特表 2024-533198 信号検出器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-09-12

(54)【発明の名称】信号検出器

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/16 20060101AFI20240905BHJP

   H03F 1/02 20060101ALI20240905BHJP

【ＦＩ】

H04B1/16 M

H03F1/02

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2024514103

(86)(22)【出願日】2022-09-01

(85)【翻訳文提出日】2024-04-18

(86)【国際出願番号】 EP2022074304

(87)【国際公開番号】W WO2023031324

(87)【国際公開日】2023-03-09

(31)【優先権主張番号】2109148

(32)【優先日】2021-09-01

(33)【優先権主張国・地域又は機関】FR

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】518057608

【氏名又は名称】ユニベルシテ・ドゥ・リール

(71)【出願人】

【識別番号】506316557

【氏名又は名称】サントル ナショナル ドゥ ラ ルシェルシュ シアンティフィック

(71)【出願人】

【識別番号】516123435

【氏名又は名称】サントラル・リール・アンスティチュ

(71)【出願人】

【識別番号】523231152

【氏名又は名称】ユニヴェルシテ ポリテクニック オー－ドゥ－フランス

(74)【代理人】

【識別番号】100108453

【弁理士】

【氏名又は名称】村山 靖彦

(74)【代理人】

【識別番号】100110364

【弁理士】

【氏名又は名称】実広 信哉

(74)【代理人】

【識別番号】100133400

【弁理士】

【氏名又は名称】阿部 達彦

(72)【発明者】

【氏名】フランソワ・ダンヌヴィル

(72)【発明者】

【氏名】クリストフ・ロエ

【テーマコード（参考）】

5J500

5K061

【Ｆターム（参考）】

5J500AA01

5J500AC36

5J500AF15

5J500AH09

5J500AH29

5J500AH42

5J500AK04

5J500AK06

5J500AM02

5J500AM08

5J500AS01

5J500AS13

5J500AT01

5J500LV07

5K061CC25

5K061EF06

5K061JJ01

(57)【要約】

信号、特に無線周波数信号の、検出器(10)、とりわけウェイクアップ無線型の検出器であって、
- 入力において信号を受信し、出力における動作点(M)を入力からの信号に依存している可変部分(ΔVm)が加えられる既定のDC電圧(Vm_DC)に設定するように構成される第1の回路(20)と、
- 入力において第1の回路(20)の出力に接続され、かつ信号の可変部分(ΔVm)を増幅するように構成される第2の回路(30)であり、カスケードの少なくとも2つの論理インバータ(32)のチェーンを備え、閾値未満で動作する、第2の回路とを備える、検出器。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

信号、特に無線周波数信号の、検出器(10)、とりわけウェイクアップ無線型の検出器であって、
- 入力において前記信号を受信し、出力における動作点(M)を前記入力からの前記信号に依存している可変部分(ΔVm)が加えられる既定のDC電圧(Vm_DC)に設定するように構成される第1の回路(20)と、
- 入力において前記第1の回路(20)の前記出力に接続され、かつ前記信号の前記可変部分(ΔVm)を増幅するように構成される第2の回路(30)であり、少なくとも2つの論理インバータのチェーンを備え、これらが好ましくはCMOS技術(32)から生産され、カスケードに配設され、かつ閾値未満で動作する、第2の回路と
を備える、検出器。

【請求項2】

前記第1の回路(20)が、前記第1の回路の前記出力を形成する中間点(M)によって接続される直列のMOSトランジスタ(M1、M0)のブリッジを備え、前記第1の回路(20)の前記入力が前記トランジスタのうちの1つのゲート(e1;e2)に相当する、請求項1に記載の検出器。

【請求項3】

前記ブリッジの前記MOSトランジスタ(M1、M0)が閾値未満で動作する、請求項2に記載の検出器。

【請求項4】

前記MOSトランジスタ(M1、M0)のブリッジがプルアップトランジスタ(M1)およびプルダウントランジスタ(M0)を備え、前記信号が前記プルアップトランジスタの前記ゲート(e1)に印加され、制御電圧(Vc)が前記プルダウントランジスタの前記ゲート(e2)に印加される、請求項2または3に記載の検出器。

【請求項5】

前記ブリッジの前記MOSトランジスタがNMOS型である、請求項2から4のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項6】

前記第1(20)および/または前記第2(30)の回路が、|Vdd-Vss|が0Vと0.6Vとの間であるように電圧Vddおよび電圧-Vssが供給される、請求項1から5のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項7】

前記電圧Vddが0Vと300mVとの間でありおよび/または前記電圧-Vssが-300mVと0Vとの間である、請求項6に記載の検出器。

【請求項8】

前記インバータ(32)のチェーンの第1の部分が、飽和せずに働くように構成され、前記第1に続く前記インバータ(32)の前記チェーンの第2の部分が、前記第2の各インバータの出力における前記信号が前記値Vddおよび前記値-Vssに実質的に達するように、飽和モードで動くように構成される、請求項1から7のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項9】

