特表 2024-538161 ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるための方法、および関連するテストベンチ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-10-18

(54)【発明の名称】ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるための方法、および関連するテストベンチ

(51)【国際特許分類】

   G01R 31/26 20200101AFI20241010BHJP

【ＦＩ】

G01R31/26 A

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2024523108

(86)(22)【出願日】2022-08-30

(85)【翻訳文提出日】2024-06-11

(86)【国際出願番号】 IB2022058094

(87)【国際公開番号】W WO2023062452

(87)【国際公開日】2023-04-20

(31)【優先権主張番号】2110920

(32)【優先日】2021-10-14

(33)【優先権主張国・地域又は機関】FR

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】524142518

【氏名又は名称】アムキャド・エンジニアリング

(74)【代理人】

【識別番号】100108453

【弁理士】

【氏名又は名称】村山 靖彦

(74)【代理人】

【識別番号】100110364

【弁理士】

【氏名又は名称】実広 信哉

(74)【代理人】

【識別番号】100133400

【弁理士】

【氏名又は名称】阿部 達彦

(72)【発明者】

【氏名】クリストフ・シャルボニオー

(72)【発明者】

【氏名】ニコラ・ラブルッス

(72)【発明者】

【氏名】マクシム・フォール

【テーマコード（参考）】

2G003

【Ｆターム（参考）】

2G003AA01

2G003AB01

2G003AE06

2G003AH05

(57)【要約】

本発明は、ＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタ（２）をパルスモードにおいて特徴付けるための方法と、関連するテストベンチ（１）とに関し、ＲＦプレパルスが、トランジスタ（２）におけるトラップの電荷状態を固定するように、所定の第１の変化の法則に従って定義された電力レベルＮＲＦで、トランジスタ（２）のゲート（２ａ）に適用され、次に、第１のＤＣパルスおよび第２のＤＣパルスがトランジスタ（２）のゲート（２ａ）およびドレイン（２ｂ）にそれぞれ適用され、第１のＤＣパルスおよび第２のＤＣパルスは、所定の第２の変化の法則に従って定義される第１のＤＣレベルＮ１および第２のＤＣレベルＮ２をそれぞれ有する。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタ（２）をパルスモードにおいて特徴付けるための方法であって、前記トランジスタ（２）は、ゲート（２ａ）と、ドレイン（２ｂ）と、ソース（２ｃ）とを備え、前記方法は、
ａ）バイアスゲート－ソース電圧Ｖｇｓ０およびバイアスドレインソース電圧Ｖｄｓ０に対応する前記トランジスタ（２）のバイアス点を定義するステップ（Ｓ１；Ｓ１’）と、
ｂ）前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）に適用される負荷インピーダンス（８）を定義するステップ（Ｓ３；Ｓ１’）と、
ｃ）期間Ｔを定義するステップであって、各々の期間Ｔについて、
ｃ１）前記トランジスタ（２）におけるトラップの電荷状態を固定するように、前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）に高周波のＲＦプレパルス（９）を適用し、前記ＲＦプレパルス（９）は、所定の周波数ｆ０と、所定のプレパルス持続時間ＴＲＦと、所定の第１の変化の法則に従って定義される電力レベルＮＲＦとを有し、
ｃ２）前記ＲＦプレパルス（９）の後、第１のＤＣパルス（１０）を前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）に適用し、第２のＤＣパルス（１１）を前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）に適用し、前記第１のＤＣパルス（１０）は第１の持続時間Ｔ１を有し、前記第２のＤＣパルス（１１）は第２の持続時間Ｔ２を有し、前記第１の持続時間Ｔ１と前記第２の持続時間Ｔ２とは少なくとも部分的に同時であり、前記第１のＤＣパルス（１０）および前記第２のＤＣパルス（１１）は、所定の第２の変化の法則に従って定義される、第１のＤＣレベルＮ１および第２のＤＣレベルＮ２をそれぞれ有し、
ｃ３）前記第１および第２のＤＣパルス（１０、１１）の同時の適用の間の測定持続時間ＴＭの間、前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）において流れる電流Ｉｄを測定する（Ｓ６）、ステップと
を含み、
各々の期間Ｔについて、前記第１の変化の法則において、前記ＲＦプレパルス（９）の電力レベルＮＲＦは、同じ前記期間Ｔの中で続けて適用される前記第１および第２のＤＣパルス（１０、１１）の前記第１のＤＣレベルＮ１および前記第２のＤＣレベルＮ２に依存し、
各々の期間Ｔについて、前記第２の変化の法則において、前記第１のＤＣレベルＮ１は、前記電流の期間Ｔに応じて前記第２の変化の法則によって定義される第１の値Ｖ１を加えたＶｇｓ０に等しく、前記第２のＤＣレベルＮ２は、前記電流の期間Ｔに応じて前記第２の変化の法則によって定義される第２の値Ｖ２を加えたＶｄｓ０に等しく、前記第１の値Ｖ１および前記第２の値Ｖ２は実数である
ことを特徴とする、特徴付けるための方法。

【請求項2】

ステップａ）とステップｂ）との間に、前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）および前記ドレイン（２ｂ）において、前記トランジスタ（２）におけるトラップの時定数の測定に従って、前記期間Ｔと前記持続時間ＴＲＦ、Ｔ１、およびＴ２を決定するステップ（Ｓ２）をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の特徴付けるための方法。

【請求項3】

ステップａ）とステップｂ）との間に、
ｄ１） 前記第２の変化の法則において前記第１のＤＣレベルＮ１の下界および上界［Ｖｇｓｍｉｎ；Ｖｇｓｍａｘ］を定義するステップ（Ｓ２）であって、ここで、
Ｖｇｓｍａｘは、前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）に適用されるゼロ電圧Ｖｄｓについて、前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）に適用されるＤＣ電圧Ｖｇｓの関数として、前記トランジスタ（２）のゲート電流Ｉｇを測定し、次に、前記ゲート電流Ｉｇが所定の電流閾値に到達するＶｇｓの値としてＶｇｓｍａｘを定義することで決定され、
Ｖｇｓｍｉｎ≦Ｖｐであり、ここで、Ｖｐは前記トランジスタ（２）のピンチオフ電圧である、
ステップ（Ｓ２）と、
ｄ２） 前記第２の変化の法則において前記第２のＤＣレベルＮ２の下界および上界［Ｖｄｓｍｉｎ；Ｖｄｓｍａｘ］を定義するステップ（Ｓ２）であって、ここで、Ｖｄｓｍｉｎ＝０ＶおよびＶｄｓｍａｘ＝２＊Ｖｄｓ０である、ステップ（Ｓ２）と
をさらに含むことを特徴とする、請求項１または２に記載の特徴付けるための方法。

【請求項4】

ステップｂ）とステップｃ）との間に、前記第１の変化の法則を決定するステップ（Ｓ４）であって、
ｅ１） 前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）に適用される定義された前記負荷インピーダンス（８）について、ｆ０におけるＲＦパルスにおいて、またはｆ０の高調波において送信される電力Ｐａｖｓの関数として、ｆ０において、またはｆ０の高調波において、Ｖｇｓの振幅を経時的に測定し、次に、電力Ｐａｖｓの関数としてＶｇｓの測定された振幅の変化の曲線を切断することで、前記ＲＦパルスの異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎを定義するステップであって、各々の電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎは電圧Ｖｇｓの特定の範囲に対応する、ステップと、
ｅ２） 定義された前記負荷インピーダンス（８）について、値の可能な対（Ｎ１、Ｎ２）を決定するように電圧Ｖｄｓの関数として電圧Ｖｇｓの変化の曲線を測定するステップと、
ｅ３） 値の各々の可能な対（Ｎ１、Ｎ２）について、異なる前記電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎのうち、前記ＲＦプレパルス（９）に適用される対応する前記電力レベルＮＲＦを決定するステップと
を含むステップ（Ｓ４）をさらに含むことを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項5】

ステップｂ）において、前記負荷インピーダンス（８）は、最終的な用途に応じて使用者によって定義され（Ｓ１’）、最終的な用途は、前記トランジスタ（２）の圧縮レベルに制約を定義する（Ｓ３’）ことを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項6】

前記負荷インピーダンスを定義する前記ステップｂ）は、
前記バイアス点において、前記周波数ｆ０における前記トランジスタ（２）の出力反射係数Ｓ２２の共役を測定し（Ｓ３１）、対応する初期負荷インピーダンスを決定するステップと、
電圧Ｖｄｓの移動域が最小圧縮レベルについて最大である最適な前記負荷インピーダンスを決定するために、前記初期負荷インピーダンスの周りでの前記負荷インピーダンスの変化と電力スイープを組み合わせる測定を実施するステップ（Ｓ３２）と、
定義された最適な前記負荷インピーダンスに等しいとして前記負荷インピーダンス（８）を定義するステップと
を含むことを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項7】

ステップｂ）とステップｃ）との間に、前記第２の変化の法則を決定するステップ（Ｓ５）であって、
ｆ１） 少なくとも前記第１の期間Ｔについて、Ｖ１＝０およびＶ２＝０を定義するステップと、
ｆ２） 続いての期間Ｔの各々について、すべての期間Ｔにわたって、Ｎ１およびＮ２が、前記バイアス点から離れるように徐々に移動する間に前記バイアス点の周りで変化するように、Ｖ１およびＶ２を定義するステップと
を含むステップ（Ｓ５）をさらに含むことを特徴とする、請求項１から６のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項8】

各々の期間Ｔにおいて、前記第１および第２のＤＣパルス（１０、１１）の適用の間に前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）および前記ドレイン（２ｂ）においてＳパラメータの測定をさらに含むことを特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項9】

ステップｃ３）は、前記測定持続時間ＴＭの間、前記トランジスタ（２）のゲート電圧、ドレイン電圧、およびゲート電流を測定するステップをさらに含むことを特徴とする、請求項１から８のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法。

【請求項10】

ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタ（２）をパルスモードにおいて特徴付けるためのテストベンチ（１）であって、前記テストベンチ（１）は、パルスＲＦ発生器（３）と、電圧および電流を測定するように構成される第１のマルチメータと関連付けられる第１のパルスＤＣ電圧ソース（４）と、電圧および電流を測定するように構成される第２のマルチメータと関連付けられる第２のパルスＤＣ電圧ソース（５）と、第１のバイアスティ（６）と、第２のバイアスティ（７）とを備え、前記パルスＲＦ発生器（３）および前記第１のパルスＤＣ電圧ソース（４）は、前記第１のバイアスティ（６）を介して前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）に接続されるように構成され、前記第２のパルスＤＣ電圧ソース（５）および負荷インピーダンス（８）は、前記第２のバイアスティ（７）を介して前記トランジスタ（２）の前記ドレイン（２ｂ）に接続されるように構成され、前記テストベンチ（１）は、請求項１から９のいずれか一項に記載の特徴付けるための方法を実施するように、前記パルスＲＦ発生器（３）、前記第１のパルスＤＣ電圧ソース（４）、および前記第２のパルスＤＣ電圧ソース（５）を制御するように構成される制御装置をさらに備える、テストベンチ（１）。

