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特表2024-541800エネルギー計量のための線周波数及び位相ロックループを有するサンプリングレート変換器
(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公表特許公報(A)
(11)【公表番号】
(43)【公表日】2024-11-13
(54)【発明の名称】エネルギー計量のための線周波数及び位相ロックループを有するサンプリングレート変換器
(51)【国際特許分類】
G01R 23/16 20060101AFI20241106BHJP
G01R 19/00 20060101ALI20241106BHJP
G01R 19/25 20060101ALI20241106BHJP
【ＦＩ】
G01R23/16 B
G01R23/16 D
G01R19/00 A
G01R19/25
【審査請求】未請求
【予備審査請求】未請求
(21)【出願番号】P 2024518333
(86)(22)【出願日】2022-11-03
(85)【翻訳文提出日】2024-05-14
(86)【国際出願番号】 US2022048893
(87)【国際公開番号】W WO2023086268
(87)【国際公開日】2023-05-19
(31)【優先権主張番号】17/522,606
(32)【優先日】2021-11-09
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(81)【指定国・地域】
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＪＡＶＡ
２．ＰＹＴＨＯＮ
３．ＪＡＶＡＳＣＲＩＰＴ
４．ＶＩＳＵＡＬ ＢＡＳＩＣ
(71)【出願人】
【識別番号】523325484
【氏名又は名称】ランディス・ギア・テクノロジー・インコーポレイテッド
【氏名又は名称原語表記】ＬＡＮＤＩＳ＋ＧＹＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＩＮＣ．
(74)【代理人】
【識別番号】100145403
【弁理士】
【氏名又は名称】山尾 憲人
(74)【代理人】
【識別番号】100135703
【弁理士】
【氏名又は名称】岡部 英隆
(74)【代理人】
【識別番号】100189544
【弁理士】
【氏名又は名称】柏原 啓伸
(72)【発明者】
【氏名】ボビック，デイビッド エイ
【テーマコード（参考）】
2G035
【Ｆターム（参考）】
2G035AB08
2G035AC03
2G035AD28
2G035AD52
2G035AD55
2G035AD65
(57)【要約】
電力信号を処理する方法は、交流を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信することと、アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換することと、アナログ多相信号の基本周波数を検出することと、基本周波数に基いて基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定することと、デジタル多相信号を第２のサンプリングレートで再サンプリングすることと、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて再サンプリングされたデジタル多相デジタル信号を周波数領域信号に変換することと、基準電圧成分の位相角を計算することと、計算された位相角を補償して再サンプリングされたデジタル多相信号を調整することと、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号をＦＦＴを用いて更新された周波数領域信号に変換することと、更新された周波数領域信号に基づいて１つ以上の測定値を計算することとを含む。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電力信号を処理する方法であって、交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信することであって、前記アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する、受信することと、
アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、前記アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換することと、
前記デジタル多相信号に基づいて前記アナログ多相信号の基本周波数を検出することと、
前記基本周波数に基づいて前記基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定することと、
前記デジタル多相信号を前記第２のサンプリングレートで再サンプリングすることと、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、
前記再サンプリングされたデジタル多相デジタル信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換することと、
前記周波数領域信号に基づいて前記基準電圧成分の位相角を計算することと、
前記計算された位相角を補償することによって、前記再サンプリングされたデジタル多相信号を調整することと、
前記調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換することと、
前記更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算することと、
を含む方法。
【請求項2】
前記アナログ多相信号は三相電力信号であり、前記基準電圧成分はＡ相線電圧である、請求項１に記載の方法。
【請求項3】
前記基本周波数を検出することは、通過帯域を有するバンドパスフィルタに前記多相デジタル信号を印加することと、
２つの隣接するゼロ交差を検出することと、
前記２つの隣接するゼロ交差に基づいて前記基本周波数を計算することと、
を含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項4】
前記通過帯域は５０Ｈｚ～６０Ｈｚである、請求項３に記載の方法。
【請求項5】
前記バンドパスフィルタは、８次楕円双２次バンドパスフィルタである、請求項３に記載の方法。
【請求項6】
前記８次楕円双２次バンドパスフィルタは、カスケードされた４つの双２次フィルタを含む、請求項５に記載の方法。
【請求項7】
前記第２のサンプリングレートを決定することは、前記第２のサンプリングレートを前記基本周波数の整数倍として設定することを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項8】
前記第２のサンプリングレートを決定することは、ＦＳが前記第２のサンプリングレートであり、ＦＬが前記基本周波数であり、ＮＬＣが所定の期間におけるサイクルの最大整数である、【数1】
請求項１に記載の方法。
【請求項9】
前記第２のサンプリングレートで前記デジタル多相信号を再サンプリングすることは、前記デジタル多相信号をＬ倍にアップサンプリングすることであって、Ｌは整数である、アップサンプリングすることと、
前記アップサンプリングされたデジタル多相信号をＭ倍にダウンサンプリングすることであって、ここで、Ｍ＝ＬＦＡＤＣ／ＦＳであり、ＦＳは前記第２のサンプリングレートであり、ＦＡＤＣは前記第１のサンプリングレートである、ダウンサンプリングすることと、
を含む、
請求項１に記載の方法。
【請求項10】
前記アップサンプリングすること及び前記ダウンサンプリングすることは、多相フィルタバンクを含む多相リサンプラを使用することによるものである、請求項９に記載の方法。
【請求項11】
配電ネットワークに接続されるデバイスであって、前記配電ネットワークを介して交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信するように構成された感知回路であって、前記アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する、感知回路と、
コンピュータ可読命令を実行するように構成されたプロセッサと、
