンバータ１１５の負荷として機能している場合、第２の電源／負荷１３０（又は、コンタクタ１２５の状態に応じて、第３の電源／負荷１３５）は電力コンバータ１１５の電源として機能している。
【0033】
第１の負荷／電源１１０は、直流電力（ＤＣ）負荷、ＤＣ電源、又はＤＣ負荷とＤＣ電源の両方であってもよい（すなわち、電力コンバータ１１５のモードに応じて、場合によってはＤＣ電源として、他の場合ではＤＣ負荷として機能する）。幾つかの例では、第１の負荷／電源１１０は電池である。第２の電源／負荷１３０及び第３の電源／負荷１３５は、ＤＣ負荷、ＤＣ源、ＤＣ負荷とＤＣ源の両方、ＡＣ負荷、ＡＣ源、又はＡＣ負荷とＡＣ源の両方であってもよい（すなわち、電力コンバータ１１５のモードに応じて、場合によってはＡＣ電源として、他の場合ではＡＣ負荷として機能する）。幾つかの例では、第２の電源／負荷１３０は電気モータであり、第３の電源／負荷１３５はＡＣ発電機又はＡＣ電源グリッドである。幾つかの例では、第２の電源／負荷１３０及び第３の電源／負荷１３５は両方ともＤＣ電池である。システム１００の幾つかの例では、第２の電源／負荷１３０は、中間コンタクタ１２５なしでＬＣフィルタ１２０に接続され、コンタクタ１２５及び第３の電源／負荷１３５はシステム１００には存在しない。
【0034】
第１の負荷／電源１１０は電力コンバータ１１５の第１の側で電力コンバータ１１５に結合され、第２の電源／負荷１３０（又は、コンタクタ１２５の状態に応じて、第３の電源／負荷１３５）は電力コンバータ１１５の第２の側で電力コンバータ１１５に結合される。第１の側は、電力コンバータのモードに応じて、電力コンバータ１１５の入力側又は出力側と呼ばれることもあり、電力コンバータ１１５のＤＣ側と呼ばれることもある。第２の側は、電力コンバータのモードに応じて、電力コンバータの入力側又は出力側、第２の及び／又は第３の電源／負荷１３０，１３５の電力タイプに応じて、電力コンバータ１１５のＤＣ側又はＡＣ側、又はインタフェース側とも呼ばれ得る。幾つかの実施形態では、電力コンバータ１１５の第２の側は、単相ＡＣ電力、三相ＡＣ電力、又は別の相数を有するＡＣ電力を有するＡＣ側であってもよい。
【0035】
幾つかの実施形態では、電力コンバータ１１５は、高いＤＣ電圧レベルで動作する。例えば、動作中、電力コンバータ１１５のＤＣ側は、少なくとも２００Ｖ、少なくとも６００Ｖ、少なくとも８００Ｖ、少なくとも１０００Ｖ、少なくとも１２００Ｖ、２００Ｖと１２００Ｖとの間、６００Ｖと１２００Ｖとの間、８００Ｖと１２００Ｖとの間、又は別の範囲のＤＣ電圧（例えば、電力コンバータ１１５の入力端子間）を有する。そのような高いＤＣ電圧レベルは、幾つかの電気自動車などの幾つかの状況において望ましい場合がある。例えば、幾つかの現在の電気自動車（例えば、乗用車及びハイブリッド電気自動車）は、約２００Ｖ～４００ＶのＤＣバス電圧で動作する。乗用車の電気自動車のこのＤＣバス電圧は、将来増加する可能性がある。更に、幾つかの現在の電気自動車（例えば、クラス４－８、オフロード、又は他のより大型の電気自動車）は、１０００Ｖを超えるＤＣバス電圧で動作することができるが、高いＤＣ電圧レベルは、漏れ電流の増加、コモンモード電圧の増加、コモンモード電圧のより高い変化率などの課題を典型的な電力コンバータシステムに導入する可能性がある。第２又は第３の電源／負荷がモータ（例えば、電気自動車のトラクションモータ）である場合、これらの課題は、軸受の故障をもたらす可能性があるシャフト電圧及び軸受電流（例えば、潤滑剤の絶縁破壊が発生したときの放電事象から）につながる可能性がある。しかしながら、本明細書に記載される実施形態は、例えば、本明細書に記載されるように、可変周波数ソフトスイッチング、良好に設計されたＬＣフィルタ、及び／又は付加的なコンデンサによってそのような課題を軽減することができる。例えば、電気自動車の状況では、本明細書に記載の実施形態は、システムのコモンモード電圧を制御して閾値を下回ったままにし、及び／又はコモンモード電圧の変化を変化率閾値未満に維持することによって軸受電流及びシャフト電圧を低減することができる。
【0036】
センサ１４０は、例えば、１つ以上の電流センサ及び／又は１つ以上の電圧センサを含む。例えば、センサ１４０は、第１の負荷／電源１１０、第２の電源／負荷１３０、第３の電源／負荷１３５、ＬＣフィルタ１２０、又は電力コンバータ１１５のうちの１つ以上の各相の電流及び／又は電圧を監視するためのそれぞれの電流センサ及び／又は電圧センサを含んでもよい。例えば、ＬＣフィルタ１２０が三相ＬＣフィルタである場合、センサ１４０は、少なくとも３つの電流センサを含んでもよく、そのうちの１つが三相ＬＣフィルタ１２０の各相の電流を検知するためのものである。幾つかの実施形態では、付加的な又はより少ないセンサ１４０がシステム１００に含まれる。例えば、センサ１４０はまた、１つ以上の振動センサ、温度センサなどを含んでもよい。幾つかの例では、特性を直接検知するのではなく、コントローラ１０５は、別のノード又は構成要素で検知された別の特性に基づいて、電力コンバータ１１５の１つ以上のノード又は構成要素で特性（例えば、電流又は電圧）を推測又は推定する。
【0037】
入出力（Ｉ／Ｏ）インタフェース１４２は、１つ以上の入力（例えば、１つ以上のボタン、スイッチ、タッチスクリーン、キーボードなど）を含むか、又はそれから入力を受け取るように構成され、及び／又は１つ以上の出力（例えば、ＬＥＤ、表示画面、スピーカ、触覚発生器など）を含むか、又はそれに出力を提供するように構成される。他の電子デバイス及び／又はユーザは、Ｉ／Ｏインタフェース１４２を介して、システム１００、特にコントローラ１０５と通信することができる。例えば、コントローラ１０５は、ターゲットトルク、ターゲット速度、ターゲット電力レベル、変換タイプなどを示す電力コンバータシステム１００のためのコマンドを（例えば、ユーザ又は別のデバイスから）受信することができる。これに応答して、コントローラ１０５は、電力コンバータ１１５を駆動して、コマンドによって示されるターゲット及び／又は変換タイプを達成することができる。
【0038】
電子コントローラ１０５は、電子プロセッサ１４５と、メモリ１５０とを備える。メモリ１５０は、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、又は他の非一時的コンピュータ可読媒体のうちの１つ以上を含む。電子プロセッサ１４５は、とりわけ、メモリ１５０から命令及びデータを受信し、命令を実行して、例えば、後述するプロセスを含む本明細書に記載のコントローラ１０５の機能を実行するように構成される。例えば、メモリ１５０は、制御ソフトウェアを含む。以下で更に詳細に説明するように、一般に、電子プロセッサ１４５は、制御ソフトウェアを実行して、電力コンバータ１１５を含むシステム１００を監視し（例えば、センサ１４０からのセンサデータに基づいて）、コマンドを受信し（例えば、入出力インタフェース１４２を介して）、電力コンバータ１１５を駆動する（例えば、センサデータ及び／又はコマンドに従って）ように構成することができる。幾つかの実施形態では、本明細書に記載のコントローラ１０５の機能を実行するためにメモリ１５０からソフトウェアを実行する代わりに、又はそれに加えて、電子プロセッサ１４５は、この機能の一部又は全部を実行するように構成された１つ以上のハードウェア回路要素を含む。
【0039】
コントローラ１０５、電子プロセッサ１４５、及びメモリ１５０はそれぞれ単一のユニットとして示されているが、幾つかの実施形態では、これらの構成要素のうちの１つ以上は分散構成要素である。例えば、幾つかの実施形態では、電子プロセッサ１４５は、１つ以上のマイクロプロセッサ及び／又はハードウェア回路要素を含む。例えば、コントローラ１０５又は電子プロセッサ１４５は、プロセッサ及びゲートドライバ回路を含むことができ、プロセッサは、ゲートドライバ回路にＰＷＭデューティサイクル及び／又は周波数を提供し、ゲートドライバ回路は、ＰＷＭデューティサイクル及び／又は周波数に従って電力スイッチング素子を駆動する。
【0040】
ＩＩ．ハーフブリッジスイッチングコンバータトポロジーのための上側コンデンサ
図２Ａ～図２Ｂは、ハーフブリッジスイッチングコンバータを示し、そのそれぞれは、図１のシステム１００の電力コンバータ１１５として機能することができる電力コンバータ回路の例である。より詳細には、図２Ａは、典型的なハーフブリッジスイッチングコンバータ２００を示し、図２Ｂは、付加的な上側コンデンサ２１５を含む修正されたハーフブリッジコンバータ２１０を示す。本明細書で説明するように、上側コンデンサ２１５は、典型的なハーフブリッジコンバータ２００と比較して電磁干渉（ＥＭＩ）性能を改善し、コンバータ２１０に必要な容量を減少させる。
図２Ａ～図２Ｂは、ハーフブリッジスイッチングコンバータを示し、そのそれぞれは、図１のシステム１００の電力コンバータ１１５として機能することができる電力コンバータ回路の例である。より詳細には、図２Ａは、典型的なハーフブリッジスイッチングコンバータ２００を示し、図２Ｂは、付加的な上側コンデンサ２１５を含む修正されたハーフブリッジコンバータ２１０を示す。本明細書で説明するように、上側コンデンサ２１５は、典型的なハーフブリッジコンバータ２００と比較して電磁干渉（ＥＭＩ）性能を改善し、コンバータ２１０に必要な容量を減少させる。
【0041】
この上側コンデンサ２１５により、コンバータの入力ノード及び出力ノードの両方におけるリップル電流を共有することが可能になる。入力ノード上のリップル電流と出力ノード上のリップル電流との間に相関の要素があるため、これらの入力ノード及び出力ノードの差動モード電流は、この静電容量を介して相殺することができる。差動モード電流のこの減少は、典型的なハーフブリッジコンバータと比較した場合（例えば、２つのコンバータ間の総静電容量が一定に保持される場合）に、改善されたＥＭＩ性能及び減少した総コンデンサリップル電流をもたらすことができる。更に、総コンデンサリップル電流の減少は、例えば、コンデンサリップル電流がコンデンササイジングを駆動する場合、コンデンササイズの減少を可能にすることができる。
【0042】
この付加的な上側コンデンサの差動モード電流相殺効果はまた、コンバータの必要な又は特定の内部リップル電流処理能力の低減を可能にすることができる。所与のインダクタ電流リップルに必要な又は特定の内部リップル電流処理能力を低減することにより、パッシブフィルタサイジングを低減することができる。この低減は、例えば、以下の意味を有することができる。すなわち、（１）コンバータ内の全静電容量について、その一部をこの付加的な上側静電容量に割り当てることにより、必要なリップル電流処理能力の低減が可能になり、（２）所与の必要なリップル電流処理能力について、付加的な上側コンデンサが存在する場合、コンバータ内の全静電容量を低減することができる。上側コンデンサを含むことは、伝導されるＥＭＩ（高周波及び低周波の両方）を低減する効果も有することができる。この効果は、付加的な上側コンデンサ内で発生するリップル電流の相殺の継続である。
【0043】
修正されたコンバータ２１０は、正のＤＣ端子２２２及び負のＤＣ端子２２４を有するＤＣ端子２２０（ＤＣノード、ＤＣリンク、ＤＣレールなどとも呼ばれる）を含む。修正されたコンバータ２１０は、正のインタフェース端子２２７及び負のインタフェース端子２２９を有するインタフェース端子２２５（インタフェースノードとも呼ばれる）を更に含む。修正されたコンバータ２１０は、それが実装されるシステムの構成及び制御に応じて、双方向コンバータ又は（いずれかの方向の）一方向コンバータとして動作することができる。したがって、幾つかの例では、ＤＣ端子２２０は入力端子であってもよく、インタフェース端子２２５は出力端子であってもよく（例えば、ＤＣ／ＤＣ変換及びＤＣ／ＡＣ逆変換）、幾つかの例では、ＤＣ端子２２０は出力端子であってもよく、インタフェース端子２２５は入力端子であってもよい（例えば、ＡＣ／ＤＣ整流）。また、インタフェース端子２２５は、ＡＣ入力端子（例えば、ＡＣ／ＤＣ整流用）であってもよいし、ＡＣ出力端子（例えば、ＤＣ／ＡＣインバータ用）であってもよいし、ＤＣ出力端子（例えば、ＤＣ／ＤＣ変換用）であってもよい。
【0044】
修正されたコンバータ２１０は、ＤＣリンクコンデンサ（ＣＤＣ）２３０と、ハイサイド（上側）電力スイッチング素子（Ｍ１）２３５（上側スイッチ２３５とも呼ばれる）と、ローサイド（下側）電力スイッチング素子（Ｍ２）２４０（下側スイッチ２４０とも呼ばれる）と、上側スイッチ２３５のドレイン端子と下側スイッチ２４０のソース端子とを接続する中間点ノード２４２と、ＬＣフィルタ２４５とを更に含む。ＬＣフィルタ２４５は、図１のシステム１００のＬＣフィルタ１２０の一例である。
【0045】
電力スイッチング素子２３５及び２４０は、それぞれがそれぞれのゲート、ソース、及びドレイン端子を有する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。ＦＥＴは、他の種類のＦＥＴの中でも、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、炭化ケイ素（ＳｉＣ）ＦＥＴ、窒化ガリウム（ＧａＮ）ＦＥＴであってもよい。
【0046】
ＬＣフィルタ２４５は、スイッチ側インダクタＬＦ２５０と、下側コンデンサＣＢ２５５と、上側コンデンサＣＡ２１５とを備える。スイッチ側インダクタＬＦ２５０は、中間点ノード２４２とフィルタノード２６０との間に結合される。例えば、スイッチ側インダクタＬＦ２５０の第１の端部は中間点ノード２４２に結合され、第２の端部はフィルタノード２６０に結合される。下側コンデンサＣＢ２５５は、フィルタノード２６０と負のＤＣ端子２２４との間に結合される。例えば、下側コンデンサＣＢ２５５の第１の端部はフィルタノード２６０に結合され、第２の端部は負のＤＣ端子２２４に結合される。上側コンデンサＣＡ２１５は、フィルタノード２６０と正のＤＣ端子２２２との間に結合される。例えば、下側コンデンサＣＡ２５５の第１の端部はフィルタノード２６０に結合され、第２の端部は正のＤＣ端子２２２に結合される。
【0047】
幾つかの例では、修正されたコンバータ２１０は、付加的なインダクタがフィルタノード２６０と正のインタフェース端子２２７との間に結合されるＬＣＬフィルタ（付加的なインダクタ（Ｌ）を有するＬＣフィルタ）を含む。
【0048】
ＣＡの追加は、（例えば、図２Ａに示すように）典型的なハーフブリッジトポロジーには存在しないＤＣ端子２２０とインタフェース端子２２５との間の容量結合を導入する。ＣＡを含むことにより、コンバータの入力ノード及び出力ノードにおけるリップル電流を共有することが可能になる。例えば、コンバータ２１０がＤＣ－ＤＣコンバータとして機能する場合、インダクタ電流リップルが（入力）ＤＣ端子２２０に伝搬し、（入力）ＤＣ端子２２０のリップル電流がＣＡを介して（出力）インタフェース端子２２７に伝搬する。入力ノードと出力ノードとの間のリップル電流の共有は、入力ノードと出力ノードとの間の差動モードリップルの部分的な相殺を可能にする。したがって、付加的な上側コンデンサ（ＣＡ）２１５は、総静電容量又は体積を増加させることなく、コンバータのＥＭＩ及び総リップル電流処理要件の両方を低減する。