【請求項11】

結合器（１３、１４）を通じて、前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）および前記ドレイン（２ｂ）に接続されるように構成されるベクトル回路網分析器（１２）をさらに備えることを特徴とする、請求項１０に記載のテストベンチ（１）。

【請求項12】

結合器を介して、前記トランジスタ（２）の前記ゲート（２ａ）および前記ドレイン（２ｂ）に接続されるように構成される少なくとも２つの電力計をさらに備えることを特徴とする、請求項１０または１１に記載のテストベンチ（１）。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、トランジスタを特徴付けるための方法の分野に関し、より詳細には、トランジスタにおけるトラップの電荷状態の動的変化を考慮することを可能にする、ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるための方法と、関連するテストベンチとに関する。

【背景技術】

【0002】

最近では、ＧａＮトランジスタなどのＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタが、多くの用途の分野（例えば、通信、軍事、および産業）において使用されている。このＧａＮに基づく技術は、具体的には高周波（ＲＦ）増幅用途のために、２つの必須の特徴、すなわち、高い電力密度を提供し、高い動作周波数を達成させることができる。

【0003】

他方では、トラップの現象が存在し、この技術で達することができる実際の性能に相当の影響を有する。これらのトラップは、結晶格子またはその表面における不純物または欠陥から生じる。これらのトラップの研究は、その機構をより良く理解し、構成要素の性能における影響を抑えるために、および、設計の段階の間にトラップを考慮するようにトラップをモデル化するために、不可欠である。

【0004】

パルスモードにおける測定の技術は、熱効果の影響を低減する間にトランジスタにおいてトラップによって誘導される過渡効果を特徴付けることを可能にする。この測定方法は、構成要素（通常は、ゲートおよびドレイン）のポートにパルス信号を適用することと、そこからの応答、つまり、結果的に生じる電圧および電流を測定することとから成る。その標準的なバージョンにおいて、パルスモードにおける測定の技術は２つのレベルを有する（単一パルスシステムとも称される）。信号は、固定レベル（バイアスレベル）と可変レベル（パルスレベル）とから成る。それによって、固定点（バイアスレベル）の周りの可変レベル（パルス）を走査することで構成要素のＩ－Ｖ（電流－電圧）特性を測定し、それによって構成要素におけるトラップの電荷状態を変更することが可能である。概して、標準的な技術では、電圧レベルがその期間全体にわたって一定である第１の連続パルスがトランジスタのゲートに適用され、同時に、電圧レベルがその期間全体にわたって一定である第２の連続パルスがトランジスタのドレインに適用される。トランジスタにおけるトラップの捕獲時定数および放出時定数の非対称のため、ドレイン制御に対して敏感である構成要素の場合、単一パルスシステムは、ＶｄＳ＜Ｖｄｓ０についてはトラップの平均レベルを固定する結果を有することになり、ＶｄＳ＞Ｖｄｓ０について平均レベルを可変にすることになる（ここで、ＶｄＳは、トランジスタのパルスドレインソース電圧であり、Ｖｄｓ０はバイアス点におけるドレインソース電圧である）。

【0005】

パルスモードにおける測定によるトラップ現象の理解は、この技術を向上させた。同様の論法がゲートに関しても行えるが、このような場合、Ｖｇｓの絶対値（｜Ｖｇｓ｜）が考慮されるべきである。トラップの実際の電荷状態、つまり、その最終的な用途における構成要素の環境によって課される電荷状態を考慮するための１つの方法は、トラップの電荷状態を適切なレベルに条件付けるために、連続的なプレパルスを提供することである（つまり、プレパルスの全体の期間にわたって一定の電圧を有する）。それによって、この技術は、３レベル技術（または二重パルスシステム）と呼ばれ、つまり、標準的な技術の２レベルと、プレパルスのレベルである追加のレベルとで呼ばれる。それによって、このように向上した技術は、最適な負荷線を表す使用条件の下で、トラップの電荷状態を固定するように供する。

【0006】

ＩＩＩ－Ｖ半導体技術におけるトラップ現象のモデル化は、マイクロ波回路の設計における大きな課題である。実際、このようなトラップは、構成要素の期待される性能の低下をもたらす（例えば、出力電力における低下および追加の電力効率における低下）。トラップの効率を明らかにする１つの方法は、異なるバイアス点において、パルスモードにおけるＩ－Ｖ測定を実施することである。それによって、測定されたＩ－Ｖ回路網がトランジスタのバイアス点に依存して異なることが見て取れる。バイアス点Ｖｇｓ０＝０ＶおよびＶｄｓ０＝０Ｖから離れたバイアス点について、電流の飽和値における低下が観察され、ニー電圧における増加も観察され、したがって、強い信号条件の下で性能における低下をもたらす。

【0007】

二重パルス（または３レベル）システムは、Ｉ－Ｖ回路網全体にわたってトラップの電荷状態を固定するという利点を有し、それによって、トラップの電荷および放出時定数の非対称性を最小限にする。単一パルス（または２レベル）システムと異なり、二重パルスシステムでは、Ｉ－Ｖ回路網はバイアス点に拘わらずほとんど同一であり、これは、トラップの電荷状態が、バイアス点自体によってではなく、プレパルスによって固定されるという事実のためである。しかしながら、既存の二重パルスシステムでは、プレパルスレベルは、調査されたＩ－Ｖ特性の領域に拘わらず、トラップの一定の電荷状態を課す一定のレベルにおいて固定され、これは、トランジスタのトラップの動的な効果を考慮させない。

【0008】

さらに、トランジスタのゲートに適用されるＲＦ信号の振幅がトランジスタのトラップの電荷状態にも影響を有することは、トランジスタのトラップの電荷状態にも影響を有する。トランジスタにおけるトラップの電荷状態は、ＲＦ信号に適用される電力レベルに依存して変更されることが、実際に示されている。実際、マイクロ波の用途について、トランジスタの実際の励磁信号は、高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）の特性を有する。上記のことは、ＲＦ信号のエンベロープが時間と共に変化し、瞬時電力において大きな変化をもたらすことを意味する。トラップ効果は、トランジスタに適用される電圧のレベルに依存して、時間と共に変化する過渡的な現象である。それによって、トラップの電荷状態は、信号の瞬時の変化、延いては、ＲＦ信号のエンベロープによって、動的に影響される。

【0009】

それによって、上記において提示されているように、ＲＦ信号のバイアスだけでなく、ＲＦ信号のエンベロープの振幅も、トラップの電荷状態を変化させ、トランジスタの性能の動的な低下をもたらす。

【0010】

それによって、このような動的な効果を考慮することは、必須であり、このような現象のより正確な特徴付けおよびモデル化を必要とする。

【0011】

しかしながら、トランジスタ出力電流ソースをモデル化するために使用される、パルスモードにおける知られているＩ－Ｖ測定技術（つまり、単一パルスまたは二重パルス）は、最終的な用途の使用条件におけるトラップの動的な電荷状態を考慮することを可能とせず、そのため、その最終的な環境におけるトランジスタの実際の挙動を表すことを可能にしていない。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

本発明は、ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるための方法であって、可変ＲＦプレパルスがトランジスタゲートに事前に適用され、次に、第１の直流電流（ＤＣ）パルスがトランジスタゲートに適用され、第２のＤＣパルスがトランジスタドレインに適用され、ＲＦプレパルスの電力レベルが、トランジスタにおけるトラップの電荷状態を動的に変更するように、所定の第１の変化の法則に従って定義される方法を提案することによって、先行技術の欠点を解決することを目的とする。それによって、本発明による方法は、トラップの電荷状態の動的な変化を考慮してトランジスタのＩ－Ｖ回路網の測定のために使用することができ、これは、最終的な用途の条件に近い条件の下でトランジスタ出力電流ソースのより正確なモデル化を可能にする。

【課題を解決するための手段】

【0013】

したがって、本発明の主題は、ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるための方法であって、トランジスタは、ゲートと、ドレインと、ソースとを備え、前記方法は、
ａ） バイアスゲート－ソース電圧Ｖｇｓ０およびバイアスドレインソース電圧Ｖｄｓ０に対応するトランジスタのバイアス点を定義するステップと、
ｂ） トランジスタのドレインに適用される負荷インピーダンスを定義するステップと、
ｃ） 期間Ｔを定義するステップと、各々の期間Ｔについて、
ｃ１） トランジスタにおけるトラップの電荷状態を固定するように、トランジスタのゲートに高周波（ＲＦ）プレパルスを適用するステップであって、前記ＲＦプレパルスは、所定の周波数ｆ０と、所定のプレパルス持続時間ＴＲＦと、所定の第１の変化の法則に従って定義される電力レベルＮＲＦとを有する、ステップと、
ｃ２） ＲＦプレパルスの後、第１の直流電流（ＤＣ）パルスをトランジスタのゲートに適用し、第２のＤＣパルスをトランジスタのドレインに適用するステップであって、第１のＤＣパルスは第１の持続時間Ｔ１を有し、第２のＤＣパルスは第２の持続時間Ｔ２を有し、第１の持続時間Ｔ１と第２の持続時間Ｔ２とは少なくとも部分的に同時であり、第１のＤＣパルスおよび第２のＤＣパルスは、所定の第２の変化の法則に従って定義される第１のＤＣレベルＮ１および第２のＤＣレベルＮ２をそれぞれ有する、ステップと、
ｃ３） 第１および第２のＤＣパルスの同時の適用の間の測定持続時間ＴＭの間、トランジスタのドレインにおいて流れる電流Ｉｄを測定するステップと
を含み、
各々の期間Ｔについて、第１の変化の法則において、ＲＦプレパルスの電力レベルＮＲＦは、同じ期間Ｔの中で続けて適用される第１および第２のＤＣパルスの第１のＤＣレベルＮ１および第２のＤＣレベルＮ２に依存し、
各々の期間Ｔについて、第２の変化の法則において、第１のＤＣレベルＮ１は、電流の期間Ｔに応じて第２の変化の法則によって定義される第１の値Ｖ１を加えたＶｇｓ０に等しく、第２のＤＣレベルＮ２は、電流の期間Ｔに応じて第２の変化の法則によって定義される第２の値Ｖ２を加えたＶｄｓ０に等しく、第１の値Ｖ１および第２の値Ｖ２は実数である
ことを特徴とする、特徴付けるための方法である。

