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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2024-08-29
(54)【発明の名称】広帯域線形化差動増幅器
(51)【国際特許分類】
H03F 1/32 20060101AFI20240822BHJP
H03F 3/45 20060101ALI20240822BHJP
H03F 3/68 20060101ALI20240822BHJP
【ＦＩ】
H03F1/32
H03F3/45
H03F3/68 220
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2024514445
(86)(22)【出願日】2022-07-21
(85)【翻訳文提出日】2024-03-04
(86)【国際出願番号】 US2022037796
(87)【国際公開番号】W WO2023038721
(87)【国際公開日】2023-03-16
(31)【優先権主張番号】17/471,535
(32)【優先日】2021-09-10
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
(71)【出願人】
【識別番号】520128820
【氏名又は名称】ノースロップ グラマン システムズ コーポレーション
(74)【代理人】
【識別番号】110001519
【氏名又は名称】弁理士法人太陽国際特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】ガネヴァティ、マヌチェフル
(72)【発明者】
【氏名】シッディーキー、マンスール、ケイ．
(72)【発明者】
【氏名】ミラー、デヴィッド、ジェイ．
(72)【発明者】
【氏名】ハーンドン、マイケル
【テーマコード（参考）】
5J500
【Ｆターム（参考）】
5J500AA01
5J500AA21
5J500AC21
5J500AC81
5J500AF08
5J500AF10
5J500AF15
5J500AF19
5J500AH12
5J500AH24
5J500AH25
5J500AH29
5J500AK15
5J500AK16
5J500AK68
5J500AM19
5J500AT01
5J500CK06
5J500CK07
5J500NG02
(57)【要約】
ＲＦ増幅器（１００）は、差動増幅器構成で第１及び第２の主増幅器（１０５、１１０）を利用し、第１及び第２の補助増幅器（１１５、１２０）は各々、第１及び第２の主増幅器（１０５、１１０）の両端に並列に接続される。主増幅器及び補助増幅器は、結合された出力電流における３次非線形成分が低減されるようにバイアスされる。共通又は独立したバイアス制御回路は、補助増幅器のＤＣ動作バイアスを制御し、正の傾きを有する（主増幅器の対応する傾きとは反対の）ドレイン電流内の３次非線形成分を表す曲線上のＤＣ動作点を確立する。これは、出力における合成電流における全体的な３次非線形成分の低減をもたらす。別の実施形態では、１つの補助増幅器への入力の位相シフトを使用して、位相シフトに関連する周波数でピークの最小化を提供する。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１及び第２の主増幅器と、入力ＲＦ（無線周波数）信号を第１及び第２の信号に分割し、第１の信号の位相と異なる位相となるよう前記第２の信号をシフトする入力カプラと、
前記第１の信号及び位相シフトされた前記第２の信号を各々受信する、前記第１及び第２の主増幅器の入力と、
増幅された前記第１の信号及び増幅された位相シフトされた前記第２の信号を各々提供する前記第１及び第２の主増幅器の出力と、
増幅された前記第１の信号をシフトして、増幅された位相シフトされた前記第２の信号の位相と実質的に同相である第３の信号を形成する出力カプラであって、増幅された位相シフトされた前記第２の信号と前記第３の信号とを組み合わせて、単一の統合ＲＦ出力信号とする、出力カプラと、
前記第１及び第２の主増幅器の各々の両端に並列に接続された第１及び第２の補助増幅器と、
前記第１及び第２の主増幅器の各々は、正及び負の傾きのうちの一方を有する３次非線形成分を各々含む、増幅された第１の信号及び増幅された位相シフトされた第２の信号を有し、
前記第１及び第２の補助増幅器に結合されたバイアス制御回路であって、前記バイアス制御回路は、前記第１及び第２の補助増幅器の各々からの増幅された出力の各々について、正及び負の傾きの他方である３次非線形成分を含むように、前記第１及び第２の補助増幅器のＤＣ動作バイアスを制御し、前記第１及び第２の補助増幅器からの出力信号における３次非線形成分が前記第１及び第２の主増幅器からの出力信号における対応する３次非線形成分と相殺的に結合し、単一の統合ＲＦ出力信号における３次非線形成分を最小化させる、バイアス制御回路と、
を備える、ＲＦ増幅器。
【請求項2】