【0049】
支持回路解析
図３Ａ～図３Ｆは、回路解析のためのモデルを提供するために、図３Ａから始まり図３Ｆで終わる、修正されたハーフブリッジトポロジーの段階的分解を示す。図３Ａは、そのＤＣ端子で電圧入力（Ｖｉ）を受け取り、そのインタフェース端子で電圧出力（Ｖｏ）を提供するコンバータとして実装された修正された電力コンバータ２１０を示す。図３Ｂでは、トランジスタＭ１，Ｍ２を理想的なスイッチＳ１，Ｓ２とし、インダクタＩＬを理想的な電流源とした。ＣＤＣ、ＣＡ、及びＣＢの静電容量は、入力ノード及び出力ノードに存在する電圧リップルがそれらのＤＣ値に関して無視できると考えることができるように十分であると仮定する。これにより、インダクタを通る電流は、コンデンサ値とは無関係であり、以下に従ってＶｉ、Ｖｏ、デューティサイクルＤ、スイッチング周波数ｆｓｗ、及び出力電流Ｉｏの平均値の関数のみである電流源として近似することができる。
ここで、総インダクタ電流ＩＬは、インダクタリップル電流ＩＬ，ｐｐと出力電流Ｉｏとの和である。
図３Ａ～図３Ｆは、回路解析のためのモデルを提供するために、図３Ａから始まり図３Ｆで終わる、修正されたハーフブリッジトポロジーの段階的分解を示す。図３Ａは、そのＤＣ端子で電圧入力（Ｖｉ）を受け取り、そのインタフェース端子で電圧出力（Ｖｏ）を提供するコンバータとして実装された修正された電力コンバータ２１０を示す。図３Ｂでは、トランジスタＭ１，Ｍ２を理想的なスイッチＳ１，Ｓ２とし、インダクタＩＬを理想的な電流源とした。ＣＤＣ、ＣＡ、及びＣＢの静電容量は、入力ノード及び出力ノードに存在する電圧リップルがそれらのＤＣ値に関して無視できると考えることができるように十分であると仮定する。これにより、インダクタを通る電流は、コンデンサ値とは無関係であり、以下に従ってＶｉ、Ｖｏ、デューティサイクルＤ、スイッチング周波数ｆｓｗ、及び出力電流Ｉｏの平均値の関数のみである電流源として近似することができる。
【数3】
【0050】
この分解では、後縁変調も想定される。０＜ｔ＜ＤＴの間、Ｓ１は閉じられ、Ｓ２は開いている。ＤＴ＜ｔ＜Ｔの間、Ｓ１は開いており、Ｓ２は閉じている。これはハーフブリッジコンバータの例示的な動作であり、図３Ｂに見られる回路を図３Ｃと図３Ｄの両方に分割し、図３Ｃは期間０＜ｔ＜ＤＴに対応し、図３ＤはＤＴ＜ｔ＜Ｔに対応する。
【0051】
【0052】
図４は、図３Ａ～図３Ｆの電流ＩＬ、ＩＳ１及びＩＳ２の波形４００，４０５及び４１０をそれぞれ示す。図４の電流ＩＬ，ＩＳ１，ＩＳ２の波形４００，４０５，４１０は、依然として直流成分を含んでいるため、コンバータの入出力リップル特性を正確に記述していない。これらの波形のＤＣ成分を除去するために、最初に、Ｖｉ及びＶｏにわたる接続が、それらのノードへの平均電流に等しい電流を有する理想的な定電流源であると仮定する。この仮定は、全ての電流リップルをコンバータの内部の容量に吸収させ、Ｖｉ又はＶｏにわたって接続されたいかなる外部構成要素によっても吸収させない。
【0053】
入力ノードＶｏに存在するＤＣ成分を除去するために、ＩＳ１及びＩＳ２からＩｏを減算することができる。ノードＣに存在するＤＣ電流成分を除去するには、付加的な電流源をＶｉにわたって接続する必要がある。ＤＣ電流成分が除去された完全に分解された回路は、図３Ｆ、及び図４のその対応する電流源波形４１５、４２０、４２５に見ることができる。
【0054】
修正されたハーフブリッジコンバータの分解は、回路を３つの別個の線形回路として解析することを可能にし、各回路はそのそれぞれの電流源に対応する。ＩＣ，ｒｉｐ、ＩＳ１，ｒｉｐ、及びＩＳ２，ｒｉｐは全て平均値が０のリップル電流を表すので、容量性充電現象は無視することができる。各電流源からの電流は、図５Ａ～図５Ｄの回路に従って３つ全てのコンデンサに分割される。より詳細には、図５Ａは、修正されたコンバータ２１０の分解を示し、図５Ｂは、ＩＣ，ｒｉｐに起因するコンデンサ電流を示し、図５Ｃは、ＩＳ１，ｒｉｐに起因するコンデンサ電流を示し、図５Ｄは、ＩＳ２，ｒｉｐに起因するコンデンサ電流を示す。
【0055】
少なくとも幾つかの例では、総コンデンサＲＭＳリップル電流を最小にするために、電力コンバータ２１０のコンデンサＣＡ、ＣＢ、及びＣＤＣのそれぞれは、同じ又はほぼ同じ静電容量（例えば、０．５％、１％、及び／又はコンデンサの製造公差内）を有するように選択されるべきである。
【0056】
上側コンデンサＣＡ２１５を有する修正されたコンバータ２１０は、物理的実験及び高忠実度シミュレーションの両方によって検証されている。実験及びシミュレートされた設定の両方で使用されたパラメータは、表１（以下）に見ることができる。
【表1】
【0057】
各実験及びシミュレーションについて、デューティサイクルＤを０．１から０．９までスイープして、全デューティサイクル範囲にわたる上側コンデンサＣＡの有効性を実証する。Ｄスイープにわたってこれらのパラメータを使用した結果は、図６～図１０に見ることができる。シミュレーション結果は実験結果と一致する。図６は、出力端子Ｖｏ（修正されたコンバータ２１０のインタフェース端子）に接続されたコンデンサＣＢ、ＣＡ（存在する場合）の電流の総和を示す。図７は、出力端子Ｖｏ（修正されたコンバータ２１０のインタフェース端子）に接続されたコンデンサＣＢ、ＣＤＳ、ＣＡ（存在する場合）の電流の総和を示す。図８に出力電圧リップルを示す。図９は、ＣＤＣを通るリップル電流を示す図である。
【0058】
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）をデューティサイクルスイープの各点で実験的に測定し、次いで一緒に平均して図１０を作成する。Ｖｉノード及びＶｏノードの両方で、スイッチング周波数高調波が低減されており、Ｖｏの場合、この低減は５０％を超える。ＶｉとＶｏの両方のＦＦＴの高周波数でも低減があり、ノードＶｏの３００ｋＨｚで最も強い低減が発生する。高調波のこれらの減少は、スペクトルを効果的に広げるＣＡにわたって生じる電流共有に起因する可能性がある。
【0059】
全てのコンデンサにおけるリップル電流の和のＲＭＳ値も低減され、図７に見ることができる。Ｖｏに接続されたコンデンサを通る電流である総出力コンデンサ電流は、ＣＡの付加によって大きく変化しない。しかしながら、ＤＣバスコンデンサ電流は、Ｄスイープのほぼ全体にわたって減少し、Ｄ＝０．６で発生する２０％の総コンデンサ電流のピーク減少をもたらす。更に、最適化された静電容量比によるコンデンサ電流の改善はわずかであり、上側コンデンサの値はその存在ほど重要ではないことを示唆している。
【0060】
出力電圧リップルのピークツーピーク値は、大きな変化はないが、ＣＡの付加によってわずかに減少し、これは図８の実験結果に見られる。これは、ＣＡを含めることにより、出力ノードにおいて付加的な電圧リップルを生じることなく電流リップルが低減されることを意味する。
【0061】
ＣＡの値は、総出力コンデンサ電流及びＣＤＣコンデンサ電流の減少をトレードオフするために使用することができる。これは、図７及び図９に見ることができ、この場合、最適なＣＡ値が、全てのコンデンサリップル電流の合計を効果的に最小化するが、ＤＣバスコンデンサ電流を減少させながら出力コンデンサ電流を増加させる。これは、ＤＣバス容量電流リップルと出力容量電流リップルとのバランスをとるための別の選択肢を回路設計者に提供する。
【0062】
上側コンデンサ（ＣＡ）２１５を修正されたコンバータ２１０に含めることは、幾つかの利点を提供することができる。全体的なコンデンサリップル電流が低減され、これにより、コンバータに必要な静電容量及び体積が低減される可能性がある。高周波高調波と低周波高調波の両方が低減され、Ｖｏのスイッチング周波数で５０％を超える低減を伴う。仮想的な設計が出力に２つの並列コンデンサを有する場合、両方を下側コンデンサＣＢとしてではなく、一方を上側コンデンサ（ＣＡ）として接続することにより、性能が向上する。
【0063】
ＩＩＩ．動作方法の例
図１１は、電力変換のためのプロセス１１００を示す。プロセス１１００は、電力コンバータ１１５として修正された電力コンバータ２１０を用いて実装された電力コンバータシステム１００によって実行されるものとして説明される。しかしながら、幾つかの実施形態では、プロセス１１００は、別の電力コンバータシステムによって、又は別の電力コンバータを電力コンバータ１１５として使用する電力コンバータシステム１００によって実施されてもよい。更に、プロセス１１００のブロックは特定の順序で示されているが、幾つかの実施形態では、ブロックのうちの１つ以上は、部分的又は全体的に並列に実行されてもよく、図１１に示す順序とは異なる順序で実行されてもよく、バイパスされてもよい。
図１１は、電力変換のためのプロセス１１００を示す。プロセス１１００は、電力コンバータ１１５として修正された電力コンバータ２１０を用いて実装された電力コンバータシステム１００によって実行されるものとして説明される。しかしながら、幾つかの実施形態では、プロセス１１００は、別の電力コンバータシステムによって、又は別の電力コンバータを電力コンバータ１１５として使用する電力コンバータシステム１００によって実施されてもよい。更に、プロセス１１００のブロックは特定の順序で示されているが、幾つかの実施形態では、ブロックのうちの１つ以上は、部分的又は全体的に並列に実行されてもよく、図１１に示す順序とは異なる順序で実行されてもよく、バイパスされてもよい。
【0064】
ブロック１１０５において、ＤＣ電圧端子（例えば、ＤＣ電圧端子２２０）は入力ＤＣ電圧を受け取り、ＤＣ電圧端子は、電力コンバータのＤＣ側に配置された正のＤＣ端子２２２及び負のＤＣ端子２２４を含む。入力ＤＣ電圧は、バッテリ、コンデンサ、ウルトラコンデンサ、整流ＡＣ電源（例えば、ダイオードブリッジ整流器によってＤＣ電力に変換されたＡＣグリッド電力）からのＤＣ電源などのＤＣ電源によって提供されてもよい。
【0065】
ブロック１１１０において、コントローラ（例えば、コントローラ１０５）は、電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を中間点ノード（例えば、中間点ノード２４２）における中間出力電圧に変換する。電力スイッチング素子対は、正のＤＣ端子２２２に結合されているハイサイド電力スイッチング素子（例えば、上側スイッチ２３５）と、負のＤＣ端子２２４に結合されているローサイド電力スイッチング素子（例えば、下側スイッチ２４０）とを含む。ハイサイド電力スイッチング素子２３５及びローサイド電力スイッチング素子２４０は、中間点ノード２４２において互いに結合される。
【0066】
電力スイッチング素子対を駆動するために、コントローラ（例えば、コントローラ１０５）は、電力コンバータ（例えば、電力コンバータ２１０）の各電力スイッチング素子（例えば、スイッチ２３５，２４０）にそれぞれのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成することができる。一般に、スイッチ（Ｍ１）２３５及び（Ｍ２）２４０は、オン（ゲート端子がイネーブルされ、ドレインからソース端子への導通を切り替える）状態とオフ（ゲート端子が無効、ドレインからソース端子に導通しない）状態とを交互に繰り返すので、一般に、上側スイッチ（Ｍ１）２３５がオンであるとき、下側スイッチ（Ｍ２）２４０はオフであり、上側スイッチ（Ｍ１）２３５がオフであるとき、下側スイッチ（Ｍ２）２４０はオンである。
【0067】
動作中、一般に、上側スイッチ（Ｍ１）２３５及び下側スイッチ（Ｍ２）は、インタフェース端子２２５上の出力ＡＣ信号（例えば、ＡＣグリッド信号）の周波数よりもはるかに高いスイッチング周波数でそれぞれの制御信号によってスイッチングされる。これらの制御信号のデューティサイクルは、インタフェース端子２２５への電圧出力を調整するために上下に調整することができる。少なくとも幾つかの点で、スイッチング周波数はＡＣサイクル周波数よりもはるかに高いので、所与の時点において、回路はＤＣ／ＤＣコンバータと見なすことができ、出力「直流」電圧は特定の時点におけるＡＣ信号の電圧レベルである。
【0068】
ハードスイッチングの実施態様では、スイッチＭ１及びＭ２は、同時に状態（例えば、それぞれオフからオン及びオンからオフ）を切り替えるように駆動される。そのようなハードスイッチングのための制御方式は複雑さを低減することができるが、電力損失の増加につながる可能性がある（すなわち、効率の低下、出力密度の低下、発熱の増加などである）。重要なソフトスイッチング（ＣＳＳ）の実施態様では、電力損失を低減するために、一方のスイッチ（Ｍ１又はＭ２）を他方のスイッチの前に切り替えることができる。図１２は、臨界ソフトスイッチングを用いてスイッチＭ１及びＭ２を制御するためのタイミング図、及び結果として生じるスイッチ側インダクタ２５０を通るインダクタ電流ＩＬを示す。可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）の実施態様では、電力損失を更に低減するために、ソフトスイッチングが動作特性に基づいて変化するように制御されている間にスイッチが切り替えられる周波数が制御される。臨界ソフトスイッチング及び可変周波数臨界ソフトスイッチングについては、以下で更に詳細に説明する。
【0069】
電力スイッチング素子（例えば、スイッチ２３５，２４０）を駆動するためのＰＷＭ制御信号を生成するために、コントローラ１０５は、電力コンバータの動作特性を検知又は推定し、それに応じてＰＷＭ制御信号のデューティサイクル（ＶＦＣＳＳの場合、周波数）を増減することができる。例えば、コントローラ１０５は、コンバータの入力電圧コマンド（基準電圧）及びコンバータの出力における測定電圧（例えば、インタフェース端子２２５において）を受信する比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラを実装することができる。次いで、ＰＩＤコントローラは、標準ＰＩＤ技術を使用して、基準電圧と測定電圧との間の差に基づいて基準電流信号を生成することができる。一般に、測定電圧が基準電圧を下回る場合、基準電流信号は増加し、逆もまた同様である。次いで、基準電流は、上側スイッチ（Ｍ１）１３５がオン及びオフであるべき各スイッチングサイクルの割合、同様に、下側スイッチ（Ｍ２）１４０がオフであるべき各スイッチングサイクルの割合を示す基準デューティサイクル値（例えば、０～１００％の値）に変換することができる。一般に、上側スイッチ（Ｍ１）１３５のデューティサイクルは、特定の動作境界内で、基準電流が増加するにつれて増加する。次いで、コントローラ１０５（又はそのゲートドライバ）は、基準デューティサイクルに従ってそれぞれのＰＷＭ制御信号を生成することができる。このＰＩＤコントローラは、電力スイッチング素子を駆動するための制御信号を生成する制御方式の一例に過ぎない。他の例では、ブロック１１１０において、コントローラ１０５は、カスケードＰＩＤ制御、状態ベースの制御、モデル予測制御（ＭＰＣ）、又は修正されたコンバータ２１０の電力スイッチング素子を駆動するための別の調整制御方式などの他の制御方式を実施する。例えば、コントローラ１０５は、以下で更に詳細に説明するように、別の制御方式を使用してＶＦＣＳＳを実装することができる。