【0014】

ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタは、メンデレーエフの周期表の１つまたは複数のＩＩＩ族の元素（ボロン、ガリウム、アルミニウム、インジウムなど）のうちの１つまたは複数と、Ｖ族の元素（ヒ素、アンチモン、リンなど）のうちの１つまたは複数とから成る半導体材料を含むトランジスタに言及している。例えば、窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタはＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタである。

【0015】

さらに、パルスモードにおいてトランジスタを特徴付けることは、例として、ドレイン電圧の関数としてドレイン電流の複数の曲線を得るように、パルス信号がトランジスタのゲートおよびドレインに適用されるときのトランジスタのゲートおよびドレインにおける電流および電圧の測定を意味し、前記曲線の各々は具体的なゲート電圧に対応し、したがって、前記曲線のすべてが、試験の下でトランジスタの挙動を特徴付けることを可能にし、具体的には、トランジスタにおけるトラップの効果を明らかにすることを可能にするＩ－Ｖ回路網（またはＩ（Ｖ）回路網または電流－電圧回路網）を形成する。

【0016】

それによって、本発明では、同じ期間Ｔの中で続けて適用される第１および第２のＤＣパルスのＤＣレベルの関数として（つまり、調査されたＩ－Ｖ特性の領域の関数として）、電力レベルが所定の第１の変化の法則に従って定義されるＲＦプレパルスは、トランジスタにおけるトラップの電荷状態を動的に変更するように供し、これは、トランジスタの外部の出力電流ソースの実際の移動域を知ることを可能にする。

【0017】

そのため、本発明は、用途の最終的な性能におけるトラップの影響のより良好な評価を可能にする。また、これらの測定は、モデルが測定の間に固定された休止バイアス点のみにおいて使用されるという条件で、構成要素の出力電流ソースをモデル化するために使用できる。モデルが異なるバイアス点にとって有効となる場合、本発明の特徴付けの方法は繰り返されるべきであり、その結果は、精度を伴うトラップモデルを決定するために使用されるべきである。

【0018】

方法のパルスモードは、自己加熱の効果の制限を可能にし、したがって、構成要素の電気性能における熱効果とトラップの効果とのより良好な分離を可能にする。

【0019】

Ｖ１およびＶ２は、期間Ｔに依存して、正、負、またはゼロの実数であり得る。第２の変化の法則は、特徴付けの方法の期間Ｔのすべてにわたって、試験の下でトランジスタのＩ－Ｖ回路網を構築するように、（Ｎ１、Ｎ２）の順序付けをバイアス点の周りで実施させることができる。

【0020】

複数の連続した期間Ｔが、本発明による特徴付けの方法を行うために必要とされる。各々の期間Ｔにおいて、ＲＦプレパルスと次の２つのＤＣパルスとが、試験の下でトランジスタに適用され、３つのパルスのレベルＮＲＦ、Ｎ１、およびＮ２が、所定の第１の変化の法則および第２の変化の法則によって定義される。特徴付けの方法は、Ｉ－Ｖ回路網がバイアス点の周りで調査されたときに終了する（つまり、期間Ｔの測定および連続の終了）。

【0021】

本発明の具体的な特徴によれば、特徴付けの方法は、ステップａ）とステップｂ）との間に、トランジスタのゲートおよびドレインにおいて、トランジスタにおけるトラップの時定数の測定に従って、期間Ｔと持続時間ＴＲＦ、Ｔ１、およびＴ２を決定するステップをさらに含む。

【0022】

それによって、トランジスタのゲートにおけるトラップの時定数（「ゲートラグ」）およびドレインにおけるトラップの時定数（「ドレインラグ」）の測定は、測定の間のトラップ効果のあらゆる蓄積効果を防止するように、異なる遅れを定義するように供する。

【0023】

本発明の具体的な特徴によれば、特徴付けの方法は、ステップａ）とステップｂ）との間に、
ｄ１） 第２の変化の法則において第１のＤＣレベルＮ１の下界および上界［Ｖｇｓｍｉｎ；Ｖｇｓｍａｘ］を定義するステップであって、ここで、
Ｖｇｓｍａｘは、トランジスタのドレインに適用されるゼロ電圧Ｖｄｓについて、トランジスタのゲートに適用されるＤＣ電圧Ｖｇｓの関数として、トランジスタのゲート電流Ｉｇを測定し、次に、ゲート電流Ｉｇが所定の電流閾値に到達するＶｇｓの値としてＶｇｓｍａｘを定義することで決定され、
Ｖｇｓｍｉｎ≦Ｖｐであり、ここで、Ｖｐはトランジスタのピンチオフ電圧である、
ステップと、
ｄ２） 第２の変化の法則において第２のＤＣレベルＮ２の下界および上界［Ｖｄｓｍｉｎ；Ｖｄｓｍａｘ］を定義するステップであって、ここで、Ｖｄｓｍｉｎ＝０ＶおよびＶｄｓｍａｘ＝２＊Ｖｄｓ０である、ステップと
をさらに含む。

【0024】

所定の電流閾値がトランジスタの種類に依存することは、留意されるべきである。

【0025】

有利には、Ｎ１およびＮ２の境界は、Ｔ、ＴＲＦ、Ｔ１、およびＴ２の決定の後に定義される。

【0026】

本発明の具体的な特徴によれば、特徴付けの方法は、ステップｂ）とステップｃ）との間に、第１の変化の法則を決定するステップであって、
ｅ１） トランジスタのドレインに適用される定義された負荷インピーダンスについて、ｆ０におけるＲＦパルスにおいて、またはｆ０の高調波において送信される電力Ｐａｖｓの関数として、ｆ０において、またはｆ０の高調波において、Ｖｇｓの振幅を経時的に測定し、次に、電力Ｐａｖｓの関数としてＶｇｓの測定された振幅の変化の曲線を切断することで、ＲＦパルスの異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎを定義するステップであって、各々の電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎは電圧Ｖｇｓの特定の範囲に対応する、ステップと、
ｅ２） 定義された負荷インピーダンスについて、値の可能な対（Ｎ１、Ｎ２）を決定するように電圧Ｖｄｓの関数として電圧Ｖｇｓの変化の曲線を測定するステップと、
ｅ３） 値の各々の可能な対（Ｎ１、Ｎ２）について、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎのうち、ＲＦプレパルスに適用される対応する電力レベルＮＲＦを決定するステップと
を含むステップをさらに含む。

【0027】

それによって、各々の周期Ｔにおいて、ＲＦプレパルスの電力レベルＮＲＦは、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎのうちの１つであり、同じ期間Ｔの中で２つのＤＣパルスに適用されることになるＤＣレベルＮ１およびＮ２の関数として選択される。それによって、第１の変化の法則は、ＲＦプレパルスの電力レベルＮＲＦを当の期間Ｔの中に固定するために、トランジスタのＩ－Ｖ回路網の調査された領域を考慮する。各々の領域について、延いては、各々の電力レベルＰａｖｓについて、バイアス点に関する電圧移動域Ｖ１およびＶ２は変化する。

【0028】

例として、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎは、一定のＶｇｓのステップにおいてＶｇｓの変化の曲線を切断することで定義することができる。

【0029】

第１の実施形態によれば、負荷インピーダンスを定義するステップｂ）は、
バイアス点において、周波数ｆ０におけるトランジスタの出力反射係数Ｓ２２の共役を測定し、対応する初期負荷インピーダンスを決定するステップと、電圧Ｖｄｓの移動域が最小圧縮レベルについて最大である最適な負荷インピーダンスを決定するために、前記初期負荷インピーダンスの周りでの負荷インピーダンスの変化と電力スイープを組み合わせる測定を実施するステップと、定義された最適な負荷インピーダンスに等しいとして負荷インピーダンスを定義するステップとを含む。

【0030】

それによって、この第１の実施形態では、最終的な用途が分かっておらず（または、負荷インピーダンスおよび圧縮レベルに条件を課さない）、ステップｂ）は、Ｉ－Ｖ回路網を覆うために必要な測定領域を最大限にするために、試験の下で構成要素の最適な負荷条件（つまり、最適な負荷インピーダンス）を見つけ出すことを可能にする。

【0031】

最適な負荷インピーダンスは、トランジスタの圧縮レベルを最小限にする一方で、トランジスタの入力電圧および出力電圧の移動域を最大限にするように選択される。

【0032】

第２の実施形態によれば、ステップｂ）の間、負荷インピーダンスは、最終的な用途に応じて使用者によって定義され、最終的な用途は、トランジスタの圧縮レベルに制約を定義する。

【0033】

それによって、この第２の実施形態では、負荷インピーダンスと圧縮レベルとがトランジスタの最終的な用途によって課される。

【0034】

本発明の具体的な特徴によれば、特徴付けの方法は、ステップｂ）とステップｃ）との間に、第２の変化の法則を決定するステップであって、
ｆ１） 少なくとも第１の期間Ｔについて、Ｖ１＝０およびＶ２＝０を定義するステップと、
ｆ２） 続いての期間Ｔの各々について、すべての期間Ｔにわたって、Ｎ１およびＮ２が、（優先的には、電力上昇を受ける構成要素の帯電サイクルを表す螺旋に応じて）バイアス点から離れるように徐々に移動する間にバイアス点の周りで変化するように、Ｖ１およびＶ２を定義するステップと
を含むステップをさらに含む。

【0035】

バイアス点（Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０）において、ＲＦ電力レベルはゼロであり、そのため、測定順序が進むにつれて、ＤＣパルスレベルが増加し、その最終的な環境（最終的な用途）における構成要素の実際の帯電サイクルのように、バイアス点の周りの螺旋に追従する。また、ＲＦプレパルスの電力レベルＮＲＦは、測定順序が進むにつれて、増分で増加する（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、・・・、Ｐａｖｓ１１）。

【0036】

本発明の具体的な特徴によれば、特徴付けの方法は、各々の期間Ｔにおいて、第１および第２のＤＣパルスの適用の間にトランジスタのゲートおよびドレインにおいてＳパラメータ（または、小さい信号のパラメータもしくは散乱パラメータ）の測定をさらに含む。

