特表 2024-546675 積層二次巻線とＡＣ結合出力を備えたダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】

(43)【公表日】2024-12-26

(54)【発明の名称】積層二次巻線とＡＣ結合出力を備えたダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20241219BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 H

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

(21)【出願番号】P 2024533961

(86)(22)【出願日】2022-12-06

(85)【翻訳文提出日】2024-06-06

(86)【国際出願番号】 US2022051983

(87)【国際公開番号】W WO2023107468

(87)【国際公開日】2023-06-15

(31)【優先権主張番号】17/546,642

(32)【優先日】2021-12-09

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(81)【指定国・地域】

(71)【出願人】

【識別番号】524059674

【氏名又は名称】レイセオン カンパニー

(74)【代理人】

【識別番号】100107766

【弁理士】

【氏名又は名称】伊東 忠重

(74)【代理人】

【識別番号】100229448

【弁理士】

【氏名又は名称】中槇 利明

(72)【発明者】

【氏名】ペリー，マーティー

(72)【発明者】

【氏名】シャラー，ロバート ジェイ．

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730AS01

5H730BB27

5H730BB42

5H730BB57

5H730BB82

5H730BB85

5H730BB88

5H730EE02

5H730EE13

5H730EE19

5H730FG05

(57)【要約】

他のすべてが等しい場合、両端のデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ（「電圧ダブラ」）のトポロジは、従来のトポロジの２倍の出力電圧を提供する。電圧ダブラは、デュアル磁気回路の２次構成が並列である従来のトポロジと比較して、２次構成が直列に積層されている点が異なる。出力電流は負荷にＤＣ結合されるのではなく、ＡＣ結合されるため、出力電圧が２倍になる。ＡＣ結合のため、電圧ダブラは、二次コンデンサのバランスを自動的に維持するように構成されている。磁気のリセット中、一次巻線は短絡され、両方の同期整流器スイッチが閉じる。変圧器の動作により、出力コンデンサは出力に接続され、電荷均等化によって各コンデンサの電圧が等しくなるようになる。
【選択図】図２Ａ

【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１及び第２の変換セルであって、各変換セルが、一次巻線及び二次巻線を有する変圧器Ｔ１またはＴ２、ならびに二次ループ内で前記二次巻線に接続された出力コンデンサＣ１またはＣ２及び同期整流器スイッチＳ１またはＳ２を含み、前記第１及び第２の変換セルが、前記一次巻線を直列接続し、前記出力コンデンサＣ１及びＣ２を出力にわたって直列接続するように積層された、第１及び第２の変換セルと、
前記直列接続された一次巻線に結合された複数の一次スイッチを含む、入力回路と、
状態Ａ及びＣで前記直列接続された一次巻線の両端に交流入力電圧Ｖｉｎを生成し、状態Ｂ及びＤで入力電圧Ｖｉｎを切断して前記一次巻線を短絡するように前記複数の一次スイッチを制御するための制御回路と、を含み、
状態Ａ及びＣにおいて、前記制御回路が、前記同期整流器スイッチＳ１及びＳ２を互いに逆向きに切り替えて前記二次巻線を前記出力に交互に接続して、前記交流入力電圧Ｖｉｎの交互の半サイクルで二次巻線電流を出力コンデンサＣ１及びＣ２を介してＡＣ結合して、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２であるように出力電流を前記出力に供給し、
状態Ｂ及びＤにおいて、前記制御回路が、両方の同期整流器スイッチを閉じて、前記出力コンデンサＣ１及びＣ２を前記出力に接続して、電圧ＶＣ１及びＶＣ２を等化し、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ）が成り立ち、ここで、Ｄはデューティ比であり、Ｎは第１及び第２の変圧器の巻数比である、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）。

【請求項2】

出力コンデンサＣ１が、出力コンデンサＣ２に等しい、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項3】

状態Ａ及びＣにおいて、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が開である前記出力コンデンサＣ１またはＣ２が、出力電圧Ｖｏｕｔの半分を提供し、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が閉である前記二次巻線電流が、対向する出力コンデンサＣ１またはＣ２を介してＡＣ結合されて、前記出力電圧Ｖｏｕｔの残りの半分を提供し、ＶＣ１＝ＶＣ２＝Ｖｏｕｔ／２である、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項4】