【0070】
ブロック１１１５において、ＬＣフィルタ（例えば、図１のＬＣフィルタ１２０又は図２ＢのＬＣフィルタ２４５）が中間出力電圧をフィルタリングして、インタフェース端子（例えば、インタフェース端子２２５）においてフィルタリングされた出力電圧を提供する。フィルタリングされた出力電圧は、電力スイッチング素子の制御又は駆動に応じて、ＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであってもよい。インタフェース端子は、電力コンバータ２１０のインタフェース側に位置する正のインタフェース端子２２７及び負のインタフェース端子２２９を含む。ＬＣフィルタは、第１の端部で中間点ノード２１２に結合されるスイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０と、スイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０の第２の端部と負のＤＣ端子２２４との間に結合される下側コンデンサ（ＣＢ）と、スイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０の第２の端部と正のＤＣ端子２２２との間に結合される上側コンデンサ（ＣＡ）２１５とを含む。
【0071】
前述したように、幾つかの例では、ＬＣフィルタ１２０，２４５は、フィルタノード２６０と正のインタフェース端子２２７との間に結合された付加的なインダクタを含み、それによってＬＣＬフィルタを提供する。
【0072】
幾つかの例では、ブロック１１１５のフィルタリングの一部として、上側コンデンサは、リップル電流がＤＣ端子とインタフェース端子との間で伝搬するとともにＤＣ端子とインタフェース端子との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を提供することによってリップル電流を低減することができる。幾つかの例では、電流リップルは平均電流の少なくとも２００％であり、平均電流は、コンバータ２１０が可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）を使用して制御される場合など、スイッチ側インダクタ２５０を通る出力電流の瞬時値を示す。一例として、出力電流がそのピークにあり、この例のピークがたまたま４０アンペア（Ａ）である場合、ピークツーピークインダクタ電流リップルは少なくとも２００％（すなわち、８０Ａ）であるべきである。瞬間的な出力電流が現在３９Ａである場合、ピークツーピークインダクタ電流リップルは、その値の少なくとも２００％（すなわち、２００％＊３９Ａ＝７８Ａ）でなければならない。スイッチ側インダクタ２５０を通る出力電流は、コンバータがＡＣ出力を提供しているときに正弦波的に変化する可能性があるため（又はコンバータがＡＣ入力を受信するときにスイッチ側インダクタ２５０を通る入力電流が変化する可能性があるため）、最小ピークツーピークインダクタ電流リップルも変化する瞬時電流と共に変化する。例えば、コンバータのスイッチング周波数はグリッドのＡＣ周波数よりもはるかに大きいため、平均電流はここでは瞬時出力電流を示す。したがって、平均電流は、最小ピークツーピークインダクタ電流リップルを決定する目的で、離散的な瞬間又は時間窓で取得することができ、窓内では、電流は正弦波ではなく、むしろＤＣ電流信号のように見える。
【0073】
プロセス１１００を介して動作する修正されたコンバータ２１０の幾つかの例では、上側及び下側スイッチ２３５，２４０はそれぞれ、スイッチ２３５，２４０のそれぞれのソースとドレイン端子との間にわたって結合された付加的なドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含む。そのような構成は、以下で更に詳細に開示される（例えば、図１９～図２０に関して）。説明したように、そのようなドレイン－ソース間コンデンサは、スイッチ２３５、及び２４０のドレイン端子とソース端子との間のドレイン－ソース間電圧増加率を低減することができ、これにより、コンバータのスイッチング損失を低減することができる。
【0074】
図１３は、電力変換のためのプロセス１３００を示す。プロセス１３００は、電力コンバータ１１５として修正された電力コンバータ２１０を用いて実装された電力コンバータシステム１００によって実行されるものとして説明される。しかしながら、幾つかの実施形態では、プロセス１３００は、別の電力コンバータシステムによって、又は別の電力コンバータを電力コンバータ１１５として使用する電力コンバータシステム１００によって実施されてもよい。更に、プロセス１３００のブロックは特定の順序で示されているが、幾つかの実施形態では、ブロックのうちの１つ以上は、部分的又は全体的に並列に実行されてもよく、図１３に示す順序とは異なる順序で実行されてもよく、バイパスされてもよい。
【0075】
ブロック１３０５において、ＡＣインタフェース端子（例えば、インタフェース端子２２５）はＡＣ入力電圧を受ける。インタフェース端子２２５は、電力コンバータ２１０のＡＣ側に位置する正のインタフェース端子２２７及び負のインタフェース端子２２９を含む。ＡＣ入力電圧は、電力グリッド、ＡＣ発電機（例えば、エンジン駆動発電機）などのＡＣ電源によって供給されてもよい。
【0076】
ブロック１３１０において、ＬＣフィルタ（例えば、ＬＣフィルタ１２０，２４５）は、ＡＣ入力電圧をフィルタリングして、中間点ノード（例えば、中間点ノード２４２）においてフィルタリングされた電圧を提供する。ＬＣフィルタは、第１の端部で中間点ノード２１２に結合されるスイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０と、スイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０の第２の端部と負のＤＣ端子２２４との間に結合される下側コンデンサ（ＣＢ）と、スイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０の第２の端部と正のＤＣ端子２２２との間に結合される上側コンデンサ（ＣＡ）２１５とを含む。
【0077】
前述したように、幾つかの例では、ＬＣフィルタ１２０，２４５は、フィルタノード２６０と正のインタフェース端子２２７との間に結合された付加的なインダクタを含み、それによってＬＣＬフィルタを提供する。
【0078】
ブロック１３１０において、コントローラ（例えば、コントローラ１０５）は、電力スイッチング素子対を駆動して、フィルタリングされた電圧をＤＣ端子（例えば、ＤＣ端子２２０）におけるＤＣ出力電圧に変換する。電力スイッチング素子対は、ＤＣ端子の正のＤＣ端子２２２に結合されているハイサイド電力スイッチング素子（例えば、上側スイッチ２３５）と、ＤＣ端子の負のＤＣ端子２２４に結合されているローサイド電力スイッチング素子（例えば、下側スイッチ２４０）とを含む。更に、ハイサイド電力スイッチング素子及びローサイド電力スイッチング素子は、中間点ノード（例えば、中間点ノード２４２）において互いに結合される。
【0079】
電力スイッチング素子対を駆動するために、コントローラ（例えば、コントローラ１０５）は、電力コンバータ（例えば、電力コンバータ２１０）の各電力スイッチング素子（例えば、スイッチ２３５，２４０）にそれぞれのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成することができる。一般に、スイッチ（Ｍ１）２３５及び（Ｍ２）２４０は、オン（ゲート端子がイネーブルされ、ドレインからソース端子への導通を切り替える）状態とオフ（ゲート端子が無効、ドレインからソース端子に導通しない）状態とを交互に繰り返すので、一般に、上側スイッチ（Ｍ１）２３５がオンであるとき、下側スイッチ（Ｍ２）２４０はオフであり、上側スイッチ（Ｍ１）２３５がオフであるとき、下側スイッチ（Ｍ２）２４０はオンである。動作中、一般に、上側スイッチ（Ｍ１）２３５及び下側スイッチ（Ｍ２）は、インタフェース端子２２５上のＡＣ信号（例えば、ＡＣグリッド信号）の周波数よりもはるかに高いスイッチング周波数でそれぞれの制御信号によってスイッチングされる。これらの制御信号のデューティサイクルは、ＤＣ端子２２０に出力されるＤＣ電圧を調整するために上下に調整することができる。したがって、回路は能動整流を提供するように制御される。少なくとも幾つかの点で、このアクティブ整流のスイッチング周波数はＡＣサイクル周波数よりもはるかに高いので、所与の時点で、回路はＤＣ／ＤＣコンバータと見なすことができ、入力「直流」電圧は特定の時点でのＡＣ信号の電圧レベルである。また、コンデンサ２３０は、出力される直流電圧を平滑化することができる。
【0080】
図１１の駆動ブロック１１１５に関して前述したように、コントローラは、ハードスイッチング、臨界ソフトスイッチング（ＣＳＳ）実装、可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）、又は他の技術を使用してスイッチ２３５及び２４０を駆動することができる。更に、駆動ブロック１１１５と同様に、電力スイッチング素子（例えば、スイッチ２３５，２４０）を駆動するためのＰＷＭ制御信号を生成するために、コントローラ１０５は、電力コンバータの動作特性を検知又は推定し、それに応じてデューティサイクル（ＶＦＣＳＳの場合、周波数）を増減することができる。例えば、コントローラ１０５は、コンバータの入力電圧コマンド（基準電圧）及びコンバータの出力における測定電圧（例えば、ＤＣ端子２２０において）を受信する比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラを実装することができる。次いで、ＰＩＤコントローラは、標準ＰＩＤ技術を使用して、基準電圧と測定電圧との間の差に基づいて基準電流信号を生成することができる。一般に、測定電圧が基準電圧を下回る場合、基準電流信号は増加し、逆もまた同様である。次いで、基準電流は、上側スイッチ（Ｍ１）１３５がオン及びオフであるべき各スイッチングサイクルの割合、同様に、下側スイッチ（Ｍ２）１４０がオフであるべき各スイッチングサイクルの割合を示す基準デューティサイクル値（例えば、０～１００％の値）に変換することができる。一般に、上側スイッチ（Ｍ１）１３５のデューティサイクルは、特定の動作境界内で、基準電流が増加するにつれて増加する。この関係は、デューティサイクルが出力電圧を制御し、出力電圧が出力電流を決定するために生じる。次いで、コントローラ１０５（又はそのゲートドライバ）は、基準デューティサイクルに従ってそれぞれのＰＷＭ制御信号を生成することができる。このＰＩＤコントローラは、電力スイッチング素子を駆動するための制御信号を生成する制御方式の一例に過ぎない。他の例では、ブロック１３１５において、コントローラ１０５は、カスケードＰＩＤ制御、状態ベースの制御、モデル予測制御（ＭＰＣ）、又は修正されたコンバータ２１０の電力スイッチング素子を駆動するための別の調整制御方式などの他の制御方式を実施する。例えば、コントローラ１０５は、以下で更に詳細に説明するように、別の制御方式を使用してＶＦＣＳＳを実装することができる。
【0081】
幾つかの例では、ブロック１３１０のフィルタリングの一部として、上側コンデンサは、リップル電流がＡＣインタフェース端子２２５とＤＣ出力端子２２０との間で伝搬するとともにＡＣインタフェース端子２２５とＤＣ出力端子２２０との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を提供することによってリップル電流を低減することができる。幾つかの例では、コンバータ２１０が可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）を使用して制御される場合など、スイッチ側インダクタ（ＬＦ）２５０における電流リップルは、スイッチ側インダクタを流れる平均電流の少なくとも２００％である。
【0082】
プロセス１３００を介して動作する修正されたコンバータ２１０の幾つかの例では、上側及び下側スイッチ２３５，２４０はそれぞれ、スイッチ２３５，２４０のそれぞれのソースとドレイン端子との間にわたって結合された付加的なドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含む。そのような構成は、以下で更に詳細に開示される（例えば、図１９～図２０に関して）。説明したように、そのようなドレイン－ソース間コンデンサは、スイッチ２３５、及び２４０のドレイン端子とソース端子との間のドレイン－ソース間電圧増加率を低減することができ、これにより、コンバータのスイッチング損失を低減することができる。
【0083】
修正された電力コンバータ２１０は、ＤＣ／ＡＣインバータ又はＡＣ／ＤＣ整流器を実装するために使用される場合、ＡＣ電力の単相の文脈で前述されている。しかし、幾つかの例では、修正された電力コンバータ２１０は、多相電力コンバータとしての電力コンバータ１１５（図１参照）に組み込まれる。図１４は、コンバータの到達相のためのそれぞれの上側コンデンサ（ＣＡ）１４１５を組み込んだ多相電力コンバータ１４００を示す。図１４に示す例では、コンバータ１４００は三相（相Ａ、Ｂ、及びＣ）を有している。各相Ａ，Ｂ，Ｃの波形（例えば、電流又は電圧）は、各相Ａ，Ｂ，Ｃの他の各相の波形からそれぞれ略１２０度離れていてもよい（進み又は遅れていてもよい）。
【0084】
多相電力コンバータ１４００のトポロジーは、コンバータの相ごとに修正された電力コンバータ２１０を組み込んでいる。図２Ｂの構成要素と同様の図１４の構成要素は、同様の番号プラス１２００（で識別される例えば、図２Ｂのフィルタ２４５は、図１４のフィルタ１４４５と同様である）。したがって、図２Ｂのそのような同様の構成要素についての上記の一般的な議論は、図１４の対応する構成要素に適用される。例えば、相Ａは、ＤＣ端子１４２０と、一対の電力スイッチング素子１４３５（上側スイッチＭ１及び下側スイッチＭ２）と、第１の上側コンデンサ１４１５、第１のスイッチ側インダクタ１４５０及び第１の下側コンデンサ１４５５を含むＬＣフィルタ（ＬＣフィルタ１４４５全体の一部）とを含む修正されたハーフブリッジ電力コンバータ（図２Ｂのコンバータ２１０と同様）に関連する。幾つかの例では、図示のように、Ａ相のＬＣフィルタはグリッド側インダクタ（ＬＦ）も含むので、Ａ相のＬＣフィルタはＬＣＬフィルタとも呼ばれる。
【0085】
