特表 2024-543674 制御および充電を伴う正弦波相電流を供給する方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-11-21

(54)【発明の名称】制御および充電を伴う正弦波相電流を供給する方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20241114BHJP

【ＦＩ】

H02M7/12 P

【審査請求】未請求

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2024535235

(86)(22)【出願日】2022-12-13

(85)【翻訳文提出日】2024-08-09

(86)【国際出願番号】 EP2022085671

(87)【国際公開番号】W WO2023110905

(87)【国際公開日】2023-06-22

(31)【優先権主張番号】LU501001

(32)【優先日】2021-12-13

(33)【優先権主張国・地域又は機関】LU

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】522500170

【氏名又は名称】アーツェーデー・アントリープステヒニク・ゲーエムベーハー

(74)【代理人】

【識別番号】100116687

【弁理士】

【氏名又は名称】田村 爾

(74)【代理人】

【識別番号】100098383

【弁理士】

【氏名又は名称】杉村 純子

(74)【代理人】

【識別番号】100155860

【弁理士】

【氏名又は名称】藤松 正雄

(72)【発明者】

【氏名】アーロン フェセラー

【テーマコード（参考）】

5H006

【Ｆターム（参考）】

5H006AA02

5H006CA02

5H006CA07

5H006CB01

5H006CB08

5H006CC02

5H006DB01

5H006DC00

5H006DC02

5H006DC05

(57)【要約】

３相電源ネットワークから整流器に正弦波相電流を供給する方法およびその使用であって、ストリング電圧を検出して評価するステップと、ストリング電圧を整流するステップと、第１のスイッチングトランジスタまたは第２のスイッチングトランジスタのいずれかを介して整流器の正出力または負出力にコンデンサを接続するステップと、第１のスイッチングトランジスタのみ、第２のスイッチングトランジスタのみ、または第１のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトランジスタの両方が導通し、あるいはどちらも導通しないように、制御ユニットによって第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイッチングトランジスタの制御入力部を制御するステップと、ストリング電圧とコイル間で降下するコンデンサ電圧との差によって、コイル電流の平均値の正弦波の流れが生じるように、制御入力部の制御に応じてコンデンサにコンデンサ電圧を充電するステップとを含む方法。
【選択図】図１１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

整流器（ＧＲ）に正弦波相電流（ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３）を供給する方法であって、
ストリング電圧（ｕ１，ｕ２，ｕ３）を検出して評価するステップと、
前記ストリング電圧（ｕ１，ｕ２，ｕ３）を整流するステップと、
コンデンサ（ＣＳ）を、第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）または第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）のいずれかを介して整流器（ＧＲ）の正出力（ｐＧ）または負出力（ｎＧ）に接続するステップと、
前記第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）のみ、前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）のみ、または前記第１および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋，Ｔ－）の両方が導通し、あるいはどちらも導通しないように、制御ユニット（ＳＥ）によって前記第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）の制御入力部（ＡＮ）を制御するステップと、
前記ストリング電圧（ｕ１，ｕ２，ｕ３）とコイル（ＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３）間で降下するコンデンサ電圧（ｕＣＳ）との差によって、コイル電流（ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３）の平均値の正弦波の流れが生じるように、前記制御入力部（ＡＮ）の前記制御に応じて前記コンデンサ（ＣＳ）にコンデンサ電圧（ｕＣＳ）を充電するステップとを含み、
前記制御は、正制御または負制御のいずれかであり、
前記正制御は、３つのストリング電圧のうちの２つが正である正の時間間隔（Ａ）で行われ、
前記負制御は、３つのストリング電圧のうちの２つが負である負の時間間隔（Ｂ）で行われることを特徴とする方法。

【請求項2】

請求項１に記載の方法において、
前記制御は、前記正制御において、前記第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）が第１のタイミング（ｔ１）から第３のタイミング（ｔ３）までのスイッチオン期間（ＴＥ）において導通し／導通状態になり、前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）が第２時間のタイミング（ｔ２）から第４のタイミング（ｔ４）までのスイッチオン期間（ＴＥ）において導通し／導通状態になり、前記第１および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋、Ｔ－）が前記第２のタイミング（ｔ２）から前記第３のタイミング（ｔ３）までの短絡期間（ＴＫ）において導通する／導通状態になるように行われることを特徴とする方法。

【請求項3】

請求項２に記載の方法において、
前記制御は、前記負制御において、前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）が第１のタイミング（ｔ１）から第３のタイミング（ｔ３）までのスイッチオン期間（ＴＥ）において導通し、前記第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）が前記第２のタイミング（ｔ２）から前記第４のタイミング（ｔ４）までスイッチオン期間（ＴＥ）において導通し、前記第１および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋、Ｔ－）が前記第２のタイミング（ｔ２）から前記第３のタイミング（ｔ３）までの短絡期間（ＴＫ）において導通する／導通状態になるように行われることを特徴とする方法。

【請求項4】

請求項２または請求項３のいずれかに記載の方法において、
前記制御は、前記第１および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋，Ｔ－）のスイッチオン期間（ＴＥ）が同じになるように行われることを特徴とする方法。

【請求項5】

請求項２または請求項３のいずれかに記載の方法において、
前記制御は、前記第１および前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋，Ｔ－）のスイッチオン期間（ＴＥ）が調整されるように行われることを特徴とする方法。

【請求項6】

請求項２乃至請求項５のいずれかに記載の方法において、
前記制御中の前記短絡期間（ＴＫ）は、前記第１のスイッチングトランジスタ（Ｔ＋）と前記第２のスイッチングトランジスタ（Ｔ－）が導通する期間となることを特徴とする方法。

【請求項7】

請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の方法において、
前記制御は、ネットワーク周波数（ｆＮ）よりも高いクロック周波数（ｆＳ）でクロッキングされることを特徴とする方法。

【請求項8】

請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の方法において、
前記充電には、事前充電、充電、再充電、放電のいずれかが含まれることを特徴とする方法。

【請求項9】

請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の方法において、
結合回路（ＫＳ）上の中間点ネットワーク（ＭＰＮ）内のコンデンサ（ＣＳ）に基準電位（ＳＰ）を提供するステップをさらに含むことを特徴とする方法。

【請求項10】

請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の方法において、
中間回路直流電圧（ＵＺＫ）、中間回路電流（ＩＺＫ）、正および負の整流器電圧（ｕＧＲ＋，ｕＧＲ－）、基準電位（ＳＰ）に対するコンデンサ電圧（ｕＣＳ）、およびコンデンサ電流（ｉＣＳ）のうちの少なくとも１つの出力変数を検出するステップをさらに含むことを特徴とする方法。

【請求項11】

請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の方法を、充電ステーション、機械用電動駆動装置、電源ユニット、および電源ネットワーク（ＶＮ）上のエネルギー変換システムのうちの少なくとも１つに使用することを特徴とする方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

［関連出願の相互参照］
本出願は、２０２１年１２月１３日に提出されたルクセンブルク特許出願ＬＵ５０１００１に対する優先権を主張し、ルクセンブルク特許出願ＬＵ５０１００１の全内容は、本明細書に全体として参照により組み込まれる。

【0002】

［発明の分野］
本発明は、３相電源ネットワークからのネットワーク回路のストリング電圧を変調またはクロッキングする方法に関する。この方法は、整流器の入力部における相電流が、負荷に関係なく、本質的に正弦波であることを保証する。

【背景技術】

【0003】

ネットワーク回路は、従来技術から知られている。ＥＰ３０６８０２４Ａ１は、切断可能な電力半導体への逆電圧ストレスが比較的低く、高い電力密度で、システム摂動が低い、３相パルス整流器システムを開示している。このような３相３点パルス整流器は、ウィーン整流器としても知られ、３相電流を整流するために使用される従来の６パルスブリッジ回路とは対照的に、ＡＣ電圧側の高調波成分が極めて低いことが特徴として知られている。