状態Ｂ及びＤにおいて、前記出力コンデンサＣ１及びＣ２が、変圧器Ｔ１及びＴ２の実効漏れインダクタンスを介して直列に接続され、Ｖｏｕｔを形成し、ＶＣ１とＶＣ２を等化して、前記出力コンデンサＣ１とＣ２との間の電荷の不均衡をリセットする、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項5】

各変圧器Ｔ１及びＴ２が、Ｐ個の二次巻線を含み、Ｐ＞１であり、各二次巻線が、出力コンデンサＣ１またはＣ２及び二次ループ内の同期整流器スイッチＳ１またはＳ２に接続されており、前記第１及び第２の変換セル内の前記Ｐ個の二次ループが、それぞれ積層され直列接続され、ｉ＝１からＰまでに対して実効出力容量Ｃ１（ｉ）及びＣ２（ｉ）を直列接続して、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣ１（ｉ）＋ＶＣ２（ｉ）をＰ個の出力のそれぞれにわたって生成する、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項6】

前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが並列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ１を提供するＱ＞１個の第１の変換セルを含む第１の変換セクションと、
前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが並列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ２を提供するＱ個の第２の変換セルを含む第２の変換セクションと、をさらに含み、
前記第１及び第２の変換セクションが、すべての前記一次巻線を直列接続し、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１及びＣｅｆｆ２を直列接続するように積層され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣｅｆｆ１＋ＶＣｅｆｆ２を生成する、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項7】

前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが直列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ１を提供するＲ＞１個の第１の変換セルを含む第１の変換セクションと、
前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが直列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ２を提供するＲ個の第２の変換セルを含む第２の変換セクションと、をさらに含み、
前記第１及び第２の変換セクションが、すべての前記一次巻線を直列接続し、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１及びＣｅｆｆ２を直列接続するように積層され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣｅｆｆ１＋ＶＣｅｆｆ２を生成する、請求項１に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項8】

第１及び第２の変換セクションであって、各変換セクションが、少なくとも１つの変換セルを含み、各変換セルが、一次巻線及び少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器を含み、１つ以上の二次ループが、それぞれ、１つの二次巻線、出力コンデンサ、及び同期整流器スイッチを接続し、各変換セクションが、１つ以上の出力ｉの実効静電容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を規定するために並列または直列に接続された１つ以上の二次ループを含み、前記第１及び第２の変換セクションが、前記一次巻線を直列接続し、それぞれの出力にわたって実効出力静電容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を直列接続するように積層された、第１及び第２の変換セクションと、
前記直列接続された一次巻線に結合された複数の一次スイッチを含む、入力回路と、
状態Ａ及びＣで前記直列接続された一次巻線の両端に交流入力電圧Ｖｉｎを生成し、状態Ｂ及びＤで入力電圧Ｖｉｎを切断して前記一次巻線を短絡するように前記複数の一次スイッチを制御するための制御回路と、を含み、
状態Ａ及びＣにおいて、前記制御回路が、前記第１及び第２の変換セクションの前記同期整流器スイッチを互いに逆に切り替えて、前記二次巻線を前記出力に交互に接続し、前記交流入力電圧Ｖｉｎの交互の半サイクルで二次巻線電流を実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を介してＡＣ結合し、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣｅｆｆ１（ｉ）＋ＶＣｅｆｆ２（ｉ）となるように、前記１つ以上の出力のそれぞれに出力電流を供給し、
状態Ｂ及びＤにおいて、前記制御回路が、両方の同期整流器スイッチを閉じて、出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を前記それぞれの出力に接続して、電圧ＶＣｅｆｆ１（ｉ）及びＶＣｅｆｆ２（ｉ）を等化し、
Ｖｏｕｔ（ｉ）＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎｅｆｆ（ｉ））が成り立ち、ここで、Ｄはデューティ比であり、Ｎｅｆｆ（ｉ）は各出力の変圧器の実効巻数比である、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）。