前記第１及び第２の補助増幅器の出力における３次非線形成分の傾きと、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の傾きとが異なることから、前記単一の統合ＲＦ出力信号における３次非線形成分の最小化を高めるために、前記第１及び第２の補助増幅器は、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の大きさと、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の大きさとが、実質的に等しくなるような利得を有する、請求項１に記載のＲＦ増幅器。
【請求項3】
前記第１及び第２の補助増幅器及び前記第１及び第２の主増幅器は、２０～３０ＧＨｚの間の周波数で利得を提供し、ＤＣゲート電圧がＤＣドレイン電流の対応する量を制御するＨＥＭＴトランジスタを有し、ゲート電圧対ドレイン電流特性の第３導関数は、各々の増幅器の全ドレイン電流に存在する３次非線形成分の大きさを決定し、
第１の電圧源は、ゲート電圧対ドレイン電流特性の３次導関数を制御し、正及び負の傾きの一方を有するように、第１及び第２の主増幅器内のＨＥＭＴトランジスタのためのＤＣゲート電圧を供給し、
第２の電圧源は、ゲート電圧対ドレイン電流特性の３次導関数を制御し、正及び負の傾きの他方を有するように、第１及び第２の補助増幅器内のＨＥＭＴトランジスタのためのＤＣゲート電圧を供給する、
請求項１に記載のＲＦ増幅器。
【請求項4】
前記第１及び第２の主増幅器は、各々の出力において、３次非線形成分の第１及び第２の傾きを有し、各々の出力に第３及び第４の傾きを有する３次非線形成分を有するように、前記バイアス制御回路は、第１の補助増幅器に１つのバイアス電圧を供給し、第２の補助増幅器に他のバイアス電圧を供給し、
出力において第３の傾きを有する３次非線形成分は、出力において第１の傾きを有する３次非線形成分を実質的に相殺するように結合され、
第４の傾きを有する出力の３次非線形成分は、第２の傾きを有する出力の３次非線形成分を実質的に相殺するように結合される、
請求項１に記載のＲＦ増幅器。
【請求項5】
第１及び第２の主増幅器と、入力ＲＦ信号を第１及び第２の信号に分割し、第１の信号の位相と異なる位相となるよう第２の信号をシフトする入力カプラと、
前記第１の信号及び位相シフトされた前記第２の信号を各々受信する、前記第１及び第２の主増幅器の入力と、
増幅された前記第１の信号及び増幅された位相シフトされた前記第２の信号を各々提供する前記第１及び第２の主増幅器の出力と、
増幅された前記第１の信号をシフトして、増幅された位相シフトされた前記第２の信号の位相と実質的に同相である第３の信号を形成する出力カプラであって、増幅された位相シフトされた前記第２の信号と前記第３の信号とを組み合わせて、単一の統合無線周波数（ＲＦ）出力信号とする、出力カプラと、
前記第１及び第２の主増幅器の各々の出力の両端に並列に接続された出力を有する第１及び第２の補助増幅器であって、第１の補助増幅器は、第１の主増幅器の入力に結合された入力を有し、
第２の主増幅器の入力に結合された入力と、第２の補助増幅器の入力に結合された出力とを有する位相制御装置であって、前記位相制御装置は、前記位相制御装置の出力における信号の位相を、位相制御装置の入力における信号の位相とは異なる位相にシフトさせる、位相制御装置と、
前記第１及び第２主増幅器は、前記増幅された第１信号及び前記増幅された位相シフトされた第２信号の各々において３次非線形成分を有し、前記第１及び第２主増幅器のためのＤＣバイアスが、３次非線形成分のための正及び負の傾きの一方の傾きを有する動作領域を確立し、
前記第１及び第２の補助増幅器に結合されたバイアス制御回路であって、前記バイアス制御回路は、前記第１の補助増幅器の出力における３次非線形成分が前記第１の主増幅器の出力における３次非線形成分を最小化し、前記第２の補助増幅器の出力における３次非線形成分が前記第２の主増幅器の出力における３次非線形成分を最小化するよう、前記第１及び第２の補助増幅器の各々の増幅出力における３次非線形成分が正及び負の傾きの他方の傾きを有する動作領域を確立するよう、前記第１及び第２の補助増幅器の直流動作バイアスを制御する、バイアス制御回路と、
前記位相制御装置は、前記第２の補助増幅器への入力信号の３次非線形成分する最小化のピークの増加を引き起こす所定の帯域幅内における所定の周波数において実質的に９０度の位相シフトを提供する、
周波数の意図された帯域幅内で信号を増幅するＲＦ増幅器。
【請求項6】
前記第１及び第２の補助増幅器の出力における３次非線形成分の傾きと、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の傾きとが異なることから、前記単一の統合ＲＦ出力信号における３次非線形成分の最小化を高めるために、前記第１及び第２の補助増幅器は、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の大きさと、前記第１及び第２の主増幅器の出力における３次非線形成分の大きさとが、実質的に等しくなるような利得を有する、請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項7】
前記第１及び第２の補助増幅器及び前記第１及び第２の主増幅器は、２０～３０ＧＨｚの間の周波数で利得を提供し、ＤＣゲート電圧がＤＣドレイン電流の対応する量を制御するＨＥＭＴトランジスタを有し、ゲート電圧対ドレイン電流特性の第３導関数は、各々の増幅器の全ドレイン電流に存在する３次非線形成分の大きさを決定し、