【0004】

ウィーン整流器は多数の部品を必要とする回路であり、非常に高価で、非常に複雑な制御も必要である。損失の多い部品は、ウィーン整流器の効率にも悪影響を及ぼす。

【0005】

図１は、従来技術に係る３相ＤＣＭ昇圧コンバータまたは昇圧コンバータの既知のネットワーク回路を示している。相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３の入力部に存在するネットワーク電圧は整流され、ネットワーク電圧値よりも高い値に昇圧される。この回路には多数のバリエーションがあり、全てが同様の構造を持っている。

【0006】

従来技術では、スイッチングトランジスタＴをオンにすると、ダイオード整流器ＤＧＲが短絡される。その結果、この時点で存在するストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３に応じて、３つのコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の全てが並列に充電される。スイッチングトランジスタＴがオフになると、コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３は放電される。コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の電流増加または電流勾配は、スイッチングトランジスタＴがオンであるときの正弦波周期にわたるコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の電圧値に比例する。これは、既知のネットワーク回路では、コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３での電圧降下、ひいてはコイル電流の勾配およびそれらの最終値が、ネットワーク正弦波の周期中に変化することを意味する。物理的には、図１および図２に示すように、これはネットワーク電流ｉＮＬの「きれいな」正弦波の流れにはつながらない。特に、図２Ｂに見られるように、相電流ｉＮＬ１は、入力部に印加されるストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３に応じて、サドルＬに向かってゼロ交差Ｎの約３０°の範囲でディップを持ち、サドルＬに向かって正弦波のクレストＫを持つ。さらに、サドルＫの深さは、入力側のストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３と出力側の中間回路直流電圧ＵＺＫとの間の電圧差に依存する。出力側の中間回路直流電圧ＵＺＫが高いほど、または出力部の負荷が小さいほど、正弦波のクレストＫの領域でのディップは小さくなる。同じことが相電流ｉＮＬ２，ｉＮＬ３にも当てはまる。

【0007】

図３は、従来技術に係る２つのスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－を備えた別の既知の３相ＤＣＭブーストコンバータを示している。中性点Ｎへの接続のため、この既知の回路では第１のダイオードＤ＋と第２のダイオードＤ－が必要である。この回路は、２つのスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－のパルス幅変調の基本原理に対応する、従来の制御システムとこれまで一般的な制御システムの両方の説明に適している。

【0008】

一方、スイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の両方がスタッガード制御（プッシュ・プル）によって周期期間内にスタッガード方式でオンに切り替わる。したがって、第１のスイッチングトランジスタＴ＋は、第２のスイッチングトランジスタＴ－が導通していないときに導通し、その逆も同様である。デューティファクターまたはデューティサイクルが５０％に至るに応じて、両方のスイッチングトランジスタが一時的に非導通になる。デューティサイクルは、スイッチオン期間とパルス幅変調信号の周期の比率である。デューティサイクルが５０％を超えると、両方のスイッチングトランジスタが一時的に導通する。このようなデューティサイクルを持つシステムは、プッシュ・プルで補完的に動作する２つの標準的な昇圧コンバータとして機能する。この既知のタイプのクロッキングでは、中間点ＭＰと中性点Ｎの間の接続、および正ブランチの第１のダイオードＤ＋と負ブランチの第２のダイオードＤ－が絶対に必要である。

【0009】

一方、同期／並列制御では、スイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の両方が周期期間内に同時にオンになる。したがって、第１のスイッチングトランジスタＴ＋と第２のスイッチングトランジスタＴ－は、同時に導通または非導通になる。スイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の両方のスイッチオン期間は、基本的にデューティサイクルに依存する。これらの既知のクロッキングを伴うシステムは、共通モードで動作する２つの補完的な標準昇圧コンバータとして機能する。このような既知のネットワーク回路では、両方の昇圧コンバータに対して１つのスイッチングトランジスタのみを使用できる（図１を参照）。中間点ＭＰと中性点Ｎの間の接続、および２つのダイオードＤ＋，Ｄ－のうちの１つを省略できる。

【0010】

スイッチングトランジスタのデューティサイクルに応じて、ネットワーク回路の出力部における中間回路直流電圧ＵＺＫのレベルを調整できる。これら既知のクロッキングでは、ネットワークから最適な正弦波電流を引き出すことはできない（図２Ａ、２Ｂを参照）。

【0011】

また、公共電源ネットワークに接続された多くの負荷は、単純なブリッジ整流器を通じてパルス状のネットワーク電流を引き込み、大きな高調波電流を伴うことも知られている。これらのパルス電流には、公共電源ネットワークを大型化する必要がある。さらに、短期的な電圧ディップや電圧ピークが発生し、高感度な負荷で問題が発生する可能性が高まっている。このため、対応する（ＰＦＣ）規格（例えば、ＤＩＮ ＥＮ ６１０００－３－２およびＤＩＮ ＥＮ ６１０００－３－１２を参照）があり、一定の電力を超えると力率補正（ＰＦＣ）の使用が求められる。パッシブシステムのコンポーネントは、より大きな設置スペースを必要とし、正弦波から逸脱した形状の電流を供給するために、ウィーン整流器などのアクティブ回路ソリューションの使用が必要になる。

【0012】

図１および図３に示す既知のネットワーク回路では、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、高調波を含む正弦波電流がネットワークから引き出されるが、ＰＦＣ規格で定義されている制限値は、せいぜい低電力または電力クラスでのみ満たされる。

【0013】

さらに、少なくとも３相の交流信号と直流信号との間で変換する電気コンバータは、文献ＷＯ２０２１／２１９７６１Ａ１から知られている。このコンバータは、少なくとも３つの相接続と、第１の直流接続および第２の直流接続と、第１のコンバータ段および第２のコンバータ段とを備えている。

【0014】

米国特許文献ＵＳ７００５７５９Ｂ２は、統合コンバータを開示している。この統合コンバータは、３相電源に電気的に接続され、力率補正の目的を達成するために交流電流を第１の直流電流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータを含んでいる。

【0015】

欧州特許出願ＥＰ２８１４１６４Ａ２には、多相電圧源とＤＣ中間回路との間の多相一次段と、一次段用の入力フィルタと、負荷の中性点用のブリッジ経路を伴う、ＤＣ中間回路と多相負荷との間の二次段と、接続容量を介してＤＣ中間回路の中点に接続された入力フィルタスター点を含む入力フィルタとを備えた電力変換器が開示されている。

【0016】

本発明の目的は、すべての電力クラスにおいてＰＦＣ規格の制限値を満たす正弦波相電流を整流器の入力部に供給することである。

【発明の概要】

【0017】

本明細書は、３相電源ネットワークから整流器に正弦波相電流を供給する方法を説明する。この方法は、ストリング電圧を検出して評価するステップと、ストリング電圧を整流するステップと、第１のスイッチングトランジスタまたは第２のスイッチングトランジスタのいずれかを介して整流器の正出力または負出力にコンデンサを接続するステップと、第１のスイッチングトランジスタのみ、第２のスイッチングトランジスタのみ、または第１のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトランジスタの両方が導通し、あるいはどちらも導通しないように、制御ユニットによって第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイッチングトランジスタの制御入力部を制御するステップと、ストリング電圧とコイル間で降下するコンデンサ電圧との差によって、コイル電流の平均値の正弦波の流れが生じるように、制御入力部の制御に応じてコンデンサにコンデンサ電圧を充電するステップとを含む。