同様に、相Ｂは、（同じ）ＤＣ端子１４２０と、第２の対の電力スイッチング素子１４３５（上側スイッチＭ３及び下側スイッチＭ４）と、第２の上側コンデンサ１４１５、第２のスイッチ側インダクタ１４５０、及び第２の下側コンデンサ１４５５を含むＬＣフィルタ（ＬＣフィルタ１４４５全体の一部）とを含む修正されたハーフブリッジ電力コンバータ（図２Ｂのコンバータ２１０と同様）に関連する。幾つかの例では、図示のように、Ｂ相のＬＣフィルタはグリッド側インダクタ（ＬＦ）も含むので、Ｂ相のＬＣフィルタはＬＣＬフィルタとも呼ばれる。同様に、相Ｃは、（同じ）ＤＣ端子１４２０と、第３の対の電力スイッチング素子１４３５（上側スイッチＭ５及び下側スイッチＭ６）と、第３の上側コンデンサ１４１５、第３のスイッチ側インダクタ１４５０、及び第３の下側コンデンサ１４５５を含むＬＣフィルタ（ＬＣフィルタ１４４５全体の一部）とを含む修正されたハーフブリッジ電力コンバータ（図２Ｂのコンバータ２１０と同様）に関連する。幾つかの例では、図示するように、相ＣのＬＣフィルタはグリッド側インダクタ（ＬＦ）も含むので、相ＢのＬＣフィルタはＬＣＬフィルタとも呼ばれ得る。
【0086】
多相電力コンバータ１４００は三相を含むものとして示されているが、他の例では、多相電力コンバータ１４００はより少ない又はより多い相を有し、各相は付加的な修正されたハーフブリッジ電力コンバータ（図２Ｂのコンバータ２１０と同様）に関連付けられる。
【0087】
多相電力コンバータ１４００内の上側コンデンサは、図２Ｂの修正された電力コンバータ２１０との関連で前述したのと同様の利点を提供する。
【0088】
図１１のプロセス１１００及び／又は図１３のプロセス１３００の幾つかの例では、このプロセスで電力変換を提供する電力コンバータは、図１４の多相電力コンバータ１４００などの多相電力コンバータである。幾つかの例では、駆動ブロック（例えば、図１１のブロック１１１０及び図１３のブロック１３１５）は、コントローラによって、電力スイッチング素子対のそれぞれを駆動することを含む。多相電力コンバータ１４００内のスイッチング素子の各対の駆動は、コンバータ２１０のスイッチング素子２３５及び２４０の対の駆動と同様であってもよいが、各対のスイッチングは隣接する相に対して１２０度位相がずれていてもよい。同様に、幾つかの例では、フィルタリングブロック（例えば、図１１のブロック１１１５及び図１３のブロック１３１０）は、ＬＣフィルタ１４４５によって、多相電力コンバータ１４００の各相を（例えば、各位相に関連するＬＣフィルタ１４４５のそれぞれの部分を使用して）フィルタリングするステップを含む。
【0089】
図１５は、上側コンデンサを組み込んだカスケード接続されたハーフブリッジ電力コンバータ１５００を示す。カスケードコンバータ１５００のトポロジーは、２つの修正された電力コンバータ２１０を組み込んでいる。図２Ｂの構成要素と同様の図１５の構成要素は、同様の番号プラス１３００（で識別される例えば、図２Ｂのフィルタ２４５は、図１５のフィルタ１５４５と同様である）。したがって、図２Ｂのそのような同様の構成要素についての上記の一般的な議論は、図１５の対応する構成要素に適用される。場合によっては、カスケード接続されたハーフブリッジは、ゼロシーケンス安定化（例えば、フィルタリング）フルブリッジコンバータと呼ばれることもある。
【0090】
カスケード接続されたコンバータ１５００内の上側コンデンサは、図２Ｂの修正された電力コンバータ２１０の文脈において前述したのと同様の利点を提供する。カスケードコンバータ１５００はまた、スイッチ１５３５及び１５４０のソースとドレイン端子との間にわたって結合されたソース－ドレインコンデンサ１５６０を含み、これについては図１９～図２０を参照して以下で更に詳細に説明する。幾つかの例では、これらのソース－ドレインコンデンサは含まれない。
【0091】
図１１のプロセス１１００及び／又は図１３のプロセス１３００の幾つかの例では、このプロセスで電力変換を提供する電力コンバータは、図１４のカスケードコンバータ１５００などのカスケードコンバータである。幾つかの例では、駆動ブロック（例えば、図１１のブロック１１１０及び図１３のブロック１３１５）は、コントローラによって、電力スイッチング素子対のそれぞれを駆動することを含む。カスケード接続されたコンバータ１５００内のスイッチング素子の各それぞれの対の駆動は、コンバータ２１０のスイッチング素子２３５及び２４０の対の駆動と同様であってもよく、２つの回路は独立したコンバータと同様に動作する。別の例では、カスケードコンバータ１５００はフルブリッジコンバータとして動作することができ、出力はノード１５２０と１５２５との間に提供される。ここで、スイッチの第１の対１５３５及び１５６０は対として制御されてもよく、スイッチの第２の対１５３５及び１５４０も対として制御されてもよい。一対のスイッチは、共にオン／オフするように制御される。したがって、１つのデューティサイクルが４つのスイッチを制御することができる。他のブロックと同様に、幾つかの例では、フィルタリングブロック（例えば、図１１のブロック１１１５及び図１３のブロック１３１０）は、ＬＣフィルタ１５４５によって、カスケードコンバータ１５００の各ハーフブリッジ回路（例えば、各ハーフブリッジ回路に関連するそれぞれのＬＣフィルタ１５４５を使用して、）をフィルタリングすることを含む。
【0092】
ＩＶ．可変周波数臨界ソフトスイッチング
前述したように、幾つかの例では、修正されたハーフブリッジ電力コンバータ２１０、多相電力コンバータ１４００、又はカスケードハーフブリッジ電力コンバータ１５００は、可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）方式を使用して駆動される。ＶＦＣＳＳスキームは、電力コンバータの改善された効率及び低減されたフィルタ体積（すなわち、改善された出力密度）を提供することができる。ソフトスイッチングは、ターンオンスイッチング損失をターンオフスイッチング損失に置き換えることを可能にし、これは、少なくとも幾つかのＦＥＴ（例えば、ＳｉＣ ＦＥＴ）のターンオン損失が典型的にはターンオフ損失よりもはるかに大きいので有益である。このＶＦＣＳＳ技術は、ＦＥＴ損失を低減しながら、スイッチング周波数（例えば、５倍）の増加及びインダクタンス（例えば、２０倍）の低減を可能にし、その結果、電力密度及び効率が改善される。
前述したように、幾つかの例では、修正されたハーフブリッジ電力コンバータ２１０、多相電力コンバータ１４００、又はカスケードハーフブリッジ電力コンバータ１５００は、可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）方式を使用して駆動される。ＶＦＣＳＳスキームは、電力コンバータの改善された効率及び低減されたフィルタ体積（すなわち、改善された出力密度）を提供することができる。ソフトスイッチングは、ターンオンスイッチング損失をターンオフスイッチング損失に置き換えることを可能にし、これは、少なくとも幾つかのＦＥＴ（例えば、ＳｉＣ ＦＥＴ）のターンオン損失が典型的にはターンオフ損失よりもはるかに大きいので有益である。このＶＦＣＳＳ技術は、ＦＥＴ損失を低減しながら、スイッチング周波数（例えば、５倍）の増加及びインダクタンス（例えば、２０倍）の低減を可能にし、その結果、電力密度及び効率が改善される。
【0093】
ＶＦＣＳＳは、ソフトスイッチング遷移を提供するためにＬＣフィルタにおいて（例えば、図２ＢのＬＣフィルタ２４５のスイッチ側インダクタ２５０において）所望のインダクタリップル電流を達成するようにスイッチング周波数を変えることによって実装される。所望のインダクタリップル電流は、インダクタ電流の谷点がインダクタ閾値電流ＩＬ，ｔｈｒの所定の値に達するように導出することができる。図２Ｂのコンバータ２１０などのコンバータの場合、ＩＬ、ｔｈｒは、スイッチング素子２３５，２４０の出力容量から導き出すことができるインダクタ２５０のデッドタイムとピーク／谷インダクタ電流の境界条件に従って設定される。図１６は、デッドタイム（Ｔｄ）とピーク・谷インダクタ電流ＩＬ，ｍａｘ及びＩＬ，ｍｉｎのそれぞれとの境界関係を示す。ソフトスイッチングをもたらすインダクタ電流及びデッドタイム値は、ソフトターンオンスイッチング領域又は領域として識別され、ソフトスイッチングをもたらさないインダクタ電流及びデッドタイム値は、ハードスイッチング領域又は領域として識別される。ソフトスイッチング領域は、オンになる前に電力スイッチング素子（Ｍ１又はＭ２）の出力容量を放電するのに十分な時間及び電流がある動作領域を表す。解析的に、これらの境界は以下のように表される。
ここで、Ｑｍｉｎ及びＱｍａｘは、ソフトスイッチングのためのスイッチ出力容量の最小放電閾値である。
【数4】
【0094】
ＤＣインダクタ電流の正の値が大きい場合、閾値電流レベル－ＩＬ，ｔｈｒよりも低い谷インダクタ電流点を維持するために、大電流リップル（例えば、インダクタを流れる平均電流の２００％超）が使用されるか、又は必要とされる。負のインダクタ電流は、下側スイッチのターンオフ過渡期間に上側スイッチ出力容量を放電する。同様に、ＤＣインダクタ電流の高い負の値の場合、ピークインダクタ電流点が閾値電流ＩＬ，ｔｈｒよりも大きいことを保証するために、大きな電流リップルも必要とされる。上側スイッチのターンオフ過渡中に下側スイッチの出力容量が正のインダクタ電流によって完全に放電される場合、下側スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成される。一般に、サイクル全体にわたって（例えば、グリッドサイクル全体）完全なソフトスイッチングを達成するために、電流リップルは、双方向インダクタ電流経路を保証するのに十分な大きさであるべきであり、又はデッドタイムが拡大されるべきである。不必要に長いデッドタイムは歪みをもたらす可能性があるため、ＶＦＣＳＳはスイッチング周波数を調整して、全サイクルにわたって重要なソフトスイッチングを維持する。ＶＦＣＳＳ方式は、サイクルの負の部分の間に正の閾値電流を維持し、サイクルの正の部分の間に負の閾値電流を維持するように実装される。これを任意の閾値について達成するためのスイッチング周波数は、以下の式で計算することができる。
ここで、ＩＬ，ｔｈｒはソフトスイッチングの境界閾値電流であり、所与のデッドタイム（Ｔｄ）を有する図１６から導出することができ、ＩＬはスイッチング側インダクタ電流であり、ｄは基準デューティサイクル（０および１の間の値）である。境界閾値電流は、以下の臨界ソフトスイッチング境界条件を満たすことによって決定することができる。
参考までに、以下の式がある。
ここで、ＩＬ，ｍｉｎ，ＩＬ，ｍａｘはスイッチング周波数を調整することによって制御することができ、ＴＤはデッドタイムを構成することによって制御することができ、Ｑｍａｘ及びＱｍｉｎはハードウェアの制限である。Ｑｍｉｎは、以下の式によって決定される。
例えば、Ｃｏｓｓ，Ｍ１＝Ｃｏｓｓ，Ｍ２＝Ｃｏｓｓ及びＣＤＳ，ｅｘｔ，Ｍ１＝ＣＤＳ，ｅｘｔ，Ｍ２＝ＣＤＳ，ｅｘｔ、次の式がある。
所与のハードウェアからＱｍｉｎを決定した後、上記の境界条件は、臨界ソフトスイッチング条件を満たすために使用される値を定義する。
【数5】
【数6】
【数7】
【数8】
【数9】
【数10】
【0095】
図１７は、電力コンバータの一対のスイッチング素子を制御する制御図である。特に、制御図は、上側コンデンサ２１５を含む修正された電力コンバータ２１０のＶＦＣＳＳ制御のための例示的な制御方式を実施するコントローラ１０５の一例を示す。コントローラ１０５は、基準デューティサイクル（ｄ＊）及び基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）をそれぞれ生成するためのレギュレータであり得るデューティサイクル生成コントローラ１７０５及び周波数生成コントローラ１７１０を含む。デューティサイクル生成コントローラ１７０５は、電流及び／又は電圧などの電力コンバータ２１０の検出（又は推定）された特性に基づいて基準デューティサイクル（ｄ＊）を生成することができる。例えば、デューティサイクル生成コントローラ１７０５は、駆動ブロック１１１０（図１１の）及び１３１５（図１３の）に関して前述したように、ＰＩＤコントローラ又は別の種類のレギュレータを実装することができる。周波数生成コントローラ１７１０は、電力コンバータ２１０の検知（又は推定）された特性及びＦＳＷ＊を計算するための上記の式に基づいて基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）を生成することができる。
【0096】
ゲートドライバ１７１５は、コントローラ１７０５，１７１０からそれぞれ基準デューティ比（ｄ＊）及び基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）を受ける。ゲートドライバ１７１５は、受け取ったこれらの基準値に基づいて、上側スイッチ（Ｍ１）２３５用の第１のＰＷＭ制御信号と、下側スイッチ（Ｍ２）２４０用の第２のＰＷＭ制御信号とを生成する。例えば、ゲートドライバ１７１５は、基準スイッチング周波数に等しい周波数（ｆＳＷ）を有し、基準デューティサイクル（ｄ＊）に等しいデューティサイクル（ｄ１）を伴う第１のＰＷＭ制御信号を生成する。同様に、ゲートドライバ１７１５は、基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）に等しい周波数（ｆＳＷ）を有し、１－ｄ１－（Ｔｄ／ｆＳＷ）及び／又は（１－Ｄ）＊Ｔｓｗ－（Ｔｄ／ｆｓｗ）に等しいデューティサイクルｄ２を伴う第２のＰＷＭ制御信号を生成し、第２のＰＷＭ制御信号のＯＮエッジは、第１のＰＷＭ制御信号のＯＦＦエッジよりも時間Ｔｄ／２だけ遅れ、第２のＰＷＭ制御信号のＯＦＦエッジは、ＰＷＭ信号のＯＮエッジよりも時間Ｔｄ／２だけ先行する。
【0097】
図１８は、電力コンバータの一対のスイッチング素子を制御する別の制御図である。特に、制御図は、ＶＦＣＳＳ制御を実施するコントローラ１０５のより詳細な例を示す（例えば、図１７に関して提供されるように）。図１８は、ＶＦＣＳＳを実装するためのコントローラ１０５の実装形態の単なる一例であり、他の実施形態では、コントローラ１０５は、他の手法でＶＦＣＳＳを実装する。例えば、基準デューティサイクル及び基準スイッチング周波数を生成するために、図１８に示すものとは異なるレギュレータを使用することができる。
【0098】
図１８の例では、デューティサイクル生成コントローラ１７０５は、基準出力電圧をコンバータ（例えば、インタフェース端子２２５におけるＶｏ）の検知された出力電圧と比較し、基準インダクタ電流（ＩＬ＊）を生成する第１の電圧調整段を有する二段レギュレータを含む。第２の電流調整段は、基準インダクタ電流（ＩＬ＊）を受信してインダクタ２５０の検出インダクタ電流（ＩＬ）と比較し、基準デューティサイクルｄ＊を生成する。
【0099】
図１８の例においても、周波数生成コントローラ１７１０は、上式を用いて基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）を決定する。幾つかの例では、周波数生成コントローラ１７１０は、基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）を生成するために方程式を動的に計算し、他の例では、周波数生成コントローラ１７１０の入力を基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）の特定の値にマッピングするためのルックアップテーブルが提供される。周波数生成コントローラ１７１０には、基準スイッチング周波数（ｆｓｗ＊）を最大値及び最小値に制限する周波数リミッタ段も任意に設けられる。