【0037】

それによって、トランジスタのＳパラメータは、ベクトル回路網分析器を使用して、トランジスタのゲートおよびドレインにおける入射波および反射波を測定することで決定できる。

【0038】

本発明の具体的な特徴によれば、ステップｃ３）は、測定持続時間ＴＭの間、トランジスタのゲート電圧、ドレイン電圧、およびゲート電流を測定するステップをさらに含む。

【0039】

それによって、ゲート電圧およびドレイン電圧の測定は、例えば、これらの２つの電圧が設定点Ｎ１およびＮ２のレベルに到達したかどうかを確認するように供する、および、設定点に到達させられるまでサーボ制御を実施するように供する（つまり、この設定点に到達させられるまで複数の期間Ｔにわたって同じ対（Ｎ１、Ｎ２）が適用され、次に、ドレイン電流が所定の数の期間Ｔにわたって測定されてから平均化され得る）。

【0040】

本発明のさらなる主題は、ＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタをパルスモードにおいて特徴付けるためのテストベンチであって、テストベンチは、パルスＲＦ発生器と、電圧および電流を測定するように構成される第１のマルチメータと関連付けられる第１のパルスＤＣ電圧ソースと、電圧および電流を測定するように構成される第２のマルチメータと関連付けられる第２のパルスＤＣ電圧ソースと、第１のバイアスティと、第２のバイアスティとを備え、パルスＲＦ発生器および第１のパルスＤＣ電圧ソースは、第１のバイアスティを介してトランジスタゲートに接続されるように構成され、第２のパルスＤＣ電圧ソースおよび負荷インピーダンスは、第２のバイアスティを介してトランジスタドレインに接続されるように構成され、テストベンチは、先に記載されているような特徴付けるための方法を実施するように、パルスＲＦ発生器、第１のパルスＤＣ電圧ソース、および第２のパルスＤＣ電圧ソースを制御するように構成される制御装置をさらに備える、テストベンチである。

【0041】

パルスＲＦ発生器は、パルスモードでの正弦波信号のＲＦ発生器である。

【0042】

本発明の具体的な特徴によれば、テストベンチは、結合器を介して、トランジスタのゲートおよびドレインに接続されるように構成されるベクトル回路網分析器をさらに備える。

【0043】

それによって、ベクトル回路網分析器は、対応するＳパラメータを決定するために、試験の下で、トランジスタのゲートおよびドレインにおける入射波および反射波を測定することができる。

【0044】

本発明の具体的な特徴によれば、テストベンチは、結合器を介して、トランジスタのゲートおよびドレインに接続されるように構成される少なくとも２つの電力計をさらに備える。

【0045】

本発明の主題をより良く示すために、限定されることはないが、添付の図面を参照して、図示されているように、２つの好ましい実施形態が以後において説明される。

【図面の簡単な説明】

【0046】

【図1】本発明によるテストベンチのブロック図である。

【図2】本発明による特徴付けの方法のＲＦプレパルスおよび２つのＤＣパルスを表すタイミングダイアグラムの例の図である。

【図3】例としての、図１のブロック図の異なる電圧を表す異なるタイミングダイアグラムの図である。

【図4】本発明によるテストベンチの機能図である。

【図5】本発明の第１の実施形態による、パルスモードにおいて特徴付けるための方法を表す流れ図である。

【図6】「ゲートラグ」測定を例として示す図である。

【図7】例としての、異なる負荷インピーダンス値について、試験の下でのトランジスタのドレイン電圧移動域の関数としての、試験の下でのトランジスタの圧縮レベルの異なる曲線の図である。

【図8】試験の下でのトランジスタのゲートに適用されるＲＦパルスの電力の関数としての、試験の下でのトランジスタのゲート電圧移動域の例の曲線、および、試験の下でのドレイン電圧移動域の関数としての、試験の下でのトランジスタのゲート電圧移動域の例の曲線の図である。

【図9】本発明の特徴付けの方法の間に使用される異なる対（Ｎ１、Ｎ２）を表す図の例である。

【図10】例としての、本発明による特徴付けの方法を使用して測定されたＩ－Ｖ回路網の図である。

【図11】本発明の第１の実施形態の場合における、３つの異なるＲＦ電力レベルに対応するＩ－Ｖ回路網の３つの測定領域を表す図の例である。

【図12】既存の単一パルス技術、既存の二重パルス技術、および本発明による特徴付けの方法を使用して測定された３つの異なるＩ－Ｖ回路網技術の図である。

【図13】本発明の第２の実施形態による、パルスモードにおいて特徴付けるための方法を表す流れ図である。

【図14】本発明の第２の実施形態の場合における、３つの異なるＲＦ電力レベルに対応するＩ－Ｖ回路網の３つの測定領域を表す図の例である。

【発明を実施するための形態】

【0047】

図１を参照すると、ＧａＮトランジスタなどのＩＩＩ－Ｖ族半導体トランジスタであるトランジスタ２をパルスモードで特徴付けるための、本発明によるテストベンチ１のブロック図が示されていることが見て取れる。

【0048】

トランジスタ２は、ゲート２ａと、ドレイン２ｂと、接地に接続されたソース２ｃとを備える。

【0049】

テストベンチ１は、パルス高周波（ＲＦ）発生器３と、第１のパルスＤＣ電圧ソース４と、第２のパルスＤＣ電圧ソース５と、第１のバイアスティ６と、第２のバイアスティ７とを備える。

【0050】

パルスＲＦ発生器３と第１のパルスＤＣ電圧ソース４とは、第１のバイアスティ６を介してトランジスタ２のゲート２ａに接続されている。

【0051】

第１のバイアスティ６は、パルスＲＦ発生器３とトランジスタ２のゲート２ａとの間に接続されたコンデンサ６ａと、第１のパルスＤＣ電圧ソース４とトランジスタ２のゲート２ａとの間に接続されたインダクタンスコイル６ｂとを備える。それによって、第１のバイアスティ６は、パルスＲＦ発生器３とトランジスタ２のゲート２ａとの間でＡＣ信号の通過だけを可能にし、第１のパルスＤＣ電圧ソース４とトランジスタ２のゲート２ａとの間でＤＣ電圧の通過だけを可能にする。

【0052】

第２のパルスＤＣ電圧ソース５と負荷インピーダンス８とは、第２のバイアスティ７を介してトランジスタ２のドレイン２ｂに接続されている。

【0053】

第２のバイアスティ７は、トランジスタ２のドレイン２ｂと負荷インピーダンス８との間に接続されたコンデンサ７ａと、第２のパルスＤＣ電圧ソース５とトランジスタ２のドレイン２ｂとの間に接続されたインダクタンスコイル７ｂとを備える。それによって、第２のバイアスティ７は、トランジスタ２のドレイン２ｂと負荷インピーダンス８との間でＡＣ信号の通過だけを可能にし、第２のパルスＤＣ電圧ソース５とトランジスタ２のドレイン２ｂとの間でＤＣ電圧の通過だけを可能にする。

【0054】

優先的には、負荷インピーダンス８の値Ｚ_ＬＯＡＤが負荷同調デバイス（または「チューナ」）を用いて変更できる。

【0055】

図１では、Ｖ_ＲＦがパルスＲＦ発生器３の出力における電圧に相当し、Ｖ_ＩＮが第１のパルスＤＣ電圧ソース４の出力における電圧に相当し、Ｖ_ＯＵＴが第２のパルスＤＣ電圧ソース５の出力電圧に相当し、Ｖ_Ｇがトランジスタ２のゲート電圧に相当し、Ｖ_Ｄがトランジスタ２のドレイン電圧に相当し、Ｖ_ＬＯＡＤが負荷インピーダンス８の端子における電圧に相当し、Ｉ_ＯＵＴがトランジスタ２のドレイン電流（または出力電流）に相当する。

【0056】

パルスＲＦ発生器３は、各々のプレパルスにおいて変更され得る電力レベルＮＲＦでＲＦ信号プレパルスを発生させるように構成されている。

【0057】

第１のパルスＤＣ電圧ソース４は、各々のパルスにおいて変更され得る高レベルＮ１でＤＣ信号パルスを発生させるように構成されている。

【0058】

第２のパルスＤＣ電圧ソース５は、各々のパルスにおいて変更され得る高レベルＮ２でＤＣ信号パルスを発生させるように構成されている。

【0059】

テストベンチ１のブロック図は、後でより詳細に説明されるように、トランジスタ２において特徴付けの方法を行うために、異なるパルスを遅らせるようにパルスＲＦ発生器３、第１のパルスＤＣ電圧ソース４、および第２のパルスＤＣ電圧ソース５を制御するように構成されている制御装置（図１では示されていない）をさらに備えている。

【0060】

異なるパルスの適用の前に、トランジスタ２のバイアス点が使用者によって定義される必要があり、前記バイアス点はバイアスゲート－ソース電圧Ｖｇｓ０およびバイアスドレインソース電圧Ｖｄｓ０に対応する。さらに、負荷インピーダンス８の値Ｖ_ＬＯＡＤも定義されるべきである。

【0061】

例えば、トランジスタ２は、ｆ_０＝１０ＧＨｚの興味のある周波数でのＸ帯増幅用途のために意図された、窒化アルミニウムガリウム（ＡｌＧａＮ）または窒化ガリウム（ＧａＮ）技術（例えば、０．４ｍｍの周辺を伴う）によって得られる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）とでき、バイアス点は、クラスＡＢ動作、つまり、Ｖｇｓ０＝－３．２ＶおよびＶｄｓ０＝２０Ｖ（つまり、約１００ｍＡ／ｍｍ）について固定され得る。

【0062】

図２を参照すると、タイミングが、パルスＲＦ発生器３、第１のパルスＤＣ電圧ソース４、および第２のパルスＤＣ電圧ソース５からそれぞれのＲＦプレパルスおよび２つのＤＣパルスの例としてタイミングが示されていることが見て取れる。

【0063】

期間Ｔは、各々の期間Ｔについて、ＲＦプレパルス９が、トランジスタ２におけるトラップの電荷状態を固定するように、トランジスタ２のゲート２ａに適用され、前記ＲＦプレパルス９は、所定の周波数ｆ０と、所定のプレパルス持続時間ＴＲＦと、後で説明される所定の第１の変化の法則に従って定義される電力レベルＮＲＦとを有する。図２に負担を掛け過ぎないようにするために、ＲＦプレパルス９は方形波として表されているだけである。実際には、Ｖ_ＲＦ（ｔ）によって指示されている結果生じた時間信号は、以下の式によって表される。