【0018】

前記制御は正制御または負制御のいずれかであり、正制御は正の時間間隔で行われ、負制御は負の時間間隔で行われる。正の時間間隔とは、３つのストリング電圧のうちの２つが正である時間間隔である。負の時間間隔とは、３つのストリング電圧のうちの２つが負である時間間隔である。

【0019】

時間間隔での前記制御は、３つのストリング電圧のうちの２つが同じ極性を持つように行われる。

【0020】

第１の態様では、前記制御は、正制御において、第１のスイッチングトランジスタが第１のタイミングから第３のタイミングまでのスイッチオン期間において導通し／導通状態になり、第２のスイッチングトランジスタが第２のタイミングから第４のタイミングまでのスイッチオン期間において導通し／導通状態になり、第１および第２のスイッチングトランジスタが第２のタイミングから第３のタイミングまでの短絡期間において導通する／導通状態になるように行われる。

【0021】

第１の態様によれば、３つのストリング電圧のうちの２つが正のときに、第１のスイッチングトランジスタが最初に導通する。これにより、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限を満たす正弦波相電流を電源ネットワークから引き出すようにコンデンサを適切に充電することができる。

【0022】

第２の態様では、前記制御は、負制御において、第２のスイッチングトランジスタが第１のタイミングから第３のタイミングまでのスイッチオン期間において導通し／導通状態になり、第１のスイッチングトランジスタが第２のタイミングから第４のタイミングまでのスイッチオン期間において導通し／導通状態になり、第１および第２のスイッチングトランジスタが第２のタイミングから第３のタイミングまでの短絡期間において導通する／導通状態になるように行われる。

【0023】

第２の態様によれば、３つのストリング電圧のうちの２つが負のときに、第２のスイッチングトランジスタが最初に導通する。これにより、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限を満たす正弦波相電流を電源ネットワークから引き出すようにコンデンサを適切に充電することができる。

【0024】

第３の態様では、前記制御は、第１および第２のスイッチングトランジスタのスイッチオン期間が同じになるように行われる。

【0025】

第３の態様によれば、２つのスイッチングトランジスタのスイッチオン期間が等しいことにより、相電流の正弦波の流れが促進される。

【0026】

第４の態様では、前記制御は、第１および第２のスイッチングトランジスタのスイッチオン期間が調整されるように実行される。

【0027】

第４の態様によれば、スイッチング周期中に異なるスイッチオン期間を実現して、ストリング電圧の検出値に制御をより柔軟に適応させることができる。これにより、電源ネットワークから正弦波相電流を引き出すようにコンデンサを適切に充電することができる。

【0028】

第５の態様では、制御中の短絡期間は、第１のスイッチングトランジスタおよび第２のスイッチングトランジスタが導通する期間となる。

【0029】

第５の態様によれば、前記制御によって短絡期間の長さに影響を及ぼして、電源ネットワークから正弦波相電流を引き出すようにコンデンサを充電することができる。

【0030】

第６の態様では、第１および第２のスイッチングトランジスタの制御入力部の前記制御は、ネットワーク周波数よりも高いクロック周波数でクロッキングされる。

【0031】

第６の態様によれば、クロック周波数に起因する高調波電流が相電流の正弦波の流れに影響を及ぼさないことが保証される。さらに、第６の態様によれば、クロック周波数が高く選択されるほど、コイルやコンデンサなどの部品のサイズ、ひいては部品コストを低減することができる。

【0032】

第７の態様では、充電には、事前充電、充電、再充電、放電のいずれかが含まれる。

【0033】

第７の態様によれば、コンデンサは、検出されたストリング電圧に応じて、事前充電、充電、再充電、または放電によって、電源ネットワークから正弦波相電流を引き出すように制御することができる。

【0034】

第８の態様では、前記方法は、結合回路上の中間点ネットワーク内のコンデンサに基準電位を提供するステップをさらに含む。

【0035】

第８の態様によれば、結合回路の人工中性導体は、中間点ネットワーク内のコンデンサのコンデンサ電圧の電圧基準を提供する。

【0036】

第９の態様では、前記方法は、中間回路直流電圧、中間回路電流、正および負の整流器電圧、基準電位に対するコンデンサ電圧、およびコンデンサ電流のうちの少なくとも１つの出力変数を検出するステップをさらに含む。

【0037】

第９の態様によれば、２つのスイッチングトランジスタの制御を改善するために、さらなる変数を検出することができる。これにより、電源ネットワークから正弦波相電流を引き出すようにコンデンサを適切に充電することができる。

【0038】

本明細書では、充電ステーション、電源ユニット、機械用電気駆動装置、および電源ネットワーク上のエネルギー変換システムのうちの少なくとも１つに前記方法を使用することも説明する。したがって、前記方法は、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限を満たす正弦波相電流を提供する様々な用途に使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【0039】

本発明を以下の図面を参照してさらに詳細に説明する。

【0040】

【図1】図１は、従来技術の昇圧コンバータを示す図である。

【0041】

【図2A】図２Ａは、図１の昇圧コンバータの電流の流れを示す図である。

【図2B】図２Ｂは、図１の昇圧コンバータの電流の流れを示す図である。

【0042】

【図3】図３は、さらに別の従来技術の昇圧コンバータを示す図である。

【0043】

【図4】図４は、第１の実施形態に係るネットワーク回路を示す図である。

【0044】

【図5】図５は、正制御における制御信号の流れを示す図である。

【0045】

【図6】図６は、正制御における異なる特性曲線を示す図である。

【0046】

【図7】図７は、負制御における制御信号の流れを示す図である。

【0047】

【図8】図８は、負制御における異なる特性曲線を示す図である。

【0048】

【図9】図９は、周期的に交互に正負制御が行われる３相電源ネットワークのネットワーク電圧の流れを示す図である。

【0049】

【図10A】図１０Ａは、図４に係るネットワーク回路における正負制御に基づく電流の流れを示す図である。

【図10B】図１０Ｂは、図４に係るネットワーク回路における正負制御に基づく電流の流れを示す図である。

【0050】

【図11】図１１は、本発明に係る方法のフローチャートを示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0051】

図４を参照して、３相電源ネットワークＶＮからの出力部に中間回路直流電圧ＵＺＫおよび負荷依存中間回路電流ＩＺＫを供給するための、第１の実施形態に係るネットワーク回路ＮＳの構造について説明する。ネットワーク回路ＮＳは、少なくとも１つのスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－および中間点ネットワークＭＰＮを備え、昇圧コンバータとして構成される。特に、ネットワーク回路ＮＳは、３相ＰＦＣ昇圧コンバータとして構成される。ネットワーク回路ＮＳの出力部における出力電圧の絶対値は、常に、ネットワーク回路ＮＳの入力電圧の絶対値よりも大きい。したがって、出力部における中間回路直流電圧ＵＺＫの絶対値は、ネットワーク回路ＮＳの入力部における導体電圧ｕ１２，ｕ２３，ｕ３１の整流値よりも大きい。

【0052】

図３に示す回路と比較すると、ネットワーク回路ＮＳは、コンデンサＣＳを含む中間点ネットワークＭＰＮを備えたハーフブリッジに拡張されている。さらに、ネットワーク回路ＮＳは、中性電位または基準電位ＳＰに接続されている。

【0053】

ネットワーク回路ＮＳの出力コンデンサＣＡは、１つのコンデンサで実現される。別の例では、出力コンデンサＣＡは、２つ以上のコンデンサの直列接続として実現され得る。

【0054】

好ましくは、ネットワーク回路は、第１のスイッチングトランジスタＴ＋と第２のスイッチングトランジスタＴ－とを含む。ただし、ネットワーク回路ＮＳは、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－に限定されない。