【0100】
図１７と同様に、ゲートドライバ１７１５には、基準デューティ比（ｄ＊）及び基準スイッチング周波数（ｆＳＷ＊）が与えられる。次に、ゲートドライバ１７１５は、前述のように、これらの値に基づいて電力コンバータ２１０の電力スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ制御信号を生成する。
【0101】
Ｖ．付加的なドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）
幾つかの例では、上側コンデンサ２１５に加えて、又はその代わりに、ドレイン－ソースコンデンサが電力コンバータ２１０の各電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間に設けられる。例えば、図１９は、電力コンバータの各電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間に設けられた上側コンデンサ２１５とドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）との両方を含む電力コンバータ１９００を示す。しかしながら、他の例では、電力コンバータ１９００はドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含むが、上側コンデンサ２１５を含まない。
幾つかの例では、上側コンデンサ２１５に加えて、又はその代わりに、ドレイン－ソースコンデンサが電力コンバータ２１０の各電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間に設けられる。例えば、図１９は、電力コンバータの各電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間に設けられた上側コンデンサ２１５とドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）との両方を含む電力コンバータ１９００を示す。しかしながら、他の例では、電力コンバータ１９００はドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含むが、上側コンデンサ２１５を含まない。
【0102】
電力コンバータ１９００のトポロジーは、ドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）の追加を除いて、電力コンバータ２１０のトポロジーと概ね同様である。したがって、電力コンバータ１９００の図２Ｂの電力コンバータ２１０と同様の構成要素には同様の番号が付されており、本明細書で提供されるこれらの構成要素の説明も同様に適用される。
【0103】
前述したように、電力コンバータ１９００は、ドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）の追加を含む。特に、上側スイッチ（Ｍ１）２３５のソース端子１９１０ａとドレイン端子１９１５ａとの間にわたって第１のドレイン－ソース間コンデンサ１９０５ａが設けられ、下側スイッチ（Ｍ２）２４０のソース端子１９１０ｂとドレイン端子１９１５ｂとの間にわたって第２のドレイン－ソース間コンデンサ１９０５ｂが設けられている。ドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）１９０５ａ～ｂは、本明細書では総称してドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）１９０５と呼ぶことができる。
【0104】
ドレイン－ソース間コンデンサ１９０５の追加は、可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）を実装する電力コンバータに特に有益であり得る。前述したように、ＶＦＣＳＳは、付加的な回路構成要素なしに広範囲の負荷にわたってソフトスイッチングを可能にする制御方式である。より詳細には、ＶＦＣＳＳは、所望のピーク及び谷インダクタ電流リップルを達成するために、電力スイッチング素子のスイッチング周波数を動的に変化させることを含む。電流リップルの谷が正しい値に置かれると、コンバータはソフトスイッチング領域で動作し、スイッチ（ＦＥＴ）のターンオン損失がターンオフ損失と交換される。
【0105】
特定のスイッチ（ＦＥＴ）（例えば、スイッチ２３５又は２４０）のターンオフ損失は、ドレイン・ソースコンデンサ（ＣＤＳ）１９０５の追加によって低減又は最適化することができる。この付加的なコンデンサは、ＶＤＳ遷移時間を遅くすることによってターンオフ損失を低減し、ソフトスイッチングはターンオフスイッチング損失のみを招くため、ＶＦＣＳＳに特に有用であり得る。ＶＤＳ遷移時間を遅くすることによって、ターンオフスイッチング中の瞬時電流及び電圧の重複量が低減される。図２０は、ドレイン－ソース間コンデンサなし（プロット２０００）、１５０ｐＦドレイン－ソース間コンデンサあり（プロット２００５）、及び３００ｐＦドレイン－ソース間コンデンサ１９０５あり（プロット２０１０）のターンオフスイッチング事象中のＦＥＴ（例えば、スイッチ２３５又は２４０）の瞬間電流及び電圧を示す。各例の総電力（スイッチング遷移の電力損失に対応する）はプロット２０１５に示されており、信号２０２０はプロット２０００の例に対応し、信号２０２５はプロット２００５の例に対応し、信号２０３０はプロット２０１０の例に対応する。ＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に付加的な静電容量が付加されるにつれて（付加的な静電容量によってＶＤＳ遷移時間が次第に遅くなるので）、電流と電圧との交点の下の面積が減少するため、（プロット２０１５に示される）総電力損失は、静電容量がプロット２０００から２０１０の例から増加するにつれて減少する。
【0106】
修正された電力コンバータ２１０と同様に、同様の制御原理を使用して、電力コンバータ１９００は、ＤＣ／ＡＣインバータとして、ＡＣ／ＤＣ整流器として、又はＤＣ／ＤＣコンバータとして動作することができる。
【0107】
電力コンバータ１９００は、ＤＣ／ＡＣインバータ又はＡＣ／ＤＣ整流器を実装するために使用される場合、ＡＣ電力の単相の文脈で示されている。しかしながら、幾つかの例では、電力コンバータ１９００は、多相電力コンバータとして機能する電力コンバータ１１５（図１参照）に組み込まれる。電力コンバータ１９００は、図１４の電力コンバータ１４００が各相の電力コンバータ２１０を複製するのと同様に、多相電力コンバータの各相について複製することができる。言い換えれば、幾つかの例では、図１４の電力コンバータ１４００は、各スイッチＭ１～Ｍ６にわたってドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含むように修正されてもよい。同様に、幾つかの例では、図示するように、図１５のカスケード接続されたハーフブリッジ電力コンバータ１５００は、４つの電力スイッチング素子のそれぞれにわたってドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を含むことができる。
【0108】
更に、前述したように、プロセス１１００及び１３００は、電力コンバータ１４００及び１５００を制御するために使用することができる。同様に、プロセス１１００及び１３００は、ドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）を更に組み込む修正された電力コンバータ１４００及び１５００を制御するために使用することができる。
【0109】
ＶＩ．インバータの設計方法
図２１は、インバータ設計最適化のためのプロセス２１００を示す。プロセス２１００は、電子コントローラ１０５などの電子コントローラによって実行されてもよい。しかしながら、幾つかの実施形態では、プロセス２１００は、電力コンバータも制御しない、スタンドアロンのデスクトップコンピュータ、ラップトップコンピュータ、テーブル、サーバ、クラウドベースの分散処理システムなどの電子コントローラなどの別の電子コントローラによって実施されてもよい。更に、プロセス２１００のブロックは特定の順序で示されているが、幾つかの実施形態では、ブロックのうちの１つ以上は、部分的又は全体的に並列に実行されてもよく、図２１に示す順序とは異なる順序で実行されてもよく、バイパスされてもよい。
図２１は、インバータ設計最適化のためのプロセス２１００を示す。プロセス２１００は、電子コントローラ１０５などの電子コントローラによって実行されてもよい。しかしながら、幾つかの実施形態では、プロセス２１００は、電力コンバータも制御しない、スタンドアロンのデスクトップコンピュータ、ラップトップコンピュータ、テーブル、サーバ、クラウドベースの分散処理システムなどの電子コントローラなどの別の電子コントローラによって実施されてもよい。更に、プロセス２１００のブロックは特定の順序で示されているが、幾つかの実施形態では、ブロックのうちの１つ以上は、部分的又は全体的に並列に実行されてもよく、図２１に示す順序とは異なる順序で実行されてもよく、バイパスされてもよい。
【0110】
更に、プロセス２１００は、図１４に示すコンバータ１４００などの可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）を実装する多相インバータを最適化するために提供されてもよく、これは、図１９～図２０に関して前述したように、各電力スイッチング素子Ｍ１～Ｍ６にわたるドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）（外部コンデンサ又はＣＤＳ，ｅｘｔとも呼ばれる）を更に含むように修正される。したがって、プロセス２１００は、各相のハーフブリッジコンバータ及びＬＣフィルタを含む多相インバータを最適化するように構成され、各相のハーフブリッジコンバータは、インバータの正のＤＣレールと負のＤＣレールとの間にわたって結合され、相のＬＣフィルタに結合された中間点ノードを有する電力スイッチング素子対を含み、各ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）を含む。幾つかの例では、プロセス２１００は、図１９のコンバータ１９００などの単相インバータを最適化するために実行される。幾つかの例では、プロセス２１００は、別のトポロジーのインバータを最適化するために実行される。
【0111】
ブロック２１０５において、電子コントローラは、各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されたドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定する。
【0112】
前述したように、図１９に示すドレイン－ソース端子間に接続された外部容量は、ドレイン－ソースコンデンサ（ＣＤＳ）とも呼ばれ、電力スイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）のターンオフ損失を低減するために使用することができる。この静電容量は、ターンオフ過渡中にＶＤＳ上昇時間を遅くし、オーバーラップを広げることによって非ゼロＶＤＳ及びＩＤオーバーラップ（したがって、損失）を効果的に低減する。
【0113】
ドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定するために、ＣＤＳ対ターンオフエネルギーＥｏｆｆの傾向を定義することができ、ＣＤＳの最大許容値を定義することができる。
【0114】
後者から開始して、ＣＤＳ，ｅｘｔの最大許容値は、超過遷移時間（例えば、ＶＤＳの立ち上がり時間）が、上側ＦＥＴ及び下側ＦＥＴ（例えば、スイッチ２３５及び２４０）の両方が同時にオンになるほど大きくないことを保証するように決定される。この静電容量の最大許容値は、解析的に決定することができる。ＣＤＳ，ｅｘｔは、そのピーク及び谷においてインダクタ電流リップルに等しい電流値で充電及び放電する。この瞬時電流値は、定数と近似することができ、コンデンサ電圧、電流、及び下記の式で計算される時間の関係を利用することができる。
ここで、ΔＶＣがＤＣバス電圧ＶＤＣに等しく、ＣがＣＤＳ，ｅｘｔの値の２倍に等しく（総静電容量は、上側ＦＥＴ及び下側ＦＥＴ上のＣＤＳ，ｅｘｔの並列結合に等しいので）、ΔＴが遷移時間ｔｔに等しく、ＩＣがＩＬ，ｔｈｒに等しい。ＩＬ，ｔｈｒの値は、ＣＤＳ，ｅｘｔを充電／放電する最小電流とすることができ、したがって、最長遷移時間に対応することができる。
【数11】
【0115】
ｔｔの値は、コンバータが生成することができる最小許容デッドタイムｔｄ及び最小パルス幅ｔｐの両方に依存する。これらのタイミングは、以下の解析式をもたらす。
ｔｍ＞０＝ｔｄ－ｔｔ
ｔｐ＞０＝ＤＴｓｗ－ｔｄ－ｔｔである。
これは、コンバータが生成する全てのＤＴｓｗ値に対して満たされるべきである。インバータに使用されるＶＦＣＳＳ方式は、（例えば、接続されたグリッドの）サイクルにわたって変化するスイッチング周波数ｆｓｗを作り出す。このスイッチング周波数の変化の結果として、ＴｓｗとＤの両方が動的であり、ＣＤＳ，ｅｘｔの決定された値に影響を与える。
ｔｍ＞０＝ｔｄ－ｔｔ
ｔｐ＞０＝ＤＴｓｗ－ｔｄ－ｔｔである。
これは、コンバータが生成する全てのＤＴｓｗ値に対して満たされるべきである。インバータに使用されるＶＦＣＳＳ方式は、（例えば、接続されたグリッドの）サイクルにわたって変化するスイッチング周波数ｆｓｗを作り出す。このスイッチング周波数の変化の結果として、ＴｓｗとＤの両方が動的であり、ＣＤＳ，ｅｘｔの決定された値に影響を与える。
【0116】
一例では、表２（下記）に列挙されたパラメータで動作するコンバータは、１．２ＭＨｚの予測最大スイッチング周波数に対して０．２０５μｓのパルス幅ＤＴｓｗの最小値を生成する。この値は、０．１μＳの選択されたｔｄと共に、２５０ｐＦの範囲内の最大ＣＤＳ，ｅｘｔに対応する０．１０５μｓの最大ｔｔをもたらす。これらの値は図２２Ａに見ることができ、最小パルス幅、最大ｔｔ、及び最大ＣＤＳ，ｅｘｔの値は、スイッチング周波数の関数として計算される。
【表2】
【0117】
次いで、ＣＤＳ，ｅｘｔの適切な値を、この範囲内から決定することができる。例えば、電子コントローラ（例えば、ＩＣ強調付きシミュレーションプログラム（ＳＰＩＣＥ）などのシミュレーションソフトウェアを実行することによって、）によるシミュレーションを通じて、ターンオフ過渡の間にＦＥＴに定電流が流されてもよく、スイッチングエネルギーが測定される。ＣＤＳ，ｅｘｔの値を所定の範囲内でスイープし、スイッチングエネルギーが最小となる値を決定する。
【0118】