前記第2の回路が、前記チェーンの1つのインバータ(32)の出力において人工ニューロンに接続される、請求項1から8のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項10】

前記人工ニューロンが漏出性積分発火型のものである、請求項9に記載の検出器。

【請求項11】

スパイキングニューラルネットワーク(SNN)を供給するために電気パルスを発生させるためのものであり、前記信号が変調されている、請求項9および10のいずれか一項に記載の検出器の使用。

【請求項12】

無線通信受信器、とりわけ前記信号を復調することができるものである、請求項1から8のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項13】

前記第2の回路が軸索小丘型の人工ニューロンであり、
- 前記第2の回路(30)の前記入力および前記出力の間に接続される帰還コンデンサ(Cf)と、
- 前記ゲートにおいて前記第2の回路(30)の前記出力電圧によって制御され、かつ1つの端子が前記第2の回路の前記入力に接続される帰還トランジスタ(Mf)と
を備える、請求項1から8のいずれか一項に記載の検出器。

【請求項14】

膜コンデンサ(Cm)を備え、前記膜コンデンサがとりわけ前記チェーンの第1のインバータ(32)の入力コンデンサである、請求項13に記載の検出器。

【請求項15】

受信信号強度インジケータRSSIを提供するために電気パルスを発生させるためのものであり、前記信号が連続波CWである、請求項12または13に記載の検出器の使用。

【請求項16】

送信源が位置する距離の推定を行うために通信物体のネットワークにおける、請求項15に記載の使用。

【請求項17】

請求項1から8のいずれか一項に記載の検出器(10)、主トランシーバ(12)および制御ユニット(14)を備える電気通信ノード(1)であって、前記検出器(10)が、信号(17)を検出した上で、切替信号(11)を前記制御ユニット(14)に送るように構成され、後者が、前記切替信号(11)を受信した上で、前記主トランシーバ(12)を作動させるように構成される、電気通信ノード。

【請求項18】

請求項1から8のいずれか一項に記載の検出器(10)を使用して、1Hzと1THzとの間の周波数およびとりわけ-110dBmと+0dBmとの間の電力を有する信号(17)を検出するための方法であって、前記信号(17)を前記検出器(10)を用いて検出するステップであり、後者が好ましくは継続的にアクティブである、検出するステップと、前記検出器の出力においてデジタル信号を発生させるステップとを含む、方法。

【請求項19】

前記無線周波数信号(17)が以下の変調方式:振幅シフトキーイング(ASK)、オンオフキーイング(OOK)、パルス位置変調(PPM)およびパルス幅変調(PWM)のうち1つに従って変調される、請求項18に記載の方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、信号検出器の分野に関し、より詳細には排他的でなく、ウェイクアップ無線型の検出器の分野に関する。

【背景技術】

【0002】

現在の受信器は、それらが電磁式であれ、音響式であれ、または実は赤外線式であれ、現存の信号を検出することができるために、それらの直近の環境を継続的にスキャンするために、これらの信号の電力がどうであれ(-90dBmのオーダーの超低電力からより高い電力まで)、些細でない量の電力を消費する。受信器の側のこの電力消費は、現在の通信装置のおよびオンボードエレクトロニクス全般の電力自律性への障害を形成する。

【0003】

そのため、無線周波数分野、より詳細にはモノのインターネット(IoT)の分野では、LoRaWANなどの、ごく最近のプロトコルは、この障害に直面している。実際には、受信器の役割は、そこではかなり削減され、中継器の観念は、それが電力集約的であるので、最終的には使用されない。より一般的には、ワイヤレスセンサの自律性を増すために、センサを待機させるシナリオおよびそれらをウェイクアップする間欠フェーズに基づいて、上層の適所に戦略が置かれる。

【0004】

例えば、通信センサは、その役割が送信器の役割に制限される。間欠的にまたは警報の発生時に、それは、それが行う測定から生じる情報(温度、湿度レベル、等)を送る。或る用途にとっては、この使用が十分に見えるかもしれないが、受信機能が永久に作動されないとすると、センサは中継器の役割を果たすことができないので、それは実際には非常に限定的である。結果は、ネットワークの各センサがシンクの範囲内になければならないということである。

【0005】

上述の戦略は効果的でなく、必然的に情報損失および制限されたネットワーク性能に至る一方で、同時にプロトコルに負担をかける。加えて、ウェイクアップ無線受信器を伴う解決策が展開されるが、これらは、限定された範囲を有する。したがって使用に応じて多少頻繁に(数日から数カ月)これらのセンサを再充電することが必要である。