【0055】

ネットワーク回路ＮＳは、相またはラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して互いに接続された他のコンポーネントも備えている。ネットワーク回路ＮＳは、ＥＭＩフィルタまたは電磁干渉ＥＭＩ用フィルタと、ネットワーク検出部ＮＥと、制御ユニットＳＥと、整流器ＧＲと、基準電位ＳＰとの結合回路ＫＳと、ネットワーク回路ＮＳの出力ライン上の第１のダイオードＤ＋および第２のダイオードＤ－と、出力ライン間の出力コンデンサＣＡとを備えている。

【0056】

入力部では、ネットワーク回路ＮＳは、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源ネットワークＶＮに接続される。相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３は、ネットワーク変数を含む。ネットワーク変数は、相位置、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３および導体電圧ｕ１２，ｕ２３，ｕ３１を含むネットワーク電圧、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３、のうちの少なくとも１つを含む。ネットワーク回路ＮＳの入力部は、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を介して３相電源ネットワークＶＮをＥＭＩフィルタＥＭＩに接続する。ＥＭＩフィルタＥＭＩは、既知の方法で電磁干渉をフィルタリングする。このため、および簡潔にするために、ＥＭＩフィルタＥＭＩについてここでは詳しく説明しない。

【0057】

ネットワーク検出部ＮＥは、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のネットワーク変数を検出し、評価し、制御ユニットＳＥに渡す。ネットワーク検出部ＮＥは、独立したユニットであってもよく、制御ユニットＳＥに組み込まれてもよい。制御ユニットＳＥは、様々な位置、特にネットワーク回路ＮＳの出力部で電圧変数と電流変数を検出するための出力検出部ＡＥを備える。したがって、出力検出部ＡＥは、中間回路直流電圧ＵＺＫと中間回路電流ＩＺＫのうちの少なくとも１つと、正および負の整流器電圧ｕＧＲ＋，ｕＧＲ－と、基準電位ＳＰに対するコンデンサ電圧ｕＣＳと、コンデンサＣＳでのコンデンサ電流ｉＣＳとを含む出力変数を検出する。ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥは、ネットワーク変数と出力変数を検出するための様々なオプションを含むことができる。例えば、ネットワーク変数は、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥによって、１つまたは複数のセンサーを使用して検出することができる。しかしながら、ネットワーク変数は、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥによって、ＡＣＴＵＡＬ／ＴＡＲＧＥＴ比較に基づく所定の検出方法を使用して検出することもできる。

【0058】

制御ユニットＳＥは、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥから取得した電圧変数および電流変数またはネットワーク変数に関する情報を使用して、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－を制御し、コンデンサＣＳにコンデンサ電圧ｕＣＳを提供する。コンデンサ電圧ｕＣＳは、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３とコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３で降下するコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３との差から生じる電圧差を表す。制御によって、コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３の平均値の正弦波が発生し、以下で詳しく説明する。

【0059】

制御ユニットＳＥは、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥによって検出されたネットワーク変数を評価するためのマイクロプロセッサまたはマイクロコントローラ、または機能的に類似したコンポーネントを備える。制御ユニットＳＥは、従来技術に係る既知の制御ユニットである。このため、および簡潔にするために、制御ユニットＳＥについてここでは詳しく説明しない。

【0060】

整流器ＧＲは、整流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６と、エネルギー蓄積体としてのインダクタまたはコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３で構成される。ただし、整流器ＧＲはこの実施形態の例に限定されない。整流器ＧＲは、受動部品、能動部品、および／またはそれらの組み合わせで構成することができる。したがって、整流器ＧＲは、整流器とインバーターの両方の機能を備え、電源ネットワークＶＮへのフィードバックを可能にする。整流器ＧＲの機能は既知の機能に対応しているため、簡潔にするためにこれ以上は詳しく説明しない。

【0061】

結合回路ＫＳは、中間点ネットワークＭＰＮと整流器ＧＲの間に配置される。結合回路ＫＳは、コンデンサＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３および基準電位ＳＰを含むコンデンサスター回路である。基準電位ＳＰは、コンデンサＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３を介して相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に接続される。結合回路ＫＳは、中間点ネットワークＭＰＮ、ひいてはコンデンサＣＳに電圧基準を提供するために、人工中性導体（中性電位）を作り出すように構成される。中間点ネットワークＭＰＮ（コンデンサＣＳを含む）は、結合回路ＫＳの基準電位ＳＰを介して相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に接続される。

【0062】

第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－は、それぞれ、制御入力部ＡＮと、スイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－と並列に接続されたボディダイオード（図示せず）またはフリーホイールダイオード（図示せず）とを備える。第１のスイッチングトランジスタＴ＋の制御入力部ＡＮは、制御ユニットＳＥに接続される。第２のスイッチングトランジスタＴ－の制御入力部ＡＮは、制御ユニットＳＥに接続される。制御ユニットＳＥは、第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－を制御し、その詳細は後で説明する。

【0063】

結合回路ＫＳは、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の制御によって生じる高周波電流が相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３に現れないようにする。

【0064】

ネットワーク回路ＮＳの中間点ネットワークＭＰＮは、調整可能な電圧源としての基本機能を果たし、コンデンサＣＳを含む。中間点ネットワークＭＰＮのコンデンサＣＳは、入力部に相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３がある結合回路の中間点ＭＰと基準電位ＳＰの間に接続される。中間点ＭＰは、直列に接続された第１のスイッチングトランジスタＴ＋と第２のスイッチングトランジスタＴ－の間に設けられる。コンデンサＣＳは、整流器ＧＲの正出力ｐＧを持つ第１のスイッチングトランジスタＴ＋を介して、および整流器ＧＲの負出力ｎＧを持つ第２のスイッチングトランジスタＴ－を介して、整流器ＧＲに電気的に接続される。

【0065】

第１のダイオードＤ＋および第２のダイオードＤ－は、出力部での中間回路直流電圧ＵＺＫが第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－のクロッキングに依存しないように、ネットワーク回路ＮＳの出力部に配置される。クロッキングの独立性を保つために、第１のダイオードＤ＋のみ、第２のダイオードＤ－のみ、またはダイオードＤ＋，Ｄ－の両方を設けることができる。

【0066】

中間点ネットワークＭＰＮのコンデンサＣＳは、制御ユニットＳＥによる第１のスイッチングトランジスタＴ＋と第２のスイッチングトランジスタＴ－のうちの少なくとも１つの制御入力部ＡＮの特別なタイプの制御によって充電される。コンデンサＣＳの充電は、事前充電、充電、再充電、および放電のうちの少なくとも１つに対応する。コンデンサＣＳの充電のタイプは、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥによって検出されたネットワーク変数に依存する。

【0067】

コンデンサＣＳのコンデンサ電圧ｕＣＳは、電源ネットワークＶＮの相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３から正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３を引き出されるように、コイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３を変調する。コンデンサ電圧ｕＣＳのレベルは、以下に説明するように、デューティサイクルＴＶに依存する。変調の結果、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は、基本的に正弦波電流になるか、または本質的に正弦波の流れを持つ。変調は、パルス幅変調、パルス周波数変調、またはその他の既知の変調方法に対応する。正弦波電流は、ネットワーク回路ＮＳの入力部で電源ネットワークＶＮから引き出される。

【0068】

コンデンサＣＳを特別なタイプの制御に応じて充電することで、コンデンサＣＳは、コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３間の電圧差を生成するための調整可能な電圧源として機能する。コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３間の電圧差は、コンデンサＣＳの充電によって影響を受ける可能性があり、図５～図８に示すように、対応する期間において、電源ネットワークＶＮによって物理的に供給されるよりも大きなコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３がコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３に印加される。その結果、すべての相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３で本質的に正弦波の電流が電源ネットワークＶＮから引き出され、対応する電力クラスでＰＦＣ規格の制限値に準拠するようになる。