【0064】

【数1】

【0065】

ここで、ｆ_０はＲＦ信号の周波数であり、φはＲＦ信号の位相であり、Ｖ_ＲＦＰは、パルスＲＦ発生器３によって送られる電力レベルＮＲＦに比例するＲＦ信号の振幅である。

【0066】

その後、ＲＦプレパルス９の後、第１のＤＣパルス１０がトランジスタ２のゲート２ａに適用され、第２のＤＣパルス１１がトランジスタ２のドレイン２ｂに適用される。

【0067】

第１のＤＣパルス１０は第１の持続時間Ｔ１を有し、第２のＤＣパルス１１は第２の持続時間Ｔ２を有し、第１の持続時間Ｔ１と第２の持続時間Ｔ２とは部分的に同時である。図２において、第１の持続時間Ｔ１は第２の持続時間Ｔ２より大きく、第２の持続時間Ｔ２を完全に網羅しているが、本発明の範囲から逸脱することなく、Ｔ１＝Ｔ２またはＴ２＞Ｔ１を有することも可能であることは、留意されるべきである。

【0068】

第１のＤＣパルス１０の高レベルＮ１と第２のＤＣパルス１１の高レベルＮ２とは、後で説明される所定の第２の変化の法則に従って定義される。

【0069】

それによって、各々の期間Ｔについて、第１および第２の変化の法則は、ＮＲＦ、Ｎ１、およびＮ２についての具体的な値を定義する。

【0070】

第１のＤＣパルス１０および第２のＤＣパルス１１の各々は、高レベル（それぞれＮ１およびＮ２）と低レベル（図２におけるｘ軸に対応する）とを有する。

【0071】

ＲＦパルス信号９およびＤＣパルス信号１０、１１は、同期させられ、共通の期間Ｔを有する。

【0072】

ＲＦパルスソース３およびＤＣパルスソース４、５によって発生させられた信号の時間発展に加えて、図２に示されているタイミングダイアグラムは、トランジスタ２から結果的に生じる信号の測定の瞬間も表している。

【0073】

それによって、第１のＤＣパルス１０および第２のＤＣパルス１１の同時の適用の間、結果的に生じたＤＣ信号（つまり、ドレイン電流Ｉ_ＯＵＴ、ならびに、任意選択でのドレイン電圧Ｖ_Ｄ、ゲート電圧Ｖ_Ｇ、およびゲート電流）は、ＴＭによって指示されている測定期間の間に測定される。

【0074】

さらに、トランジスタ２のゲート２ａおよびドレイン２ｂにおける入射波および反射波が、ＴＭＲＦによって指示されている測定期間にわたるＲＦプレパルス９の適用の間に、ベクトル回路網分析器を使用して測定できる。

【0075】

例示信号９、１０、１１の時間特性は、２つの測定点の間に、出力電流Ｉ_ＯＵＴがその定常状態に戻ることを確保するために固定され、それによって、得られた測定結果に影響し得る蓄積効果を防止する。この目的のために、事前の研究が、ゲート電圧Ｖ_Ｇおよびドレイン電圧Ｖ_Ｄがそれぞれ変化させられる２つの時間測定からトラップの時定数を決定するために行われる。例えば、時間特性は、次の通りとされ、すなわち、Ｔ１＝１μｓ、Ｔ２＝１μｓｓ、ＴＲＦ＝１μｓ、Ｔ＝０．３ｓ、ＴＭ＝０．２μｓ、およびＴＭＲＦ＝０．７μｓである。

【0076】

複数の連続した期間Ｔが、本発明による特徴付けの方法を行うために必要とされる。各々の期間Ｔにおいて、ＲＦプレパルス９と次の２つのＤＣパルス１０および１１とが、試験の下でトランジスタ２に適用され、３つのパルスのレベルＮＲＦ、Ｎ１、およびＮ２が、所定の第１の変化の法則および第２の変化の法則によって定義される。特徴付けの方法は、Ｉ－Ｖ回路網が定義されたバイアス点Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０の周りで調査されたときに終了する（つまり、期間Ｔの測定および連続の終了）。

【0077】

図３を参照すると、異なるタイミングダイアグラムが例として示されており、２つの連続した期間Ｔの間にテストベンチ１の異なる電圧Ｖ_ＩＮ、Ｖ_ＯＵＴ、Ｖ_ＲＦ、Ｖ_ＬＯＡＤ、Ｖ_Ｇ、およびＶ_Ｄを表していることが見て取れる。

【0078】

パルスＤＣ信号Ｖ_ＩＮは、可変の高レベル（電流期間Ｔに依存する）としてのＮ１と、固定の低レベルとしてのＶｉｎｑとを含み、パルスＤＣ信号Ｖ_ＯＵＴは、可変の高レベル（電流期間Ｔの関数である）としてのＮ２と、固定の低レベルとしてのＶｏｕｔｑ含む。

【0079】

パルスＤＣ信号Ｖ_ＩＮおよびＶ_ＯＵＴとＲＦプレパルスＶ_ＲＦとは、トランジスタ２のポートＶ_ＧおよびＶ_Ｄにおいて再結合することが見て取れる。

【0080】

トランジスタ２の出力におけるＲＦ信号は、入力ＲＦ信号、トランジスタ２の電圧ゲイン、および負荷インピーダンスの値Ｚ_ＬＯＡＤに依存する。

【0081】

図４を参照すると、テストベンチ１の他のブロック図が示されていることが見て取れ、このテストベンチ１は、特徴付けられるトランジスタ２の負荷条件を試験の下で制御する間に、パルスモードにおいて、小さい信号の下で、および、大きい信号の下で、測定を行うように供する。

【0082】

図１と比較して、図４のテストベンチ１は、２つの結合器１３および１４を介して、トランジスタ２のゲート２ａおよびドレイン２ｂに接続されるベクトル回路網分析器１２をさらに備える。

【0083】

結合器１３および１４は、トランジスタ２の入力および出力における入射波および反射波の割合を取り、それをベクトル回路網分析器１２に送信するために使用される。

【0084】

ベクトル回路網分析器１２は、トランジスタ２の対応するＳパラメータを決定するように、入射波および反射波（ａ１ｍ、ｂ１ｍ）および（ａ２ｍ、ｂ２ｍ）を測定するために使用される。

【0085】

図４において、Ｖ１は、Ｖｇｓ０（バイアス点）に対するゲート電圧の移動域を表しており、Ｖ２は、Ｖｄｓ０（バイアス点）に対するドレイン電圧（または出力電圧）の移動域を表している。

【0086】

第１のバイアスティ６および第２のバイアスティ７は、ＤＣパルス信号およびＲＦパルス信号を、試験の下でトランジスタ２へと送信させることができる。

【0087】

第１のパルスＤＣ電圧ソース４および第２のパルスＤＣ電圧ソース５は、バイアスティ６および７を介して結合器１３および１４に接続されたＩ－Ｖ（電流－電圧）パルスシステム１９へと一体化されており、前記Ｉ－Ｖパルスシステムは、ＤＣパルス１０および１１を発生させるように供すると共に、ドレインおよびゲートの電流ならびにドレインおよびゲートの電圧など、結果生じるＤＣ信号を測定するように供する。

【0088】

出力負荷インピーダンス同調デバイス１５が、第２のバイアスティ７と出力負荷８との間に接続され、試験の下でトランジスタ２に提供される出力負荷インピーダンス８の値を制御することを可能にし、出力負荷８（例えば、５０オーム）は、試験の下でトランジスタ２によって発生させられる電力を支持するように寸法決定される。

【0089】

パルスＲＦ発生器３は、動作周波数ｆ０において可変振幅を有し、ＲＦ信号のレベルを増加させることができる計装用増幅器１６と、（トランジスタ２の不一致の事象において）反射エネルギーが計装用増幅器１６およびＲＦ発生器３に戻され、それらが損傷するのを防止するサーキュレータ１７と、試験の下でトランジスタ２に提供される入力インピーダンスを制御するように供する入力インピーダンス同調デバイス１８とを続けて用いて、第１のバイアスティ６に接続されている。

【0090】

図５を参照すると、本発明の第１の実施形態による特徴付けの方法の流れ図、つまり、試験の下でトランジスタ２の最終的な用途が分かっていない、または、負荷インピーダンス８およびトランジスタ２の圧縮レベルに条件を課さない場合の特徴付けの方法の流れ図が描写されているのが見て取れる。

【0091】

本発明の第１の実施形態によるこの特徴付けの方法は、以下のステップを含む。
Ｓ１： バイアス点（Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０）の定義。
Ｓ２： Ｔ、ＴＲＦ、Ｔ１、およびＴ２の決定、ならびにＮ１およびＮ２の境界の定義。
Ｓ３： 以下による負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤの定義。
－ Ｓ３１： ｆ０におけるＳ２２＊の測定、および、
－ Ｓ３２： 最適な負荷インピーダンスＺ_{ｌｏａｄ，ｏｐｔ}（最小圧縮レベルと最大Ｖ２振幅との間の妥協）の決定。
Ｓ４： 第１の変化の法則の決定。
Ｓ５： 第２の変化の法則の決定。
Ｓ６： トラップの電荷状態の動的な変化を考慮するＩ－Ｖ回路網の測定。

【0092】

最小において、使用者は、試験の下でトランジスタ２の最終的な用途のバイアス点（Ｖｄｓ０、Ｖｇｓ０）を知っているはずである。ステップＳ１の間、使用者は、バイアスゲート－ソース電圧Ｖｇｓ０およびバイアスドレインソース電圧Ｖｄｓ０に対応するトランジスタ２のバイアス点を定義する。

【0093】

方法のステップＳ２は、測定の間のトラップ効果の蓄積効果を防止するように、トランジスタ２のゲート２ａおよびドレイン２ｂにおいてのトランジスタ２におけるトラップの時定数の測定に応じて、期間Ｔの値と、パルス９、１０、および１１の持続時間ＴＲＦ、Ｔ１、およびＴ２の値とを決定することを可能にする。

【0094】

Ｔ、ＮＳＴ、Ｔ１、およびＴ２のこのような値を決定するために、次のことが考慮されるべきである。
－ パルス９、１０、および１１の幅が、トランジスタ２において自己加熱現象を発生させないように十分に短くされるべきある（例えば、１μｓのパルス幅で十分である）。
－ 期間Ｔは、トラップ現象の過渡的な性質に関連する蓄積効果を持たないほどの大きさとされるべきである。
そのために、トラップの時定数を決定するために研究が行われる。この研究は、「ゲートラグ」（ゲートにおけるパルスに関連する出力電流を確立するときの遅れの測定）および「ドレインラグ」（ドレインにおけるパルスに関連する出力電流を確立するときの遅れの測定）と呼ばれる２つの測定へと分割される。