ブロック２１１０において、電子コントローラは、電力スイッチング素子対の電力スイッチング素子のスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定する。例えば、電子コントローラによるシミュレーションを通じて（例えば、ＳＰＩＣＥなどのシミュレーションソフトウェアを実行することによって）、ＣＤＳ，ｅｘｔの値はブロック２１０５において決定された値で一定に保持され、ドレイン－ソース電流（ＩＤＳ）がスイープされる。このシミュレーションは、スイッチング損失対ＩＤの特性を生成し、その一例は図２２Ｂに見ることができる。
【0119】
図２２Ｂの例示的な特性（又はプロット）は、ソース－ドレイン間コンデンサ（ＣＤＳ）を含むことによるターンオフ損失の大幅な低減を示す。ターンオフ損失の減少を超えるターンオン損失の関連する増加があるが、コンバータはソフトスイッチング領域で動作するように設計され、ターンオフ損失のみを被る。したがって、ターンオン損失の増加は、最終的にコンバータの性能に影響を与えないため、無視することができる。
【0120】
ブロック２１１５において、電子コントローラは、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び電力スイッチング素子のスイッチング周波数（ｆＳＷ）をスイープして、各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成する。
【0121】
例えば、各電位の組み合わせは、ＬＳＷのインダクタンス値、最低の損失をもたらす関連するスイッチング周波数ｆＳＷ、及び所望の出力電圧リップルを達成するハイサイドコンデンサ（ＣＡ）及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）の静電容量値を含むことができる。次いで、電子コントローラは、各潜在的な組み合わせのこれらの構成要素のそれぞれのサイズ（又は体積）を推定することができる。ブロック２１１５を実行するための例示的なプロセスの付加的な詳細は、図２４及び図２５に関して以下に提供される。
【0122】
ブロック２１２０において、電子コントローラは、各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットする。例えば、図２３を参照すると、プロット２３００の各プロット点は、（一例では）ブロック２１１５から決定されたインダクタンスとスイッチング周波数との最適化された組み合わせである。図２３は、損失及びサイズのパレートフロンティア２３０５を示す。したがって、幾つかの例では、ブロック２１２０は、プロットされたデータポイントを使用してパレートフロンティアを生成することを含む。更に、幾つかの例では、電子コントローラは、電子ディスプレイ（例えば、図１のＩ／Ｏインタフェース１４２）にパレートフロントを更に表示する。パレートフロンティア２３０５は、体積と効率との間の適切なバランスの選択を（例えば、記憶された設計基準に基づいてユーザ又は電子コントローラによって）可能にし、所与の技術、コンバータトポロジー、及び設計要件の可能な性能を示す。一例では、丸で囲んだ点２３１０がインバータ用に選択される。
【0123】
前述したように、幾つかの例では、ブロック２１１５は、図２４のプロセス２４００又は図２５のプロセス２５００のいずれかを実行することによって実施することができる。プロセス２４００は、定スイッチング周波数コンバータを制御することを対象としており、一方、図２５のプロセス２５００は、静的スイッチング周波数ｆＳＷによる重要なソフトスイッチングを実装するＶＦＣＳＳ及び追加コンデンサに使用される設計最適化を対象としている。
【0124】
最初に図２４を参照すると、ブロック２４０５において、電子コントローラは、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び電力スイッチング素子のスイッチング周波数（ｆＳＷ）をスイープして、インダクタンスとスイッチング周波数との複数の組み合わせを生成する。スイープのスイッチング周波数及びインダクタンス値は、上限と下限との間のスイッチング周波数の範囲内の一組の周波数値（例えば、値は、所定の量、等しい量、又は可変量だけ離れていてもよい）、及び上限と下限との間のインダクタンスの範囲内の一組のインダクタンス値（例えば、値は、所定の量、等しい量、又は可変量だけ離れていてもよい）を含むことができる。スイープのための値の間の境界及び増分量は、事前に定義されてもよい（例えば、電子コントローラのメモリに記憶される。）。
【0125】
ブロック２４１０において、（ＬＳＷ）のインダクタンスとスイッチング周波数（ｆＳＷ）との各組み合わせについて、電子コントローラは関連する損失を計算する。スイッチングデバイス内の損失及び出力フィルタ内の損失は、電力コンバータの効率を決定する２つの重要な要因である。スイッチングデバイス内の損失は、スイッチング損失（各スイッチング事象中に失われるエネルギー）と、スイッチが導通しているときに発生する抵抗損失とに分割することができる。出力フィルタ内の損失は、インダクタ損失に大きく起因する可能性があり、これは巻線内の抵抗損失とコア内のヒステリシス損失とに同様に分割することができる。フィルタコンデンサのＥＳＲ内にも損失がある。これらの５つの損失源は、１つの領域における損失を別の領域における損失とトレードオフすることが可能であるため、最適化プロセス中に同時に考慮されてもよく、これはしばしば高スイッチング周波数コンバータに当てはまる。
【0126】
ブロック２４１０で決定された損失（すなわち、インバータの全損失）は、以下の式によって定義することができる。
【数12】
【0127】
以下では、まず、ＦＥＴ損失（ＰＦＥＴ）を算出する手法について説明し、続いて、フィルタ損失（Ｐｉｎｄｕｃｔｏｒ＋Ｐｃａｐａｃｉｔｏｒ）を算出する手法について説明する。
【0128】
ＦＥＴ損失は、コンバータの瞬時動作点に依存する。インバータの出力は正弦波であるため、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、及びデューティサイクルＤは動的であり、次のように書くことができる。
ここで、θは出力正弦波電圧の瞬時位相であり、φは出力電流と出力電圧との位相差である。これらの計算の目的のために、φは静的な値と考えることができる。また、このとき、変換部は、ＶＦＣＳＳで動作するものとする。このように、スイッチング周波数ｆｓｗは一定ではない。ｆｓｗは、ＶＦＣＳＳの下で動作するとき、デューティサイクルＤ（θ）と出力電流Ｉｏｕｔ（θ）との積であり、下記の式で計算することができる。
【数13】
【数14】
【0129】
上式より、Ｉｏｕｔ（θ）が０に近づくと、ｆｓｗ（θ）は（∞）に近づく。これは実際には実現不可能なため、ｆｓｗ（θ）は、下記の式で制限される。
ここで、ｆｓｗ，ｍｉｎ及びｆｓｗ，ｍａｘは静的動作パラメータである。ｆｓｗ（θ）を定義することにより、ピークツーピークインダクタリップル電流ＩＬ，ｐ－ｐ（θ）を以下の式によって計算することができる。
【数15】
【数16】
【0130】
ＩＬ，ｐ－ｐ（θ）の値は、導通損失及びスイッチング損失の両方を定量する場合に用いられる。伝導損失は、以下の式を使用して計算することができる。
ここで、Ｒｏｎは、ＦＥＴのデータシート指定の公称オン抵抗である。
【数17】
【0131】
本明細書で提供されるように、スイッチング損失を計算するために、スイッチングエネルギーはドレイン電流Ｉｄの関数として定量化される。
【0132】
前述のように、単相の出力電流及び電圧は動的であると考えることができ、したがって、（例えば、グリッドの）１サイクルにわたるハードスイッチングとソフトスイッチングとの区別が考慮される。この区別は、以下を用いて解析的に行なうことができる。
ここで、Ｉａ及びＩｂは、それぞれピークインダクタ電流値及び谷インダクタ電流値である。このハードスイッチングとソフトスイッチングとの区別は、この電力コンバータの場合であるターンオンエネルギー（ソフトスイッチングでは無視できる）がターンオフエネルギーよりも大幅に大きくなる可能性があるため、重要である。
【数18】
【0133】
スイッチング損失Ｐｓｗは、次式で求めることができる。
【数19】
【0134】
最後に、（例えば、グリッドの）１サイクルにわたる総ＦＥＴ損失ＰＦＥＴは、０＜θ＜２πから両方のＦＥＴ損失メカニズムの合計を平均することによって求めることができる。
【数20】
【0135】
ここでフィルタ損失に目を向けると、これらの損失は、出力ＬＣフィルタに生じる損失を指し、インダクタ損失とコンデンサ損失とに分割することができる。インダクタ損失は、全損失をコア損失と巻線（銅）損失の２つの成分に分割することによって計算することができる。銅損は、以下によって計算することができる。
ここで、ＲＤＣはＤＣ巻線抵抗であり、ＲＰＷＭ（θ）はインダクタの周波数依存巻線抵抗である。インダクタ内の基本周波数はスイッチング周波数であり、スイッチング周波数は（例えば、グリッドの）１サイクルにわたって変化するので、ＲＰＷＭ（θ）は動的である。巻線抵抗の周波数依存成分は、選択された巻線ワイヤゲージ及びタイプの固有の値である。
【数21】
【0136】
インダクタのコア損失は、以下の式により計算することができる。
ここで、ｋ、ａ、ｂは、典型的にはその製造業者によって供給されるコアの係数である。Ｂｐｋ（θ）及びＩｐｋ（θ）は、それぞれピーク流束及び電流密度であり、動的である。Ｎ、ｌｇ、ｌｍ、μｒは、それぞれターン数、エアギャップ、磁路長、透磁率であり、インダクタの静的な値である。
【数22】
【0137】
ＦＥＴ損失を計算するのと同様に、平均インダクタ損失は、以下に従って（例えば、グリッドの）１サイクルにわたる損失の平均をとることによって求められる。
【数23】
【0138】
コンデンサ損失は、もっぱらそれらのＥＳＲ損失に起因すると考えられる。フィルタ容量は、インダクタのリップル電流全体を吸収すると仮定することができるため、コンデンサＥＳＲ損失は、以下を使用して計算することができる。
ここで、ＰｃａｐＥＳＲは、平均コンデンサ損失を得るためにグリッドの１サイクルにわたって平均化される。最後に、前述したように、インバータの全損失は、以下の式を使用して計算することができる。
【数24】
【数25】
【0139】
ブロック２４１５において、（ＬＳＷ）のインダクタンスの各値について、電子コントローラは、（例えば、損失の比較によって決定される）最も低い損失を生成した関連するスイッチング周波数（ｆＳＷ）を記憶して、スイープの一部であったインダクタンスの各値についてインダクタンス－周波数対を生成する。
【0140】
ブロック２４２０において、各インダクタンス周波数対について、電子コントローラは、ＬＣフィルタの上側コンデンサ（ＣＡ）及び下側コンデンサ（ＣＢ）のそれぞれについて静電容量を決定する。容量は、所望の出力電圧リップルが達成されるように選択される。
【0141】
例えば、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）の特定のインダクタンスについて、所望の電流リップル及び所望の電圧リップルを電子コントローラに事前に知ることができる。以下の式は、インダクタンス、電流リップル、及び電圧リップルの間の関係を定義することができる。
ここで、Ｖｐｐは所望のピーク間出力電圧リップルであり、Ｃは所望のＶｐｐを達成するために必要な静電容量である。ＬＣフィルタの上側コンデンサ（ＣＡ）及び下側コンデンサ（ＣＢ）の静電容量は、この電流リップルを吸収して所望の出力電圧リップルを生成するようなサイズにすることができる。
【数26】
【0142】
ブロック２４２５において、電子コントローラは、ＬＣフィルタ（例えば、ＬＣフィルタ２４５）のスイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、上側コンデンサ（ＣＡ）及び下側コンデンサ（ＣＢ）のそれぞれのサイズを推定する。これらのＬＣフィルタ構成要素のサイズを決定するために、電子コントローラは、スケーリング則を使用することによってそれらの関連する構成要素値（すなわち、インダクタンス又は静電容量）に基づいてサイズを推定することができる。インダクタの体積スケールは、以下の式に基づく。
ここで、ＹＬ及びＥＬはそれぞれインダクタの体積及びエネルギーである。コンデンサの体積は、以下に従って同様にスケーリングする。
ここで、ＣＣ及びＥＣは、それぞれコンデンサの体積及びエネルギーである。「＊」の上付き文字は、同じ技術を使用する基準デバイスに関する値を示す。
【数27】
【数28】
【0143】
ここで図２５を参照すると、プロセス２５００は、可変周波数臨界ソフトスイッチング（ＶＦＣＳＳ）を実装する電力コンバータのための設計最適化に関する。プロセス２５００は、プロセス２４００で使用される特定のスイッチング周波数ではなくＶＦＣＳＳ ｆＳＷ境界が使用されることを除いて、プロセス２４００と概して同様である。したがって、違いは別として、上記のブロック２４０５、２４１０、２４１５、２４２０、及び２４２５の説明は、プロセス２５００のブロック２５０５、２５１０、２５１５、２５２０、及び２５２５にそれぞれ同様に適用される。更に、使用される特定のスイッチング周波数を決定することとは対照的に、可変周波数臨界ソフトスイッチング（例えば、ＶＦＣＳＳで使用される利用可能なスイッチング周波数の範囲を定義する最大及び最小スイッチング周波数）の境界は、プロセス２５００を実行することによって決定される。
【0144】
表１の値を使用する例示的な実験では、２１００及び２４００のプロセスは、９９．２％の効率及び１０．４７ｋＷ／Ｌの電力密度を有するプロトタイプの１５ｋＷ三相インダクタを提供した。プロトタイプの１５ｋＷインダクタは、１．２ＭＨｚのスイッチング周波数及びＳｉＣ電力スイッチング素子を使用する。プロトタイプはＶＦＣＳＳ制御方式を使用し、これは図２６の制御図に示すようなコントローラによって実施することができる。
【0145】
図２６の制御図２６００は、図１４及びプロセス２１００（例えば、ソース－ドレインコンデンサＣＤＳあり又はなし）に関して説明したような三相コンバータを表す回路モデル２６０５を含み、制御ブロック２６１０を含む。制御ブロック２６１０は、コントローラ（例えば、図１のコントローラ１０５は、）によって実施されてもよい。制御ブロック２６１０は、ａｂｃ基準座標系とｄｑ基準座標系との間で電圧値及び電流値を転送するように構成された位相ロックループを示す。有効電力及び無効電力は、それぞれｄ及びｑの基準座標系で制御される。定電流（ＣＣ）及び定電圧（ＣＶ）コントローラは、バッテリとグリッドとの間の有効／無効電力を調整するために、グリッド電流のｄ成分及びｑ成分とカスケード接続される。ゼロシーケンスコントローラも、０．５Ｖｂｕｓのオフセットで出力コンデンサ電圧を昇圧するために利用される。制御ブロック２６１０は、制御ブロック２６１０に示される生成されたデューティサイクルｄａ、ｄｂ、及びｄｃと共にスイッチング周波数をゲートドライバに提供するために、図１７及び／又は図１８に関して説明したようなスイッチング周波数（ｆＳＷ）生成コントローラを更に含むことができる。前述のように、次に、ゲートドライバは、デューティサイクル及びスイッチング周波数（ｆＳＷ）に基づいて各電力スイッチング素子のそれぞれのＰＷＭ制御信号を生成することができる。