前記コンピュータ可読命令を記憶するように構成されたメモリであって、前記命令は、前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、前記アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換することと、
前記デジタル多相信号に基づいて前記アナログ多相信号の基本周波数を検出することと、
前記基本周波数に基づいて前記基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定することと、
前記デジタル多相信号を前記第２のサンプリングレートで再サンプリングすることと、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換することと、
前記周波数領域信号に基づいて前記基準電圧成分の位相角を計算することと、
前記計算された位相角を補償することによって、前記再サンプリングされたデジタル多相信号を調整することと、
前記調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換することと、
前記更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算することと、
を含む動作を実行させるメモリと、
を備える、デバイス。
【請求項12】
前記アナログ多相信号は三相電力信号であり、前記基準電圧成分はＡ相線電圧である、請求項１１に記載のデバイス。
【請求項13】
前記基本周波数を検出することは、通過帯域を有するバンドパスフィルタに前記デジタル多相信号を印加することと、
２つの隣接するゼロ交差を検出することと、
前記２つの隣接するゼロ交差に基づいて前記基本周波数を計算することと、
を含む、
請求項１１に記載のデバイス。
【請求項14】
前記バンドパスフィルタは、８次楕円双２次バンドパスフィルタである、請求項１３に記載のデバイス。
【請求項15】
前記８次楕円双２次バンドパスフィルタは、カスケードされた４つの双２次フィルタを含む、請求項１４に記載のデバイス。
【請求項16】
前記第２のサンプリングレートを決定することは、前記第２のサンプリングレートを前記基本周波数の整数倍として設定することを含む、請求項１１に記載のデバイス。
【請求項17】
前記第２のサンプリングレートで前記デジタル多相信号を再サンプリングすることは、前記デジタル多相信号をＬ倍にアップサンプリングすることであって、Ｌは整数である、アップサンプリングすることと、
前記アップサンプリングされたデジタル多相信号をＭ倍にダウンサンプリングすることであって、ここで
【数2】
を含む、請求項１１に記載のデバイス。
【請求項18】
前記アップサンプリングすることと及び前記ダウンサンプリングすることとは、多相フィルタバンクを含む多相リサンプラを使用することによるものである、請求項１７に記載のデバイス。
【請求項19】
電子エネルギーメータであって、配電ネットワークを介して交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信するように構成されたセンサであって、前記アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する、センサと、
前記アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換するように構成されたアナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）と、
前記ＡＤＣに接続された電力信号処理ユニットであって、
前記デジタル多相信号に基づいて前記アナログ多相信号の基本周波数を検出し、
前記基本周波数に基づいて前記基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定し、
前記デジタル多相信号を前記第２のサンプリングレートで再サンプリングし、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換し、
前記周波数領域信号に基づいて前記基準電圧成分の位相角を計算し、
前記再サンプリングされたデジタル多相信号を、前記計算された位相角を補償することによって調整し、
前記調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換し、
前記更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算するように構成された電力信号処理ユニットと、を備える、電子エネルギーメータ。
【請求項20】
前記第２のサンプリングレートを決定することは、前記第２のサンプリングレートを前記基本周波数の整数倍として設定することを含む、請求項１９に記載の電子エネルギーメータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、一般に電力信号処理に関し、より具体的には、エネルギー計量（メータリング）のためのサンプリングレート変換技術に関する。
【背景技術】
【0002】
サービスプロバイダは、分散ネットワークを利用して、広い地理的領域にわたって顧客にサービスを提供する。例えば、電力会社は、配電線を使用して、１つ又は複数の発電所から住宅及び商用の顧客サイトに電力を運ぶ。発電所は、配電線を介して長距離にわたって電力を伝送するために交流（ＡＣ）を使用する。比較的高い電圧を使用して長距離伝送を達成することができる。顧客サイトの近くに配置された変電所は、（例えば、変圧器を使用する）高電圧から低電圧への降圧を提供する。配電線は、この低電圧ＡＣを変電所からエンドポイントデバイスの顧客サイトに運ぶ。
【0003】
典型的には、電子エネルギーメータは、顧客によるエネルギー消費を監視するために顧客サイトに設置される。電子エネルギーメータは、典型的にはキロワット時（「ｋＷｈ」）で測定される、顧客によって消費されたエネルギー量を追跡する。サービスプロバイダは、エネルギー消費情報を課金や資源配分予測などの他の目的に使用する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）は、通常、配電線から来るアナログ信号をさらに処理されるデジタル信号に変換するために使用される。ＡＤＣのサンプリングレートが配電線の線周波数（配電線周波数）の整数倍でない場合、小数部分の補償が必要であるため、エネルギー測定値の計算が複雑になる。
【0005】
さらに、ＡＤＣのサンプリングレートが線周波数の整数倍になるように設計されていても、線周波数はその公称値から逸脱することができる。線周波数は、典型的には６０Ｈｚ又は５０ＨＺであるが、線周波数が公称線周波数から逸脱することは珍しくない。例えば、６０Ｈｚの許容範囲は、±０．５％、すなわち５９．７Ｈｚ～６０．３Ｈｚである。線周波数ジッタは、線周波数の整数倍であるＡＤＣのサンプリングレートを有することをさらに困難にする。
【0006】
したがって、単純化され、正確で、効率的なエネルギー測定を容易にすることができ、ＡＤＣサンプリングレートに依存せず、線周波数ジッタの影響を受けない再サンプリング技術が必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【0007】
特定の態様及び特徴は、電力信号のサンプリングレートを変換するためのシステム及び方法を含む。
【0008】
本開示の一態様によれば、電力信号を処理する方法が提供される。本方法は、以下の動作、すなわち、交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信する動作であって、アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する、受信する動作と、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換する動作と、デジタル多相信号に基づいてアナログ多相信号の基本周波数を検出する動作と、基本周波数に基づいて基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定する動作と、デジタル多相信号を第２のサンプリングレートで再サンプリングする動作と、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、再サンプリングされたデジタル多相デジタル信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換する動作と、周波数領域信号に基づいて基準電圧成分の位相角を計算する動作と、計算された位相角を補償することによって、再サンプリングされたデジタル多相信号を調整する動作と、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換する動作と、更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算する動作と、を含む。