【0006】

先行技術の従来のアーキテクチャは、ホモダインかヘテロダインかであり、概して低雑音増幅器に続いて内部周波数源を含む周波数変換素子を備える。

【0007】

電力消費を有意に削減するために、これらのアーキテクチャが基づく概念は、受信器の伝送周波数または感度が低下されることを必要とする。伝送周波数が抑えられると、これは、ISMバンド内で展開している用途の大半を、とりわけこれらが800MHzを超えるヨーロッパにおいては、カバーすることを可能にできない。感度がひどく影響される(-40dBm)と、これは、-90dBmのアドバタイズされる感度と比較して送信される無線信号の範囲を100で割ったことに等しく、10kmの代わりに、100メートルの最大伝送距離の範囲を有することに等しい。これが、感度を下げることに反対する重大な論拠である。

【0008】

出願WO2020/242540は、低電力無線周波数受信器および関連した回路に関する。

【0009】

出版物Von der Markら「Ultra low power Wakeup Detector for Sensor Networks」およびNilssonら「Ultra Low Power Wake-Up Radio Using Envelope Detector and Transmission Line Voltage Transformer」が、低電力消費のウェイクアップ無線型の検出器のアーキテクチャを開示している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】WO2020/242540

【非特許文献】

【0011】

【非特許文献1】Von der Markら「Ultra low power Wakeup Detector for Sensor Networks」

【非特許文献2】Nilssonら「Ultra Low Power Wake-Up Radio Using Envelope Detector and Transmission Line Voltage Transformer」

【非特許文献3】Huangら「A 915MHz ultra-low power wake-up receiver with scalable performance and power consumption」

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

信号検出器を、とりわけ電力消費の点で、更に改善する必要がある。

【課題を解決するための手段】

【0013】

本発明は、この目的を満たすことを意図しており、その対象は、その態様の1つによれば、信号、特に無線周波数信号の、検出器、とりわけウェイクアップ無線型の検出器であって、
- 入力において信号を受信し、出力における動作点を入力からの信号に依存している可変部分が加えられる既定のDC電圧に設定するように構成される第1の回路と、
- 入力において第1の回路の出力に接続され、かつ信号の可変部分を増幅するように構成される第2の回路であり、少なくとも2つの論理インバータのチェーンを備え、これらが好ましくはCMOS技術から生産され、カスケードに配設され、かつ閾値未満で動作する、第2の回路とを備える、検出器である。

【0014】

本発明は、単純なアーキテクチャを有して、例えば、無線周波数トランシーバの直近の環境を継続的にスキャンすること、および存在する低電力信号を検出することを可能にする一方で、同時に或る公知の解決策と比較して電力消費を数桁削減する検出器を提供する。

【0015】

実際に、閾値未満で動作することによって、500MHzを超える信号の周波数に対して、すなわちISM(産業、科学、医療)バンドの大半に対して、および主流プロトコルの大半(ブルートゥース（登録商標）、Wi-Fi、LoRa等)に関して5桁までもの電力改善を得ることが可能である。

【0016】

本発明は、従来の受信器の性能および電力消費の間の通常の妥協を免れることを可能にする。実際、文献に挙げられるまたは現在の商用システムに存在するアーキテクチャの場合、電力消費の削減には、動作デューティサイクルおよび/または感度および/または周波数の厳しい制限が常に伴っており、デューティサイクルは、動作時間と総経過時間との間の比率であるとして定義されている。これらの制限は、現在の低電力消費アーキテクチャのアクセス可能周波数バンド、範囲および使用時間にかなりの影響を有する。

【0017】

周波数、感度またはデューティサイクルを低下させることなく、環境に存在する信号をスキャンして検出することに最大10万分の1の電力で済ますことができることは、日常生活を占めるワイヤレスシステムの電力自律性の分野における真の前進を可能にする。

【0018】

第1の回路
好ましくは、第1の回路は、第1の回路の出力を形成する中間点によって接続される直列のMOSトランジスタのブリッジを備え、第1の回路の入力がトランジスタの1つのゲートに相当する。

【0019】

ブリッジのMOSトランジスタは、有利には閾値未満で動作する。これは、追加の電力利得を得ることを可能にする。

【0020】

MOSトランジスタのブリッジは、好ましくはプルアップトランジスタおよびプルダウントランジスタを備え、信号がプルアップトランジスタのゲートに印加され、制御電圧がプルダウントランジスタのゲートに印加される。

【0021】

ブリッジのMOSトランジスタは、好ましくはNMOS型である。ブリッジのMOSトランジスタは、代替的にPMOS型またはCMOS型である(とりわけ一方のPMOSおよび他方のNMOSで、信号および制御電圧が、検出器の正しい動作のためにアドホック的に印加される)。

【0022】

電源電圧
好ましくは、第1の回路および/または第2の回路は、|Vdd-Vss|が0Vと0.6Vとの間であるように電圧Vddおよび電圧-Vssが供給される。

【0023】

電圧Vddは0Vと300mVとの間でよくおよび/または電圧-Vssは-300mVと0Vとの間でよい。

【0024】

そのような電源電圧値は、MOSトランジスタ閾値未満での動作のために適切であり、-90dBmのオーダーの、または受信アンテナと本発明に係る検出器との間に存在する周波数同調回路次第では-100dBm未満の感度でさえ低電力消費(100pWのオーダーの)を得ること、ならびに数十および数百GHzのオーダーの信号の周波数に対してそうすることを可能にする。