【請求項9】

状態Ａ及びＣにおいて、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が開である前記実効出力容量Ｃ１ｅｆｆまたはＣ２ｅｆｆが、前記出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）の半分を提供し、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が閉である前記二次巻線電流が、対向する実効出力容量Ｃ１ｅｆｆまたはＣ２ｅｆｆを介してＡＣ結合され、前記出力電圧Ｖｏｕｔの残りの半分を供給し、ＶＣ１ｅｆｆ（ｉ）＝ＶＣ２ｅｆｆ（ｉ）＝Ｖｏｕｔ（ｉ）／２である、請求項８に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項10】

状態Ｂ及びＤにおいて、前記実効出力容量Ｃ１ｅｆｆ（ｉ）及びＣ２ｅｆｆ（ｉ）が、前記変圧器の実効漏れインダクタンスを介して共に接続され、ＶＣ１ｅｆｆ（ｉ）とＶＣ２ｅｆｆ（ｉ）を等化し、前記実効出力容量Ｃ１ｅｆｆとＣ２ｅｆｆの間の電荷の不均衡をリセットする、請求項８に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項11】

各変圧器が、複数の二次巻線を含み、各二次巻線が、二次ループ内の出力コンデンサＣ１またはＣ２及び同期整流器スイッチＳ１またはＳ２に接続されており、前記第１及び第２の変換セクション内の対応する複数の二次ループが、それぞれ積層され、直列接続され、実効出力容量Ｃ１（ｉ）及びＣ２（ｉ）を直列接続し、複数の出力のそれぞれに対して出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣ１（ｉ）＋ＶＣ２（ｉ）を生成する、請求項８に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項12】

前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが並列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ１を提供する複数の第１の変換セルを含む第１変換セクションと、
前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが並列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ２を提供する同じ複数の第２変換セルを含む第２変換セクションと、をさらに含み、
前記第１及び第２の変換セクションが、すべての前記一次巻線を直列接続し、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１及びＣｅｆｆ２を直列接続するように積層され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣｅｆｆ１＋ＶＣｅｆｆ２を生成する、請求項８に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項13】

前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが直列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ１を提供する複数の第１の変換セルを含む第１変換セクションと、
前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが直列接続され、実効出力容量Ｃｅｆｆ２を提供する同じ複数の第２変換セルを含む第２変換セクションと、をさらに含み、
前記第１及び第２の変換セクションが、すべての前記一次巻線を直列接続し、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１及びＣｅｆｆ２を直列接続するように積層され、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣｅｆｆ１＋ＶＣｅｆｆ２を生成する、請求項８に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項14】

第１及び第２の変換セクションであって、各変換セクションが、少なくとも１つの変換セルを含み、各変換セルが、一次巻線及びＰ個の二次巻線を有する変圧器を含み、Ｐ個の二次ループが、それぞれ、１つの二次巻線、出力コンデンサ、及び同期整流器スイッチを接続し、各変換セクションが、並列接続されたＱ個の二次ループと、Ｑ個の二次ループのそれぞれに対して直列接続されたＲ個の二次ループを含み、Ｏ個の出力のそれぞれについて、ｉ＝１からＯまでに対して実効静電容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を規定し、Ｏ、Ｐ、Ｑ、Ｒは１以上の整数であり、前記第１及び第２の変換セクションが、前記一次巻線を直列接続し、前記Ｏ個の出力のそれぞれにわたって実効出力静電容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を直列接続するように積層される、第１及び第２の変換セクションと、
前記直列接続された一次巻線に結合された複数の一次スイッチを含む、入力回路と、
状態Ａ及びＣで前記直列接続された一次巻線の両端に交流入力電圧Ｖｉｎを生成し、状態Ｂ及びＤで入力電圧Ｖｉｎを切断して前記一次巻線を短絡するように前記複数の一次スイッチを制御するための制御回路と、を含み、
状態Ａ及びＣにおいて、前記制御回路が、前記第１及び第２の変換セクションの前記同期整流器スイッチを互いに逆に切り替えて、前記二次巻線を前記出力に交互に接続し、前記交流入力電圧Ｖｉｎの交互の半サイクルで二次巻線電流を実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）を介してＡＣ結合し、出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣｅｆｆ１（ｉ）＋ＶＣｅｆｆ２（ｉ）となるように、前記Ｏ個の出力のそれぞれに出力電流を供給し、
状態Ｂ及びＤにおいて、前記制御回路が、両方の同期整流器スイッチを閉じて、出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）及びＣｅｆｆ２（ｉ）をそれぞれの出力に接続して、電圧ＶＣｅｆｆ１（ｉ）及びＶＣｅｆｆ２（ｉ）を等化し、
Ｖｏｕｔ（ｉ）＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎｅｆｆ（ｉ））が成り立ち、ここで、Ｄはデューティ比で、Ｎｅｆｆ（ｉ）はそれぞれの前記Ｏ個の出力の変圧器の実効巻数比である、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）。