【0009】
本開示の別の態様によれば、配電ネットワークに接続されたデバイスが提供される。本デバイスは、配電ネットワークを介して交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信するように構成された感知回路（センシング回路）であって、アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する感知回路と、コンピュータ可読命令を実行するように構成されたプロセッサと、コンピュータ可読命令を記憶するように構成されたメモリであって、命令は、プロセッサによって実行されると、プロセッサに、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用して、アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換する動作と、デジタル多相信号に基づいてアナログ多相信号の基本周波数を検出する動作と、基本周波数に基づいて基本周波数を追跡するための、第２のサンプリングレートを決定する動作と、デジタル多相信号を第２のサンプリングレートで再サンプリングする動作と、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、再サンプリングされたデジタル多相信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換する動作と、周波数領域信号に基づいて基準電圧成分の位相角を計算する動作と、計算された位相角を補償することによって、再サンプリングされたデジタル多相信号を調整する動作と、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換する動作と、更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算する動作と、を実行させるメモリと、を備える。
【0010】
本開示のさらに別の態様によれば、電子エネルギーメータが提供される。電子エネルギーメータは、配電ネットワークを介して交流（ＡＣ）を使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信するように構成されたセンサであって、アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分と、基準電圧成分を含む少なくとも１つの電圧成分とを有する、センサと、アナログ多相信号を第１のサンプリングレートでサンプリングされたデジタル多相信号に変換するように構成されたアナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）と、ＡＤＣに接続された電力信号処理ユニットと、を含む。電力信号処理ユニットは、デジタル多相信号に基づいてアナログ多相信号の基本周波数を検出し、基本周波数に基づいて基本周波数を追跡する、第２のサンプリングレートを決定し、デジタル多相信号を第２のサンプリングレートで再サンプリングし、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、再サンプリングされたデジタル多相信号を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して周波数領域信号に変換し、周波数領域信号に基づいて基準電圧成分の位相角を計算し、計算された位相角を補償することによって、再サンプリングされたデジタル多相信号を調整し、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号を、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換し、更新された周波数領域信号に基づいて１つ又は複数の測定値を計算するように構成される。
【0011】
これらの例示的な例は、本開示を限定又は定義するためではなく、その理解を助けるための例を提供するために言及される。さらなる例及びさらなる説明は、詳細な説明に提供される。
【0012】
本開示のこれら及び他の特徴、態様、及び利点は、添付の図面を参照して以下の詳細な説明を読むと、よりよく理解される。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】例示的な電力信号処理ユニットが動作する例示的な環境を示す図である。
【図2】電力信号を処理する例示的な方法を示すフローチャート図である。
【図5A】８次楕円双２次バンドパスフィルタの一例を示す図である。
【図9】コンピューティングシステム９００の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
本発明の態様は、エネルギー計量のためのサンプリングレート変換技術に関する。本開示のいくつかの態様によれば、アナログ多相信号がＡＤＣによって受け取られ、アナログ多相信号は、例えば、３つの電圧成分（例えば、Ａ相線電圧、Ｂ相線電圧、及びＣ相線電圧）及び３つの電流成分（例えば、Ａ相線電流、Ｂ相線電流、及びＣ相線電流）を有する。電圧成分及び電流成分のうち、Ａ相線電圧は、一実施態様では基準（「基準チャネル」と呼ばれることもある）として使用される。
【0015】
基本周波数検出器は、サンプリングされたデジタル多相信号に基づいて、アナログ多相信号の基本周波数（すなわち、線周波数）を検出する。次いで、サンプリングレート変換器（「リサンプラ」ともいう）の出力サンプリングレートが基本周波数に基づいて決定される。出力サンプリングレートは、出力サンプリングレートがＡＤＣサンプリングレートから独立し、線周波数ジッタの影響を受けないように、基本周波数を追跡する。次いで、サンプリングレート変換器は、デジタル多相信号を再サンプリングする。一実施態様では、再サンプリング動作は、２つの信号処理動作、すなわち補間動作及び間引き動作に基づく。補間動作中、サンプリングレートはより高いサンプリングレートにアップコンバートされ、間引き動作中、より高いサンプリングレートは、上述したように、基本周波数を追跡する出力サンプリングレートにダウンコンバートされる。一例では、サンプリングレート変換器は、多相フィルタバンクを含む多相リサンプラを使用して実施される。次いで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）バンクは、再サンプリングされた多相デジタル信号を周波数領域信号に変換する。計量測定計算機は、基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）の位相角を計算する。計算された位相角は、フィードバックとしてサンプリングレート変換器に送られ、再サンプリングされたデジタル多相信号は、計算された位相角に基づいて調整される。一実施態様では、基準電圧成分のゼロ交差は、再サンプリングされたデジタル信号の各サイクルについて第１のサンプルにロックされる。このように、位相ロックループが存在し、再サンプリングされたデジタル多相信号は位相ロックされる。再サンプリングされたデジタル多相信号が位相ロックされた後、計量測定計算機は、周波数領域信号に基づいて様々な測定値を計算することができる。上記態様の詳細については、図１～図９を用いて後述する。以下に説明するように、サンプリングレート変換技術は、単純化され、正確で、効率的なエネルギー測定を容易にすることができ、ＡＤＣサンプリングレートに依存せず、線周波数ジッタの影響を受けない。
【0016】
