特表 2024-534999 ＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンク

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-09-26

(54)【発明の名称】ＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンク

(51)【国際特許分類】

   H04L 7/033 20060101AFI20240918BHJP

   H04L 27/227 20060101ALI20240918BHJP

【ＦＩ】

H04L7/033

H04L27/227 100

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2024515691

(86)(22)【出願日】2022-09-19

(85)【翻訳文提出日】2024-03-11

(86)【国際出願番号】 KR2022013990

(87)【国際公開番号】W WO2023043295

(87)【国際公開日】2023-03-23

(31)【優先権主張番号】10-2021-0124453

(32)【優先日】2021-09-17

(33)【優先権主張国・地域又は機関】KR

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】520208591

【氏名又は名称】ポインツ テクノロジー インコーポレイテッド

【氏名又は名称原語表記】ＰＯＩＮＴ２ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＩＮＣ．

(74)【代理人】

【識別番号】100124039

【弁理士】

【氏名又は名称】立花 顕治

(74)【代理人】

【識別番号】100210251

【弁理士】

【氏名又は名称】大古場 ゆう子

(72)【発明者】

【氏名】ウォン ヒョソプ

(72)【発明者】

【氏名】ソン ハイル

【テーマコード（参考）】

5K047

【Ｆターム（参考）】

5K047GG11

5K047GG45

(57)【要約】

本開示内容によれば、双方向プラスチックウェーブガイドリンクを用いたＲＦ通信システムが提示される。前記システムは、送信信号を搬送波周波数にアップコンバートして送信するように構成されるＲＦ送信機と、前記搬送波周波数で受信される受信信号をダウンコンバートして受信するように構成されるＲＦ受信機と、前記送信信号の送信のためのチャネルおよび前記受信信号の受信のためのチャネルを提供するように構成される双方向プラスチックウェーブガイド装置と、前記ＲＦ送信機または前記ＲＦ受信機と前記双方向プラスチックウェーブガイド装置との間で信号を伝達するように構成されるマイクロストリップ対ウェーブガイドトランジション（ＭＷＴ）とを含むことができる。前記ＲＦ受信機は、クロック信号を用いて前記ダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成される位相検出器と、前記検出された位相に基づいて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相同期化装置とを含むことができる。このような構成により、本開示内容は、従来技術と比較して、スループット－距離およびエネルギー効率性の観点から非常に優れた性能を示すＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクを提示することができる。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＲＦ受信機であって、
クロック信号を用いてダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成される位相検出器と、
前記検出された位相に基づいて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相同期化装置とを含む、
ＲＦ受信機。

【請求項2】

前記位相同期化装置は、
前記位相検出器の出力信号に基づいて位相制御値を決定するように構成されるループフィルタと、
前記決定された位相制御値に応じて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相調整器とを含む、
請求項１に記載のＲＦ受信機。

【請求項3】

前記ループフィルタは、デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）であり、
前記位相同期化装置は、前記位相検出器の出力信号を予め決定された電圧基準値に基づいてサンプリングするように構成されるサンプラを含み、
前記デジタルループフィルタは、前記サンプラによって出力されたサンプリング値を累積させることにより、位相制御値を決定するように構成される、
請求項２に記載のＲＦ受信機。

【請求項4】

前記デジタルループフィルタは、２次デジタルループフィルタであり、現在のサンプリング値および前のサンプリング値の合計を累積させることにより、前記位相制御値を決定するように構成される、
請求項３に記載のＲＦ受信機。

【請求項5】

前記ループフィルタは、アナログループフィルタであり、前記位相調整器は、アナログドメインで前記クロック信号の位相を調整するように構成される、
請求項２に記載のＲＦ受信機。

【請求項6】

前記位相同期化装置は、多重位相フィルタをさらに含み、
前記多重位相フィルタは、クロックソースの信号から同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号を生成して前記位相調整器に提供するように構成される、
請求項２に記載のＲＦ受信機。

【請求項7】

前記ＲＦ受信機は、
同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと、
逓倍器とをさらに含み、
前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、逓倍器によって搬送波周波数に変換された前記同位相（Ｉ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成され、前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、前記逓倍器によって搬送波周波数に変換された前記直交位相（Ｑ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成される、
請求項６に記載のＲＦ受信機。

【請求項8】

前記位相検出器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号、および前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号に基づいて、前記受信信号および前記同位相（Ｉ）クロック信号の間の位相オフセット（θ）の２倍（２θ）の正弦波に比例する出力信号を生成するように構成される、
請求項７に記載のＲＦ受信機。

【請求項9】

前記逓倍器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと前記位相同期化装置との間に配置されるか、または前記クロックソースと前記位相同期化装置との間に配置される、
請求項７に記載のＲＦ受信機。

【請求項10】

ＲＦ通信システムであって、
送信信号を搬送波周波数にアップコンバートして送信するように構成されるＲＦ送信機と、
前記搬送波周波数で受信される受信信号をダウンコンバートして受信するように構成されるＲＦ受信機と、
前記送信信号の送信のためのチャネルおよび前記受信信号の受信のためのチャネルを提供するように構成される双方向プラスチックウェーブガイド装置と、
前記ＲＦ送信機または前記ＲＦ受信機と前記双方向プラスチックウェーブガイド装置との間で信号を伝達するように構成されるマイクロストリップ対ウェーブガイドトランジション（ＭＷＴ）とを含み、
前記ＲＦ受信機は、
クロック信号を用いて前記ダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成される位相検出器と、
前記検出された位相に基づいて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相同期化装置とを含む、
ＲＦ通信システム。