【0025】

第2の回路
第2の実施形態において、インバータのチェーンの第1の部分が、飽和せずに働くように構成され、第1に続くインバータのチェーンの第2の部分が、第2の各インバータの出力における信号が値Vddおよび値-Vssに実質的に達するように、飽和モードで動くように構成される。そのため、入力信号は、デジタル出力信号へ変換される。

【0026】

第2の回路は、例えば、受信した信号を人工ニューロン回路を用いて処理するために、チェーンの1つのインバータの出力において人工ニューロンに接続されてよい。

【0027】

人工ニューロンは、漏出性積分発火型のものでよい。

【0028】

検出器は、有利には、スパイキングニューロンネットワーク(SNN)、とりわけ第3世代のものを供給するために電気パルスを発生させるために使用され、信号が変調されている。

【0029】

検出器は、無線通信受信器、とりわけ信号を復調することができるものでよい。

【0030】

第2の回路は、軸索小丘型の人工ニューロンであってよく、
- 第2の回路の入力および出力の間に接続される帰還コンデンサと、
- ゲートにおいて第2の回路の出力電圧によって制御され、かつ1つの端子、とりわけドレインが第2の回路の入力に接続される、とりわけNMOS型の、負帰還トランジスタとを備えてよい。

【0031】

検出器は、膜コンデンサを備えてよく、この膜コンデンサがとりわけ上記チェーンの第1のインバータの入力コンデンサである。

【0032】

検出器は、例えば、受信信号強度インジケータRSSIを提供するために電気パルスを発生させるために使用され、信号が連続波CWである。

【0033】

検出器は、次いで送信源が位置する距離の推定を行うために通信物体のネットワークに使用されてよい。

【0034】

電気通信ノード
本発明の別の対象は、その態様の別の1つによれば、本発明に係る検出器、主トランシーバおよび制御ユニットを備える電気通信ノードであって、検出器が、信号を検出した上で、切替信号を制御ユニットに送るように構成され、後者が、切替信号を受信した上で、主トランシーバを作動させるように、およびそれを、例えば、非アクティブモードからアクティブモードに移らせるように構成される、電気通信ノードである。そのため、検出器は、低電力を有して絶えずアクティブであり、作動信号の受信に続いて作動されるだけである、主トランシーバの代わりに信号を検出してよく、これが、電気通信ノードの電力消費を大幅に削減すること、およびその自律性を増すことを可能にする。

【0035】

検出方法
本発明の別の対象は、その態様の別の1つによれば、本発明に係る検出器を使用して、1Hzと1THzとの間の周波数および、とりわけ-110dBmと+0dBmとの間の電力を有する信号を検出するための方法であって、信号を検出器を用いて検出するステップであり、後者が好ましくは継続的にアクティブである、検出するステップと、検出器の出力においてデジタル信号を発生させるステップとを含む、方法である。

【0036】

好ましくは、無線周波数信号は、以下の変調方式:振幅シフトキーイング(ASK)、オンオフキーイング(OOK)、パルス位置変調(PPM)およびパルス幅変調(PWM)のうちの1つに従って変調される。

【0037】

検出器は、振幅変調されたナローバンド信号を検出してよい。ナローバンドの概念は、中心周波数の20%を超えないバンド幅によって定義される。これは、多数の現在の無線周波数用途をカバーする。

【0038】

本発明は、以下のその非限定的な例証的な実装例の説明を読んだ上で、かつ添付の図面を調べた上で、より良く理解され得る。

【図面の簡単な説明】

【0039】

【図1】電気通信システムにおけるウェイクアップ無線受信器として使用される、本発明に係る検出器を例示する図である。

【図2】本発明に係る検出器のブロック図である。

【図3】本発明に係る例証的な第1の検出回路を、概略的に定常状態に図示する。

【図4】本発明に係る例証的な第1の検出回路を、概略的に小信号状態に図示する。

【図5】本発明に係る例証的な第1の検出回路を、概略的に大信号状態に図示する。

【図6】図5の例の回路の等価回路を概略的に図示する。

【図7】閾値未満でのCMOSインバータの伝達特性を概略的に図示する。

【図8】CMOSインバータの回路を概略的に図示する。

【図9】本発明に係る例証的な検出回路を概略的に図示する。

【図10】図9に図示されるインバータのカスケードの入力における信号の曲線の他に各インバータの出力において得られる信号の曲線を例示する。

【図11】図9の、検出器の入力における信号の様々な振幅に対する検出器の出力における信号の波形を例示する。

【図12】図9と同様であり、第2の回路が人工ニューロンに接続される。

【図13】図9に類似しており、第2の回路が人工ニューロンへ変換される。

【図14】図13の回路に関する信号の例証的な曲線を図示する。

【図15】図13の回路の、入力における信号の電力に応じて、出力において得られる電気パルスの周波数を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0040】