第１の電圧源は、ゲート電圧対ドレイン電流特性の３次導関数を制御し、正及び負の傾きの一方を有するように、第１及び第２の主増幅器内のＨＥＭＴトランジスタのためのＤＣゲート電圧を供給し、
第２の電圧源は、ゲート電圧対ドレイン電流特性の３次導関数を制御し、正及び負の傾きの他方を有するように、第１及び第２の補助増幅器内のＨＥＭＴトランジスタのためのＤＣゲート電圧を供給する、
請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項8】
前記位相制御装置は、少なくとも２つの位相変更装置を含み、前記位相変更装置の各々は、前記意図された帯域内の各々の第１及び第２の周波数において実質的に９０度の位相シフトを提供し、
前記第１及び第２の周波数において３次非線形成分を最小化において、対応する増加した第１及び第２のピークを引き起こす、
請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項9】
前記位相制御装置は、少なくとも２つの位相変更装置を含み、前記位相変更装置の各々は、前記意図された帯域内の各々の第１及び第２の周波数において実質的に９０度の位相シフトを提供し、
前記第１及び第２の周波数において３次非線形成分を最小化において、対応する増加した第１及び第２のピークを引き起こす、
請求項６に記載のＲＦ増幅器。
【請求項10】
前記位相制御装置は、９０度位相シフトが生じる周波数が、意図された周波数帯域における任意の周波数に調整され得るように調整可能である、請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項11】
前記第１及び第２の主増幅器は、各々の出力において、３次非線形成分の第１及び第２の傾きを有し、各々の出力に第３及び第４の傾きを有する３次非線形成分を有するように、前記バイアス制御回路は、第１補助増幅器に１つのバイアス電圧を供給し、第２補助増幅器に他のバイアス電圧を供給し、
出力において第３の傾きを有する３次非線形成分は、出力において第１の傾きを有する３次非線形成分を実質的に相殺するように結合され、
第４の傾きを有する出力の３次非線形成分は、第２の傾きを有する出力の３次非線形成分を実質的に相殺するように結合される、
請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項12】
２０ＧＨｚと３０ＧＨｚとの間の帯域幅における増幅が提供される、請求項１に記載のＲＦ増幅器。
【請求項13】
２０ＧＨｚと３０ＧＨｚとの間の帯域幅における増幅が提供される、請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項14】
前記ＲＦ増幅器の性能指数（ＦｏＭ）は、ＤＣ電力消費に対するＯＩＰ３の比として定義され、１５より大きい、請求項１に記載のＲＦ増幅器。
【請求項15】
前記ＲＦ増幅器の性能指数（ＦｏＭ）は、ＤＣ電力消費に対するＯＩＰ３の比として定義され、１５より大きい、請求項５に記載のＲＦ増幅器。
【請求項16】
周波数の動作帯域幅において信号を増幅する無線周波数増幅器の出力信号における３次非線形成分を最小化する方法であって、入力ＲＦ信号を第１及び第２の信号に分割し、第２の信号は、第１の信号の位相とは異なる位相を有し、
増幅された第１及び第２の信号を各々生成するために、第１及び第２の主増幅器によって第１及び第２の信号を各々増幅することであって、第１及び第２の主増幅器は、増幅された第１及び第２の信号の各々における３次非線形成分の傾きが正及び負の傾きのうちの一方を有するＤＣ動作領域を有し、
前記第１及び第２の信号の各々を、第１及び第２の補助増幅器によって増幅し、増幅された第３及び第４の信号を各々生成し、
前記増幅された第３及び第４の信号の各々を、前記増幅された第１及び第２の信号と加算し、第５及び第６の信号を各々生成し、
第６の信号の位相をシフトして、第５の信号の位相と実質的に同相である第７の信号を形成し、第７及び前記第５の信号を加算して単一の統合ＲＦ出力信号にし、
前記第１及び第２の補助増幅器の直流バイアスを、前記増幅された第３及び第４の信号における３次非線形成分の傾きが正及び負の傾きの他方である直流動作領域を各々有するように制御することにより、前記増幅された第３及び第４の増幅信号における３次非線形成分が、前記増幅された第１及び第２の信号における対応する３次非線形成分を各々最小化する、
方法。
【請求項17】
前記第３及び第４の信号における３次非線形成分の大きさは、前記増幅された第１及び第２の信号における３次非線形成分の大きさと実質的に等しく、前記第３及び第４の信号における前記３次非線形成分の傾きは、前記増幅された第１及び第２の信号における前記３次非線形成分の傾きと異なるので、前記単一の集積ＲＦ出力信号における前記３次非線形成分の最小化を向上させるような利得を有する、前記第１及び第２の補助増幅器をさらに備える、請求項１６に記載の方法。
【請求項18】
前記第２の信号が前記第２の補助増幅器に結合される前に、前記第２の信号の位相を変更する、ことをさらに含み、前記位相を変更することは、動作帯域幅内の所定の周波数において実質的に９０度であり、