【0095】

例として、「ゲートラグ」現象を明らかにするための測定条件は、
－ Ｖ_{Ｇｈｉｇｈ}＝Ｖｐ＝－３．８Ｖ、Ｖ_Ｇｌｏｗ＝－８Ｖ、およびＶ_Ｄ＝５Ｖ（ここで、Ｖ_{Ｇｈｉｇｈ}はゲートにおけるパルスの高レベルであり、Ｖ_Ｇｌｏｗは、ゲートにおけるパルスの低レベルであり、Ｖ_Ｄはドレイン電圧である）、
－ パルス幅： １０μｓ、
－ 取得窓： １ｓ
であり得る。

【0096】

このような条件の下で、図６に示されているように、電流ＩＤの変化は、「ゲートラグ」現象が２０μｓから起こっていることを明確に示している。１０ｍｓの持続時間の後、電流Ｉ_Ｄは、（パルスの前に）その開始値のおおよそ９９％に到達している。

【0097】

さらに、例として、ドレインラグ現象を明らかにするための測定条件は、
－ Ｖ_Ｇ＝Ｖｐ＝－３．８Ｖ、Ｖ_Ｄｌｏｗ＝１０Ｖ、およびＶ_{Ｄｈｉｇｈ}＝２０Ｖ（ここで、Ｖ_Ｇはゲート電圧であり、Ｖ_{Ｄｈｉｇｈ}は、ドレインにおけるパルスの高レベルであり、Ｖ_Ｄｌｏｗはドレインにおけるパルスの低レベルである）、
－ パルス幅： １０μｓ、
－ 取得窓： ２００ｍｓ
であり得る。

【0098】

このような条件の下で、出力電流Ｉ_ＯＵＴの発展は、「ドレインラグ」放出の現象を明確に示している。１００ｍｓの持続時間の後、電流Ｉ_ＯＵＴは、（パルスの前に）その開始値のおおよそ９９％に到達している。

【0099】

それによって、ドレインラグ現象は、最も長い時定数（１００ｍｓ）を伴う現象である。そのため、３００ｍｓの期間Ｔは、トラップに関連する蓄積効果のないことを確保する。

【0100】

その後、ステップ２において、次に、ＤＣモードＩ（Ｖ）における測定が、２つのＤＣパルスの可変レベルＮ１およびＮ２の境界を定義するために、試験の下でトランジスタ２に実施される。

【0101】

明確には、ステップＳ２の間のＮ１およびＮ２の境界の定義は、以下のこと、すなわち、
－ 第１のＤＣレベルＮ１の下界および上界［Ｖｇｓｍｉｎ；Ｖｇｓｍａｘ］を定義することを含み、ここで、Ｖｇｓｍａｘは、トランジスタ２のドレイン２ｂに適用されるゼロ電圧Ｖｄｓについて、トランジスタ２のゲート２ａに適用されるＤＣ電圧Ｖｇｓの関数として、トランジスタ２のゲート電流Ｉｇを測定し、次に、ゲート電流Ｉｇが所定の電流閾値に到達するＶｇｓの値であるとしてＶｇｓｍａｘを定義することで決定され、Ｖｇｓｍｉｎ≦Ｖｐであり、ここで、Ｖｐはトランジスタ２のピンチオフ電圧である、
－ 第２のレベルＮ２の下界および上界［Ｖｄｓｍｉｎ；Ｖｄｓｍａｘ］を定義することを含み、ここで、Ｖｄｓｍｉｎ＝０ＶおよびＶｄｓｍａｘ＝２＊Ｖｄｓ０である。

【0102】

例として、ＧａＮに基づくＨＥＭＴ技術で得られたトランジスタ２のゲートポートおよびドレインポートにおいてＮ１およびＮ２の境界を決定するために、ゲートポートについて、ピンチオフ電圧Ｖｐおよび最大ゲート電圧を知ることは有用である。

【0103】

Ｖｐを決定するために、ゲート電圧Ｖｇｓの関数としての出力電流ＩｄｓのＤＣモードにおける測定が実施され、次に、次式の相互コンダクタンスが計算される。

【0104】

【数2】

【0105】

Ｇｍの線形部分における線形回帰を適用することで、ピンチオフ電圧Ｖｐは、Ｇｍ＝０Ｓのとき、この曲線のｘ軸との交差になるように決定される。

【0106】

具体的な視点から、ドレイン電流が主にゼロとなるため、Ｖｇｓ＜Ｖｐの値についてＩ－Ｖ回路網を制限することは、興味があり得る。しかしながら、このような具体的な実施形態では、ゲートにおける最小値（Ｖｇｍｉｎ）を、バイアス電圧（Ｖｇｓ０）に対して最大値（Ｖｇｓｍａｘ）と対称の電圧であるとして設定することにある異なる手法が選択された。つまり、Ｖｇｓｍｉｎ＜Ｖｇｓ０＜Ｖｇｓｍａｘおよび｜Ｖｇｓｍｉｎ－Ｖｇｓ０｜＝｜Ｖｇｓｍａｘ－Ｖｇｓ０｜
である。

【0107】

Ｖｇｓｍａｘを決定するために、ＤＣモードにおけるＩ－Ｖ測定がＶｄＳ＝０Ｖにおいて実施され、特性Ｉｇ＝ｆ（Ｖｇ）が描画される。ゲート電流が特定の閾値を超えないように、停止条件が測定の間に設定される（例えば、２ｍＡ／ゲートフィンガで設定された最大値未満である１０ｍＡ、つまり、８－フィンガの構成要素について１６ｍＡ（２ｍＡ＊８のゲートフィンガ））。それによって、例として、先に設定されたルールを適用することで、Ｖｇｓ０＝－３．２ＶおよびＶｇｓｍａｘ＝１．４Ｖの場合に、Ｖｇｓｍａｘ＝１．４Ｖがバイアス点（Ｖｇｓ０＝－３．２Ｖ、Ｖｄｓ０＝２０Ｖ）について見つけ出されるとき、
Ｖｇｓｍｉｎ＝Ｖｇｓ０－｜Ｖｇｓｍａｘ－Ｖｇｓ０｜＝－３．２－４．６＝－７．８Ｖ
が得られる。

【0108】

最後に、ゲートポートにおいて逆電圧（Ｖｇｓｍｉｎ）を制限するために、および、測定の間にＶｇｓについて０．４Ｖの一定のステップを有するためにも、－７．６Ｖ（Ｖｇｓｍｉｎ）＜－３．２Ｖ（Ｖｇｓ０）＜１．２Ｖ（Ｖｇｓｍａｘ）の間のゲート電圧において、最小値および最大値を制限することが決定される。

【0109】

ドレインポートにおける移動域に関して、以下のルールが確立される。
Ｖｄｓｍｉｎ＝０Ｖ＜Ｖｄｓ０＝２０Ｖ＜Ｖｄｓｍａｘ＝２＊Ｖｄｓ０＝４０Ｖ

【0110】

二重パルスＩ－Ｖ測定の限度を決定するこのステップは、ＧａＮに基づく技術に特有ではなく、他のＩＩＩ－Ｖ技術（例えば、ＧａＡｓに基づく）にも適用できる。

【0111】

トランジスタ２の最終的な用途の負荷インピーダンス８が知られていないときに必要とされるステップＳ３は、トランジスタ２のドレイン２ｂに適用される負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤを定義するように供する。このために、下位ステップＳ３１の間、周波数ｆ０におけるトランジスタ２の出力反射係数Ｓ２２の共役が、ベクトル回路網分析器１２を使用するバイアス点における小さい信号（ＲＦパルス／連続波）条件の下で測定され、これは、対応する初期負荷インピーダンス、つまり、最適な負荷インピーダンスを見つけ出すための開始点として供する負荷インピーダンスを決定することを可能にする。それによって、初期負荷インピーダンスが、小さい信号条件の下で、興味のある周波数ｆ０＝１０ＧＨｚにおいて興味のあるバイアス点（この例では、－３．２Ｖ、２０Ｖ）における出力反射係数Ｓ２２を測定することで決定される。次に、その共役Ｓ２２＊が推定され（例えば、Ｓ２２＊＝０，４４７∠８９．５３°）、これは、初期負荷インピーダンスＺ_{ＬＯＡＤ，ＩＮＩＴ}＝３３．５７＋３７．４７ｉを得ることを可能にする。

【0112】

その後、下位ステップＳ３２の間、大きい信号（Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０におけるＲＦパルス／連続波）条件の下での測定が、前記初期負荷インピーダンスの周りでの負荷インピーダンスのセットについてＲＦ信号の振幅を変化させ、次に、Ｖ２の移動域が最小圧縮レベルについて最大である最適な負荷インピーダンスＺ_{ｌｏａｄ，ｏｐｔ}を決定することで実施され、次に、負荷インピーダンス８が、決定された最適なＺ_{ｌｏａｄ，ｏｐｔ}に等しいとして定義される。

【0113】

第１の変化の法則は、トランジスタ２の負荷インピーダンス８の機能であり、それにより、構成要素の圧縮レベルと入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２の移動域との間の妥協である。それによって、トランジスタ２の圧縮レベルを最小限にする一方で、トランジスタ２の入力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２の移動域を最大限にすることが求められる。

【0114】

ステップＳ３２の間に実施された大きな信号条件の下での測定は、構成要素の負荷インピーダンスおよびＲＦ入力電力（Ｐａｖｓ）が変化させられるいわゆる「ロードプル」測定である。

【0115】

いわゆる「ロードプル」測定は、興味のある周波数ｆ０における異なる出力負荷条件についてトランジスタ２のゲートポートに電力上昇を適用することから成る。本発明の範囲から逸脱することなく、高調波（ｎ＊Ｆ０）におけるインピーダンスを制御することが可能でもあることは、留意されるべきである。

【0116】

図７は、例として、（－３０ｄＢｍから１．９３ｄＢｍへと変化するＲＦ電力で）異なる負荷インピーダンスについての大きい信号の条件の下で得られた「ロードプル」測定結果を示している。図７の左上の囲みは、「ロードプル」測定の間に使用される、初期負荷インピーダンスの周りでの異なる負荷インピーダンスを示すスミス図を示している。図７の異なる曲線は、初期負荷インピーダンスの周りでの異なる負荷インピーダンスの各々について、出力電圧Ｖ２移動域の関数として、トランジスタ２の（ｆ０におけるｄＢでの）ゲイン圧縮特性Ｇｐを示している。そのため、最適な負荷インピーダンスＺ_{ｌｏａｄ，ｏｐｔ}は、最小の圧縮で最大出力電圧Ｖ２移動域を得ることを可能とし、したがって最も大きい測定領域を網羅することを可能にする圧縮曲線を選択することで決定される。