【請求項11】

前記位相同期化装置は、
前記位相検出器の出力信号に基づいて位相制御値を決定するように構成されるループフィルタと、
前記決定された位相制御値に応じて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相調整器とを含む、
請求項１０に記載のＲＦ通信システム。

【請求項12】

前記ループフィルタは、デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）であり、
前記位相同期化装置は、前記位相検出器の出力信号を予め決定された電圧基準値に基づいてサンプリングするように構成されるサンプラを含み、
前記デジタルループフィルタは、前記サンプラによって出力されたサンプリング値を累積させることにより、位相制御値を決定するように構成される、
請求項１１に記載のＲＦ通信システム。

【請求項13】

前記デジタルループフィルタは、２次デジタルループフィルタであり、現在のサンプリング値および前のサンプリング値の合計を累積させることにより、前記位相制御値を決定するように構成される、
請求項１２に記載のＲＦ通信システム。

【請求項14】

前記ループフィルタは、アナログループフィルタであり、前記位相調整器は、アナログドメインで前記クロック信号の位相を調整するように構成される、
請求項１１に記載のＲＦ通信システム。

【請求項15】

前記位相同期化装置は、多重位相フィルタをさらに含み、
前記多重位相フィルタは、クロックソースの信号から同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号を生成して前記位相調整器に提供するように構成される、
請求項１１に記載のＲＦ通信システム。

【請求項16】

前記ＲＦ受信機は、
同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと、
逓倍器とをさらに含み、
前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、逓倍器によって前記搬送波周波数に変換された前記同位相（Ｉ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成され、前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、前記逓倍器によって搬送波周波数に変換された前記直交位相（Ｑ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成される、
請求項１５に記載のＲＦ通信システム。

【請求項17】

前記位相検出器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号、および前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号に基づいて、前記受信信号および前記同位相（Ｉ）クロック信号の間の位相オフセット（θ）の２倍（２θ）の正弦波に比例する出力信号を生成するように構成される、
請求項１６に記載のＲＦ通信システム。

【請求項18】

前記逓倍器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと前記位相同期化装置との間に配置されるか、または前記クロックソースと前記位相同期化装置との間に配置される、
請求項１６に記載のＲＦ通信システム。

【請求項19】

前記双方向プラスチックウェーブガイド装置は、
それぞれプラスチックウェーブガイドおよび前記プラスチックウェーブガイドを取り囲む金属クラッディングを含む第１プラスチックウェーブガイドユニットおよび第２プラスチックウェーブガイドユニットを含み、
前記ＭＷＴは、
前記ＲＦ送信機から前記送信信号を前記第１プラスチックウェーブガイドユニットに伝達するための第１ＭＷＴユニットと、
前記第２プラスチックウェーブガイドユニットから前記受信信号を前記ＲＦ受信機に伝達するための第２ＭＷＴユニットとを含む、
請求項１０に記載のＲＦ通信システム。

【請求項20】

前記双方向プラスチックウェーブガイド装置は、
前記第１および第２プラスチックウェーブガイドユニットの間に配置される金属シールドを含む、
請求項１９に記載のＲＦ通信システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示内容は、ウェーブガイドリンクに関し、より詳しくは、ＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクに関する。

【背景技術】

【0002】

データセンサにおけるより大きな入力／出力（Ｉ／Ｏ）帯域幅のための要求がネットワークトラフィックの爆発的な成長に起因して増加している。しかし、従来の高速インターコネクト（ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔ）は、機能的そして経済的な方向における課題に当面している。銅－ベースの電気的リンクは、表面損失（ｓｋｉｎ ｌｏｓｓ）によって引き起こされる臨界的な帯域幅の制限を示している。光学的リンクは、ショートリーチ（ｓｈｏｒｔ－ｒｅａｃｈ）高容量リンクにおけるチップ対ファイバー（ｃｈｉｐ－ｔｏ－ｆｉｂｅｒ）アセンブルおよびＥ／Ｏ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ／Ｏｐｔｉｃａｌ）およびＯ／Ｅ変換デバイスに対する相当な設備費用を必要とする。

【0003】

従来の高速インターコネクトの問題点を解決するための代案として、最近の研究は、固有の低損失および広帯域チャネル特性を示すプラスチックウェーブガイドリンクが電力－／費用－効率的な高速インターコネクトを提供するための有望なソリューションになり得ることを提示している。しかし、従来技術は、ウェーブガイドの低いコンファインメント（ｃｏｎｆｉｎｅｍｅｎｔ）に起因する単一ウェーブガイド伝送および外部ローカルオシレータ（ＬＯ）の位相チューニングを必要とする制限されたキャリア同期化のみを示している。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

このような問題点を解決するための本開示内容は、ＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0005】

本開示内容の一実施例によれば、ＲＦ受信機が提示される。前記ＲＦ受信機は、クロック信号を用いてダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成される位相検出器と、前記検出された位相に基づいて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相同期化装置とを含むことができる。

【0006】

また、前記位相同期化装置は、前記位相検出器の出力信号に基づいて位相制御値を決定するように構成されるループフィルタと、前記決定された位相制御値に応じて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相調整器とを含むことができる。

【0007】

また、前記ループフィルタは、デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）であってもよく、前記位相同期化装置は、前記位相検出器の出力信号を予め決定された電圧基準値に基づいてサンプリングするように構成されるサンプラを含むことができる。前記デジタルループフィルタは、前記サンプラによって出力されたサンプリング値を累積させることにより、位相制御値を決定するように構成される。

【0008】

また、前記デジタルループフィルタは、２次デジタルループフィルタであってもよいし、現在のサンプリング値および前のサンプリング値の合計を累積させることにより、前記位相制御値を決定するように構成される。