動作帯域幅内の他の周波数における最小化に対応する、所定の周波数における３次非線形成分の最小化にピークを生じさせる、
請求項１６に記載の方法。
【請求項19】
前記第２の信号を少なくとも第１及び第２の分割信号に分割し、前記少なくとも第１及び第２の分割信号を前記第２の補助増幅器に結合する前に、前記少なくとも第１の分割信号の位相を前記第２の分割信号とは異なる位相に変更する、
ことをさらに含み、
前記少なくとも第１及び第２の分割信号の各々についての位相を変更することは、意図された帯域幅内の少なくとも２つの対応する周波数において実質的に９０度であり、
前記少なくとも２つの周波数における３次非線形成分の最小化の第１及び第２のピークを生じさせる、
請求項１６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明の実施形態は、差動増幅器に関し、より具体的には、広帯域にわたって線形化が望まれる差動増幅器に関する。
【背景技術】
【0002】
線形増幅器及び高電力増幅器には、特に、増幅器の線形性及び効率の両方を改善するために、様々な線形化方式が適用されてきた。例えば、単一の能動増幅器は、利得が特定の周波数範囲、及び入力電力レベルにわたって変化する出力を有することができる。この利得の変化を補償する試みでは、周波数範囲内の増幅器の線形性を改善するために、周波数とともに変化する回路を使用して、周波数による能動装置の利得変化を補償することができる。例えば、回路は、能動装置の非補償利得が減少している間、入力電力が増加することにつれて、増幅器の利得を増加させることができる。したがって、全体的な増幅器利得は、補償が使用されない場合よりも広い入力電力範囲にわたって比較的一定となる。
【0003】
差動増幅器は、良好な入出力整合、及び周波数安定性を有する傾向がある。さらに、１つの増幅器が故障したとしても、全体的な増幅器は、最適レベルよりも低いレベルで機能し続けるので、より高い信頼性が達成される。差動増幅器を使用しても、所望の帯域幅にわたる線形性は達成できない場合がある。したがって、広い帯域幅にわたって線形性が改善された差動増幅器が必要とされている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
本発明の目的は、上記の必要性に対する解決策を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0005】
一実施形態では、ＲＦ増幅器は、第１及び第２の主増幅器を差動増幅器構成で利用し、第１及び第２の補助増幅器は各々、第１及び第２の主増幅器の両端に並列に接続される。主増幅器及び補助増幅器は、主増幅器からの出力における３次非線形成分が正及び負の傾きの一方を有し、補助増幅器からの出力における３次非線形成分が正及び負の傾きの他方を有するように動作領域においてバイアスされ、３次非線形成分が破壊的に結合して、３次非線形成分の総量を低減する。バイアス制御回路は、補助増幅器のＤＣ動作領域を制御する。
【0006】
別の実施形態では、１つの補助増幅器への入力の位相シフトを使用して、位相シフトに関連する周波数における３次非線形成分のピークの最小化を提供する。更なる実施形態では、１つの補助増幅器への入力の１つ又は複数の位相シフトを使用して、１つ又は複数の位相シフトに関連する周波数に対応する１つ又は複数のピークの最小化を提供する。
【0007】
記載された装置及び回路によって実装される方法も提供される。
【0008】
本発明の例示的な実装形態の特徴は、説明、特許請求の範囲、及び添付の図面から明らかになるのであろう。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【図1】本発明による線形化が組み込まれた差動増幅器の例示的な実施形態の図である。
【図2】本発明による線形化が組み込まれた差動増幅器の別の例示的な実施形態の図である。
【図4】本発明による線形化改善を組み込んでいない差動増幅器の例示的な概略図である。
【図6】同調可能なシングルモード動作を有する線形化差動増幅器の実施形態の簡略化された例示的な概略図である。
【図7】本発明の一実施形態における主装置及び補助装置の動作バイアス点を示す。
【図8】－３０ｄＢｍの入力電力レベルにおける線形化差動増幅器の実施形態の例示的なＲＦ性能を示す。
【図9】－３０ｄＢｍ及び０ｄＢｍの入力電力レベルにおける線形化差動増幅器の実施形態の例示的なＲＦ性能を示す。
【図10】２５～２９ＧＨｚの周波数範囲、及び入力電力レベル－１０～＋２０ｄＢｍにわたる線形差動増幅器の実施形態の入力電力対出力電力（ＰＩＰＯ）のグラフを示す。
【図11】線形化されていない差動増幅器に対する、線形化された差動増幅器の実施形態の雑音指数性能を示すグラフである。
【図12】同調可能なデュアルモード動作を有する線形化差動増幅器の実施形態の簡略化された概略図である。
【図13】補助増幅器のためのゲート制御電圧に対するシングルモード線形化ピークを有する線形化差動増幅器の実施形態のＲＦ性能のグラフを示す。
【図14】補助増幅器のためのゲート制御電圧に対するデュアルモード線形化ピークを有する線形化差動増幅器の実施形態のＲＦ性能のグラフを示す。