図1a)は、ワイヤレスセンサのネットワークの一部を形成する電気通信ノード1に実装される本発明に係る例証的な検出器10を概略的に例示する。検出器10に加えて、電気通信ノード1は、主トランシーバ12および制御ユニット14、例えばマイクロコントローラを備える。検出器10は、入力においてアンテナ18、とりわけRFアンテナに、かつ出力において、主トランシーバ12と通信する、制御ユニット14に接続される。

【0041】

図1b)のタイミング図は、信号の電力を時間の関数として例示する。検出器10は、主トランシーバ12と異なり、無線チャネルを継続的に監視している。別の電気通信ノード2によって送られるRF信号17を受信した上で、検出器10は、切替信号11を制御ユニット14に送り、これが作動信号15を用いて主トランシーバ12を作動させる。一旦作動されると、トランシーバ12は、信号17の受取りを認めて、データを交換するためにノード2との通信に入る。そのため、検出器10は、主トランシーバ12を「ウェイクアップする」ことによってウェイクアップ無線として作用する。

【0042】

検出器10は、受信したRF信号の復調器としても使用されてよく、RF信号の搬送波に添付される情報を継続的に復元し、そのため極低電力消費条件(100,000の利得)で動作する無線通信受信器の機能を果たすことを可能にし、全ての性能品質がそれ以外は同じままである。

【0043】

図2に図示されるように、本発明に係る検出器10は、第1の回路20および第1の回路20の出力において接続される第2の回路30を備える。

【0044】

第1の回路20は、2つの入力:検出されることになるRF信号が印加される入力e1および制御電圧が印加される入力e2を所有する。第1の回路20の目的は、出力における動作点を入力e1からの信号に依存している可変部分が加えられる既定のDC電圧に設定することである。第1の回路20の構造および動作は、以下に詳細に記載されることになる。

【0045】

第2の回路30の出力Sにおける信号の波形は、以下に説明されることになるように、同回路のアーキテクチャにおよび入力におけるRF信号の波形に、すなわち検出器10の使用のされ方に依存する。第2の回路の出力における信号は、入力において印加される変調されたRF信号の復調後の2値形式か、CW(連続波)モードで入力において印加されるRF信号の電力に周波数が比例する、電気パルスの形式かである。

【0046】

図3は、第1の回路20の例証的な実施形態を概略的に図示し、定常状態で流れる電流を描く。第1の回路20は、中間点Mにおいて接続されるNMOSトランジスタ:プルアップトランジスタM1およびプルダウントランジスタM0のブリッジを備える。

【0047】

トランジスタM1のドレインが電源電圧Vddに、そのソースが中間点Mに接続され、そのゲートが入力e1を定める。定常状態では、トランジスタM1のゲートにRF信号は印加されない。そのため、このゲートがあたかもグランドに接続されているかのように、あらゆることが進行する。トランジスタM0のドレインが中間点Mに、そのソースが電源電圧-Vssに接続され、そのゲートが、制御電圧Vcが印加される入力e2を定める。そのため、トランジスタM0は、点Mの静止DC電圧を調節することを可能にする定電流源I0として動作する。

【0048】

第1の回路20のファンアウトは、第2の回路30の入力におけるコンデンサCmによってモデル化される。

【0049】

Vmと標識される、点Mにおける電位は、(-Vm)に等しい、M1のゲートソース電圧V_gs1がトランジスタM1の閾値電圧V_th未満であるように調節される。Vss=0Vであれば、この条件が事実上満たされることが留意されるべきである。

【0050】

これらの条件では、以下の解析関係が得られ、I1はM1のドレイン電流、V0は熱応力、nは理想係数、kはボルツマン定数、Tは周囲温度、qは電子の電荷である:

【0051】

【数1】

【0052】

RF信号が印加されなければ、Vm_DCと標識される、DC項における電圧Vmは、これらの関係から推論され得る:

【0053】

【数2】

【0054】

トランジスタM1およびM0のゲートの長さLおよび幅Wが、それぞれ、別途固定されれば、この電位Vm_DCがVcを使用して調節され得ることが留意されるべきである。

【0055】

トランジスタM1の相互コンダクタンスが次に等しいことも留意されるべきである:

【0056】

【数3】

【0057】

小AC信号状態での回路の挙動、特にこの状態での電圧Vmの挙動が図4に図示され、正弦波電圧がM1のゲートに印加されている。

【0058】

回路のトランスミッタンスVm/VRFは以下の形式であり、fはRF信号の周波数である:

【0059】

【数4】

【0060】

第1近似として:

【0061】

【数5】

【0062】

高周波数では、特にRF信号が存在する周波数では、比率(Vm/VRF)は、一定かつ比率C1/(Cm+C1)に比例し、これが容量分圧器に相当する。次のことが分かり得る:
(i)一方で、電圧Vmの振幅は低いがゼロ以外であり、RF信号のそれに対して減衰される、
(ii)他方で、残留電圧変動(容量ブリッジによって第1近似として設定される)がある。