【0009】

また、前記ループフィルタは、アナログループフィルタであってもよいし、前記位相調整器は、アナログドメインで前記クロック信号の位相を調整するように構成される。

【0010】

また、前記位相同期化装置は、多重位相フィルタをさらに含むことができる。前記多重位相フィルタは、クロックソースの信号から同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号を生成して前記位相調整器に提供するように構成される。

【0011】

また、前記ＲＦ受信機は、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと、逓倍器とをさらに含むことができる。前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、逓倍器によって搬送波周波数に変換された前記同位相（Ｉ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成される。前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサは、前記位相調整器によって位相調整され、前記逓倍器によって搬送波周波数に変換された前記直交位相（Ｑ）クロック信号を用いて前記受信信号をダウンコンバートさせるように構成される。

【0012】

また、前記位相検出器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号、および前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサからのダウンコンバートされた受信信号に基づいて、前記受信信号および前記同位相（Ｉ）クロック信号の間の位相オフセット（θ）の２倍（２θ）の正弦波に比例する出力信号を生成するように構成される。

【0013】

また、前記逓倍器は、前記同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサおよび前記直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサと前記位相同期化装置との間に配置されるか、または前記クロックソースと前記位相同期化装置との間に配置される。

【0014】

本開示内容の一実施例によれば、ＲＦ通信システムが提示される。前記ＲＦ通信システムは、送信信号を搬送波周波数にアップコンバートして送信するように構成されるＲＦ送信機と、前記搬送波周波数で受信される受信信号をダウンコンバートして受信するように構成されるＲＦ受信機と、前記送信信号の送信のためのチャネルおよび前記受信信号の受信のためのチャネルを提供するように構成される双方向プラスチックウェーブガイド装置と、前記ＲＦ送信機または前記ＲＦ受信機と前記双方向プラスチックウェーブガイド装置との間で信号を伝達するように構成されるマイクロストリップ対ウェーブガイドトランジション（ＭＷＴ）とを含むことができる。前記ＲＦ受信機は、クロック信号を用いて前記ダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成される位相検出器と、前記検出された位相に基づいて前記クロック信号の位相を調整するように構成される位相同期化装置とを含むことができる。

【0015】

また、前記双方向プラスチックウェーブガイド装置は、それぞれプラスチックウェーブガイドおよび前記プラスチックウェーブガイドを取り囲む金属クラッディングを含む第１プラスチックウェーブガイドユニットおよび第２プラスチックウェーブガイドユニットを含むことができる。

【0016】

また、前記ＭＷＴは、前記ＲＦ送信機から前記送信信号を前記第１プラスチックウェーブガイドユニットに伝達するための第１ＭＷＴユニットと、前記第２プラスチックウェーブガイドユニットから前記受信信号を前記ＲＦ受信機に伝達するための第２ＭＷＴユニットとを含むことができる。

【0017】

また、前記双方向プラスチックウェーブガイド装置は、前記第１および第２プラスチックウェーブガイドユニットの間に配置される金属シールドを含むことができる。

【発明の効果】

【0018】

本開示内容によれば、従来技術と比較して、スループット－距離およびエネルギー効率性の観点から非常に優れた性能を示すＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクを提示することができる。

【0019】

また、本開示内容によれば、ＡＤＣまたはＤＳＰのようなモジュールを用いることなく、受信機での位相同期化を行えるようにすることにより、電力消耗が少なく、受信機の設計を容易にする技術的効果を達成することができる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1A】本開示内容の一実施例による双方向プラスチックウェーブガイドリンクを適用したＲＦ通信システムを示すブロックダイアグラムである。

【図1B】本開示内容の一実施例による双方向プラスチックウェーブガイドリンクのリンクバジェットを示す例示図である。

【図2A】ボード対ウェーブガイドの連結を印刷回路基板の上側から眺めた例示図である。

【図2B】ボード対ウェーブガイドの連結を印刷回路基板の下側から眺めた例示図である。

【図2C】ボード対ウェーブガイドの連結構造を示す例示図である。

【図2D】双方向プラスチックウェーブガイドケーブルの構造を示す例示図である。

【図2E】双方向プラスチックウェーブガイドケーブルの１ｍチャネル特性およびチャネルクロストークを示す例示的なグラフである。

【図2F】双方向プラスチックウェーブガイドケーブルの１ｍチャネル特性およびチャネルクロストークを示す例示的なグラフである。

【図3A】本開示内容の一実施例によるＰＩ－ベースのコスタスループのブロックダイアグラムである。

【図3B】本開示内容の一実施例による位相検出器の伝達関数を示す例示的なグラフである。

【図3C】本開示内容の一実施例による２次ＤＬＦのブロックダイアグラムである。

【図3D】図３ＡのＰＩ－ベースのコスタスループのＡ、ＢおよびＣ地点での位相同期化の様子を示す例示図である。

【図4A】本開示内容の一実施例によるＲＦ送信機を示すブロックダイアグラムである。

【図4B】本開示内容の一実施例によるＲＦ受信機を示すブロックダイアグラムである。

【図5A】本開示内容の一実施例による双方向プラスチックウェーブガイドリンクにおけるデータ伝送テストのための構成を示すブロックダイアグラムである。

【図5B】図５Ａのテストで測定された受信端（Ｒｘ）出力のアイダイアグラムを示す図である。

【図5C】図５Ａのテストで測定されたＢＥＲ曲線を示すグラフである。

【図6A】本開示内容の一実施例によるＲＦ送信機のチップマイクログラフを示す図である。

【図6B】本開示内容の一実施例によるＲＦ受信機のチップマイクログラフを示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、本発明の好ましい実施例を、添付した図面を参照して詳細に説明する。まず、各図面の構成要素に参照符号を付すにあたり、同一の構成要素については、たとえ他の図面上に表示されてもできるだけ同一の符号を有するようにしていることに留意しなければならない。また、本発明を説明するにあたり、かかる公知の構成または機能に関する具体的な説明が本発明の要旨をあいまいにしうると判断された場合、その詳細な説明は省略する。