【0146】
特定の実施形態が本明細書で詳細に開示されているが、これは例示のみを目的として例として行なわれており、以下の添付の特許請求の範囲に関して限定することを意図するものではない。開示された実施形態の特徴は、より多くの実施形態を生み出すために、本発明の範囲内で組み合わせる、再構成するなどすることができる。幾つかの他の態様、利点、及び修正は、以下に提供される特許請求の範囲内にあると考えられる。提示された特許請求の範囲は、本明細書に開示された実施形態及び特徴の少なくとも幾つかを表す。他の特許請求されていない実施形態及び特徴も企図される。
【0147】
（追加例）
例１：直流（ＤＣ）電圧端子であって、正のＤＣ端子と負のＤＣ端子とを含み、電力コンバータのＤＣ側に位置される、ＤＣ電圧端子と、正のＤＣ端子と負のＤＣ端子との間に結合されるＤＣリンクコンデンサと、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対であって、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードにおいて互いに結合される、電力スイッチング素子対と、正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含むインタフェース端子であって、電力コンバータの第２のインタフェース側に位置されるインタフェース端子と、ＬＣフィルタであって、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサとを含むＬＣフィルタと、を備えるハーフブリッジ電力コンバータのための方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
例１：直流（ＤＣ）電圧端子であって、正のＤＣ端子と負のＤＣ端子とを含み、電力コンバータのＤＣ側に位置される、ＤＣ電圧端子と、正のＤＣ端子と負のＤＣ端子との間に結合されるＤＣリンクコンデンサと、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対であって、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードにおいて互いに結合される、電力スイッチング素子対と、正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含むインタフェース端子であって、電力コンバータの第２のインタフェース側に位置されるインタフェース端子と、ＬＣフィルタであって、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサとを含むＬＣフィルタと、を備えるハーフブリッジ電力コンバータのための方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0148】
例２：上側コンデンサは、リップル電流がＤＣ端子とインタフェース端子との間で伝搬するとともにＤＣ端子とインタフェース端子との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を与えることによって、コンバータのリップル電流を低減する、例１の方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0149】
例３：プロセッサを含むコントローラを更に備え、コントローラは、電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例１又は２の方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0150】
例４：プロセッサを含むコントローラを更に備え、ＤＣ電圧端子は、入力ＤＣ電圧を受けるように構成され、コントローラは、電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するように構成され、ＬＣフィルタは、中間出力電圧をフィルタリングするとともに、フィルタリングされた出力電圧をインタフェース端子に提供するように構成され、フィルタリングされた出力電圧は、ＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、例１から３のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0151】
例５：ハーフブリッジ電力コンバータを更に備え、電力スイッチング素子対を駆動して入力ＤＣ電圧を中間出力電圧に変換するために、コントローラは、電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例４の方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0152】
例６：プロセッサを含むコントローラを更に備え、インタフェース端子は、ＡＣ入力電圧を受けるように構成され、ＬＣフィルタは、ＡＣ入力電圧をフィルタリングするとともに、フィルタリングされた電圧を中間点ノードに提供するように構成され、スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％であり、コントローラは、電力スイッチング素子対を駆動して、フィルタリングされた電圧をＤＣ出力電圧に変換するように構成され、ＤＣ電圧端子は、ＤＣ出力電圧を出力するように構成される、例１から５のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0153】
例７：ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサと、ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサとを更に備える、例１から６のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0154】
例８：直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受けるステップであって、ＤＣ電圧端子が、電力コンバータのＤＣ側に位置される正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む、ステップと、コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するステップであって、電力スイッチング素子対が、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードにおいて互いに結合される、ステップと、ＬＣフィルタによって、中間出力電圧をフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をインタフェース端子に与えるステップであって、フィルタリングされた出力電圧がＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、インタフェース端子が、電力コンバータの第２のインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含み、ＬＣフィルタが、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に接続される上側コンデンサとを含む、ステップとを含む、電力コンバータのための方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0155】
例９：スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、スイッチ側インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、例１から８のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0156】
例１０：入力ＤＣ電圧を中間出力電圧に変換するために電力スイッチング素子対を駆動するステップは、コントローラによって、電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップを含む、例８又は９のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンバータ可読媒体。
【0157】
例１１：電力変換の方法は、ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサによって、ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサによって、ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップとを更に含む、例８から１０のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0158】
例１２：インタフェース端子でＡＣ入力電圧を受けるステップであって、インタフェース端子が、電力コンバータのインタフェース側に位置される正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含む、ステップと、ＬＣフィルタによって、ＡＣ入力電圧をフィルタリングし、フィルタリングされた電圧を中間点ノードに与えるステップであって、ＬＣフィルタが、第１の端部で中間点ノードに結合されるスイッチ側インダクタと、スイッチ側インダクタの第２の端部と負のＤＣ端子との間に結合される下側コンデンサと、スイッチ側インダクタの第２の端部と正のＤＣ端子との間に結合される上側コンデンサとを含む、ステップと、コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動し、フィルタリングされた電圧をＤＣ端子におけるＤＣ出力電圧に変換するステップであって、電力スイッチング素子対が、ＤＣ端子の正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、ＤＣ端子の負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合される、ステップとを含む電力変換方法のための、方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0159】
例１３：上側コンデンサによって、リップル電流がＤＣ端子とインタフェース端子との間で伝搬するとともにＤＣ端子とインタフェース端子との間の差動モード電流リップルの少なくとも一部を相殺するための経路を与えることによりコンバータのリップル電流を低減するステップを更に含む、例１２の方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0160】
例１４：スイッチ側インダクタにおける電流リップルは、スイッチ側インダクタを通過する平均電流の少なくとも２００％である、例１２又は１３のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0161】
例１５：フィルタリングされた電圧をＤＣ出力電圧に変換するために電力スイッチング素子対を駆動するステップは、コントローラによって、電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するステップを含む、例１２から１４のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0162】
例１６：ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される上側ドレイン－ソース間コンデンサによって、ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップと、ローサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたって結合される下側ドレイン－ソース間コンデンサによって、ハイサイド電力スイッチング素子のドレイン端子とソース端子との間にわたるドレイン－ソース電圧上昇率を低減するステップとを更に含む、例１２から１５のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0163】
例１７：正の入力端子及び負の入力端子を含む直流（ＤＣ）電圧入力と、正の入力端子と負の入力端子との間にわたって結合されるＤＣ入力コンデンサと、正の入力端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負の入力端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含む電力スイッチング素子対であって、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで結合される、電力スイッチング素子対と、ハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合されるハイサイドコンデンサと、ローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合されるローサイドコンデンサと、スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含み、中間点ノードに結合される、ＬＣフィルタと、ＬＣフィルタに結合されるＡＣ出力端子と、電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される電子コントローラとを備える電力インバータのための、方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0164】
例１８：ハイサイド電力スイッチング素子及びローサイド電力スイッチング素子が炭化ケイ素（ＳｉＣ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である、例１７の方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0165】
例１９：ＬＣフィルタは、ＬＣＬフィルタを形成するための出力インダクタを更に含み、出力インダクタは、スイッチ側インダクタをＡＣ出力端子に接続する、例１７又は１８のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0166】
例２０：電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するために、電子コントローラは、動作中の電力インバータの動作特性に基づいて電力スイッチング素子対のソフトスイッチングを与えるためのスイッチング周波数を決定し、スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成するように構成される、例１７から１９のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0167】