【図15】デュアルモード線形化ピーク、対、補助装置のゲート制御電圧を有する線形化差動増幅器の実施形態のＲＦ性能のグラフを示し、ここで、能動装置は、線形化性能をさらに向上させるために異なるサイズにされる。
【発明を実施するための形態】
【0010】
本発明による線形化を伴わない、２０～３０ＧＨｚ間の動作に適した差動増幅器を説明し、その性能を図５に示し、本発明による線形化差動増幅器の実施形態の性能と比較するための性能を確立する。線形化差動増幅器の実施形態は、差動増幅器回路に関連する回路の一部として組み込まれる、一定及び／又は可変ゲートバイアス制御及び物理的サイジングを有する補助装置を利用する。補助増幅器は、好ましくは差動増幅器回路の主増幅器とは異なってバイアスされる。主増幅器及び補助増幅器の電流は、全体的な増幅器の線形性を高めるために、出力／負荷において合計される。特定の入力電力レベルでは、補助増幅器の利得は増加するが、主増幅器の利得は減少し始める。したがって、差動増幅器回路全体の利得は、広範囲の入力電力にわたって実質的に一定のままであり、増幅器の線形化をもたらす。
【0011】
図１は、補助増幅器１１５及び１２０を組み込むことによって、差動増幅器１０５及び１１０を有する差動増幅器回路１００を線形化する概念を示す。差動増幅器回路１００は、入力ＲＦポート１３０からのＲＦ入力信号を分配するための入力ランゲカプラ（Ｌａｎｇｅ ｃｏｕｐｌｅｒ）１２５と、同一の増幅器１０５、１１０とを含み、好ましくは、ランゲカプラ１２５の２つの出力ポートと差動増幅器１０５、１１０の各々の入力との間をＲＦが遷移する。好ましくは、実質的に同一のＲＦの遷移が差動増幅器１０５、１００の各々の出力から、出力ランゲカプラ１３５の２つのポートに提供される。ランゲカプラは、４ポート装置であるが、そのポートの各々の１つは５０オーム負荷１４０、１４５によって絶縁されているので、３ポート装置と見なされ得る。ポート１３０における入力ＲＦ信号は、ランゲカプラ１２５の入力に入り、９０度の位相差でポート１５０と１５５との間で等しく分割される。これら分割された信号は、分割された各々の信号の増幅を提供する差動増幅器１０５、１００各々への入力である。増幅された分割信号は、ランゲカプラ入力１６０、１６５への入力を提供する。入力１６５における信号は、このシフトされた信号が入力１６０における信号と同相になるように、９０度位相シフトされる。これらの同相信号は、パワーコンバイナとして機能するランゲカプラの出力ポート１７０で合成される。
【0012】
また、図１は、各々主増幅器１０５及び１１０の両端に並列に接続された補助増幅器Ａ１ １１５及びＡ２ １２０を示す。主増幅器１０５、１１０への入力ＲＦ信号は、補助増幅器１１５、１２０の入力としても機能する。主増幅器と補助増幅器との対は、同一の負荷を共有し、それらの出力電流は、負荷において結合する。補助増幅器１１５、１２０を通るＤＣバイアス電流は、Ｖｃｏｎｔｒｏｌ１ １７５及びＶｃｏｎｔｒｏｌ２ １８０を調整することによって制御され、各々調整可能なＤＣ電源であってもよい。メイン増幅器１０５を含む上アーム（経路）と、差動増幅器のメイン増幅器１１０を含む下アームとは、位相が直交（９０ｏ位相差）している。入力１６０における信号は、カプラ１３５によって９０度位相シフトされた信号１６５と結合され、その結果、同相信号は、出力１７０において前向きに結合される。この線形化スキームは、動作の周波数帯域内で単一モード線形化をもたらす。単一モードは、単一周波数と呼ばれる。
【0013】
弱非線形装置の場合、主（Ｍ）増幅器と副（Ａ）増幅器の出力ドレイン電流は、次のように記述できる。
ここで、
ｉＭは、主増幅器の出力ドレイン電流であり、
ｉＡは、補助増幅器の出力ドレイン電流であり、
Ｖｇｓは、装置のゲート・ソース間電圧であり、
ｉｔｏｔａｌ＝ｉＭ＋ｉＡは、主増幅器及び補助増幅器のドレイン電流の合計であり、
ｇ１Ｍ、及びｇ１Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の導関数であり、
ｇ２Ｍ、及びｇ２Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の第２の導関数であり、
ｇ３Ｍ、及びｇ３Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の第３の導関数である。
【数1】
ここで、
ｉＭは、主増幅器の出力ドレイン電流であり、
ｉＡは、補助増幅器の出力ドレイン電流であり、
Ｖｇｓは、装置のゲート・ソース間電圧であり、
ｉｔｏｔａｌ＝ｉＭ＋ｉＡは、主増幅器及び補助増幅器のドレイン電流の合計であり、
ｇ１Ｍ、及びｇ１Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の導関数であり、
ｇ２Ｍ、及びｇ２Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の第２の導関数であり、
ｇ３Ｍ、及びｇ３Ａは、Ｖｇｓに対するドレイン電流の第３の導関数である。
【0014】
ＩＩＰ３／ＯＩＰ３（入力／出力三次インターセプトポイント）を改善するには、導関数の重ね合わせは、合計のｇ３＝ｇ３Ｍ＋ｇ３Ａが最小限に抑えられるべきであることを示唆している。ここで、