【0069】

このため、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－は、それぞれ、制御ユニットＳＥから制御信号ＳＴ＋，ＳＴ－を受信し、それによって第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋、Ｔ－がクロッキングする。クロッキングは、第１のスイッチングトランジスタＴ＋のスイッチオン期間ＴＥ、第２のスイッチングトランジスタＴ－のスイッチオン期間ＴＥ、およびスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の両方が同時にオンまたは導通する短絡期間ＴＫなどの、様々な時間間隔を決定する。時間間隔の順序によって、正制御と負制御が区別される。この特別なタイミングについて、図５～図８を参照して以下で詳細に説明する。制御ユニットＳＥは、時間間隔の長さによって変調を調整する。同時に、時間間隔の長さと短絡期間ＴＫが、中間回路直流電圧ＵＺＫのレベルを制御するために使用される。時間間隔の間において、中間点ネットワークＭＰＮのコンデンサＣＳが充電される。充電は、結合回路ＫＳによって提供される人工中性導体に関連して行われる。

【0070】

図５は、第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－の正制御に基づく、第１のスイッチングトランジスタＴ＋に対する第１の制御信号ＳＴ＋の流れと、第２のスイッチングトランジスタＴ－に対する第２の制御信号ＳＴ－の流れとを時間経過ともに示す。

【0071】

正制御の場合、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の制御入力部ＡＮは、第１のスイッチングトランジスタＴ＋が第１のタイミングｔ１と第３のタイミングｔ３との間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通し／導通状態になり、次いで第２のスイッチングトランジスタＴ－が第２のタイミングｔ２の第４のタイミングｔ４との間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通／導通状態になるように、制御ユニットＳＥによって制御される。第２のタイミングｔ２と第３のタイミングｔ３との間の短絡期間ＴＫにおいては、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋、Ｔ－は同時に導通する。第１の制御信号ＳＴ＋がゼロの間、第１のスイッチングトランジスタＴ＋は非導通である。第１のスイッチングトランジスタＴ＋は、現在の制御周期ＴＳの第３のタイミングｔ３から次の制御周期の第１のタイミングｔ１までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第１のスイッチングトランジスタＴ＋は制御ユニットＳＥによって制御されない。第２の制御信号ＳＴ－がゼロの間、第２のスイッチングトランジスタＴ－は非導通である。第２のスイッチングトランジスタＴ－は、現在の制御周期ＴＳの第４のタイミングｔ４から次の制御周期の第２のタイミングｔ２までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第２スのイッチングトランジスタＴ－は制御ユニットＳＥによって制御されない。

【0072】

中間回路直流電圧ＵＺＫは、スイッチオン期間ＴＥからスイッチオフ期間ＴＡまでのデューティサイクルＴＶ、または第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の制御周期ＴＳを介して、および短絡期間ＴＫと組み合わせて、任意に制御することができる。第１のスイッチングトランジスタＴ＋のスイッチオン期間ＴＥおよび第２のスイッチングトランジスタＴ－のスイッチオン期間ＴＥは、図５では等しい長さになるように選択されている。スイッチオン期間ＴＥとスイッチオフ期間ＴＡの合計が制御周期ＴＳとなる。ただし、第１のスイッチングトランジスタＴ＋のスイッチオン期間ＴＥおよび第２のスイッチングトランジスタＴ－のスイッチオン期間ＴＥは、異なる長さになるように選択することもできる。スイッチオン期間ＴＥは、各制御周期ＴＳで異なる期間となるように、制御ユニットＳＥを介して調整することもできる。したがって、図５における第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の等しく長いスイッチオン期間ＴＥは、正制御を説明するための単なる例であり、正制御（および負制御）をこの例に限定することを意図するものではない。

【0073】

制御周期ＴＳの逆数はクロック周波数ｆｓとなり、制御ユニットＳＥの制御によって第１のスイッチングトランジスタＴ＋と第２のスイッチングトランジスタＴ－がクロッキングされる。クロッキングによって発生する高調波をフィルタリングするコストを最小限にするために、ネットワーク周波数ｆＮに比べて十分に高いクロック周波数ｆｓでクロッキングを実行する必要があることに留意すべきである。

【0074】

図６は、図４のネットワーク回路ＮＳの第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－のタイミングに応じた正制御の主な特性曲線を時間経過とともに示す。相Ｌ２およびＬ３におけるストリング電圧ｕ２およびｕ３は、絶対値が等しくて０ボルトより大きいが、相Ｌ１におけるストリング電圧ｕ１は０ボルトより小さいという、例示的な仮定が適用される。したがって、コイルＬＬ２およびＬＬ３は、整流器ＧＲの正出力ｐＧを介して第１のスイッチングトランジスタＴ＋に接続される。一方、コイルＬＬ１は、整流器ＧＲの負出力ｎＧを介して第２のスイッチングトランジスタＴ－に接続される。これらの仮定は例示的であり、２つの相のネットワーク電圧がゼロより大きい、以下で説明する特性曲線に適用される。選択された仮定は、本発明の範囲を限定することを意図したものではなく、他の方法でも行うことができる。

【0075】

より分かりやすくするために、図６には、それぞれの時間間隔のタイミング（ｔ１からｔ４’）を決定するための制御信号ＳＴ＋，ＳＴ－も示されている。第１の制御信号ＳＴ＋と第２の制御信号ＳＴ－の流れは図５のものに対応しており、ここでは繰り返さない。

【0076】

図６には、出力電流ＩＺＫの流れ、出力コンデンサＣＡの出力コンデンサ電流ｉＣＡの流れ、第１のダイオードＤ＋を介したダイオード電流ｉＤ＋の流れ、コイルＬＬ１を介したコイル電流ｉＬＬ１の流れ、コイル電流ｉＬＬ２とｉＬＬ３の合計に対応するコイル電流ｉＬＬ２３の流れ、コンデンサ電圧ｕＣＳの流れ、およびコンデンサ電流ｉＣＳの流れも、時間経過とともに示されている。出力電流ＩＺＫの流れは、制御周期ＴＳ全体にわたってゼロより大きい一定値を維持する。

【0077】

第１のタイミングｔ１で、第１のスイッチングトランジスタＴ＋が導通状態になると、制御された第１のスイッチングトランジスタＴ＋と上流のコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３により、コンデンサＣＳに正のコンデンサ電流ｉＣＳが確立される。コンデンサＣＳは、正に増加するコンデンサ電流ｉＣＳによってコンデンサ電圧ｕＣＳ＝０Ｖまで放電される。コイルＬＬ２とＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２とｉＬＬ３の合計であるコイル電流ｉＬＬ２３は、第２のタイミンｔ２までコンデンサ電流ｉＣＳに沿って正に増加する。

【0078】

第２のタイミングｔ２で、第２のスイッチングトランジスタＴ－が導通状態になり、第１のスイッチングトランジスタＴ＋も導通状態になる。第２のスイッチングトランジスタＴ－は、設定された時間が経過したとき、またはコンデンサ電圧ｕＣＳがゼロボルトに等しいときに、制御ユニットＳＥによって導通するように制御される。その結果、整流器ＧＲは短絡期間ＴＫにおいて短絡される。コンデンサＣＳは、この第２のタイミングｔ２から、放電状態から正に充電され、コンデンサ電流ｉＣＳの絶対値は第２のタイミングｔ２から減少する。一方、コイルＬＬ２とＬＬ３におけるコイル電流ｉＬＬ２３は、短絡期間ＴＫの間、正に蓄積され続けるか、または正に増加し続ける。第２のタイミングｔ２からコイルＬＬ１で負の電流の蓄積が始まり、コイル電流ｉＬＬ１は負の方向に増加する。第２のタイミングｔ２から第３のタイミングｔ３までの間、電気エネルギーの大部分はネットワーク回路ＬＶのコンポーネントによって吸収される。