図１は、電力信号処理ユニット１００が動作する例示的な環境を示す図である。電力信号処理ユニット１００は、ＡＤＣ１０２に直接的又は間接的に接続され、ＡＤＣ１０２は、配電線から直接的又は間接的に入力信号を受信する。一実施態様では、入力信号はアナログ多相信号であり、ＡＤＣ１０２はアナログ多相信号をデジタル多相信号に変換する。一例では、入力信号はアナログ三相信号である。別の例では、入力信号はアナログ二相信号である。本開示を通してアナログ三相信号が例として使用されているが、これに限定されるものではない。いくつかの実施態様では、補償及び調整ユニット１０４がＡＤＣ１０２と電力信号処理ユニット１００との間に結合される。補償及び調整ユニット１０４は、ＡＤＣ１０２によってサンプリングされたデジタル信号の較正及び温度調整のためのものである。電力信号処理ユニット１００は、ＡＤＣ１０２から受信したデジタル多相信号を処理し、電圧、電流、及び／又はエネルギー測定値などの様々な計量測定値を出力するように構成される。図１に示す例では、電力信号処理ユニット１００は、とりわけ、基本周波数検出器１０６、サンプリングレート変換器１０８、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）バンク１１０、及び計量測定計算機１１２を含む。電力信号処理ユニット１００はまた、他の実施態様において他の構成要素を含むことができることに留意されたい。
【0017】
上述したように、ＡＤＣ１０２は、アナログ多相信号を受信してデジタル多相信号に変換し、デジタル多相信号は、第１のサンプリングレート（「ＡＤＣサンプリングレート」ともいう）ＦＡＤＣでサンプリングされる。一実施態様では、ＡＤＣ１０２は、アナログ多相信号ｋを受信するように構成された感知回路に接続される。一実施態様では、ＡＤＣ１０２は、ＡＣを使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号を受信するように構成されたセンサに接続される。上述したように、アナログ多相信号は、少なくとも１つの電流成分及び少なくとも１つの電圧成分を有し、そのうちの１つは基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）である。一例では、ＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣは１４６４８Ｈｚである。他の例では、他のＡＤＣサンプリングレートを使用することができる。
【0018】
デジタル多相信号は、基本周波数検出器１０６にさらに供給され、基本周波数検出器は、変換されたデジタル多相信号に基づいて、アナログ多相信号の基本周波数（すなわち、線周波数）ＦＬを検出する。一実施態様では、基本周波数検出器１０６は、バンドパスフィルタ及びゼロ交差検出器を含み、その詳細は図３～図７を参照して後述する。
【0019】
基本周波数ＦＬが検出された後、基本周波数ＦＬがサンプリングレート変換器１０８に供給され、第２のサンプリングレート（「出力サンプリングレート」ともいう）ＦＳが決定される。出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬに基づいて基本周波数ＦＬを追跡する。基本周波数ＦＬがその公称値から逸脱すると、出力サンプリングレートＦＳは比例して調整される。これにより、出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬに周波数ロックされる。すなわち、電力信号処理ユニット１００は、図１に示すような周波数ロックループ１２２を含む。一実施態様では、出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬの整数倍である。出力サンプリングレートＦＳの詳細については後述する。
【0020】
サンプリングレート変換器１０８はまた、（いくつかの実施態様では補償及び調整ユニット１０４によって処理された後に）ＡＤＣ１０２によって出力されたデジタル多相信号を受信する。次いで、サンプリングレート変換器１０８は、出力サンプリングレートＦＳでデジタル多相信号を再サンプリングする。したがって、デジタル多相信号は、ＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣから出力サンプリングレートＦＳに変換される。再サンプリング比Ｒは、ＦＳ／ＦＡＤＣである。一実施態様では、サンプリングレート変換器１０８によって実行される再サンプリングプロセスは、他の動作の中でも、上述したように、補間（「アップサンプリング」ともいう）動作及び間引き（「ダウンサンプリング」ともいう）動作を含む。一実施態様では、サンプリングレート変換器１０８によって実行される再サンプリングプロセスは、多相フィルタバンクを有する多相リサンプラを使用することによるものである。補間動作、間引き動作、及び、多相リサンプラの詳細については、図８を用いて後述する。
【0021】
ＦＦＴバンク１１０は、（バッファリングされた後の）再サンプリングされたデジタル多相信号を受信し、ＦＦＴを使用して周波数領域信号に変換する。一実施態様では、ＦＦＴは、６つのチャネル（すなわち、３つの電圧成分に対応する３つの電圧チャネル及び３つの電流成分に対応する３つの電流チャネル）で同時に実行される。一実施態様では、ＦＦＴは、Ｎ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を含む。ＦＦＴバンク及び変換動作の詳細については後述する。
【0022】
計量測定計算機１１２は、周波数領域信号を受信し、ＤＣ電圧測定値、ＤＣ電流測定値、基本ＲＭＳ二乗測定値、基本位相測定値、基本ワット測定値などの電圧、電流、及び／又はエネルギー測定値を計算することができる。とりわけ、基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）の位相角を計算することができる。次いで、再サンプリングされたデジタル信号は、計算された位相角を補償することによって調整される。一実施態様では、計算された位相角はデルタサンプルに変換される。計算された位相角を使用した調整後、基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）のゼロ交差は、出力サンプリングストリーム内の固定位置に位相ロックされ、他のすべての電圧成分（例えば、Ｂ相線電圧及びＣ相線電圧）及び電流成分（例えば、Ａ相線電流、Ｂ相線電流、及びＣ相線電流）は、すべてのチャネルが一緒に位相ロックされるように基準チャネルと共に位相調整される。このように、電力信号処理ユニット１００は、図１に示すような位相ロックループ１２４を有する。一実施態様では、位相角が計算され、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて再サンプリングされたデジタル多相信号を調整するために使用される。
【0023】
その後、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号は、位相ロックされた後、ＦＦＴバンク１１０によって更新された周波数領域信号に変換される。次に、計量測定計算機１１２は、更新された周波数領域信号に基づいて、１つ又は複数の測定値を計算することができる。位相ロックループ１２４の詳細については後述する。
【0024】
図２は、電力信号を処理する例示的な方法２００を示すフローチャート図である。例示的な方法２００は、例えば、図１に示す電力信号処理ユニット１００に基づいて実施することができる。いくつかの実施態様では、図２に記載されたステップのうちの１つ又は複数は、異なる順序で実行されてもよいことを理解されたい。さらに、いくつかの実施態様では、方法は、図２に記載されているよりも多い又は少ないステップを含むことができる。
【0025】
ステップ２０２において、ＡＣを使用して供給される電力に関連するアナログ多相信号が受信される。いくつかの実施態様では、アナログ多相信号は、複数の電流成分及び複数の電圧成分を有し、そのうちの１つは基準電圧成分である。ステップ２０４において、アナログ多相信号は、ＡＤＣ１０２を使用してＡＤＣサンプルレートＦＡＤＣでサンプリングされたデジタル多相信号に変換される。
【0026】
ステップ２０６において、アナログ多相信号の基本周波数ＦＬがデジタル多相信号に基づいて検出される。基本周波数ＦＬの検出の詳細は、図３～図７を用いて後述する。ステップ２０８において、出力サンプリングレートＦＳが決定される。出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬに基づいて基本周波数ＦＬを追跡する。
【0027】
ステップ２１０において、デジタル多相信号が出力サンプリングレートＦＳで再サンプリングされる。上述したように、再サンプリング動作は、いくつかの実施態様では、補間動作及び間引き動作を含むことができる。一実施態様では、再サンプリングプロセスは、多相フィルタバンクを有する多相リサンプラを使用することによって実施される。補間動作、間引き動作、及び、多相リサンプラの詳細については、図８を用いて後述する。