【0022】

本開示内容の多様な態様が以下に説明される。ここで提示される発明は幅広い多様な形態で実現可能であり、ここで提示される任意の特定の構造、機能またはこれらのすべては単に例示的であることを理解するようにする。ここで提示される発明に基づいて、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者は、ここで提示される一つの態様が任意の他の態様と独立して実現可能であり、２以上のこのような態様が多様な方式で結合できることを理解するであろう。例えば、ここで説明される任意の数の態様を用いて装置が実現できるか、または方法が実施できる。また、ここで説明される１つ以上の態様に加えて、またはこれらの態様ではない他の構造、機能、または構造および機能を用いてこのような装置が実現できるか、またはこのような方法が実施できる。

【0023】

本開示内容によれば、ＰＩ－ベースのコスタスループを用いたキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクが提示される。一実施形態において、このようなリンクは、２８ｎｍ ＣＭＯＳ工程で製造されるＦＯＷＬＰ（Ｆａｎ－Ｏｕｔ Ｗａｆｅｒ Ｌｅｖｅｌ Ｐａｃｋａｇｉｎｇ）で７０ＧＨｚ送信機（Ｔｘ）および受信機（Ｒｘ）ＩＣを用いてキャリア同期化を有する５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４双方向プラスチックウェーブガイドリンクとして実現できる。このようなリンクは、スループット－距離およびエネルギー効率性の観点から最新の性能を示す２．８ｐＪ／ｂ／ｍのＦｏＭ（Ｆｉｇｕｒｅ ｏｆ Ｍｅｒｉｔ）を達成することができる。

【0024】

図１Ａは、本開示内容の一実施例による双方向プラスチックウェーブガイドリンクを適用したＲＦ通信システムを示すブロックダイアグラムである。

【0025】

図１に示されているように、ＲＦ通信システムは、ＲＦチップ１００、１００－２と、マイクロストリップ対ウェーブガイドトランジション（ＭＷＴ）１４０、１４１と、双方向プラスチックウェーブガイド（以下、「Ｅ－ＴＵＢＥ」と称する）装置１５０とを含むことができる。

【0026】

ＲＦチップ１００およびＭＷＴ１４０、１４１は、印刷回路基板（ＰＣＢ）１８０上に実現される。ＲＦチップ１００は、ＲＦ送信機１１０と、ＲＦ受信機１２０と、位相固定ループ（ＰＬＬ）１３０とを含むことができる。ＲＦ送信機（Ｔｘ）１１０は、送信信号を搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）周波数にアップコンバートして送信するように構成される。ＲＦ受信機（Ｒｘ）１２０は、搬送波周波数で受信される受信信号をダウンコンバートして受信するように構成される。Ｅ－ＴＵＢＥ装置１５０は、送信信号の送信のためのチャネルおよび受信信号の受信のためのチャネルを提供することができ、このために、送信のための第１プラスチックウェーブガイドユニット１５１および受信のための第２プラスチックウェーブガイドユニット１５２を含むことができる。ＭＷＴは、ＲＦ送信機１１０またはＲＦ受信機１２０とＥ－ＴＵＢＥ装置１５０との間で信号を伝達するように構成され、このために、ＲＦ送信機１１０から送信信号を第１Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５１に伝達するための第１ＭＷＴユニット１４０と、第２Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５２から受信信号をＲＦ受信機１２０に伝達するための第２ＭＷＴユニット１４１とを含むことができる。また、別の図面符号で表してはいないが、ＲＦチップ１００－２は、図１Ａに示されているように、Ｅ－ＴＵＢＥ装置１５０によるＲＦチップ１００との送受信のために相応する構成要素を含むことができる。

【0027】

一実施形態において、搬送波周波数は７０ＧＨｚの周波数帯域であってもよいし、入力信号はＥ－ＴＵＢＥ装置１５０を介して７０ＧＨｚを基準として～２５ＧＨｚの帯域幅で送受信される（１６０）。ＰＬＬ１３０は、クロックソースからクロック信号をＲＦ送信機１１０およびＲＦ受信機１２０に提供することができ、このような実施形態において、１７．５ＧＨｚの外部クロック信号を提供することができる。ＲＦ送信機１１０およびＲＦ受信機１２０は、それぞれ提供されたクロック信号を搬送波周波数に変換させることができる逓倍器１１３、１２３を含むことができる。このような実施形態において、逓倍器１１３、１２３は、１７．５ＧＨｚのクロック信号から７０ＧＨｚのローカル発振（ＬＯ）信号を生成するために周波数クワドラプラ（ｘ４）として実現できる。ＲＦ受信機１２０にある位相同期化装置１２４は、独立したクロックソースから生成される搬送波信号の位相オフセットをトラッキングすることができ、これについては後述する。

【0028】

このようなウェーブガイドチャネルおよびトランシーバ（ＴｘおよびＲｘ）の性能は、目標ビットエラーレート（ＢＥＲ）を満足させるためのリンクバジェット（ｌｉｎｋ ｂｕｄｇｅｔ）によって決定可能である。例示的な本開示内容の双方向プラスチックウェーブガイドリンクのリンクバジェットは、図１Ｂに示された通りである。

【0029】

図２Ａおよび２Ｂは、ボード対ウェーブガイド（Ｂｏａｒｄ－ｔｏ－Ｗｇ）の連結を印刷回路基板（ＰＣＢ）の上側および下側からそれぞれ眺めた例示図であり、図２Ｃは、ボード対ウェーブガイドの連結構造を示す例示図である。