【請求項15】

状態Ａ及びＣにおいて、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が開である前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）またはＣｅｆｆ２（ｉ）が、前記出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）の半分を提供し、同期整流器スイッチＳ１またはＳ２が閉である前記二次巻線電流が、対向する実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）またはＣｅｆｆ２（ｉ）を介してＡＣ結合されて、前記出力電圧Ｖｏｕｔ（ｉ）の残りの半分を提供し、ＶＣ１ｅｆｆ（ｉ）＝ＶＣ２ｅｆｆ（ｉ）＝Ｖｏｕｔ（ｉ）／２である、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項16】

状態Ｂ及びＤにおいて、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）またはＣｅｆｆ２（ｉ）が、変圧器の実効漏れインダクタンスを介して互いに接続され、前記変圧器が、ＶＣ１及びＶＣ２を等化して、前記実効出力容量Ｃｅｆｆ１（ｉ）またはＣｅｆｆ２（ｉ）の間の電荷の不均衡をリセットする、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項17】

Ｏ＝Ｐ＝Ｑ＝Ｒ＝１である、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項18】

Ｐ＝０＞１であり、各二次巻線が二次ループ内で出力コンデンサ及び同期整流器スイッチＳ１またはＳ２に接続されており、前記第１及び第２の変換セクション内にある前記Ｐ個の二次ループが、Ｏ個出力の両端でそれぞれ積層され、かつ直列接続されている、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項19】

Ｑ＞１であり、各変換セクションが、前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが並列接続された複数のＱ個の変換セルを含む、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【請求項20】

Ｒ＞１であり、各変換セクションが、前記一次巻線が直列接続され、前記二次ループが直列接続された複数のＲ個の変換セルを含む、請求項１４に記載のダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

関連技術の相互参照
本特許出願は、２０２１年１２月９日に出願された米国特許出願第１７／５４６，６４２号に対する優先権の利益を主張し、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。

【0002】

本発明は、ＤＣ－ＤＣ電力変換に関し、より詳細には、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）に関する。

【背景技術】

【0003】

ＤＣ－ＤＣパワーコンバータは、負荷に電力を供給するために、非安定化ＤＣ入力電圧を、通常では異なるレベルの安定化ＤＣ出力電圧に変換する電力処理回路である。ＤＣ－ＤＣコンバータに対する多種多様なトポロジが長年にわたって導入されてきたが、そのすべてが昇圧用途やバス変換用途に適しているわけではない。さらに、小型サイズと高効率の必要性により、利用可能なトポロジにさらなる制限が課せられる。サイズが小さいことは電力密度が高いことを意味し、電力密度は、コンバータの体積に対する出力電力能力の比率である。

【0004】

ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）は、エネルギー貯蔵セクション、パルス幅変調器（ＰＷＭ）などのスイッチング制御回路、一次スイッチ、及び整流器を備えている。エネルギー貯蔵セクションは、ＤＣ入力電圧の選択的な印加に応答して、電流と調整されたＤＣ出力電圧を生成する。スイッチング制御回路、一次スイッチ、及び整流器は、エネルギー貯蔵セクションへのＤＣ入力電圧の印加を制御して、調整されたＤＣ出力電圧の値を設定する。

【0005】

電力密度は、パワーコンバータの重要な特性である。高い電力密度を達成するには、損失を低くし、磁気素子を最適化する必要がある。超高密度パワーコンバータでは、磁気素子は、通常、不要な寄生素子を減らした最もコンパクトなサイズを実現するために平面状に実装される。コンバータの性能を実現するために、総巻線数の低減による平面磁気の最適化が望まれる。