【0028】
再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルについて、再サンプリングされたデジタル多相信号は、ステップ２１２においてＦＦＴを使用して周波数領域信号に変換される。一実施態様では、ＦＦＴは、Ｎ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を含む。ＦＦＴバンク及び変換動作の詳細については後述する。ステップ２１４において、基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）の位相角が周波数領域信号に基づいて計算される。次いで、ステップ２１６において、再サンプリングされたデジタル多相信号は、計算された位相角を補償することによって調整される。一実施態様では、計算された位相角はデルタサンプルに変換される。計算された位相角を使用した調整の後、基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）のゼロ交差は、出力サンプリングストリーム内の固定位置に位相ロックされる。ステップ２１８において、調整され再サンプリングされたデジタル多相信号は、位相ロックされた後、更新された周波数領域信号に変換される。ステップ２１２、２１４、２１６、及び２１８の詳細については後述する。
【0029】
ステップ２２０において、更新された周波数領域信号に基づいて、１つ又は複数の測定値が計算される。ステップ２２０の詳細については後述する。
【0030】
図３は、図２に示すステップ２０６の一例を示すフローチャート図である。図４は、図１に示す基本周波数検出器１０６の例示的な実施態様４００を示す図である。図４に示す例では、基本周波数検出器１０６は、とりわけ、入力電圧ピーク検出器４０２、スイッチ４０４、バンドパスフィルタ４０６、及びゼロ交差検出器４０８を含む。入力電圧ピーク検出器４０２は、ＡＤＣ１０２から基準電圧成分Ｖｒｅｆ（例えば、Ａ相線電圧）を受け取る。入力電圧ピーク検出器４０２は、基準電圧成分Ｖｒｅｆのピークを検出する。ピークが最小ピーク電圧しきい値未満（品質が悪いことを示す）場合、入力電圧ピーク検出器４０２によって生成されたスイッチオフ信号に基づいてスイッチ４０４がオフにされ、検出が停止される。このように、基準電圧成分が良好な品質を有していない場合、基本周波数の検出は無効化される。そうでない場合には、スイッチ４０４がオンにされ、基準電圧成分Ｖｒｅｆがバンドパスフィルタ４０６に供給される。
【0031】
ゼロ交差検出は、ノイズ及び波形歪みに非常に敏感である。したがって、ゼロ交差検出前に基準電圧成分Ｖｒｅｆをバンドパスフィルタに印加することは有益である。図３に示す例では、基準電圧成分Ｖｒｅｆ信号をバンドパスフィルタ４０６に印加して、バンドパスフィルタ４０６の通過帯域外の周波数成分を除去している（図３に示すステップ３０２）。一実施態様では、バンドパスフィルタ４０６は、８次楕円双２次バンドパスフィルタである。図５Ａは、８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００の一例を示す図である。図５Ｂは、図５Ａに示す例示的な８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００に使用される１つの双２次フィルタを示す図である。８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００は、カスケードされた４つの双２次フィルタ５０２、５０４、５０６、５０８を含む。すなわち、第１の段の双２次フィルタ５０２の出力が第２の段の双２次フィルタ５０４への入力となり、第２の段の双２次フィルタ５０４の出力が第３の段の双２次フィルタ５０６への入力となり、以下同様である。４つの双２次フィルタ５０２、５０４、５０６、５０８の各々について、差分方程式は以下の形式を有する。
【0032】
【数1】
【0033】
ここで、ａ１及びａ２は、極の位置を決定する係数であり、ｂ０、ｂ１、及びｂ２は、ゼロを決定する係数である。一例では、各段の係数を以下の表に示す。
【0034】
【表1】
【0035】
図６は、図５Ａに示す８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００の周波数応答６０２を示す図である。図６に示すように、８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００の中心は約５５Ｈｚであり、３ｄＢ帯域幅は１４Ｈｚである。８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００は、５０Ｈｚより下又は６０Ｈｚより上の２５Ｈｚ及び３０Ｈｚの整数倍をすべて除去する。このように、８次楕円双２次バンドパスフィルタ５００は、雑音帯域幅を低減し、すべての高調波成分及び高調波間成分を除去し、それによって純粋な正弦波基準電圧成分Ｖｒｅｆ信号を生成し、これはゼロ交差検出器４０８に供給される。
【0036】
図７は、図４に示すゼロ交差検出器４０８を使用した補間動作７００の一例を示す図である。図７に示すように、基準電圧成分Ｖｒｅｆ信号のゼロ交差における線形補間が、サイクル期間の非常に正確な尺度を導出するために使用される。２つの隣接するゼロ交差が検出される（図３に示すステップ３０４）。図７に示す例では、サンプル０とサンプル１との間にゼロ交差７０２があり、サンプルｍ－１とサンプルｍとの間にゼロ交差７０４がある。サンプルカウンタはΔｎ１に初期化され、ゼロ交差７０２が検出された場合１だけ増分されない。次のゼロ交差７０４では、サンプルカウンタはｍ－１サンプルカウントだけ増加している。Δｎｍ－１とΔｎ１をサンプルカウンタ（すなわち、ｍ－１）に加算してサイクル期間７０６を計算する。したがって、サンプルの非整数倍におけるサイクル期間７０６は、以下の形式である。
【0037】
【数2】
【0038】
これにより、隣接する２つのゼロ交差に基づいて基本周波数ＦＬを計算することができる（図３に示すステップ３０６）。基本周波数ＦＬは以下のように計算される。
【0039】
【数3】
【0040】
基本周波数ＦＬが検出されると、出力サンプリングレートＦＳが決定される（図２に示すステップ２０８）。上述したように、出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬに周波数ロックされる。一実施態様では、基本周波数ＦＬは、瞬間測定間隔（例えば、１００ミリ秒）にわたる平均値
である。基本周波数ＦＬは、基本周波数検出器１０６によって動的に検出され、瞬間測定間隔にわたる平均値
を使用してランダムな変動を打ち消すことができる。
【数4】
【数5】
【0041】
一実施態様では、出力サンプリングレートＦＳは、基本周波数ＦＬの整数倍である。出力サンプリングレートＦＳは、以下の式に従って決定される。
【0042】
【数6】
【0043】
ここで、Ｎは１より大きい整数である。いくつかの実施態様では、Ｎは２の累乗である（すなわち、２ｍ）。一例では、ｍ＝７であり、出力サンプリング周波数は、
である。
【数7】
【0044】
単一のラインサイクル（配電線の周期）はサンプルの整数倍ではないことが多いが、いくつかのラインサイクルは整数倍とすることができる。したがって、別の実施態様では、整数個のサンプルが特定の数のラインサイクルにわたって指定される。一例では、この条件は、２００ミリ秒の時間スパンで満たされる。これは、２００ミリ秒周期内のラインサイクル数：
を最初に見つけることによって達成される。ＮＬＣは、所定の期間（例えば、２００ミリ秒）におけるラインサイクルの最大整数である。実際のデルタ時間は、
であり、これは、線周波数が４５Ｈｚと６５Ｈｚとの間の間隔によって境界付けられると仮定すると、０．１８９５ミリ秒と０．２１０５ミリ秒との間の間隔に存在する。一実施態様では、出力サンプリングレートＦＳは、
に従って設定することができる。一例では、ｍは１０であり、出力サンプリングレートＦＳは
である。別の例では、ｍは１１であり、出力サンプリングレートＦＳは、
である。
【数8】
【数9】
【数10】
【数11】
【数12】
【0045】