【0030】

前述のように、ＭＷＴ１４０、１４１は、伝送ラインからウェーブガイドに、そしてウェーブガイドから伝送ラインにエネルギーを効率的に伝達することができる。このために、図２Ａおよび２Ｃに示されているように、ＭＷＴ１４０、１４１から放射された信号は、例えば、アルミニウムで製造されたボード対ウェーブガイドコネクタ１７０を用いてＰＣＢ１８０上にマウントされたＥ－ＴＵＢＥ１５０に直接連結可能であり、これは隣接チャネルへの電磁漏洩およびカップリングを防止可能にする。一実施形態において、ＴｘおよびＲｘのＭＷＴ（すなわち、第１ＭＷＴユニット１４０および第２ＭＷＴユニット１４１）は、ボード上から８ｍｍ離れて配置される。

【0031】

図２Ｄは、双方向プラスチックウェーブガイドケーブルの構造を示す例示図である。

【0032】

図２Ｄに示されているように、Ｅ－ＴＵＢＥ装置１５０は、ＲＦチップ１００および他のＲＦチップ１００－２の間の双方向チャネル（送信チャネルおよび受信チャネル）を提供可能なケーブルとして実現できる。Ｅ－ＴＵＢＥ装置１５０は、双方向通信可能にそれぞれプラスチックウェーブガイド１５３およびプラスチックウェーブガイドを取り囲む金属クラッディング（ｍｅｔａｌ ｃｌａｄｄｉｎｇ）１５４を含む第１Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５１および第２Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５２と、第１および第２Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５１、１５２の間に配置される金属シールド（ｍｅｔａｌ ｓｈｉｅｌｄ）１５５とを含むことができる。

【0033】

一実施形態において、Ｅ－ＴＵＢＥユニット１５１、１５２は、金属フィルムがラミネートされた（すなわち、金属クラッディング１５４に取り囲まれた）長方形の誘電体ウェーブガイドであってもよいし、周波数－独立した５ｄＢ／ｍの挿入損失、４ｎｓ／ｍのグループ遅延を示すことができる。金属クラッディング１５４は、電波ウェーブをコンファインし、電磁漏洩を防止することができる。図２Ｄに示されているように、２つのＥ－ＴＵＢＥユニット１５１、１５２は、２つのユニット１５１、１５２の間に置かれた金属シールド１５５と平行に配置される。金属シールド１５５は、２つのユニット１５１、１５２間の電磁カップリングを防止しながら、各ユニットによる単一Ｅ－ＴＵＢＥチャネルの本来の特性を保全させることができる。

【0034】

図２Ｅおよび２Ｆは、双方向プラスチックウェーブガイドケーブルの１ｍチャネル特性およびチャネルクロストークを示す例示的なグラフである。

【0035】

図２Ｅは、ウェーブガイドチャネルのＳパラメータであるＳ１１およびＳ１２の波形を示し、図２Ｆは、ウェーブガイドチャネルのＮＥＸＴ（Ｎｅａｒ Ｅｎｄ Ｃｒｏｓｓ－ｔａｌｋ）波形およびＦＥＸＴ（Ｆａｒ Ｅｎｄ Ｃｒｏｓｓ－ｔａｌｋ）波形を示す。チャネル特性は、１ｍチャネルの到達に対して７０ＧＨｚで１３ｄＢの挿入損失を示し、通過帯域にわたって－５５ｄＢより低いシミュレーションされたＮＥＸＴおよびＦＥＸＴを示す。ハイ－カットオフチャネル応答は、従来のＲＦ通信と比較する時、２ｘ以上の帯域幅－効率的な単一側波帯域伝送を可能にする。

【0036】

一方、出力信号対雑音比（ＳＮＲ）を最大化するために、コヒーレント復調（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）は搬送波同期化を必要とする。しかし、搬送波信号の位相オフセットがＴｘ／Ｒｘの独立したＬＯ生成から発生し、Ｅ－ＴＵＢＥチャネルを介した位相遅延はＳＮＲの低下を引き起こす。従来、ＤＳＰ－ベースの基底帯域回路はこのような低下を克服するために用いられたが、高速においてこのような回路の大きな電力消費は一般的な使用に制限を与えるようになる。

【0037】

そのため、本開示内容は、コスタスループ（Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐ）に基づく低電力同期化方式を提示しようとする。

【0038】

図３Ａは、本開示内容の一実施例によるＰＩ－ベースのコスタスループのブロックダイアグラムである。

【0039】

このようなコスタスループは、ＲＦ受信機１２０内に実現され、図３に示されているように、ダウンコンバートミキサ１２２と、位相同期化装置１２４と、逓倍器１２３とを含むことができる。ダウンコンバートミキサ１２２は、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０と、直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１と、位相検出器（ＰＤ）２２０とを含むことができる。位相同期化装置１２４は、サンプラ２４０と、ループフィルタ２５０と、位相調整器（ＰＩ）２６０と、多重位相フィルタ（ＰＰＦ）２７０とを含むことができる。位相検出器２２０は、クロック信号を用いてダウンコンバートされた受信信号の位相を検出するように構成され、位相同期化装置１２４は、検出された位相に基づいてクロック信号の位相を調整するように構成される。

【0040】

具体的には、逓倍器１２３は、位相同期化装置１２４から出力される位相調整された同位相（Ｉ）クロック信号および位相調整された直交位相（Ｑ）クロック信号を搬送波周波数（ω₀）に変換してそれぞれ同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０および直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１に伝達することができる。あるいは、逓倍器１２３は、クロックソースからのクロック信号を搬送波周波数（ω₀）に変換して位相同期化装置１２４に伝達することができ、位相同期化装置１２４は、搬送波周波数に変換されたクロック信号に対して位相調整を行うことができる。言い換えれば、実施形態により、逓倍器１２３は、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０および直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１と位相同期化装置１２４との間に配置されるか、またはクロックソースと位相同期化装置１２４との間に配置される。