【0063】

第2の回路30の入力コンデンサCmによって充電される第1の回路20の挙動を研究するため、検出電圧Vm(RF信号の印加に続く立上り時間後の、定常状態)の増分DC値を計算するために、プルアップトランジスタM1の関数I_D(V_GS)(ゲートソース電圧の関数としてのドレイン電流)の非線形性が活用される。

【0064】

周波数f_RFで発生される、信号V_RFの増分DC電圧ΔVmへの「変換」が図5に例示される。この増分ΔVmの値は、数百μVから数mVまでの範囲であり得る。

【0065】

M1のI1(V_GS)の式から始まり:

【0066】

【数6】

【0067】

ΔVmは低く、以下が得られる:
[数7]
Vgs1≒Vgs1_DC+V_RF

【0068】

【数7】

【0069】

更には、コンデンサCmによって吸収される電流i_mは、次に等しい:
[数9]
i_m=I1-Io、但しIo=I1_DC

【0070】

電流i_mのDC値は、それから推論される:

【0071】

【数8】

【0072】

そのため、RF信号が存在すると、RF電圧の実効値に比例する、増分DC電流im_DCがプルアップトランジスタM1によって送り出されてコンデンサCmに向けられる。この電流im_DCは、点Mに存在する容量性Cmのインピーダンスに充電する。

【0073】

遷移時間後に、点Mにおける電圧Vmは、その静止値(定常状態)に対する増分値によって変更される。RF信号がCWモードで印加されれば、Vmは、この新しい値を維持するであろう。

【0074】

回路20は、そのため図6に例示される回路に等価である。回路20が抵抗器R0から分岐するコンデンサCmに等価の出力インピーダンスに関する2次関数を有することが分かり得る。トランジスタM1は「共通ドレイン」として接続され、R0は次によって定められる:

【0075】

【数9】

【0076】

そのため、RF電圧が回路に印加されるや否や、増分電圧ΔVmが観察され、時間領域において次の形式に書かれる:

【0077】

【数10】

【0078】

これは、したがって、コンデンサ充電の最も古典的なケースであり、ΔVmの極限値が、簡略化後、次に等しい:

【0079】

【数11】

【0080】

電圧Vmの可変部分がこの電圧増分に重畳されること(上記した小AC信号状態での挙動を参照する)が留意されるべきである。RF信号がもはやないときは、プルダウントランジスタMo(定電流源)は、遷移時間後にコンデンサCmを、定常状態時に設定された値Vm_DCまで放電して、電圧Vmを回復する。

【0081】

RF信号が変調されているとき、値Vm_DCに関する小増分ΔVmを考慮して、このリプルを増幅することが有用である。復調を主目的とするとき、最終増幅段階は、値Vddおよび値-Vssの間で増幅される信号を飽和させるべきである。増幅チェーンは、この目的に向けて、十分な数のカスケードに接続される一連のインバータを備える。

【0082】

閾値未満でのCMOSインバータの伝達特性のリマインダが図7で示され、Gmaxは、得られ得る最大電圧利得である。この特性は、条件:Vdd=200mVかつVss=0Vでプロットされる。最大電圧利得から利益を得るために、電圧V(in)は、最適値V(in_opt)に調節されなければならない。

【0083】

CMOSインバータの回路のリマインダが図8で示される。この回路は、入力としてAをおよび出力としてQを有しており、直列に接続されかつそれらのドレインによって出力Qに接続されるCMOSトランジスタのブリッジから成る。入力Aは、プルアップPMOSおよびプルダウンNMOSトランジスタのゲートに印加される。

【0084】

図9は、カスケードの6つのインバータ32から成る例証的な第2の回路30を概略的に例示する。チェーンの最初の3つのインバータは、飽和させずにリプルVmを増幅する。チェーンの最後の3つのインバータは、飽和モードで動くように構成され、その結果、最後の3つのインバータの各々の出力における信号は値Vddおよび値-Vssに実質的に達する。開ループとして動作する第2の回路のために、偶数のインバータ32がチェーン内のカスケードに使用されるべきであることが留意されるべきである。

【0085】

最適動作のために、第1のインバータ32の最適電圧利得から完全に利益を得るように、この第1のインバータ32の電圧VmをV(in_opt)に近い値に調節することが有用である。しかしながら、制御電圧Vcが調節されるときに、出力電圧Voutが-Vssのままであるように注意が払われるべきである。

【0086】

コンデンサCmが、図9の例では、第1のインバータの入力コンデンサに相当することが留意されるべきである。

【0087】

RF信号の存在下では、前の調節を考慮して、図10に図示されるリプルΔVmは、最後の3つのインバータが飽和出力電圧を有するような、すなわち後者が、ベースバンド形態へ復調されるRF信号の特徴として、Vddおよび-Vssに等しい値をとるような振幅に最終的に達するために、まず第一に増幅される(最初の3つのインバータの「小信号」動作)。図10は、カスケードのインバータのチェーン内のランクkの各インバータの出力において得られる様々な信号V(k)を示す。