【0079】

第３のタイミングｔ３で、タイミングｔ１で導通している第１のスイッチングトランジスタＴ＋が、スイッチオン期間ＴＥの後に制御ユニットＳＥによって再びオフに切り替えられる。第２のスイッチングトランジスタＴ－は、第４のタイミングｔ４まで導通状態のままである。第３のタイミングｔ３から、第１のスイッチングトランジスタＴ＋のスイッチオン期間ＴＥ中に正のコイル電流ｉＬＬ２３が蓄積されたコイルＬＬ２およびＬＬ３が、入力側の整流器ＧＲの整流ダイオードＤ３，Ｄ５と、負荷に向かう出力側の第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－とを介してこのコイル電流ｉＬＬ２３を制御する。その結果、ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡが生じ、その絶対値は第３のタイミングｔ３から着実に減少する。コイルＬＬ２およびＬＬ３におけるコイル電流ｉＬＬ２３も絶対値が再び減少する。第３のタイミングｔ３から、コンデンサ電流ｉＣＳはさらに急激に減少し、タイミングｔ３’でゼロアンペアになる。第２のスイッチングトランジスタＴ－はまだ導通しているため、コイル電流ｉＬＬ２３は第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－を介して流れ、その後、コンデンサ電流ｉＣＳがゼロアンペアに達するまで、コイルＬＬ１を流れる電流とコンデンサＣＳを流れる電流とに分けられる。

【0080】

タイミングｔ３’で、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペアに等しくなり、コンデンサ電圧ｕＣＳは正の最大値に達する。タイミングｔ３’から、負のコンデンサ電流ｉＣＳがコンデンサＣＳを介して確立され、タイミングｔ４まで時間経過とともに負に増加する。コンデンサＣＳは再び継続的に放電される。タイミングｔ３’から、コンデンサＣＳの負のコンデンサ電流ｉＣＳがコイル電流ｉＬＬ２３に追加され、第１のダイオードＤ＋、負荷、第２のダイオードＤ－を介して流れ続ける。２つの電流の合計は、コイルＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１に相当する。

【0081】

タイミングｔ３Ｌで、コイルＬＬ２およびＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２３が完全に減少する。コイル電流ｉＬＬ２３はタイミングｔ３Ｌでゼロアンペアになる。したがって、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－が遮断され、ダイオード電流ｉＤ＋はゼロアンペアに等しくなり、出力コンデンサ電流ｉＣＡは中間回路電流ＩＺＫを引き継いで負になる。コンデンサＣＳの負のコンデンサ電流ｉＣＳ全体が、タイミングｔ３ＬからコイルＬＬ１を介して流れ続け、コイル電流ｉＬＬ１は負に増加し続ける。

【0082】

第４のタイミングｔ４で、それまで導通状態であった第２のスイッチングトランジスタＴ－がスイッチングユニットＳＥによって制御され、第２のスイッチングトランジスタＴ－が非導通状態になる。第４のタイミングｔ４から、コイルＬＬ１は、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－と、ネットワーク回路ＮＳの出力部に接続された負荷とを介して、コイル電流ｉＬＬ１を再び制御し続ける。その結果、ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡが直ちに増加する。第４のタイミングｔ４から、コンデンサ電流ｉＣＳは、第１のスイッチングトランジスタＴ＋に含まれるボディダイオードまたは第１のスイッチングトランジスタＴ＋に並列に接続されたフリーホイールダイオードの形態で唯一残っている電流経路を介して流れる。第４のタイミングｔ４からタイミングｔ４’まで、コンデンサ電流ｉＣＳは絶対値が再び減少し、ゼロアンペアに近づく。その結果、コンデンサＣＳは、第１のタイミングｔ１で支配的だった元の負の値に再充電される。同時に、２つのコイルＬＬ２とＬＬ３に正のコイル電流ｉＬＬ２３が再び蓄積され始める。ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡはタイミングｔ４’まで一定に減少する。

【0083】

タイミングｔ４’で、コイルＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１の絶対値はコイル電流ｉＬＬ２３の絶対値に相当し、したがってコイル電流ｉＬＬ２とコイル電流ｉＬＬ３の絶対値の合計に相当する。これにより、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペアになる。タイミングｔ４’から、第１のスイッチングトランジスタＴ＋のボディダイオードまたはフリーホイールダイオードを介してコンデンサＣＳから電流が流れることがなくなる。タイミングｔ４’で、コンデンサＣＳは第１のタイミングｔ１の負の初期値まで完全に充電され、次の制御周期ＴＳで再び使用できるようになる。コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３は、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－と、ネットワーク回路ＮＳの出力部に接続された負荷とを介して電流を制御し続け、それによって、３つのコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の残りのコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３は時間とともに直線的に減少する。コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３がタイミングｔ４’から減少するにつれて、ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡも絶対値が減少する。コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３は、制御周期ＴＳの終了前の不連続導通モードまたは制御周期ＴＳの終了時の境界導通モードで０Ａに等しくなる。

【0084】

境界導通モードでは、コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３のいずれかが、制御周期ＴＳの終了時にちょうどゼロになる。不連続導通モードでは、電流減少から新しい制御周期ＴＳの開始までの間に休止が挿入される（電流が「中断」または不連続になる）。不連続導通モードおよび境界導通モードは、昇圧コンバータを使用する場合の標準である。

【0085】

図７は、第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－の負制御に基づく、第１のスイッチングトランジスタＴ＋に対する第１の制御信号ＳＴ＋の流れと、第２のスイッチングトランジスタＴ－に対する第２の制御信号ＳＴ－の流れとを時間経過とともに示す。負制御の場合、スイッチオン期間ＴＥ、スイッチオフ期間ＴＡ、短絡期間ＴＫ、スイッチング周期ＴＳは、正制御の場合に対応するが、開始と終了のタイミングが異なるという違いがある。つまり、正制御の場合と同様に、スイッチオン期間ＴＥ、スイッチオフ期間ＴＡ、短絡期間ＴＫ、スイッチング周期ＴＳにも同じであることが当てはまる。

【0086】

負制御により、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の制御入力部ＡＮは、第２のスイッチングトランジスタＴ－が第１のタイミングｔ１と第３のタイミングｔ３との間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通し／導通状態になり、その後、第１のスイッチングトランジスタＴ＋が第２のタイミングｔ２と第４のタイミングｔ４との間のスイッチオン期間ＴＥにおいて導通する／導通状態になるように、制御ユニットＳＥによって制御される。第２のタイミングｔ２と第３のタイミングｔ３との間では、短絡期間ＴＫにおいて、第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－は同時に導通する。第１のスイッチングトランジスタＴ＋は、現在の制御周期ＴＳの第４のタイミングｔ４から次の制御周期の第２のタイミングｔ２までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第１のスイッチングトランジスタＴ＋は制御ユニットＳＥによって制御されない。第２のスイッチングトランジスタＴ－は、現在の制御周期ＴＳの第３のタイミングｔ３から次の制御周期の第１のタイミングｔ１までのスイッチオフ期間ＴＡにおいて非導通であり、その間、第２のスイッチングトランジスタＴ－は制御ユニットＳＥによって制御されない。

【0087】

負制御では、クロック周波数ｆｓがネットワーク周波数ｆＮに比べて十分に高いことを保証することも重要である。

【0088】

図８は、図４のネットワーク回路ＮＳの第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－のタイミングに応じた正制御の主な特性曲線を時間経過とともに示す。相Ｌ１のストリング電圧ｕ１はゼロボルトより大きく、相Ｌ２およびＬ３のストリング電圧ｕ２およびｕ３は絶対値が等しくてゼロボルトより小さいという、例示的な仮定が適用される。したがって、コイルＬＬ１は、整流器ＧＲの正出力ｐＧを介して第１のスイッチングトランジスタＴ＋に接続される。一方、コイルＬＬ２およびＬＬ３は、整流器ＧＲの負出力ｎＧを介して第２のスイッチングトランジスタＴ－に接続される。これらの仮定は例示的であり、２つの相のネットワーク電圧がゼロより小さい、以下で説明する特性曲線に適用される。選択された仮定は、本発明の範囲を限定することを意図したものではなく、他の方法でも行うことができる。