【0041】

同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０は、同位相（Ｉ）クロック信号（ＬＯ_I）を用いて入力信号（Ｄ_in）をダウンコンバートしてｃｏｓ（θ）に比例する復調された出力を生成することができ、直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１は、直交位相（Ｑ）クロック信号（ＬＯ_Q）を用いて入力信号（Ｄ_in）をダウンコンバートしてｓｉｎ（θ）に比例する復調された出力を生成することができる。ここで、θは、ＲＦ受信信号および同位相（Ｉ）クロック信号（ＬＯ_I）の間の位相オフセットである。位相検出器２２０は、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０からのダウンコンバートされた受信信号（すなわち、復調された出力）および直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１からのダウンコンバートされた受信信号（すなわち、復調された出力）に基づいて、電圧ドメインでＲＦ受信信号および同位相（Ｉ）クロック信号の間の位相オフセット（θ）の２倍（２θ）の正弦波（すなわち、ｓｉｎ（２θ））に比例する出力信号（Ｖ_PD）を生成するように構成される。これによる、位相検出器２２０の伝達関数は、図３Ｂに例示された通りである。

【0042】

ループフィルタ２５０は、位相検出器２２０の出力信号（Ｖ_PD）に基づいて位相制御値を決定することができる。位相調整器（ＰＩ）２６０は、決定された位相制御値に応じてクロック信号（すなわち、同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号）の位相を調整することができる。

【0043】

一実施形態において、ループフィルタ２５０は、デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）であってもよいし、この場合、位相同期化装置１２４は、サンプラ２４０を含むことができる。サンプラ２４０は、位相検出器２２０の出力信号（Ｖ_PD）を予め決定された電圧基準値（Ｖｒｅｆ）に基づいてサンプリングするように構成される。一実施形態において、サンプラ２４０は、１－ビットサンプラであってもよいし、非同期低周波数クロック（Ａｓｙｎｃ ｃｌｋ）を用いて電圧基準値（Ｖｒｅｆ）で位相検出器２２０の出力をサンプリングして、１ビットの大きさを有するサンプリング値、すなわち０または１を出力することができる。デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）２５０は、サンプラ２４０によって出力されたサンプリング値を累積させることにより、位相制御値を決定するように構成される。一実施形態において、デジタルループフィルタ２５０は、２次デジタルループフィルタ（ＤＬＦ）であってもよいし、２次ＤＬＦは、図３Ｃに例示された通りである。図３Ｃに示されているように、２次ＤＬＦ２５０は、現在のサンプリング値および前のサンプリング値の合計を累積させることにより、例えば、１０－ビット（［９：０］）の位相制御値を決定することができる。ＴｘおよびＲｘ搬送波信号の間の周波数オフセットは、図３Ｃに例示されたような簡単なデジタルロジッグを用いて２次ＤＬＦを実現することにより除去可能である。

【0044】

他の実施形態において、ループフィルタ２５０は、アナログループフィルタであってもよい。この場合、位相同期化装置１２４は、サンプラ２４０を含まず、位相調整器２６０は、アナログループフィルタ２５０で決定された位相制御値に応じてアナログドメインでクロック信号の位相を調整するように構成される。言い換えれば、このような実施形態において、位相同期化装置１２４は、アナログドメインで位相調整を行うように実現できる。

【0045】

位相調整器（ＰＩ）２６０は、前述のように、ループフィルタ２５０で決定された位相制御値に応じてクロック信号（この例において、１７．５ＧＨｚのクロック信号）の位相を調整するように構成される。本開示内容によるＰＩ－ベースのコスタスループは、ＶＣＯ－ベースのコスタスループと比較して低い－ジッタＬＯ信号を取得可能にし、これはマルチ－チャネル通信のＶＣＯカップリングから発生する追加的なジッタを引き起こさない。位相調整器２６０によって位相調整された１７．５ＧＨｚのクロック信号は、搬送波周波数に変換されたクロック信号（この例において、７０ＧＨｚのＬＯ信号）を生成するために、逓倍器１２３によって（この例において、周波数クワドラプラ（ｘ４）によって４倍だけ）周波数が掛けられるか、または逓倍器１２３によって搬送波周波数に変換されたクロック信号（すなわち、７０ＧＨｚのＬＯ信号）に対して位相調整器２６０によって位相調整が行われる。

【0046】

多重位相フィルタ（ＰＰＦ）２７０は、受信される信号からいくつかの位相を有する多重位相信号を生成することができる。一実施形態において、多重位相フィルタ２７０は、クロックソースからのクロック信号（この例において、１７．５ＧＨｚのクロック信号）から２つの異なる位相（この例において、同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ））をそれぞれ有する同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号を生成して位相調整器２６０に提供するように構成される。この場合、位相調整器２６０は、位相調整された同位相（Ｉ）クロック信号および位相調整された直交位相（Ｑ）クロック信号を生成することができ、これらの信号は、逓倍器１２３を介して搬送波周波数に変換されてそれぞれ同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０および直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１に再度入力される。