次いで、デジタル多相信号は、出力サンプリングレートＦＳで再サンプリングされる（図２に示すステップ２１０）。図１に示すように、サンプリングレート変換器１０８は、出力サンプリングレートＦＳでデジタル多相信号を再サンプリングし、再サンプリング比Ｒは、ＦＳ／ＦＡＤＣである。サンプリングレート変換器１０８は、デジタル多相信号に含まれる情報を可能な限り厳密に保存しながら、デジタル信号のサンプリングレートを変更する。
【0046】
上述したように、再サンプリングプロセスは、２つの動作、すなわち補間動作及び間引き動作に基づくことができる。デジタル多相信号は、最初にＬ倍にアップサンプリングされる。Ｌは１より大きい整数である。アップサンプリングされたデジタル多相信号は、次に、Ｍ倍にダウンサンプリングされる。Ｍは、次式に従って選択される。
【0047】
Ｍ＝ＬＦＡＤＣ／ＦＳ
【0048】
したがって、補間動作及び間引き動作の後、デジタル多相信号のサンプリングレートは出力サンプリングレートＦＳとなる。
【0049】
一実施態様では、補間動作は、デジタル多相信号内の２つの隣接するサンプル間にＬー１個のゼロを挿入し、画像除去フィルタを使用してＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣの整数倍で信号スペクトルの画像を除去することによるアップサンプリングを含む。画像は、ＡＤＣ１０２によって実行されるサンプリングプロセスから生じる。一実施態様では、間引き動作は、エイリアシングを防止するためにアンチエイリアシングフィルタをサンプルストリームに適用し、続いてＭ番目ごとのサンプルを選択することを含む。画像除去フィルタ及びアンチエイリアシングフィルタの両方は、ローパスフィルタであり、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実装することができる。それらの各々は、アップサンプリング周波数ＬＦＡＤＣで設計することができる。一実施態様では、それらは、２つのインパルス応答を一緒に畳み込むことによって組み合わせることができる。一例では、サンプリングレート変換器１０８は、補間動作及び間引き動作のための１次２５６タップＦＩＲフィルタを有する。一例では、使用されるＦＩＲフィルタは、その通過帯域に０．０２ｄＢのリップルを有し、デジタル多相信号のスペクトルにわたって実質的に歪みに寄与しない。さらに、（対称カーネルを有する）ＦＩＲフィルタはスペクトルにわたる線形位相フィルタであるため、デジタル多相信号の位相に歪みを与えない。
【0050】
上記で説明したように、アップサンプリングされたデジタル多相信号は、次に、Ｍ倍にダウンサンプリングされる。Ｍは、Ｍ＝ＬＦＡＤＣ／ＦＳに従って選択される。一般に、Ｍは浮動小数点数である。デシメータからのサンプルは、ＡＤＣクロックの固定サイクル数では必ずしも出てこないため、非整数による間引きは困難である。
【0051】
上述のプロセスでは、画像除去フィルタとアップサンプリングされたデジタル多相信号との畳み込みが必要である。しかしながら、畳み込みのごく一部のみが非ゼロサンプルに対して実行される。補間動作の性質上、Ｌ個のサンプルごとに１サンプルのみが実際にフィルタ係数と乗算される。例えば、２５６タップの画像除去フィルタの場合、２４８個のフィルタ係数にゼロが乗算され、８個のフィルタ係数のみが非ゼロ値と乗算される。主にゼロに対して畳み込みを実行することは、効率を高めるために改善され得る。また、乗算結果の和は、アンチエイリアスフィルタとさらに畳み込まれ、結果はさらに間引かれる。言い換えれば、多くのサンプルは畳み込みされるが、その後の間引き動作において最終的に破棄される。
【0052】
したがって、別の実施態様では、多相フィルタバンクを有する多相リサンプラが、非整数による間引きの上述の課題に対処するために使用され、さらなる効率改善を提供する。図８は、図１に示すサンプリングレート変換器１０８の一例を示す図である。サンプリングレート変換器１０８は、とりわけ、遅延線８０４、多相フィルタバンク８１４、及び多相フィルタバンクデマルチプレクサ８１６を含む。サンプリングレート変換器１０８は、ＡＤＣ１０２からデジタル多相信号を受信する。
【0053】
上述の画像除去フィルタとアンチエイリアスフィルタは、カスケードされているため、１つのフィルタにまとめられる。元のＦＩＲフィルタからＬ個のサブフィルタのバンクが作成される。２５６タップＦＩＲフィルタの例では、Ｌが３２であるとき、３２個のサブフィルタが作成され、各サブフィルタは８個のタップを有する。図８に示す例では、３２個のサブフィルタのバンクを多相フィルタバンク８１４としている。補間フィルタリングは、アップサンプリングされたサンプルストリームにおいて単一のサンプルを生成するために、畳み込みにおいて３２番目ごとのフィルタ係数を使用する。すなわち、任意のサンプルインスタンスに必要なタップは８つだけである。したがって、多相フィルタバンク８１４は、以下の形態となる。
【0054】
【数13】
【0055】
元のＦＩＲフィルタは、補間レートＬＦＡＤＣにおけるユニティゲインであることに留意されたい。元のＦＩＲフィルタがユニティゲインである条件は、次式で定義される。
【0056】
【数14】
【0057】
サブフィルタが適用される場合、出力サンプルを適切にスケーリングするために、すなわち出力信号の振幅をユニティゲイン（１の利得）に保つために、やはりこの条件を維持する必要がある。したがって、各サブフィルタｈｉは、その係数の和の逆数によって、次式のように正規化される必要がある。
【0058】
【数15】
【0059】
多相フィルタバンク８１４内の各サブフィルタｈｉは、
によって補間レートＬＦＡＤＣに対して時間的にオフセットされる。ＡＤＣサンプルあたりＬ個（この例では３２個）の補間サンプルがある。各ｈｉは、補間された波形の特定の時間（特定の位相でもある）に対する補間関数を表す。
【数16】
【0060】
遅延線８０４は、７個の遅延線シフトレジスタ８０６を含む。サンプルｘｎは、ＡＤＣ１０２から遅延線８０４にクロックされる。新しいサンプルは遅延線８０４上に移され、最も古いサンプルは外される。図８に示す例では、遅延線８０４は８個のタップに対応する８の拘束長を有するが、他の例では他の拘束長を使用することもできる。したがって、８個のサンプルｘｎ、ｘｎ－１、ｘｎ－２、ｘｎ－３、ｘｎ－４、ｘｎ－５、及びｘｎ－６は、それぞれ８つの乗算器８０８に供給される。
【0061】
遅延線８０４はＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣでクロックされ、出力整流子８２４は出力サンプリングレート
でクロックされる。サンプリングレート変換器１０８のいかなる部分も、補間レートＬＦＡＤＣでクロックされない。なお、図８に示す例では、出力サンプリングレートＦＳは、ＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣよりも低い。
【数17】
【0062】
また、間引き位相ｐｎも、各ＡＤＣサンプル（すなわち、ＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣ）でクロックされる。ＡＤＣクロックサイクルごとに、加算器８１８及びモジュロ演算器８２０を使用してｐｎが１モジュロＭ／Ｌ（すなわち、再サンプリング係数）だけ増分され、ｐｎ＋１が生成される。上記で説明したように、Ｍ／Ｌは浮動小数点数であることが多い。一例では、Ｍ／Ｌ＝ＦＡＤＣ／（１２８＊ＦＬ）のとき、ＦＬ＝５０．１Ｈｚ、ＦＡＤＣ＝１４６４８Ｈｚとすると、Ｍ／Ｌ＝２．４３６５３３となる。したがって、ｐｎ＋１は、ｐｎ＋１＝ＭｏｄＭ／Ｌ（ｐｎ＋１）＝Ｍｏｄ２．４３６５３３（ｐｎ＋１）と計算できる。
【0063】
その後、ｐｎ及びｐｎ＋１は比較器８２２に入力される。ｐｎ＋１＜ｐｎの場合、間引き位相が終了し、サンプルを出力する時間が経過した（すなわち、スイッチ８２４は閉じている。）。スイッチ８２４は、ＦＡＤＣ／（Ｍ／Ｌ）のレートで切り替わる。この場合の間引き位相は１より小さい。間引き位相ｐｎ＋１は、多相フィルタバンク８１４からどのサブフィルタｈｉを選択すべきかに関する情報を明示的に含む。乗算器８２６及びフロア演算器８２８をそれぞれ使用して、ｐｎ＋１にＬを乗算してフロアをとることにより、サブフィルタインデックスｈｉｎｄｅｘが決定される。
【0064】
サブフィルタインデックスｈｉｎｄｅｘは、サブフィルタ係数を係数レジスタ８３０にシフトする多相フィルタバンクデマルチプレクサ８１６への入力である。図８に示す例では、多相フィルタデマルチプレクサ８１６は、正規化器Ｎ０と共に、ｈ０＝（Ｂ０、Ｂ３２、Ｂ６４、Ｂ９６、Ｂ１２８、Ｂ１６０、Ｂ１９２、Ｂ２２４）を８タップの係数レジスタ８３０にそれぞれシフトさせている。