ここで、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は一定量である。
【数2】
ここで、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は一定量である。
【0015】
したがって、ｇ３Ｍ及びｇ３Ａ対Ｖｇｓの傾きは、３次非線形成分をできるだけ多く相殺するために、逆であるべきであると推定される（即ち、Ｖｇｓ
３）。図７に見られるように、グラフ７２０は、Ｖｇｓに対するＩｄ（ドレイン電流）の３次導関数であるｇ３Ｍ及びｇ３Ａのグラフである。全体のｇ３が低減される場合、３次相互変調積が低減され、ＯＩＰ３又はＩＩＰ３が改善される。主増幅器及び補助増幅器は、ｇ３Ｍ及びｇ３Ａの傾きが反対、即ち、反対の傾きを有するＶｇｓの領域にバイアスされることが好ましい。図１を参照すると。
【数3】
【0016】
本発明の例示的な実施形態は、差動増幅器の各ブランチにおける各々の主増幅器との補助増幅器の統合を利用する。線形化に寄与する要因は、各々の主増幅器に対する補助増幅器のサイズ決定、ｇ対ｇ３Ａのできるだけ多くの相殺を達成するためのダイナミックバイアス制御、マルチバイアス化、即ち、３次非線形成分の相殺を最大にするために各々の補助装置に対する独立したゲートバイアス制御を使用すること、及び、差動増幅器の１つの分岐のみにおいて入力信号の位相を１つの補助増幅器に変更するために伝送線路、例えば、１／４波伝送線路の利用を含む。線形化技法は、周波数範囲にわたって、入力ＲＦ電力駆動の関数として示される。
【0017】
図２は、動作の全帯域幅内の２つのモード（周波数）が線形化される、差動増幅器の線形化の別の実施形態２００を示す。実施形態２００は、実施形態１００と非常に類似しており、同様の要素が同様に機能することは明らかであろう。したがって、これらの実施形態間の相違点のみを説明する。実施形態２００では、伝送線路、例えばλ／４伝送線路１８５が意図された動作周波数範囲内の選択された周波数で９０度の位相シフトを提供し、補助増幅器のうちの１つへの入力と直列に接続される。これは、他方のアームに対する一方のアームの荷重における９０ｏの結果として生じる位相に起因して、２つの動作態様をもたらす。９０ｏ位相線１８５は、遅延線として機能する伝送線路、ディジタル領域におけるシフトレジスタなどの位相シフタ、又は他の既知の位相シフト技術を使用することによって得ることができる。図２を参照すると
【数4】
【0018】
図１４のグラフ１４０５には、２つのモードに対する３次非線形成分の最小化ピークが示されている。
【0019】
図３は、９０度の位相シフトが生じる選択可能な周波数を提供するために、図２の遅延線１８５の代わりに利用することができる装置１９０を示す。これは、同調可能なマルチモード動作を有する差動増幅器の能力を提供する。選択可能な（切替可能な）遅延装置１９０は、図２の伝送線路（λ／４線路又は移相器１８５）に取って代わる。この構成は、選択された周波数において９０ｏ位相を有する遅延素子のうちの１つを選択することによって、ダイナミックマルチモード動作を可能にする。入力１９１は、遅延されるべき信号を受信し、出力１９２は、補助増幅器に結合される遅延された信号の出力である。各々が意図された動作レンジ内の様々な周波数で９０ｏの位相シフトを有する遅延素子１９３ａ、１９３ｂ、…、１９３ｎのうちの１つのみが、所与の時点で選択され、選択された周波数で所望の位相シフトを提供する。図１について上述したように、補助増幅器に異なるゲート制御電圧を使用して、３次非線形性積の相殺を強化することは、選択可能な遅延１９０による周波数同調と組み合わせて、線形化差動増幅器の線形化におけるピークを提供することができる。
【0020】
図４は、２０～３０ＧＨｚ動作のために０．１５ｕｍのＧａＡｓ ＨＥＭＴ技術を使用する非線形差動増幅器４００（補助増幅器なし）の簡略化された概略図を示す。上側及び下側能動ＨＥＭＴ装置ＱＭは、同一の大きさ（全周３６０μＭ）であり、同一のバイアス状態を有する。入力電力分割器及びカプラは、ランゲカプラである。コンデンサＣＣＭとＣＣｏｕｔは、各々の機器ＱＭの入出力に使用される直流阻止コンデンサである。トランジスタＱｍは、制御ゲート電圧ＶＧＭに結合されたゲート抵抗ＲｂｉａｓＭを使用して、ゲートにおいてバイアスされる。主ドレイン／ソースチャネルのバイアスは、ＤＣ電圧ＶＤ及びＤＣ電流制限抵抗ＲＳを使用して達成される。無線周波数チョーク（ＲＦインピーダンス）ＲＦＣは、装置の出力において適切なＲＦ電圧スイングを提供する。コンデンサＣＳはＲＳ用のＲＦバイパスコンデンサであり、動作帯域幅におけるＲＦ周波数でＲＳを短絡する。
【0021】
図５は、差動増幅器４００の全体的な性能を示す。２０ＧＨｚ～３０ＧＨｚの周波数帯域にわたって７ｄＢを超える利得（Ｇａｉｎ）５０５が達成された。示されるような良好な入力リターンロス（ＩＲＬ）５１０及び出力リターンロス（ＯＲＬ）５１５は、設計の帯域幅周波数にわたって達成される。模擬ＯＩＰ３５２０は、約３３ｄＢｍである。
【0022】