【0117】

例えば、図７では、曲線Ｃ１は、７ｄＢの圧縮について最大出力電圧移動域Ｖ２_１＝１４．８Ｖを得るように供し、曲線Ｃ２は、７ｄＢの圧縮について最大出力電圧移動域Ｖ２_２＝１９．８Ｖを得るように供する。それによって、この例では、曲線Ｃ２に対応する負荷インピーダンスは最適な負荷インピーダンスとして選択される（つまり、Ｚ_{ＬＯＡＤ，ＯＰＴ}＝４８．７＋７９．７ｉ）。

【0118】

次に、ステップＳ４の間、第１の変化の法則が、負荷インピーダンス８としての最適な負荷インピーダンスＺ_{ＬＯＡＤ，ＯＰＴ}で決定される。

【0119】

ステップＳ４の間、ｆ０におけるＲＦパルスで送信される電力Ｐａｖｓの関数が測定されるときのゲート電圧Ｖ１移動域の変化の曲線が測定され、ＲＦパルスの異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎが、Ｖ１の変化の前記曲線を分割することで定義され、各々の電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎは電圧Ｖ１の特定の範囲に対応し、そのため、ドレイン電圧Ｖ２移動域としてのゲート電圧Ｖ１移動域の変化の曲線が、値の可能な対（Ｎ１、Ｎ２）と、各々の対（Ｎ１、Ｎ２）について、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、ＰａｖｓｎのうちのＲＦプレパルス９に適用される対応する電力レベルＮＲＦとを決定するために測定される。

【0120】

それによって、各々の期間Ｔにおいて、ＲＦプレパルス９の電力レベルＮＲＦは、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎのうちの１つであり、同じ期間Ｔの中で２つのＤＣパルス１０および１１に適用されることになるレベルＮ１およびＮ２に応じて選択される。それによって、第１の変化の法則は、ＲＦプレパルス９の電力レベルＮＲＦを当の期間Ｔの中に固定するために、トランジスタ２のＩ－Ｖ回路網の調査された領域を考慮する。

【0121】

それによって、各々の領域について、延いては、各々の電力レベルＰａｖｓについて、バイアス点に関するＶ１およびＶ２の電圧移動域は変化する。

【0122】

例えば、異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎは、一定のＶ１のステップ（例えば、０．４Ｖのステップ）においてＶ１の変化の曲線を分割することで定義することができる。

【0123】

理想的には、ＲＦプレパルス９の電力レベルＮＲＦは、位置測定領域から他の測定領域への移行が信号振幅の変化をできるだけ表すように、連続的に変化するべきである。実施において、電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎの決定された数が定義される。

【0124】

図８は、例として、左側において、ＲＦ電力Ｐａｖｓの関数としての電圧Ｖ１の振幅変化の測定の結果を示しており、右側において、電圧Ｖ２の振幅の関数としての電圧Ｖ１の振幅変化の測定の結果を示している。それによって、図８における右手側の曲線は、Ｐａｖｓの各々のレベルについて、延いては、Ｖ１の各々のレベルについて、振幅レベルＶ２の対応を提供している。

【0125】

この例において提示される異なる電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓｎの分割は、０．４Ｖの一定の入力電圧ステップ（Ｖ１）を有するように行われる。他の手法が必要に応じて可能である。例えば、入力電圧の非線形的な電圧ステップについての分割である。

【0126】

先に決定された最適な負荷インピーダンス（Ｚ_{ＬＯＡＤ，ＯＰＴ}＝４８．７＋７９．７ｉ）で負荷が掛けられるとき、それによってシステムは、±４．４Ｖの入力電圧の移動域Ｖ１と、±１９．８Ｖの出力電圧の移動域Ｖ２とに到達することができ、これらは、－７．６Ｖから１．２Ｖ（－３．２Ｖ±４．４Ｖ）の間の入力レベル（Ｎ１）と、０．２Ｖから３９．８Ｖ（２０Ｖ±１９．８Ｖ）の間の出力レベル（Ｎ２）とに対応する。

【0127】

ＲＦ電力レベルは、調査されたＩ－Ｖ回路網領域に応じて変化する。各々の領域について、延いては、各々の電力レベルＰａｖｓについて、電圧の移動域Ｖ１およびＶ２は変化する。

【0128】

Ｔａｂｌｅ １（表１）は、パルスの入力（Ｎ１）および出力（Ｎ２）の電圧移動域の関数として、異なるＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓ１１のまとめを示している。この例では、１１個の電力レベルＰａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓ１１が定義される（ＲＦプレパルス９のＲＦ電力Ｐａｖｓ０がゼロである－３．２Ｖ、２０Ｖにおける第１の測定点を考える場合、１２個である）。例として、Ｐａｖｓ５について、ＲＦプレパルス９の電力レベルＮＲＦは－４．３４ｄＢｍであり、これは、入力（Ｎ１）において－５．２Ｖから－１．２Ｖ（－３．２Ｖ±２Ｖ）の間から成り、出力（Ｎ２）において３．６６Ｖから３６．３４Ｖ（２０Ｖ±１６．４Ｖ）の間から成るパルスＤＣ電圧移動域に対応する。

【0129】

【表1】

【0130】

その後、第２の変化の法則がステップＳ５の間に決定でき、そこでは、少なくとも第１の期間Ｔについて、Ｖ１＝０およびＶ２＝０（つまり、Ｎ１＝Ｖｇｓ０、Ｎ２＝Ｖｄｓ０、およびＮＲＦ＝Ｐａｖｓ０）であり、続いての期間Ｔについて、すべての期間Ｔにわたって、Ｎ１およびＮ２が、バイアス点（Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０）から徐々に離れるように移動する間にバイアス点（Ｖｇｓ０、Ｖｄｓ０）の周りで変化するように、Ｖ１、およびＶ２が選択される。それによって、トランジスタ２のＩ－Ｖ回路網は、方法のすべての期間Ｔにわたって、バイアス点の周りでの対（Ｎ１、Ｎ２）の変化が電力上昇を受ける構成要素の帯電サイクルを表す螺旋を形成するように調査される。

【0131】

図９に示されているように、バイアス点（Ｎ１＝Ｖｇｓ０、Ｎ２＝Ｖｄｓ０）において、ＲＦ電力レベルはゼロであり（Ｐａｖｓ０）、次に、測定順序が進むにつれて、構成要素の実際の帯電サイクルの手法において、ＤＣパルス１０および１１のレベルＮ１およびＮ２が増加し、バイアス点の周りに螺旋を描く。また、ＲＦプレパルス９の電力レベルＮＲＦは、測定順序が進むにつれて、増分で増加する（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、・・・、Ｐａｖｓ１１）。

【0132】

単一パルスシステムからＩ－Ｖ回路網を測定するために概して使用されるいわゆる古典的な方法（入力電圧（Ｖｇｓ）が固定され、Ｖｇｓの異なる値について手順を繰り返すときに出力電圧（Ｖｄｓ）を変化させることから成る（このような方法の欠点は、方法がバイアス点の周りの実際の信号の変化を表していないことである））と異なり、本発明の方法は、帯電サイクルと同じ方法で、バイアス点の周りで回転することによってＩ－Ｖ回路網を表すことができる。ＲＦ電力ＮＲＦが増加するにつれて、レベルＮ１およびＮ２はさらに遠くに移動し、Ｉ－Ｖ回路網全体をスイープするために、バイアス点から離れるように遠くへ移動する。

【0133】

図９は、入力（Ｎ１）および出力（Ｎ２）のＤＣパルス電圧の変化を示している。測定順序は、Ｉ－Ｖ回路網の異なる測定点を接続する実線によって表されている。各々の点の領域は、Ｐａｖｓ１、・・・、Ｐａｖｓ１１のうちの所与の電力レベルについて測定されている。上記で指示されているように、バイアス点（－３．２Ｖ、２０Ｖ）における第１の測定は、ゼロのＰａｖｓ（Ｐａｖｓ０）において行われる。

【0134】

図９における測定点（白点および黒点）のセットは、ステップＳ６の間に実施されるＩ－Ｖ測定の理論的な全体の順序を表している。

【0135】

しかしながら、電圧制限が、測定の間にトランジスタ２を破壊しないように設定される。それによって、白点だけが方法のステップＳ６の間に実際に測定される。

【0136】

マルチバイアスの用途の場合、方法は異なるバイアス点について繰り返されることは、留意されるべきである。

【0137】

それによって、第２の変化の法則の順序付けは、入力電力Ｐａｖｓ、延いてはＲＦプレパルス９のレベルＮＲＦが固定されるＩ－Ｖ回路網領域を画定することにあり、前記レベルＮＲＦは測定の間に増分で増加する（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、・・・、Ｐａｖｓ１１）。

【0138】

測定持続時間ＴＭの間、トランジスタ２のドレイン電流Ｉ_ＯＵＴ、ゲート電圧Ｖ_Ｇ、ドレイン電圧Ｖ_Ｄ、およびゲート電流が測定され得る。

【0139】

ゲート電圧Ｖ_Ｇおよびドレイン電圧Ｖ_Ｄの測定は、これらの２つの電圧が設定点Ｎ１およびＮ２に到達したかどうかを確認することを可能にする、および、設定点に到達させられるまでサーボ制御を実施することを可能にする（つまり、この設定点に到達させられるまで複数の期間Ｔにわたって同じ対（Ｎ１、Ｎ２）（つまり、図９における順序付けにおける測定点のうちの１つ）が適用される）、次に、ドレイン電流が所定の数（例えば、１０）の期間Ｔにわたって測定されてから平均化される。

【0140】

図１０は、例としての、本発明による特徴付けの方法を使用して測定された、トランジスタ２のＩ－Ｖ回路網を示している。

【0141】

図１１を参照すると、タイミングダイアグラムが、第１の実施形態による方法の測定ステップＳ６として、ならびに、ＲＦプレパルス９の３つの異なるＲＦ電力レベルＰａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、およびＰａｖｓ３にそれぞれ対応するＩ－Ｖ回路網の３つの測定領域Ｚ１、Ｚ２、およびＺ３を伴う、測定されたＩ－Ｖ回路網の結果生じた曲線Ｉ_Ｄ（Ｖ_Ｇ）およびＩ_Ｄ（Ｖ_Ｄ）（ここで、Ｉ_Ｄはドレイン電流である）の例として、示されていることが見て取れる。