【0065】
また、比較器８２２は、スイッチ８２４を閉じることにより、遅延線８０４及び係数レジスタ８３０に対して積和を行う。８タップの結果は、出力をユニティゲインに保つために、正規化器Ｎ０によって乗算される前に加算器８１２によって加算される。現在のＡＤＣクロックの立ち下がりエッジは、乗算器８２６、フロア演算器８２８、及び多相フィルタバンク８１４のスイッチ８２４を開く。
【0066】
再サンプリングされたデジタル多相信号は、ＦＦＴを使用して周波数領域信号に変換される（図２に示すステップ２１２）。ＦＦＴバンク１１０は、再サンプリングされたデジタル多相信号を受信し、ＦＦＴを使用して周波数領域信号に変換する。ＦＦＴは、計算複雑度Ｏ（ＮＤｌｏｇＮＤ）でＮ点ＤＦＴを計算するためのアルゴリズムであり、ＮＤはデータサイズである。一実施態様では、ＦＦＴは、６つのチャネル（すなわち、３つの電圧成分に対応する３つの電圧チャネル及び３つの電流成分に対応する３つの電流チャネル）で同時に実行される。一実施態様では、ＦＦＴは、Ｎ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を含む。一例では、Ｎ点ＤＦＴは１２８点ＤＦＴである。
【0067】
一実施態様では、実ＦＦＴアルゴリズムを使用することができ、長さ２ｍ（いくつかの例では、ｍ＝７、１０、又は１１）の実時間領域信号｛ｘ０、ｘ１、ｘ２、．．．、ｘｎー１｝が、時間領域シーケンス｛ｘ｝と同じ長さを有する周波数領域｛Ｘ－ｋ／２、Ｘ－ｋ／２＋１、Ｘ－ｋ／２＋２、．．．、Ｘ０、Ｘ１、．．．、Ｘｋ／２－１｝に変換される。｛Ｘ｝の各要素の値は複素数である。言い換えれば、実データが実ＦＦＴアルゴリズムに入り、複素データが実ＦＦＴアルゴリズムから出る。信号ｘ（ｎ）はＡＤＣサンプリングレートＦＡＤＣでサンプリングされ、ｘ（ｎ）内の各インデックスｎが表す時間はｎ／ＦＡＤＣである。一方、シーケンス｛Ｘ｝のインデックスｎは、周波数の集合ｋＦＡＤＣ／２ｍを表す。周波数領域シーケンス｛Ｘ｝には負のインデックスがあることに留意されたい。これらは、正の周波数軸の複素イメージである。実ＦＦＴアルゴリズムでは、データの半分のみが一意である。したがって、データの半分のみが使用される。
【0068】
一例では、出力サンプリングレートＦＳは１２８＊ＦＬである。この出力サンプリングレートＦＳで時間領域シーケンスに対して１２８ポイントの実ＦＦＴが実行される場合、実ＦＦＴのすべての周波数成分は基本周波数ＦＬの高調波である。
【0069】
実ＦＦＴアルゴリズムは経時的に積分するが、この積分中のｘ（ｎ）を特定の周波数と以下のように相関させる。
【0070】
【数18】
【0071】
従来、ＦＦＴの出力は１／Ｎでスケーリングされるが、実ＦＦＴの結果は２つの画像に分割され、各画像は合計の大きさの半分を有する。実ＦＦＴの出力はＮ／２個の成分を含むため、効率の悪い冗長画像を生成しない。したがって、欠けている半分を説明するために、２／Ｎでスケーリングする必要がある。また、各周波数ビンの大きさはピークの大きさである。各成分の大きさをＲＭＳに変換するために、
によってスケーリングされる。したがって、使用される実ＦＦＴスケーリングは、次式で表される。
【数19】
【0072】
【数20】
【0073】
以下のように（６つのチャネルに対応する）６次元ベクトルに順序付けられたＡＤＣ１０２からの時間領域データは以下のとおりである。
【0074】
【数21】
【0075】
ここで、ｕｋ≡（Ａ相電圧、Ｂ相電圧、Ｃ相電圧）、及び、ｉｋ≡（Ａ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流）である。ｅｊの長さ２ｍのバッファのフーリエ変換は以下のとおりである。
【0076】
【数22】
【0077】
これは、以下の表に示すことができる。
【0078】
【表2】
【0079】
一実施態様では、表２に示すこれらの６つのフーリエ変換は、ＲＸ７１Ｍなどの高性能リアルタイムエンジン３２ビットマイクロコントローラ内で実行される。これは限定を意図するものではないことを理解されたい。
【0080】
周波数領域信号が取られると、基準電圧成分と他の成分との間の位相角が周波数領域信号に基づいて計算される。電子エネルギーメータによって行われる様々な瞬間測定値は、以下の演算によって導出することができる。
これは、Ｅｉとその複素共役との複素外積を表す。この外積は、各々が２ｍ－１個の周波数成分を有する要素を有する６×６の行列をもたらす。これは対称行列であるため、構成要素の半分は冗長である。電子エネルギーメータによって行われる（基本）位相角を含む様々な測定値は、この行列から導出することができる。基準電圧成分（例えば、Ａ相線電圧）と他の成分との間の位相角は、以下のように計算することができる。
【0081】
【数23】
【0082】
したがって、基準電圧成分の位相角は、周波数領域信号に基づいて計算される（図２に示すステップ２１４）。次いで、再サンプリングされたデジタル多相信号は、計算された位相角を補償することによって調整される（図２に示すステップ２１６）。サンプリングレート変換器１０８からの波形データストリームは、図１に示すように、各チャネルに対して１２８個のサンプルを含むデータ構造１１４にバッファリングされる。図１に示す例では、３つの電圧成分及び３つの電流成分に対応する６つのチャネルがある。サンプル－０は時間的に最も古いサンプルであり、サンプル－１２７は最も新しいサンプルである。この波形データストリーム内で、基準電圧成分（この例ではＡ相線電圧）のゼロ交差をサンプル－０にロックすることが望ましい。
【0083】
位相ロックループ１２４は、サンプル－１２７が波形データストリームに入った後に実施される。一実施態様では、計算された位相角は、位相角に１２８／２を掛けることによってデルタサンプルｎに変換される。この時点で、補間サンプル位相Ｐｎは、以下に従ってこのデルタサンプルによって調整される。
【0084】
【数24】
【0085】
デルタサンプルｎがー１から１の範囲である場合、補間サンプル位相Ｐｎは、計算されたデルタサンプルｎによって調整される。そうでない場合、補間サンプル位相Ｐｎは、計算されたデルタサンプルｎの代わりに１サンプルだけ調整される。したがって、Ｐｎへの調整は、波形の大きなジャンプを回避するために、いずれの場合も正又は負の方向に１サンプル以下だけ行われる。
【0086】
調整され再サンプリングされたデジタル多相信号は、ＦＦＴを使用して更新された周波数領域信号に変換される（図２に示すステップ２１８）。計算された位相角を使用した調整の後、基準電圧成分のゼロ交差は、出力サンプリングストリーム内の固定位置に位相ロックされ、他のすべての成分は、すべての成分が一緒に位相ロックされるように基準電圧成分と共に位相調整される。一実施態様では、位相角は、再サンプリングされたデジタル多相信号の各サイクルに対して調整される。
【0087】
計量測定計算機１１２は、更新された周波数領域信号に基づいて、１つ又は複数の測定値を計算する（図２に示すステップ２２０）。上記で説明したように、電子エネルギーメータによって行われる様々な測定値は、行列Ｍｉｊから導出することができる。電子エネルギーメータによって行われるいくつかの例示的な測定値を以下に示す。行列Ｍｉｊを使用した他の測定値の計算は、本開示の範囲内であることに留意されたい。
【0088】
ＤＣ測定値は、ＦＦＴセットＥｊ（０）のビン０である。Ａ相、Ｂ相、及びＣ相のＤＣ電圧及び電流は以下の通りである。
【0089】
【数25】
【0090】
基本測定値はすべて、ＦＦＴ測定値行列
のビン１内に含まれる。Ａ相、Ｂ相、及びＣ相の電圧及び電流の各々は、以下の形式の実数成分及び虚数成分を有することに留意されたい。
【数26】
【0091】
【数27】
【0092】
例えば、電圧及び電流の基本成分のＲＭＳ二乗値は、以下に従って計算される。
【0093】
【数28】
【0094】
一例として、基本ワット測定値は、以下に従って計算される。
【0095】
【数29】
【0096】
別の例では、基本無効電力は、以下に従って計算される。
【0097】
【数30】
【0098】
いくつかの実施態様におけるコンピューティングシステムの例
【0099】
本明細書に記載の動作を実行するために、任意の適切なコンピューティングシステム又はコンピューティングシステムのグループを使用することができる。例えば、図９は、コンピューティングシステム９００の一例を示す図である。
【0100】