【0089】

より分かりやすくするために、図８には、それぞれの時間間隔のタイミング（ｔ１からｔ４’）を決定するための制御信号ＳＴ＋，ＳＴ－も示されている。第１の制御信号ＳＴ＋と第２の制御信号ＳＴ－の流れは図７のものに対応しており、ここでは繰り返さない。

【0090】

図８には、出力電流ＩＺＫの流れ、出力コンデンサ電流ｉＣＡの流れ、ダイオード電流ｉＤ＋の流れ、コイル電流ｉＬＬ１の流れ、コイル電流ｉＬＬ２とｉＬＬ３の合計に対応するコイル電流ｉＬＬ２３の流れ、コンデンサ電圧ｕＣＳの流れ、およびコンデンサ電流ｉＣＳの流れも、時間経過とともに示されている。出力電流ＩＺＫの流れは、制御周期ＴＳ全体にわたってゼロより大きい一定値を維持する。

【0091】

第１のタイミングｔ１で、第２のスイッチングトランジスタＴ－が導通状態になると、制御された第２のスイッチングトランジスタＴ－と上流のコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３により、コンデンサＣＳに負のコンデンサ電流ｉＣＳが発生する。コンデンサＣＳは、負に増加するコンデンサ電流ｉＣＳによってコンデンサ電圧ｕＣＳ＝０Ｖまで放電される。コイルＬＬ２とＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２とｉＬＬ３の合計であるコイル電流ｉＬＬ２３は、第２のタイミングｔ２までコンデンサ電流ｉＣＳに沿って負に増加する。

【0092】

第２のタイミングｔ２で、第１のスイッチングトランジスタＴ＋が導通状態になり、第２のスイッチングトランジスタＴ－も導通状態になる。第１のスイッチングトランジスタＴ＋は、設定された時間が経過したとき、またはコンデンサ電圧ｕＣＳがゼロボルトになったときに、制御ユニットＳＥによって導通するように制御される。その結果、整流器ＧＲは短絡期間ＴＫにおいて短絡される。この第２のタイミングｔ２から、コンデンサＣＳは放電状態から負に充電され、コンデンサ電流ｉＣＳの絶対値は第２のタイミングｔ２から減少する。一方、コイルＬＬ２およびＬＬ３におけるコイル電流ｉＬＬ２３は負に蓄積され続ける。コイルＬＬ１では、第２のタイミングｔ２から正の電流の蓄積が始まり、コイル電流ｉＬＬ１の絶対値は正の方向に増加する。第２のタイミングｔ２から第３のタイミングｔ３までの間、電気エネルギーの大部分はネットワーク回路ＬＶのコンポーネントによって吸収される。

【0093】

第３のタイミングｔ３で、第１のタイミングｔ１で導通していた第２のスイッチングトランジスタＴ－が、スイッチオン期間ＴＥの後に制御ユニットＳＥによって再びオフに切り替えられる。第１のスイッチングトランジスタＴ＋は、第４のタイミングｔ４まで導通状態のままである。第３のタイミングｔ３から、第２のスイッチングトランジスタＴ－のスイッチオン期間ＴＥ中に負のコイル電流ｉＬＬ２３が蓄積されたコイルＬＬ２およびＬＬ３が、入力側の整流器ＧＲの整流ダイオードＤ４，Ｄ６と、負荷に向かう出力側の第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－とを介してこのコイル電流ｉＬＬ２３を制御する。

【0094】

ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡが設定され、その絶対値は第３のタイミングｔ３から着実に減少する。コイルＬＬ２およびＬＬ３におけるコイル電流ｉＬＬ２３も再び減少する。第３のタイミングｔ３から、コンデンサ電流ｉＣＳの絶対値はさらに急激に減少し、タイミングｔ３’でゼロアンペアになる。第１のスイッチングトランジスタＴ＋はまだ導通しているため、コンデンサ電流ｉＣＳがゼロアンペアに達するまで、コンデンサＣＳを流れる電流がコイルＬＬ１を流れるコイル電流ｉＬＬ１に追加される。

【0095】

タイミングｔ３’で、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペアに等しくなり、コンデンサ電圧ｕＣＳは負の最大値に達する。タイミングｔ３’から、正のコンデンサ電流ｉＣＳがコンデンサＣＳを介して確立され、タイミングｔ４まで時間経過とともに正に増加する。コンデンサＣＳは再び放電される。タイミングｔ３’から、コンデンサＣＳの正のコンデンサ電流ｉＣＳがコイルＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１から差し引かれ、Ｄ＋，Ｄ－および負荷を介して流れ続ける。２つの電流の差は、コイルＬＬ２およびＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２３に相当する。

【0096】

タイミングｔ３Ｌで、コイルＬＬ２およびＬＬ３のコイル電流ｉＬＬ２３が完全に減少する。コイル電流ｉＬＬ２３はタイミングｔ３Ｌでゼロアンペアになる。したがって、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－が遮断され、ダイオード電流ｉＤ＋はゼロアンペアに等しくなり、出力コンデンサ電流ｉＣＡは中間回路電流ＩＺＫを引き継いで負になる。コンデンサＣＳの正のコンデンサ電流ｉＣＳ全体が、タイミングｔ３ＬからコイルＬＬ１を介して流れ続け、コイル電流ｉＬＬ１は正に増加し続ける。

【0097】

第４のタイミングｔ４で、それまで導通状態であった第１のスイッチングトランジスタＴ＋がスイッチングユニットＳＥによって制御され、第１のスイッチングトランジスタＴ＋が非導通状態になる。第４のタイミングｔ４から、コイルＬＬ１は、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－と、ネットワーク回路ＮＳの出力部に接続された負荷とを介して、コイル電流ｉＬＬ１を再び制御する。その結果、ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡが直ちに増加する。第４のタイミングｔ４から、コンデンサ電流ｉＣＳは、第２のスイッチングトランジスタＴ－に含まれるボディダイオードまたは第２のスイッチングトランジスタＴ－に並列に接続されたフリーホイールダイオードの形態で唯一残っている電流経路を介して流れる。第４のタイミングｔ４からタイミングｔ４’まで、コンデンサ電流ｉＣＳが絶対値が再び減少し、ゼロアンペアに近づく。その結果、コンデンサＣＳは、第１のタイミングｔ１と同様に、元の正の値に再充電される。同時に、２つのコイルＬＬ２とＬＬ３に負のコイル電流ｉＬＬ２３が再び蓄積され始める。ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡはタイミングｔ４’まで一定に減少する。

【0098】

タイミングｔ４’で、コイルＬＬ１のコイル電流ｉＬＬ１の絶対値はコイル電流ｉＬＬ２３の絶対値に相当し、したがってコイル電流ｉＬＬ２とコイル電流ｉＬＬ３の絶対値の合計に相当する。これにより、コンデンサ電流ｉＣＳはゼロアンペアになる。タイミングｔ４’から、第２のスイッチングトランジスタＴ－のボディダイオードまたはフリーホイールダイオードを介してコンデンサＣＳから電流が流れることがなくなる。タイミングｔ４’で、コンデンサＣＳは第１のタイミングｔ１の正の初期値まで完全に充電され、次の制御周期ＴＳに再び使用できるようになる。コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３は、第１および第２のダイオードＤ＋，Ｄ－と、ネットワーク回路ＮＳの出力部に接続された負荷とを介して電流を制御し続け、それによって、３つのコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３の残りのコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３は時間とともに直線的に減少する。コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３がタイミングｔ４’から減少するにつれて、ダイオード電流ｉＤ＋と出力コンデンサ電流ｉＣＡも絶対値が減少する。コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２３は、制御周期ＴＳの終了前の不連続導通モードまたは制御周期ＴＳの終了時の境界導通モードで０Ａに等しくなる。