図６は、シングルモード動作のための線形化差動増幅器の本発明による一実施形態６００を示す。実施形態６００は、実施形態１００の一実装形態の例示的表現である。トランジスタＱＡは、主装置ＱＭと並列に接続される補助装置である。トランジスタＱＡは、直流阻止コンデンサＣＣＡを使用して、トランジスタＱＭとは異なったゲートバイアスを可能にし、各々のＱＭと出力においてドレインバイアス線及びＲＦＣを共有する。トランジスタＱＡは、主増幅器ＱＭのバイアスとは異なるゲート（即ち、ＲｂｉａｓＡ及びＶＧＡ）をバイアスするために、別個のゲートバイアス線及び制御電圧を使用する。各素子の全周は、補助素子では１２０ｕｍ、主増幅器では３６０ｕｍである。
【0023】
図７は、実施形態６００の主装置及び補助装置の動作バイアス点を示すグラフ７００を示す。補助装置及び主装置の両方のＩｄ対Ｖｇｓ（図示せず）プロットは、既知であると仮定されるか、又は試験によって決定することができる。Ｉｄ対Ｖｇｓ、ｇｍ１の導関数を取ることによって、プロット７０５が得られる。図７の全てのグラフにおいて、暗い線は補助装置のｇｍを表し、明るい線は主装置のｇｍを表す。ｇｍ２ ７１０及びｇｍ３ ７１５のプロットは、プロット７０５の連続導関数を取ることによって決定される。主装置及び補助装置のためのＤＣ動作点ｖｇｓは、主装置のためのｇｍ３ライン７３０、及び補助装置のためのライン７４０上の領域７２５及び７３５において選択される。主装置の領域７２５におけるｇｍ３Ｍは、補助装置の領域７３５におけるｇｍ３Ａとは反対の傾きを有するので、ｇｍ３による主装置と補助装置との複合出力電流は最小化される。したがって、主装置及び補助装置のｇｍ３は、ｇｍ３に起因する各々の出力電流Ｉｄを相殺し、したがって、望ましくない３次非線形性積を最小限にする。
【0024】
各ｇｍ３ゲインは、実質的に等しくなるように主装置及び補助装置のゲインを選択して、３次非線形性積の相殺を強化することによって、相殺のさらなる改善を達成することができる。グラフ７２０に示す例では、主装置の領域７２５におけるｇｍ３利得が、補助装置の領域７３５におけるｇｍ３利得よりも小さい。したがって、改善されたｇｍ３の相殺のために、主装置及び補助装置の各々の利得は、ｇｍ３による各々のＩｄ電流の成分が同じであり、したがって、ｇｍ３傾きが異なるので相殺を促進するように調整されるべきである。装置の物理的サイズは一般に、装置の利得に比例することから、主装置及び補助装置は、相殺するｇｍ３に起因する出力電流を有する要望を満たすサイズ、したがって利得を有するように設計され得る。
【0025】
図８は、－３０ｄＢｍのＲＦ入力信号を有する線形化増幅器６００の性能のグラフ８００を示す。グラフ８０５は、ＯＩＰ３が帯域の上側周波数端、例えば、約２８．５ＧＨｚで約４２ｄＢｍにピークを有し、２０ＧＨｚから２６ＧＨｚまで３３～３５ｄＢｍの間に留まることを示す。示されるような優れた入力ＲＬ ８１０及び出力ＲＬ ８１５が達成された。周波数範囲にわたって３．３５より大きいシミュレートされた安定係数、Ｋ、８２０が示されている。利得、Ｓ２１、８２５は、２０ＧＨｚで７ｄＢから３０ＧＨｚで約６ｄＢに徐々に減少する。
【0026】
図９は、ＲＦ入力信号が０ｄＢｍに増加した線形化増幅器の線形性パラメータのグラフ９００を示す。ＯＩＰ３ ９０５は、０ｄＢｍの対応する入力電力に対して約２８ＧＨｚで約４４ｄＢｍである。－３０ｄＢｍの入力に対するＯＩＰ３ ９０７が、比較のために示される。主装置が利得圧縮に入るにつれて、より高い電力でのＯＩＰ３の増加が予想され、補助装置は利得拡張を示し始める。０ｄＢｍの入力電力では、ＤＣ電力消費は、約６５９ｍＷであり、ＯＩＰ３は、４２ｄＢｍより大きい（＞１５８４９ｍＷ）。示されるような優れた入力ＲＬ ９１０及び出力ＲＬ ９１５が達成された。周波数範囲にわたって３．１５より大きいシミュレートされた安定係数（ＳＴＡＢＩＬＩＴＹ ＦＡＣＴＯＲ）９２０が示されている。利得Ｓ２１、９２５は、２０ＧＨｚでの７ｄＢから３０ＧＨｚでの約６ｄＢに徐々に減少する。増幅器のための技術関連性能指数（ＦｏＭ）、即ち、直流電力消費に対するＯＩＰ３の比は、以下のように計算することができる。
これは、ＧａＡｓ技術について報告された最も高い比率、すなわち約１０よりも高く、２倍よりも高い。この実施形態によって達成され、それを上回る１５を超えるＦｏＭは、有意な改善であろう。
【数5】
これは、ＧａＡｓ技術について報告された最も高い比率、すなわち約１０よりも高く、２倍よりも高い。この実施形態によって達成され、それを上回る１５を超えるＦｏＭは、有意な改善であろう。
【0027】
図１０は、標準差動増幅器、例えば増幅器４００、及び線形差動増幅器、例えば実施形態１００、６００について、２５ＧＨｚ～２９ＧＨｚの異なる周波数における出力電力対入力電力ＰＩＰＯのグラフ１０００を示す。入力ＲＦ信号レベルは、－１０ｄＢｍから２０ｄＢｍまでスイープされる。プロット１００５（暗線）は、線形化された差動増幅器を示し、プロット１０１０（より明るい線）は、入力電力変動にわたる様々な周波数での非線形化された差動増幅器を示す。非線形化増幅器の出力ＲＦ電力は、約１４ｄＢｍにおいて、飽和、即ち、電力入力を増加させるための追加の電力出力をほとんど又は全く示さないが、線形化増幅器は、２０ｄＢｍの入力ＲＦレベルにおいてさえ、出力電力飽和を示さない。
【0028】