【0088】

図9の回路のシミュレーションのために、入力におけるRF信号が1GHzの周波数および7mVの振幅Vsを有し、電力消費が100pWであることが留意されるべきである。これは、先行技術のものより数桁低い消費である(例えば、出版物Huangら「A 915MHz ultra-low power wake-up receiver with scalable performance and power consumption」に記載されている回路に対して)。図9の例に関して、変動ΔVmが理論によって説明される値にほぼ相当することが留意されるべきである。

【0089】

図11は、Vdd=200mVおよびVss=0Vが供給される図9の回路の出力における波形を図示し、しかもRF信号の様々な振幅Vs(20mVから100mVまで変動する)に対してそうする。(理論)RF電力に関する対応も示される。出力電圧は、RF搬送波を変調するシンボルの2進値に関する決定をすることを可能にする。

【0090】

図12は、チェーンの1つのインバータ、この例ではランク5の、最後から2番目のインバータの出力を、図に例示されるように一般的な人工ニューロン(例えば、漏出性積分発火型の)に接続することが可能であることを図示する。これは、スパイキングニューラルネットワーク(SNN)に供給するために使用され得る電気パルスを発生させることを可能にする。生成されるパルスの周波数がRF信号の振幅に依存しないことが留意されるべきである。

【0091】

膜コンデンサを有する第2の回路30として作用する任意の人工ニューロンを第1の回路20と関連付けることによって、上記したようにコンデンサの端子にわたる電圧が電流を吸収するという原理も適用されてよい。例示として、図12に提示される回路は、積分発火人工ニューロン(すなわち1989年以降Carver Meadによって提案された)へ直接変形されてよい。そのような回路の一例が図13に図示される。

【0092】

この図に例示されるように、図9の回路30に2つの構成要素が加えられた:第2の回路30の入力および出力の間に接続される帰還コンデンサCf(この場合膜コンデンサがチェーンの第1のインバータ32の入力コンデンサCmから成ることに留意されたい)、ならびにゲートにおいて第2の回路30の出力電圧によって制御され、ドレインが第2の回路の入力Mに、およびソースがグランドに接続される、この例ではNMOS型の、帰還トランジスタMf。

【0093】

これは、そのため文献において軸索小丘(AH)と通例呼ばれる人工ニューロンである。定常状態のAHニューロンの膜電圧Vmを調節する役割をする制御電圧Vcが、図12に前記した開ループ回路に対して不変であることが留意されるべきである。

【0094】

CW RF信号が印加されると、膜電圧Vmが第1のインバータのスイッチング閾値に達したときに出力Vout_AHにおけるパルスがトリガされ、電圧Vmの急増に寄与する正帰還をもたらした後に、トランジスタMfがこの電圧Vmを急速にリセットし、その後出力電圧Vout_AHをリセットする。

【0095】

図14に例示されるシミュレーションは、トランジスタM1のゲートに印加されるRF信号の様々な振幅に対する、膜電圧VmのおよびAHニューロンの出力(Vout_AH)のそれぞれの時間曲線を提示する。

【0096】

図12に関して上記したように一般的な人工ニューロンを使用して発生されるパルスと異なり、図13の例で発生されるパルスの周波数は、RF信号の電力に依存している。RF電力の関数としてのパルスの周波数が図15に図示される。この曲線は、RSSIの容量で動作するこの回路の潜在性を図示し、RF電力(この例では-82dBmから-62dBmに変化する)がパルス周波数(50kHzから250kHzまで)としてコード化される。RF電力へのパルスの周波数の線形依存も留意されるべきである。

【0097】

本発明は、上記した例証的な実施形態に限定されない。

【0098】

例示した例がより詳細には無線周波数分野に関するが、本発明に係る検出器は、音響または光学、とりわけ赤外線、バンドにおける波の検出に適合する。

【符号の説明】

【0099】

1 電気通信ノード
2 別の電気通信ノード
10 検出器
11 切替信号
12 主トランシーバ
14 制御ユニット
15 作動信号
17 RF信号
18 アンテナ
20 第1の回路
30 第2の回路
32 インバータ、CMOS技術
Cf 帰還コンデンサ
Cm コンデンサ
e1 入力
e2 入力
I0 定電流源
I1 ドレイン電流
im 電流
im_DC 増分DC電流
M 中間点、点、動作点
M1 プルアップトランジスタ、トランジスタ
M0 プルダウントランジスタ、トランジスタ
Mf 帰還トランジスタ
R0 抵抗器
S 出力
Vc 制御電圧
Vdd 電源電圧
V_gs1 ゲートソース電圧
Vm 膜電圧、電圧
Vout_AH 出力電圧
VRF 信号
-Vss 電源電圧
V_th 閾値電圧
ΔVm 増分DC電圧、可変部分
Vm_DC 既定のDC電圧、電位、値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【手続補正書】