【0047】

あるいは、前述のように、他の実施形態において、逓倍器１２３（すなわち、周波数クワドラプラ）は、ＰＬＬ１３０および位相同期化装置１２４の間に配置されてもよい。この場合、ＰＬＬ１３０からのクロック信号（この例において、１７．５ＧＨｚのクロック信号）は、逓倍器１２３によって搬送波周波数（この例において、７０ＧＨｚ）に変換された後、位相同期化装置１２４の多重位相フィルタ２７０に提供される。また、この場合、多重位相フィルタ２７０は、搬送波周波数に変換されたクロック信号から同位相（Ｉ）クロック信号および直交位相（Ｑ）クロック信号を生成して位相調整器２６０に提供するように構成される。これによって、位相同期化装置１２４は、搬送波周波数帯域においてクロック信号の位相を調整し、位相調整されたクロック信号はダウンコンバートミキサ１２２に直に伝達される。

【0048】

図３Ｄは、図３ＡのＰＩ－ベースのコスタスループのＡ、ＢおよびＣ地点での位相同期化の様子を示す例示図である。

【0049】

図３Ａに示されているように、地点Ａは、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０の出力地点であり、地点Ｂは、直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１の出力地点であり、地点Ｃは、位相検出器２２０の出力地点である。－π／２≦θ≦π／２の位相領域において、位相オフセットは原点（ｏｒｉｇｉｎ）に固定（ｌｏｃｋ）され、ここで、位相検出器（ＰＤ）の出力における差は減少する。同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０の出力スイングは最終的に最大レベルに収束するのに対し、直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ２１１の出力スイングは最小に収束する。前記と異なる位相領域において、位相オフセットは±πに固定され、ここで、同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ２１０の出力スイングは最大に収束するが、出力極性（ｐｏｌａｒｉｔｙ）が反転する。極性の反転に対する訂正は初期化する時に行われ、初期化後に後続する位相オフセットは前記コスタスループによって原点に強制される。ＰＩ－ベースのコスタスループの電力－効率的な実現は、このようなループの簡単なアーキテクチャおよび帯域幅上の余裕のある要求事項によって可能になる。

【0050】

７０ＧＨｚのトランシーバ（ＲｘおよびＴｘ）は、Ｅ－ＴＵＢＥチャネルの広帯域特性を利用するために、ダイレクトコンバーション（ｄｉｒｅｃｔ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）のアーキテクチャを採用することができる。

【0051】

図４Ａは、本開示内容の一実施例によるＲＦ送信機を示すブロックダイアグラムである。

【0052】

図４Ａに示されているように、ＲＦ送信機（Ｔｘ）１１０は、アップコンバートミキサ（ＵＣＭ）１１１と、電力増幅器（ＰＡ）１１２と、周波数クワドラプラ１１３とを含むことができる。一実施形態において、ＵＣＭ１１１は、１ＧＨｚの正弦波入力で２ｄＢの変換利得を示し、１．１Ｖのパワーサプライから９ｍＡの電流を流れるようにする。また、一実施形態において、ＰＡ１１２は、３－ステージ差動ＰＡであってもよいし、ＵＣＭ１１１でアップコンバートされた信号がこのような差動ＰＡに伝達される。差動ＰＡ１１２のアクティブステージは、高い利得および線形性を達成するために、各ステージの共通－ソース対に依存することができる。電力効率性を増加させるために容量性中立化が実現可能であり、これはより低いバイアス電流を用いて同一レベルの利得を維持できるようにする。出力マッチングネットワークは、差動ＰＡからのＰＡ出力を単一－エンドＭＷＴを駆動させるための単一－エンド信号に変換することができる。４５ＧＨｚから７０ＧＨｚの帯域幅にわたって１４ｄＢの利得が３ｄＢ未満の変動性で達成できる。ＰＡ１１２は、０．９Ｖのサプライ電圧で９０ｍＡを消費することができ、ＲＦ送信機１１０の測定されたＰ１ｄＢは７ｄＢｍであってもよい。

【0053】

図４Ｂは、本開示内容の一実施例によるＲＦ受信機を示すブロックダイアグラムである。

【0054】

図４Ｂに示されているように、ＲＦ受信機（Ｒｘ）１２０は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２１と、同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ（ＤＣＭ）２１０、２１１と、位相同期化装置１２４と、周波数クワドラプラ１２３とを含むことができる。一実施形態において、ＬＮＡ１２１は、２－ステージ差動ＬＮＡであってもよいし、入力マッチングネットワークは、単一－エンドＲｘの入力を変換して差動ＬＮＡに伝達することができる。２－ステージ差動ＬＮＡ１２１は、受信された入力の電力を増加させながらＳＮＲの低下を最小化させることができる。ＬＮＡは、４６ＧＨｚから７０ＧＨｚの周波数帯域にわたって１６ｄＢの測定された利得を示すことができ、０．９Ｖのサプライ電圧で１５ｍＡを消費することができる。一実施形態において、ダウンコンバートミキサ２１０、２１１は、２つの共振インダクタとともに電流ブリーダ（ｂｌｅｅｄｅｒ）を用いるギルバートタイプ（Ｇｉｌｂｅｒｔ－ｔｙｐｅ）構造を採用することができ、１．１Ｖのサプライ電圧で１５ｍＡを消費することができる。Ｒｘの測定された利得および雑音指数（ｎｏｉｓｅ ｆｉｇｕｒｅ）は２０ｄＢおよび８ｄＢであってもよい。レプリカＤＣＭ（すなわち、直交位相（Ｑ）ＤＣＭ）２１１は、９０度のアウトオブフェーズＬＯを用いて直交－位相変調信号を生成するように用いられる。一実施形態において、位相検出器（ＰＤ）２２０はさらに、ギルバートセルを採用し、ＩおよびＱ ＤＣＭ２１０、２１１から生成された直交データ入力を用いることにより、出力を生成することができる。