【0099】

ネットワーク回路ＮＳが期待どおりに機能し、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限値に準拠しながら、電源ネットワークＶＮから正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３を引き出せるようにするために、正制御のみまたは負制御のみが行われるだけでなく、動作中に両方が周期的に交互に行わる。正制御または負制御が使用されるタイミングは、相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３で検出および評価されたネットワーク変数に依存する。

【0100】

図９は、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３と時間間隔Ａ，Ｂを持つ３相システムとしての電源ネットワーＶＮを示している。３相システムのストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３の流れを見ると、２つのストリング電圧がゼロより大きく、１つの相電圧がゼロより小さい正の時間間隔Ａと、１つのストリング電圧がゼロより大きく、２つのストリング電圧がゼロより小さい負の時間間隔Ｂがある。

【0101】

ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３のうちの２つがゼロより大きい場合、この正の時間間隔Ａでは正制御（図５、図６を参照）が使用される。ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３のうちの２つがゼロより小さい場合、この負の時間間隔Ｂでは負制御（図７、図８を参照）が使用される。時間経過とともに、正弦波セクションで構成される近似三角形の電圧曲線ＳＫ（破線）が得られ、これは時間間隔Ａ，Ｂによって画定され且つゼロラインの周りを動く。

【0102】

時間間隔Ａ，Ｂ、つまり正制御または負制御がアクティブなタイミングでは、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３は常に同じ状態、つまりゼロより大きいかゼロより小さい状態になる。したがって、時間間隔Ａ，Ｂについては、対称的な３相システムに基づいて、時間間隔Ａ＝時間間隔Ｂと定義することができる。

【0103】

近似三角形の電圧曲線ＳＫの各ゼロ点で、正制御から負制御へ、または負制御から正制御へ変化する。近似三角形の電圧曲線ＳＫが負の時間間隔Ｂ（つまり、値がゼロ未満）から正の時間間隔Ａ（つまり、値がゼロより大きい）に動くときに、制御が負制御から正制御に変化する。正制御／負制御から負制御／正制御への遷移は、たとえば、図９に示すように突然発生することがある。ただし、遷移は、滑らかに行うこともできる（図示せず）。

【0104】

時間間隔Ａ，Ｂの持続時間は、ネットワーク周波数ｆＮに依存する。ネットワーク周波数ｆＮ＝５０Ｈｚのヨーロッパの電源ネットワークでは、３相システムにおいて３．３３ミリ秒毎にゼロ点が発生する。これは、システムが３．３３ミリ秒毎に正制御と負制御を切り替えることを意味する。ただし、ネットワーク回路ＮＳはヨーロッパの電源ネットワークに限定されない。それどころか、ネットワーク回路ＮＳはすべての国際ネットワーク電圧と周波数で動作させることができる。

【0105】

コンデンサ電圧ｕＣＳを充電することにより、制御ユニットＳＥによる第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－の制御に応じて、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３とコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３のコンデンサ電圧ｕＣＳとの間の電圧差に影響を及ぼすことができ、その結果、コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３には、電源ネットワークＶＮから物理的に得られるよりも大きなコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３が存在するようになる。言い換えれば、相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３は、コンデンサＣＳに印加される調整可能な電圧によって影響を受けるコイル電圧ｕＬＬ１，ｕＬＬ２，ｕＬＬ３によって変調される。その結果、図１０Ａおよび図１０Ｂに示すように、対応する電力クラスのＰＦＣ規格の制限値を満たすために整流器の入力部に正弦波ネットワーク電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が供給される。

【0106】

図１０Ａおよび図１０Ｂからわかるように、ゼロ交差Ｎ１の領域および正弦波のクレストＫ１の領域の両方におけるディップを、図２Ａおよび図２Ｂの流れにおけるゼロ交差Ｎおよび正弦波のクレストＫと比較して、制御およびコンデンサＣＳの助けを受けて修正することができる。その結果、対応する電力クラスにおけるＰＦＣ規格の制限値を満たす、高調波成分を最小限に抑えた正弦波相電流ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３が得られる。

【0107】

図１１は、本発明に係る方法の各ステップを示している。ステップＳ１では、少なくとも相Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３が、ネットワーク検出部ＮＥおよび出力検出部ＡＥによって検出され、評価される。ステップＳ２では、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３が、整流器ＧＲによって整流される。ステップＳ３では、コンデンサＣＳが、第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－を介して整流器ＧＲの正出力ｐＧまたは負出力ｎＧに電気的に接続される。ステップＳ４では、第１のスイッチングトランジスタＴ＋のみ、第２のスイッチングトランジスタＴ－のみ、または両方が導通し、または第１および第２のスイッチングトランジスタＴ＋，Ｔ－のどちらも導通しないように、第１のスイッチングトランジスタＴ＋および第２のスイッチングトランジスタＴ－の制御入力部ＡＮが、時間間隔Ａ，Ｂに応じて制御ユニットＳＥによって制御される。ステップＳ５では、ストリング電圧ｕ１，ｕ２，ｕ３とコイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３間で降下するコンデンサ電圧ｕＣＳとの間の電圧差によって、コイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３の平均値の正弦波の流れが生じるように、制御入力部ＡＮの制御（ステップＳ４）に応じて中間点ネットワークＭＰＮのコンデンサＣＳが充電される。このようにして、コンデンサ電圧ｕＣＳの助けを受けて、コイルＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３で急峻なコイル電流ｉＬＬ１，ｉＬＬ２，ｉＬＬ３が生成される。

【0108】

この方法は、充電ステーションや機械用電気駆動装置の回路、電源ユニット、電源ネットワークＶＮ上のエネルギー変換システムなどに使用できる。

【符号の説明】

【0109】

Ａ，Ｂ 時間間隔
ＡＥ 出力検出部
ＡＮ 制御入力部
ＫＳ 結合回路
ＣＡ 出力コンデンサ
ＣＳ コンデンサ
ＣＹＬ１，ＣＹＬ２，ＣＹＬ３ コンデンサ
Ｄ１－Ｄ６ 整流ダイオード
Ｄ＋ 第１のダイオード
Ｄ－ 第２のダイオード
ＥＭＩ 電磁フィルタ（電磁干渉に対するフィルタ）
ｆＮ ネットワーク周波数
ＧＲ 整流器
ｉＮＬ１，ｉＮＬ２，ｉＮＬ３ 相電流
ＩＺＫ 中間回路直流電流
ＫＳ 結合回路
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ 相
ＬＬ１，ＬＬ２，ＬＬ３ コイル
ＭＰＮ 中間点ネットワーク
ＮＳ ネットワーク回路
ＮＥ ネットワーク検出部
ＳＥ 制御ユニット
ＳＫ 三角電圧曲線
ＳＰ 基準電位
Ｔ＋ 第１のスイッチングトランジスタ
Ｔ－ 第２のスイッチングトランジスタ
ＴＥ スイッチオン期間
ＴＫ 短絡期間
ｕ１，ｕ２，ｕ３ ストリング電圧
ｕ１２，ｕ２３，ｕ３１ 導体電圧
ＵＺＫ 中間回路直流電圧
ＶＮ 電源ネットワーク

【図1】

【図2A】

【図2B】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10A】

【図10B】

【図11】

【国際調査報告】