図１１は、ＮＦ １１０５によって示される非線形化差動増幅器、及びＮＦ １１１０によって示される線形化差動増幅器の雑音係数ＮＦ性能のグラフである。示されるように、約０．１ｄＢの無視できる劣化が、線形化のために観察される。
【0029】
図１２は、図２の要素１８５に対応する、９０度位相シフトライン（又は遅延用シフトレジスタ）１２０５を用いてデュアルモード動作を達成するための線形化増幅器２００の例示的な簡略化された概略図１２００を示す。主増幅器は、Ｑｍであり、補助増幅器は、Ｑａである。実施形態１２００は、別個のＤＣゲート電圧（Ｖｇａ１及びＶｇａ２）を使用して、主増幅器の動作点（ＤＣゲート電圧）を設定する電圧Ｖｇｍを有する２つの補助増幅器に対して、異なる動作点を設定できることを示す。調整可能な直流電圧源は、Ｖｇａ１及びＶｇａ２を提供することができる。上記で説明したように、補助増幅器のバイアス点を設定して、主増幅器によって出力されるのと同じ３次出力電流を生成するが、３次非線形性積の相殺を達成するために反対の傾きを有することが有利であり得る。また、シフト要素１２０５は、図２に関して説明したように、２つの直交成分の出力を生じさせる。
【0030】
図１３は、図１２の実施形態１２００の性能のグラフ１３００を示す。同じ全周サイズの補助装置が使用され、グラフ１３０５のプロットに示されるように、１ＧＨｚ帯域幅（約２２．５ＧＨｚ～２３．５ＧＨｚ）にわたるＯＩＰ３の最小化を動的に調整するために、単一の可変ＤＣ制御電圧（両方の補助増幅器のゲートのための）が利用され、各プロットは異なるゲート電圧を表す。これはグラフ１３１０、１３１５、及び１３２０に示されるように、増幅器の小さな信号性能に悪影響を及ぼすことなく達成され、プロットは異なるゲート電圧を表す。
【0031】
図１４は、２つの異なる動作モード（周波数）を有するグラフ１４００を示す。この能力を達成するために、異なる全周（面積）及び異なる調整されたゲート制御バイアスを有する補助装置が使用された。この構成では、帯域幅の極端な縁部（２２ＧＨｚ及び２８ＧＨｚ）に近いところで、約４０ｄＢｍの最小化ピークを有するＯＩＰ３を改善することができる。見られるように、帯域幅内で最小化されたＯＩＰ３の２つの別個のピークが達成される。各ピークが生じる周波数は、補助増幅器のためのゲートバイアス電圧選択と、主増幅器の利得に対する補助増幅器の利得とによって制御することができる。このような利得は、補助増幅器の周辺部を制御して利得を生成することによって選択することができ、その結果、Ｉｄにおけるｇｍ３電流成分は、関連する主増幅器によって生成されるものと同じになる。主装置は、３００ｕｍの全周を有する。本実施形態のための技術関連ＦｏＭは、下記によって得られる。
【数6】
【0032】
図１５は、主装置のサイズ（全周領域）がより高い周波数で寄生を低減するように最適化された、デュアルモード線形化増幅器１２００の性能のグラフ１５００を示す。装置全体の全周が１８６ｕｍであるものを使用し、グラフ１４１０に示されるように、７ｄＢを超える利得が３０ＧＨｚまで達成された。グラフ１４０５に見られるように、４２ｄＢｍを超える最小化されたＯＩＰ３の最大ピークは、２２ＧＨｚ及び２８ＧＨｚで同時に達成された。装置の寄生容量及び抵抗を低減することは、より高い周波数で利得を維持するのに役立つ。１２０ｕｍ～２８０ｕｍのサイズの補助装置が使用されている。
【0033】
差動増幅器の広帯域線形化を提供する実施形態が説明される。本発明の一実施形態では、主増幅器と一体化された補助増幅器が、全体的な差動増幅器回路の効率及び線形性を改善するためにバイアスされる。一実施形態は、単一モード動作（線形化がピークとなる１つの選択可能な周波数）を提供する。本発明の別の実施形態では、差動増幅器を線形化するためのデュアルモード方式及びマルチモード方式、即ち、線形化ピークが生じる複数の選択可能な周波数が提示される。０．１５ｕｍ ＧａＡｓ ＨＥＭＴトランジスタを使用する、２０～３０ＧＨｚの間の動作に適した例示的な線形化差動増幅器について説明する。この線形化された差動増幅器は、非線形化された差動増幅器と比較して、線形性及び効率の著しい改善を実証する。２０ＧＨｚ～３０ＧＨｚ帯における単一周波数と１０ＧＨｚ帯域幅（ＢＷ）における同時二重周波数における同調可能線形化ピークについて述べた。ＤＣ電力消費に対するＯＩＰ３（出力における３次切片）の比として定義される性能指数（ＦｏＭ）は、一実施形態では２４を超え、これはＧａＡｓ ＨＥＭＴでは１０という報告された比を上回る。ＰＩＰＯ（出力ＲＦ電力対入力ＲＦ電力）は、動作帯域内の線形性を示す。
【0034】
上記の例示的な実施形態を、差動増幅器の各ブランチに主増幅器を備えた補助増幅器と統合することで実現すると、好ましくは、最適な装置サイジング、動的バイアス制御、マルチバイアス、及び差動増幅器の１つのアームに印加される時間遅延又は位相シフトの実施が全体的な差動増幅器の動的線形化をもたらす。
【0035】
本発明の例示的な実施形態が記載され、示される。当業者は、以下の特許請求の範囲に定義される本発明の範囲内にある実施形態に対する修正及び置換がなされ得ることを理解するのであろう。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【国際調査報告】