例２１：電力スイッチング素子対を可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するために、電子コントローラは、電力スイッチング素子対のデューティサイクル、インダクタ電流、及びソフトスイッチングのための境界閾値電流に基づいてスイッチング周波数を決定し、スイッチング周波数を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号として可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号を生成するように構成される、例１７から２０のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0168】
例２２：コンデンサがＬＣフィルタの下側コンデンサであり、ＬＣフィルタが上側コンデンサを更に含み、スイッチ側インダクタは、第１の端部で中間点ノードに結合され、下側コンデンサは、スイッチ側インダクタの第２の端部と負の入力端子との間に結合され、上側コンデンサは、スイッチ側インダクタの第２の端部と正の入力端子との間に結合される、例１７から２１のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0169】
例２３：電力インバータは、多相ＡＣ出力を提供するように構成される多相電力インバータであり、電力スイッチング素子対は、多相ＡＣ出力の第１のＡＣ相における第１の電力スイッチング素子対であり、ＬＣフィルタは、第１のＡＣ相における第１のＬＣフィルタであり、ＡＣ出力端子は、第１のＡＣ相における第１のＡＣ出力端子であり、電力インバータは、多相ＡＣ出力のそれぞれの付加的なＡＣ相ごとに、正の入力端子に結合される付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び負の入力端子に結合される付加的なローサイド電力スイッチング素子を含む付加的な電力スイッチング素子対であって、付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び付加的なローサイド電力スイッチング素子が、それぞれの付加的なＡＣ相における付加的な中間点ノードで互いに結合される、付加的な電力スイッチング素子対と、付加的なハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合される付加的なハイサイドコンデンサと、付加的なローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合される付加的なローサイドコンデンサと、付加的なスイッチ側インダクタ及び付加的なコンデンサを含み、付加的な中間点ノードに結合される、付加的なＬＣフィルタと、付加的なＬＣフィルタに結合される付加的なＡＣ出力端子とを更に備える、例１７から２２のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0170】
例２４：電子コントローラは、それぞれの付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例１７から２３のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0171】
例２５：電子コントローラは、独立した位相制御を行なうために、第１の電力スイッチング素子対及びそれぞれの付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例１７から２４のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0172】
例２６：直流（ＤＣ）電圧端子で入力ＤＣ電圧を受けるステップであって、ＤＣ電圧端子が、電力コンバータのＤＣ側に位置される正のＤＣ端子及び負のＤＣ端子を含む、ステップと、電子コントローラによって、電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を、可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で、中間点ノードにおける中間出力電圧に変換するステップであって、電力スイッチング素子対が、正のＤＣ端子に結合されるハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合されるローサイド電力スイッチング素子とを含み、ハイサイド電力スイッチング素子とローサイド電力スイッチング素子とが中間点ノードで互いに結合され、ハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたってハイサイドコンデンサが結合され、ローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたってローサイドコンデンサが結合される、ステップと、ＬＣフィルタによって、中間出力電圧をフィルタリングして、フィルタリングされた出力電圧をＬＣフィルタに結合されるＡＣ出力端子に与えるステップであって、フィルタリングされた出力電圧がＡＣ電圧又はＤＣ電圧のいずれかであり、正のインタフェース端子及び負のインタフェース端子を含むインタフェース端子が電力コンバータの第２のインタフェース側に位置され、ＬＣフィルタが、中間点ノードに結合されて、スイッチ側インダクタ及びコンデンサを含む、ステップとを含む電力変換方法のための、方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0173】
例２７：ハイサイドコンデンサは、オンからオフへの移行中にハイサイド電力スイッチング素子の両端間の電圧上昇を遅延させ、ローサイドコンデンサは、オンからオフへの移行中にローサイド電力スイッチング素子の両端間の電圧上昇を遅延させる、例２６の方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0174】
例２８：コンデンサがＬＣフィルタの下側コンデンサであり、ＬＣフィルタが上側コンデンサを更に含み、スイッチ側インダクタは、第１の端部で中間点ノードに結合され、下側コンデンサは、スイッチ側インダクタの第２の端部と負の入力端子との間に結合され、上側コンデンサは、スイッチ側インダクタの第２の端部と正の入力端子との間に結合される、例２６又は２７の方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0175】
例２９：電力インバータは、多相ＡＣ出力を提供するように構成される多相電力インバータであり、電力スイッチング素子対は、多相ＡＣ出力の第１のＡＣ相における第１の電力スイッチング素子対であり、ＬＣフィルタは、第１のＡＣ相における第１のＬＣフィルタであり、ＡＣ出力端子は、第１のＡＣ相における第１のＡＣ出力端子であり、方法は、多相ＡＣ出力のそれぞれの付加的なＡＣ相ごとに、電子コントローラによって、付加的な電力スイッチング素子対を駆動して、入力ＤＣ電圧を、可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で、付加的な中間点ノードにおける付加的な中間出力電圧に変換するステップであって、付加的な電力スイッチング素子対が、正のＤＣ端子に結合される付加的なハイサイド電力スイッチング素子と、負のＤＣ端子に結合される付加的なローサイド電力スイッチング素子とを含み、付加的なハイサイド電力スイッチング素子及び付加的なローサイド電力スイッチング素子が、付加的な中間点ノードで互いに結合され、付加的なハイサイドコンデンサが、付加的なハイサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合され、付加的なローサイドコンデンサが、付加的なローサイド電力スイッチング素子のソースとドレインとの間にわたって結合される、ステップと、付加的なＬＣフィルタによって、付加的な中間出力電圧をフィルタリングして、付加的なフィルタリングされた出力電圧を付加的なＬＣフィルタに結合される付加的なＡＣ出力端子に与えるステップとを更に含む、例２６から２８のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0176】
例３０：電子コントローラは、それぞれの付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例２６から２９のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0177】
例３１：電子コントローラは、独立した位相制御を行なうために、第１の電力スイッチング素子対及びそれぞれの付加的な電力スイッチング素子対をそれぞれの可変周波数臨界ソフトスイッチング制御信号で駆動するように構成される、例２６から３０のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0178】
例３２：それぞれの相ごとにハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む多相インバータのためのインバータ最適化の方法であって、各相のハーフブリッジは、インバータの正のＤＣレールと負のＤＣレールとの間にわたって結合されて相のＬＣフィルタに結合される中間点ノードを有する電力スイッチング素子対を含み、各ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）を含み、方法は、電子プロセッサによって、各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定するステップと、電子プロセッサによって、電力スイッチング素子対の電力スイッチング素子におけるスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定するステップと、電子プロセッサによって、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成するステップと、サイズのそれぞれの潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットするステップとを含む方法のための、方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【0179】
例３３：プロットされたデータポイントを使用してパレートフロンティアを生成するステップを更に含む、例３２又は３７のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0180】
例３４：電子プロセッサによって、電子ディスプレイ上にパレートフロンティアを表示するステップを更に含む、例３２から３３又は３７のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0181】
例３５：インダクタンス値及びスイッチング周波数をスイープして各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成するステップは、スイープのインダクタンス値とスイッチング周波数との組み合わせごとに損失を算出するステップと、スイープされるインダクタンス値のそれぞれのインダクタンス値ごとに、スイッチング周波数から最低損失を生成する関連周波数を識別して、複数のインダクタンス周波数対を生成するステップと、各インダクタンス周波数対を、所望の出力電圧リップルを達成するハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における静電容量サイズ及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）における静電容量サイズと関連付けるステップであって、ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせが、インダクタンス周波数対のうちの１つのインダクタンス値、インダクタンス周波数対と関連付けられるハイサイドコンデンサ（ＣＡ）における静電容量サイズ、及びインダクタンス周波数対と関連付けられるローサイドコンデンサ（ＣＢ）における静電容量サイズを含む、ステップと、ＬＣフィルタにおけるサイズのそれぞれの潜在的な組み合わせごとに体積を推定するステップとを含む、例３２から３４又は３７のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0182】
例３６：多相インバータが可変周波数臨界ソフトスイッチングインバータである、例３２から３５又は３７のいずれかの方法、装置、及び／又は非一時的コンピュータ可読媒体。
【0183】
例３７：それぞれの相ごとにハーフブリッジ及びＬＣフィルタを含む多相インバータ用のインバータ最適化のためのシステムであって、各相のハーフブリッジは、インバータの正のＤＣレールと負のＤＣレールとの間にわたって結合されて相のＬＣフィルタに結合される中間点ノードを有する電力スイッチング素子対を含み、各ＬＣフィルタは、スイッチ側インダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）を含み、システムは、命令を記憶するメモリと、命令を実行するように構成されるプロセッサとを含む電子コントローラを備え、命令の実行により、電子コントローラは、各電力スイッチング素子対の各電力スイッチング素子のドレインとソースとの間にわたって結合されるドレイン－ソース間コンデンサ（ＣＤＳ）の静電容量を決定し、電力スイッチング素子対の電力スイッチング素子におけるスイッチングエネルギー対ドレイン電流値を決定し、ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）のインダクタンス値及び電力スイッチング素子におけるスイッチング周波数をスイープして、各ＬＣフィルタのインダクタ（ＬＳＷ）、ハイサイドコンデンサ（ＣＡ）、及びローサイドコンデンサ（ＣＢ）のサイズの複数の潜在的な組み合わせを生成し、サイズのそれぞれの潜在的な組み合わせごとに、計算された損失対ＬＣフィルタの体積に関するデータポイントをプロットするシステムのための、方法、装置、及び／又はプロセッサ実行可能命令を記憶する非一時的コンバータ可読媒体。
【図1】
【図2A】
【図2B】
【図3A】
【図3B】
【図3C】
【図3D】
【図3E】
【図3F】
【図4】
【図5A】
【図5B】
【図5C】
【図5D】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22A】
【図22B】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【国際調査報告】