【0055】

一実施形態において、周波数クワドラプラ１１３、１２３は、２つの周波数ダブラ（２ｘ）チェーンで実現され、プッシュ－プッシュ周波数ダブラチェーンの２つのステージは、７０ＧＨｚのクロック信号を生成することができ、バッファは、ＬＣフィルタを用いて所望しないハーモニック周波数を抑制することができる。その後、最終的にＬＯ出力はＴｘおよびＲｘのミキサ１１１、２１０および２１１に分配される。ＬＯの直交位相シフトは、分配ラインの物理的遅延を利用することにより実現可能であり、これはＰＶＴ変動に鈍感である。

【0056】

図５Ａは、本開示内容の一実施例による双方向プラスチックウェーブガイドリンクにおけるデータ伝送テストのための構成を示すブロックダイアグラムである。

【0057】

図５Ａに示されているように、１７．５ＧＨｚのクロック信号は、それぞれのボード１００、１００－２上でＰＬＬ１３０によって個別的に生成され、ＲＦ Ｔｘ１１０およびＲＦ Ｒｘ１２０に分配される。パルスパターン発生器（ＰＰＧ）３２０、３２０－２は、入力信号を生成してボード１００、１００－２に伝達することができ、ビットエラーレートテスト器（ＢＥＲＴ）３３０、３３０－２は、データ伝送テストでＢＥＲを測定することができる。

【0058】

図５Ｂは、１ｍ Ｅ－ＴＵＢＥチャネルを介して行われた２³¹－１のＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｎａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）パターンで５０Ｇｂ／ｓ ＰＡＭ４におけるＲｘ出力のアイダイアグラム（ｅｙｅ ｄｉａｇｒａｍ）を示す。図５Ｃは、図５Ａのテストで測定されたＢＥＲ曲線を示すグラフである。ここで、ＰＲＢＳ３１で５０Ｇｂ／ｓで測定されたＢＥＲは１ｅ^-9である。ＰＲＢＳ３１パターンで３ｍ ２５Ｇｂ／ｓ ＮＲＺデータ伝送に対しては１０^-12未満のＢＥＲが観測される。ＴｘおよびＲｘの全体ＤＣ電力は２１２ｍＷである。

【0059】

従来技術と本開示内容によるＥ－ＴＵＢＥリンクの性能の比較は、下記の表の通りであ る。

【0060】

【表1】

【0061】

表１に示されているように、本開示内容のＥ－ＴＵＢＥリンクは、従来技術と比較して、スループット－距離の結果およびエネルギー効率性の観点から類を見ないレベルの性能を示す２．８ｐＪ／ｂ／ｍのＦｏＭを達成することができる。追加的に、４００／８００Ｇｂ／ｓ通信を含む高いスループットリンクにおける既存のインターコネクトを代替するために、Ｅ－ＴＵＢＥリンクは５０ＧＢＡＳＥ－ＣＲ、５０Ｇｂ／ｓスタンダードオーバーツイステッドペア（５０Ｇｂｐｓ ｓｔａｎｄａｒｄ ｏｖｅｒ ｔｗｉｓｔｅｄ ｐａｉｒ）を遵守する高速Ｉ／Ｏインターフェースを提示することができる。

【0062】

図６Ａおよび６Ｂは、本開示内容の一実施例によるＲＦ送信機およびＲＦ受信機のチップマイクログラフを示す図である。一実施形態において、ＲＦ送信機１１０およびＲＦ受信機１２０は、図６Ａおよび図６Ｂに示されているような寸法および配置でＰＣＢ１８０上に実現できるが、これに限定されず、回路集積度および工程などによって異なる寸法および配置で設計可能である。

【0063】

提示された実施例に関する説明は、任意の本発明の技術分野における通常の知識を有する者が本発明を用いるか、または実施できるように提供される。このような実施例に対する多様な変形は、本発明の技術分野における通常の知識を有する者に明らかであり、ここに定義された一般的な原理は本発明の範囲を逸脱しない範囲で他の実施例に適用可能である。そのため、本発明はここに提示された実施例に限定されるものではなく、ここに提示された原理および新規な特徴と一貫する最広義の範囲で解釈されなければならない。

【符号の説明】

【0064】

１００、１００－２：ＲＦチップ
１１０：ＲＦ送信機
１１１：アップコンバートミキサ
１１２：電力増幅器（ＰＡ）
１１３：逓倍器
１２０：ＲＦ受信機
１２１：低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１２２：ダウンコンバートミキサ
１２３：逓倍器
１２４：位相同期化装置
１３０：位相固定ループ（ＰＬＬ）
１４０、１４１：マイクロストリップ対ウェーブガイドトランジション（ＭＷＴ）ユニット
１５０：双方向プラスチックウェーブガイド装置
１５１、１５２：プラスチックウェーブガイドユニット
１５３：プラスチックウェーブガイド
１５４：金属クラッディング
１５５：金属シールド
１７０：ボード対ウェーブガイドコネクタ
１８０：印刷回路基板（ＰＣＢ）
２１０：同位相（Ｉ）ダウンコンバートミキサ
２１１：直交位相（Ｑ）ダウンコンバートミキサ
２２０：位相検出器（ＰＤ）
２３０、２８０、２９０：バッファ
２４０：サンプラ
２５０：ループフィルタ
２６０：位相調整器（ＰＩ）
２７０：多重位相フィルタ（ＰＰＦ）
３１０：発振器
３２０、３２０－２：パルスパターン発生器（ＰＰＧ）
３３０、３３０－２：ビットエラーレートテスト器（ＢＥＲＴ）

【図1A】

【図1B】

【図2A】

【図2B】

【図2C】

【図2D】

【図2E】

【図2F】

【図3A】

【図3B】

【図3C】

【図3D】

【図4A】

【図4B】

【図5A】

【図5B】

【図5C】

【図6A】

【図6B】

【国際調査報告】