【0006】

ダブルエンドＤＣ－ＤＣ ＳＰＣは、当技術分野では周知のものであり、高電力密度を達成するための基本的なトポロジである。実施例は、ハーフブリッジコンバータとフルブリッジコンバータを含む。ダブルエンドコンバータの特徴は、入力電源が交互スイッチングサイクルにて逆極性で一次側に印加されることにより、シングルエンドトポロジと比較してＲＭＳ（二乗平均平方根）電流を低減できることである。

【0007】

ダブルエンドデュアル磁気ＳＰＣは、従来のハーフブリッジ及びフルブリッジコンバータの利点に加えて、磁気統合の利点を備えており、それにより、トランスとエネルギー貯蔵磁気素子が、出力で合計されるデュアル対向インターリーブ素子に結合される。デュアル磁気回路の二次構成は並列であり、このトポロジでは合計出力電流が常に出力に直接的に結合（ＤＣ結合）されるため、出力コンデンサは、フィルタ素子としてのみ機能し、コンバータ動作のいずれの状態でも出力電圧を直接サポートしない。

【0008】

図１Ａ及び図１Ｂに示すように、ダブルエンドデュアル磁気ＳＰＣ１０の従来のトポロジは、一対の変圧器Ｔ１、Ｔ２と、従来のダブルエンド構成の通り、変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次巻線１４、１６にわたって交流電圧Ｖｉｎを生成するためのダブルエンド入力回路１２（スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４）と、を含む。Ｔ１、Ｔ２は、変圧器と誘導器を組み合わせたものである。第２の変圧器Ｔ２は、スイッチＳ１、Ｓ４の第１のオン期間中、第１の変圧器Ｔ１のフィルタ誘導器として機能し、第１の変圧器Ｔ１は、スイッチＳ２、Ｓ３の第２のオン期間中、第２の変圧器Ｔ２のフィルタ誘導器として機能する。図１Ｂに示すように、変圧器は理想的なものではなく、一次巻線と並列のインダクタンスＬｍａｇと直列インダクタンスＬｋを含んでいる。本明細書で使用される「一次巻線電流」ｉ１（またはｉ２）は、インダクタンスＬｍａｇを流れる電流である。

【0009】

各変圧器Ｔ１、Ｔ２は二次巻線１８または２０を含み、２つの変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次対二次巻線比Ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓは同一であってもよい。各二次巻線１８、２０は、スイッチ（Ｓ５、Ｓ６）に接続されており、フォワードコンバータの場合のようにエネルギー伝送を可能にし、フライバックコンバータの場合のように蓄積されたエネルギーの放出も行う。これら２つの変圧器の動作は、同時に発生することがある。出力コンデンサＣｏｕｔ２２は、出力フィルタリングを提供するために負荷（図示せず）の両端に接続されている。従来のトポロジの場合、出力電圧Ｖｏｕｔは次式で与えられ、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／２＊Ｎ） （１）
式中、Ｄはデューティ係数（Ｓ１が信号クロックの周期に近い時間の比率）、Ｎは一次巻線と二次巻線の巻数比である。

【0010】

米国特許第６，７６５，８１０号は、同期整流器スイッチＳ５、Ｓ６の制御を組み込んだスイッチングパターンを開示している。同期整流器スイッチは、出力整流ステージで従来の受動ダイオード整流器の代わりになり、その結果、損失が低減され、効率が向上する。この特定の実装では、一次磁気が電源Ｖｉｎから切り離されている状態の間、スイッチングパターンは、４つの一次スイッチ（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）をすべて開き、同期整流器スイッチＳ５、Ｓ６を閉じて磁気をリセットする。一次回路内でリセット期間中にエネルギーが回ることがある。