【0142】

各々の期間Ｔについて、ＲＦプレパルス９は、トランジスタ２におけるトラップの電荷状態を固定するように、（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、およびＰａｖｓ３のうち）所定の第１の変化の法則に従って定義された電力レベルＮＲＦで、トランジスタ２のゲート２ａに適用される。そのため、結果生じたＲＦ信号が、トランジスタ２のドレイン２ｂにおいて発生させられる。

【0143】

その後、各々の期間Ｔについて、第１のＤＣパルス１０がトランジスタ２のゲート２ａに適用され、第２のＤＣパルス１１がトランジスタ２のドレイン２ｂに適用され、２つのＤＣパルス１０および１１の第１のＤＣレベルＮ１および第２のＤＣレベルＮ２が、（例えば、図９に示されている順序付けと同様の順序付けに従って）所定の第２の変化の法則に従って定義される。

【0144】

各々のＲＦ電力レベル（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、Ｐａｖｓ３）について、結果生じたＲＦ電力が関連付けられ、それによって、３つの領域Ｚ１、Ｚ２、およびＺ３を、一定の電力レベルとトラップの固定の電荷状態とで画定する。

【0145】

トラップの電荷状態を一定に保つために、Ｉ－Ｖ回路網をスイープするために使用されるパルスＤＣ電圧Ｎ１およびＮ２のレベルが、電力レベルＰａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、およびＰａｖｓ３を超えないことは、必須である。他の用語において、各々の電力レベル（Ｐａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、Ｐａｖｓ３）において、入力Ｖ１および出力Ｖ２の移動域は、ＲＦプレパルス９によって画定される領域と、その結果とに含まれることになる。

【0146】

（領域Ｚ１の中心に対応する）バイアス点から、電力レベルＰａｖｓ１に対応する領域Ｚ１が、この領域Ｚ１における変化するＮ１およびＮ２によって初めに調査され、次に、電力レベルＰａｖｓ２に対応する領域Ｚ２が、この領域Ｚ２における変化するＮ１およびＮ２によって調査され、電力レベルＰａｖｓ３に対応する領域Ｚ３が、この領域Ｚ３における変化するＮ１およびＮ２によって調査される。

【0147】

負荷インピーダンス８としての最適な負荷インピーダンスＺ_{ｌｏａｄ，ｏｐｔ}のステップＳ３の間の選択が、試験の下でトランジスタ２のＩ－Ｖ回路網全体を網羅することを可能にすることが、見て取れる。

【0148】

図１２を参照すると、３つの異なる測定技術、つまり、既存のタインいつパルスの技術（白色の記号での曲線）、固定および最大レベルのＲＦプレパルスを伴う既存の二重パルスの技術（黒色の記号での曲線）、および、可変レベルのＲＦプレパルスを伴う本発明による特徴付けの方法（灰色の記号での曲線）で得られるＩ－Ｖ回路網の比較が見て取れる。

【0149】

したがって、次のことが分かる。
－ 単一パルスのＩ－Ｖ回路網について、電流が他のＩ－Ｖ回路網と比較して概してより高い。これは、トラップの電荷状態が主にバイアス点によって固定されるため、前記電荷状態が低く見積もられるという事実のためである。
－ 固定および最大レベルのＲＦプレパルスを伴う二重パルスのＩ－Ｖ回路網について、トラップの電荷状態は、高いＶｇｓ（Ｖｇｓ＝１．２Ｖ）において良好に考慮される。しかしながら、低いＶｇｓ（Ｖｇｓ＝－３．２Ｖ）において、トラップレベルが高すぎるため、電流レベルが低く見積もられる。
－ 可変レベルのＲＦプレパルスを伴う本発明による特徴付けの方法であれば、電圧ＶｇｓおよびＶｄｓが何であれ、トラップの電荷状態が良好に考慮される。低い電力において、トラップの電荷状態がバイアス点によって主に固定される。ＲＦ信号レベルが増加するにつれて、トラップレベルが増加し、電流において相当の低下をもたらす。

【0150】

それによって、特定のＩ－Ｖ回路網の点の測定の順序と関連付けられる可変レベルのＲＦプレパルスの使用に基づく本発明による測定技術は、トラップの電荷状態を動的に制御するように供し、トランジスタ２の現実的なＩ－Ｖ特性を得るように供する。

【0151】

高調波へのＲＦ信号の追加と、より広い周波数帯にわたるＲＦプレパルスの変化の法則の適合とが、本発明の範囲から逸脱することなく同じく実施できることは、留意されるべきである。結果として、帯電サイクルの形の細かい調整が実施でき、その機能性をより表すことになる。

【0152】

本発明の範囲から逸脱することなく、小さい信号条件の下でのパラメータ（Ｓパラメータ）の測定がＩ－Ｖ特性の測定の間にも実施され得ることは、留意されるべきである。実際、４ポートのベクトル回路網分析器１２の使用が、持続時間ＴＭＲＦの間のＳパラメータの追加の測定の間に使用される。

【0153】

図１３を参照すると、本発明の第２の実施形態による特徴付けの方法の流れ図、つまり、試験の下でトランジスタ２の最終的な用途、および関連付けられる負荷インピーダンス８が分かっている場合の特徴付けの方法の流れ図が描写されているのが見て取れる。

【0154】

第２の実施形態による特徴付けの方法は、以下のこと、すなわち、
－ 図５に示されているステップＳ１が、負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤのバイアス点の定義であるステップＳ１’で置き換えられていること、および、
－ 図５に示されているステップＳ３が、負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤと関連付けられる圧縮レベルの決定であるステップＳ３’で置き換えられていること
を除いて、第１の実施形態の方法（図５に示されている）と同一である。

【0155】

ステップＳ１’の間、負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤは、試験の下でトランジスタ２の最終的な用途に依存して、使用者によって定義される。

【0156】

ステップＳ３’の間、トランジスタ２の圧縮レベルは、ステップＳ１’の間に定義された負荷インピーダンスＺ_ＬＯＡＤによって課され、これは次に、ステップＳ４の間にＲＦプレパルスの第１の変化の法則を決定するように供する。

【0157】

図１４を参照すると、タイミングダイアグラムが、第２の実施形態による方法の測定ステップＳ６例として、ならびに、ＲＦプレパルス９の３つの異なるＲＦ電力レベルＰａｖｓ１、Ｐａｖｓ２、およびＰａｖｓ３にそれぞれ対応するＩ－Ｖ回路網の３つの測定領域Ｚ１、Ｚ２、およびＺ３を伴う、測定されたＩ－Ｖ回路網の結果生じた曲線Ｉ_Ｄ（Ｖ_Ｇ）およびＩ_Ｄ（Ｖ_Ｄ）の例として、示されていることが見て取れる。

【0158】

第１の実施形態（図１１に示されている）と比較して、第２の実施形態では、負荷インピーダンス８および圧縮レベルが最終的な用途によって課されることを考えれば、第２の実施形態の最後の領域Ｚ３（最後の電力レベルＰａｖｓ３に対応する）では、Ｉ－Ｖ回路網全体を網羅することは可能ではない。このような場合、ＤＣパルス１０および１１の振幅は、試験の下でトランジスタ２を損傷させる恐れなしでＩ－Ｖ回路網全体の測定を可能にするように、領域Ｚ３におけるＲＦ信号の振幅より大きくできる。

【0159】

記載されている具体的な実施形態が指示として提供されており、限定ではなく、本発明から逸脱することなく改良を行うことができることは、理解されるものである。

【符号の説明】

【0160】

１ テストベンチ
２ トランジスタ
２ａ ゲート
２ｂ ドレイン
２ｃ ソース
３ パルス無線（ＲＦ）発生器、ＲＦパルスソース
４ 第１のパルスＤＣ電圧ソース
５ 第２のパルスＤＣ電圧ソース
６ 第１のバイアスティ
６ａ コンデンサ
６ｂ インダクタンスコイル
７ 第２のバイアスティ
７ａ コンデンサ
７ｂ インダクタンスコイル
８ 負荷インピーダンス、出力負荷
９ ＲＦプレパルス
１０ 第１のＤＣパルス
１１ 第２のＤＣパルス
１２ ベクトル回路網分析器
１３、１４ 結合器
１５ 出力負荷インピーダンス同調デバイス
１６ 計装用増幅器
１７ 防止するサーキュレータ
１８ 入力インピーダンス同調デバイス
１９ Ｉ－Ｖ（電流－電圧）パルスシステム
Ｃ１、Ｃ２ 曲線
ｆ_０ ＲＦ信号の周波数
Ｉ_ＯＵＴ ドレイン電流、出力電流
Ｎ１ 高レベル、第１のＤＣレベル、入力
Ｎ２ 高レベル、第２のＤＣレベル、出力
ＮＲＦ 電力レベル
Ｐａｖｓ ＲＦ電力
Ｔ 共通の期間
Ｔ１ 第１の持続時間
Ｔ２ 第２の持続時間
ＴＭ 測定期間
ＴＭＲＦ 測定期間
Ｖ１ Ｖｇｓ０に対するゲート電圧の移動域
Ｖ２ Ｖｄｓ０に対するドレイン電圧の移動域
Ｖ２_１、Ｖ２_２ 最大出力電圧移動域
Ｖｄｓ０ バイアスドレインソース電圧
Ｖ_Ｄ ドレイン電圧
Ｖｇｓ０ バイアスゲート－ソース電圧
Ｖ_Ｇ ゲート電圧
Ｖ_ＩＮ 第１のパルスＤＣ電圧ソース４の出力電圧
Ｖｉｎｑ 低レベル
Ｖ_ＬＯＡＤ 負荷インピーダンス８の値
Ｖ_ＯＵＴ 第２のパルスＤＣ電圧ソース５の出力電圧
Ｖｏｕｔｑ 低レベル
Ｖ_ＲＦ パルスＲＦ発生器３の出力電圧
Ｖ_ＲＦＰ ＲＦ信号の振幅
Ｚ１ 電力レベルＰａｖｓ１に対応する領域
Ｚ２ 電力レベルＰａｖｓ２に対応する領域
Ｚ３ 電力レベルＰａｖｓ３に対応する領域
Ｚ_{ｌｏａｄ， ｏｐｔ} 最適な負荷インピーダンス
φ ＲＦ信号の位相

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【国際調査報告】