図示のコンピューティングシステム９００の例は、１つ又は複数のメモリデバイス９０４に通信可能に結合されたプロセッサ９０２を含む。プロセッサ９０２は、メモリデバイス９０４に記憶されたコンピュータ実行可能プログラムコードを実行するか、メモリデバイス９０４に記憶された情報にアクセスするか、又はその両方である。プロセッサ９０２の例は、マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（「ＡＳＩＣ」）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（「ＦＰＧＡ」）、又は任意の他の適切な処理デバイスを含む。プロセッサ９０２は、単一の処理デバイスを含む任意の数の処理デバイスを含むことができる。
【0101】
メモリデバイス９０４は、プログラムコード９１４（例えば、サンプリングレート変換器１０８の様々な動作に使用されるコード）、プログラムデータ９１６（例えば、計量測定計算機１１２によって計算されるように選択された測定のタイプ）、又はその両方を記憶するための任意の適切な非一時的コンピュータ可読媒体を含む。コンピュータ可読媒体は、プロセッサにコンピュータ可読命令又は他のプログラムコードを提供することができる任意の電子、光学、磁気、又は他の記憶デバイスを含むことができる。コンピュータ可読媒体の非限定的な例は、磁気ディスク、メモリチップ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＡＳＩＣ、光記憶装置、磁気テープもしくは他の磁気記憶装置、又は処理デバイスが命令を読み取ることができる任意の他の媒体を含む。命令は、例えば、Ｃ、Ｃ＋＋、Ｃ＃、Ｖｉｓｕａｌ Ｂａｓｉｃ、Ｊａｖａ、Ｐｙｔｈｏｎ、Ｐｅｒｌ、ＪａｖａＳｃｒｉｐｔ、及びＡｃｔｉｏｎＳｃｒｉｐｔを含む任意の適切なコンピュータプログラミング言語で書かれたコードからコンパイラ又はインタプリタによって生成されたプロセッサ固有の命令を含むことができる。
【0102】
コンピューティングシステム９００は、本明細書に記載の動作のうちの１つ又は複数を実行するようにプロセッサ９０２を構成するプログラムコード９１４を実行する。プログラムコードは、メモリデバイス９０４又は任意の適切なコンピュータ可読媒体に常駐することができ、プロセッサ９０２又は任意の他の適切なプロセッサによって実行することができる。
【0103】
いくつかの実施態様では、１つ又は複数のメモリデバイス９０４は、本明細書に記載の１つ又は複数のデータセットを含むプログラムデータ９１６を記憶する。いくつかの実施態様では、データセット、モデル、及び関数のうちの１つ又は複数は、同じメモリデバイス（例えば、メモリデバイス９０４のうちの１つ）に記憶される。追加又は代替の実施態様では、本明細書に記載のプログラム、データセット、モデル、及び関数のうちの１つ又は複数は、データネットワークを介してアクセス可能な異なるメモリデバイス９０４に記憶される。１つ又は複数のバス９０６もコンピューティングシステム９００に含まれる。バス９０６は、コンピューティングシステム９００のそれぞれの構成要素のうちの１つ又は複数の構成要素を通信可能に結合する。
【0104】
いくつかの実施態様では、コンピューティングシステム９００はまた、ネットワークインターフェースデバイス９１０を含む。ネットワークインターフェースデバイス９１０は、１つ又は複数のデータネットワークへの有線又は無線データ接続を確立するのに適した任意のデバイス又はデバイスのグループを含む。ネットワークインターフェースデバイス９１０の非限定的な例は、イーサネットネットワークアダプタ、モデムなどを含む。コンピューティングシステム９００は、ネットワークインターフェースデバイス９１０を使用して、データネットワークを介して１つ又は複数の他のコンピューティングデバイスと通信することができる。
【0105】
コンピューティングシステム９００はまた、入力デバイス９２０、プレゼンテーション（提示）デバイス９１８、又は他の入力もしくは出力デバイスなどのいくつかの外部又は内部デバイスを含むことができる。例えば、コンピューティングシステム９００は、１つ又は複数の入力／出力（「Ｉ／Ｏ」）インターフェース９０８と共に示されている。Ｉ／Ｏインターフェース９０８は、入力デバイスから入力を受け取るか、又は出力デバイスに出力を提供することができる。入力デバイス９２０は、プロセッサ９０２の動作を制御又はこれに影響する視覚、聴覚、又は他の適切な入力を受け取るのに適した任意のデバイス又はデバイスのグループを含むことができる。入力デバイス９２０の非限定的な例は、タッチスクリーン、マウス、キーボード、マイクロフォン、別個のモバイルコンピューティングデバイスなどを含む。プレゼンテーションデバイス９１８は、視覚、聴覚、又は他の適切な感覚出力を提供するのに適した任意のデバイス又はデバイスのグループを含むことができる。プレゼンテーションデバイス９１８の非限定的な例は、タッチスクリーン、モニタ、スピーカ、別個のモバイルコンピューティングデバイスなどを含む。
【0106】
図９は、入力デバイス９２０及びプレゼンテーションデバイス９１８をコンピューティングデバイスに対してローカルであるものとして示しているが、他の実施態様も可能である。例えば、いくつかの実施態様では、入力デバイス９２０及びプレゼンテーションデバイス９１８のうちの１つ又は複数は、１つ又は複数のデータネットワークを使用してネットワークインターフェースデバイス６１０を介してコンピューティングシステム９００と通信するリモートクライアントコンピューティングデバイスを含むことができる。
【0107】
一般的な考慮事項
【0108】
特許請求される主題の完全な理解を提供するために、多数の具体的な詳細が本明細書に記載されている。しかしながら、当業者は、特許請求される主題がこれらの具体的な詳細なしに実施され得ることを理解するであろう。他の例では、当業者に知られている方法、装置、又はシステムは、特許請求される主題を不明瞭にしないように詳細には説明されていない。
【0109】
本明細書で説明される特徴は、いかなる特定のハードウェアアーキテクチャ又は構成にも限定されない。コンピューティングデバイスは、１つ又は複数の入力を条件とする結果を提供する構成要素の任意の適切な配置を含むことができる。適切なコンピューティングデバイスは、汎用コンピューティング装置から本主題の１つ又は複数の態様を実装する専用コンピューティング装置へとコンピューティングシステムをプログラム又は構成する記憶されたソフトウェア（すなわち、コンピュータシステムのメモリに記憶されたコンピュータ可読命令）にアクセスする多目的マイクロプロセッサベースのコンピュータシステムを含む。任意の適切なプログラミング、スクリプト、又は他の種類の言語又は言語の組み合わせを使用して、コンピューティングデバイスのプログラミング又は構成に使用されるソフトウェアに本明細書に含まれる教示を実装することができる。
【0110】
本明細書に開示される方法の態様は、そのようなコンピューティングデバイスの動作において実行することができる。上記の例でプレゼンテーションされたブロックの順序は変更することができる。例えば、ブロックを並べ替え、結合し、及び／又はサブブロックに分割することができる。特定のブロック又はプロセスを並行して実行することができる。
【0111】
本明細書における「適合された」又は「構成された」の使用は、追加のタスク又はステップを実行するように適合又は構成されたデバイスを除外しないオープンで包括的な言語を意味する。さらに、「に基づいて」の使用は、１つ又は複数の列挙された条件又は値「に基づいて」プロセス、ステップ、計算、又は他のアクションが、実際には列挙されたものを超える追加の条件又は値に基づくことができるという点で、オープンで包括的であることを意味する。本明細書に含まれる見出し、リスト、及び番号付けは、単に説明を容易にするためのものであり、限定することを意味するものではない。本主題をその特定の態様に関して詳細に説明してきたが、当業者は、上記の理解を達成すると、そのような態様の変更、変形、及び均等物を容易に生成することができることが理解されよう。したがって、本開示は、限定ではなく例示の目的でプレゼンテーションされており、当業者には容易に明らかになるような本主題へのそのような修正、変形、及び／又は追加の包含を排除するものではないことを理解されたい。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5A】
【図5B】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【国際調査報告】