【提出日】2024-05-01

【手続補正1】

【補正対象書類名】特許請求の範囲

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

【請求項1】

信号の検出器(10)であって、
- 入力において前記信号を受信し、出力における動作点(M)を前記入力からの前記信号に依存している可変部分(ΔVm)が加えられる既定のDC電圧(Vm_DC)に設定するように構成される第1の回路(20)と、
- 入力において前記第1の回路(20)の前記出力に接続され、かつ前記信号の前記可変部分(ΔVm)を増幅するように構成される第2の回路(30)であり、カスケードに配設され、かつ閾値未満で動作する少なくとも2つの論理インバータのチェーンを備える、第2の回路と
を備える、検出器。

【請求項2】

前記第1の回路(20)が、前記第1の回路の前記出力を形成する中間点(M)によって接続される直列のMOSトランジスタ(M1、M0)のブリッジを備え、前記第1の回路(20)の前記入力が前記トランジスタのうちの1つのゲート(e1;e2)に相当する、請求項1に記載の検出器。

【請求項3】

前記ブリッジの前記MOSトランジスタ(M1、M0)が閾値未満で動作する、請求項2に記載の検出器。

【請求項4】

前記MOSトランジスタ(M1、M0)のブリッジがプルアップトランジスタ(M1)およびプルダウントランジスタ(M0)を備え、前記信号が前記プルアップトランジスタの前記ゲート(e1)に印加され、制御電圧(Vc)が前記プルダウントランジスタの前記ゲート(e2)に印加される、請求項2に記載の検出器。

【請求項5】

前記ブリッジの前記MOSトランジスタがNMOS型である、請求項2に記載の検出器。

【請求項6】

前記第1(20)および/または前記第2(30)の回路が、|Vdd-Vss|が0Vと0.6Vとの間であるように電圧Vddおよび電圧-Vssが供給される、請求項1に記載の検出器。

【請求項7】

前記電圧Vddが0Vと300mVとの間でありおよび/または前記電圧-Vssが-300mVと0Vとの間である、請求項6に記載の検出器。

【請求項8】

前記インバータ(32)のチェーンの第1の部分が、飽和せずに働くように構成され、前記第1に続く前記インバータ(32)の前記チェーンの第2の部分が、前記第2の各インバータの出力における前記信号が前記値Vddおよび前記値-Vssに実質的に達するように、飽和モードで動くように構成される、請求項1に記載の検出器。

【請求項9】

前記第2の回路が、前記チェーンの1つのインバータ(32)の出力において人工ニューロンに接続される、請求項1に記載の検出器。

【請求項10】

前記人工ニューロンが漏出性積分発火型のものである、請求項9に記載の検出器。

【請求項11】

スパイキングニューラルネットワーク(SNN)を供給するために電気パルスを発生させるためのものであり、前記信号が変調されている、請求項8に記載の検出器の使用。

【請求項12】

無線通信受信器である、請求項1に記載の検出器。

【請求項13】

前記第2の回路が軸索小丘型の人工ニューロンであり、
- 前記第2の回路(30)の前記入力および前記出力の間に接続される帰還コンデンサ(Cf)と、
- ゲートにおいて前記第2の回路(30)の前記出力電圧によって制御され、かつ1つの端子が前記第2の回路の前記入力に接続される帰還トランジスタ(Mf)と
を備える、請求項1に記載の検出器。

【請求項14】

前記チェーンの第1のインバータ(32)の入力コンデンサである膜コンデンサ(Cm)を備える、請求項13に記載の検出器。

【請求項15】

受信信号強度インジケータRSSIを提供するために電気パルスを発生させるためのものであり、前記信号が連続波CWである、請求項12に記載の検出器の使用。

【請求項16】

送信源が位置する距離の推定を行うために通信物体のネットワークにおける、請求項15に記載の使用。

【請求項17】

請求項1に記載の検出器(10)、主トランシーバ(12)および制御ユニット(14)を備える電気通信ノード(1)であって、前記検出器(10)が、信号(17)を検出した上で、切替信号(11)を前記制御ユニット(14)に送るように構成され、後者が、前記切替信号(11)を受信した上で、前記主トランシーバ(12)を作動させるように構成される、電気通信ノード。

【請求項18】

請求項1に記載の検出器(10)を使用して、1Hzと1THzとの間の周波数を有する信号(17)を検出するための方法であって、前記信号(17)を前記検出器(10)を用いて検出するステップと、前記検出器の出力においてデジタル信号を発生させるステップとを含む、方法。

【請求項19】

前記無線周波数信号(17)が以下の変調方式:振幅シフトキーイング(ASK)、オンオフキーイング(OOK)、パルス位置変調(PPM)およびパルス幅変調(PWM)のうち1つに従って変調される、請求項18に記載の方法。

【国際調査報告】