【0011】

フルブリッジダブルエンドデュアル磁気コンバータをスイッチングするための他のパターンも可能である。例えば、Ａ状態からＢ状態、かつＣ状態からＤ状態への移行中の損失を最小限に抑えるために、Ｂ状態及びＤ状態の間に二重の対向する磁気素子の一次端子を短絡するパターンが使用され得る。Ｂ状態及びＤ状態の間、Ｔ１とＴ２の一次端子は、Ｓ２とＳ４を閉じることによって短絡される。この手法により、リセット期間中のエネルギーがより適切に閉じ込められる。Ｔ１とＴ２の一次端子を短絡する他の手段も実現できる。例えば、状態Ｂ及びＤ中にＳ１とＳ３が閉じられるか、または短絡が、交互サイクルでＳ１、Ｓ３とＳ２、Ｓ４の間で交互になることもできる。一次側の部分的または完全な短絡を達成する様々なパターンが、当業者によって開発され得る。

【発明の概要】

【0012】

以下は、本発明のいくつかの態様の基本的な理解を提供するための、本発明の簡略された概要である。本概要は、本発明の主要な、または重要な要素を特定すること、または本発明の範囲を描写したりすることを意図したものではない。その唯一の目的は、後で提示される、より詳細な説明、及び特許請求の範囲への前置きとして、本発明のいくつかの概念を簡略化された形式で提示することである。

【0013】

本発明は、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣのための異なるトポロジを提供し、これは、以下では簡潔化のために「電圧ダブラ」と称し、他の条件がすべて等しい場合には従来のトポロジの２倍の出力電圧を提供する。電圧ダブラは、デュアル磁気回路の２次構成が並列である従来のトポロジと比較して、２次構成が直列に積層されている点が異なる。二次出力が直列の場合、状態テーブルは、各二次巻線の出力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が、交互の半サイクルで出力にエネルギーを供給するという点で大きく異なる。電圧ダブラの出力電流は、ＤＣ結合されている場合と比較して、Ａ状態とＣ状態の間、負荷へＡＣ結合される。直列構成により、出力電圧Ｖｏｕｔは、二次側で均等に分割され、そのため、特定の一連の条件（Ｖｉｎ、Ｄ、及びＮ）では、出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ）は、従来のトポロジのものの２倍になる。

【0014】

出力コンデンサ（Ｃ１及びＣ２）はエネルギーを蓄積してから負荷に供給するため、Ｃ１及びＣ２での電圧は、例えば、タイミングやコンポーネント許容誤差、及び入力または出力での過渡イベントが異なることにより、ＶＣ１＝ＶＣ２＝Ｖｏｕｔ／２の理想的な状態からドリフトする可能性がある。このことは、ＤＣ結合された従来のトポロジでは問題にならない。電圧ダブラは、二次コンデンサの均衡を自動的に維持するように構成されている。状態Ｂ及びＤの間、一次巻線が短絡され、両方の同期整流器スイッチが閉じられる。変圧器の動作により、コンデンサＣ１及びＣ２が出力に接続され、電荷均等化により各コンデンサの電圧が等しくなる。従って、出力コンデンサ間の電荷均衡は、サイクルごとに自動的に強制される。状態Ｂ及びＤのリセット期間は、磁気のリセットと出力コンデンサの電荷均衡の両方に使用される。

【0015】

一実施形態では、「変換セル」は、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器を含み、各巻線は一対の端子間に接続される。各二次巻線は、出力コンデンサと同期整流器スイッチ（ＳＲＳ）に接続されてループを形成する。電圧ダブラは、第１及び第２の変換セクションを含み、各セクションは、複数の出力、負荷に供給される電力の増加または電圧の増加をサポートするために、分離、並列接続、直列接続、またはそれらの組み合わせが可能な１つ以上の変換セルを含む。第１セクションと第２セクションは、一次巻線を直列接続し、１つ以上の出力にわたる実効出力容量を直列接続するために「積層」される。

【0016】

制御回路は、複数の一次スイッチを制御して、状態Ａ及びＣでは直列接続された一次巻線の両端に交流入力電圧Ｖｉｎを生成し、状態Ｂ及びＤで入力電圧Ｖｉｎを切断して一次巻線を短絡する。状態Ａ及びＣにおいて、制御回路は、第１変換セクションと第２変換セクションの同期整流器スイッチを互いに逆に切り替えて、二次巻線を出力に交互に接続し、実効出力容量Ｃ１ｅｆｆ及びＣ２ｅｆｆを介して二次巻線電流をＡＣ結合し、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣ１ｅｆｆ＋ＶＣ２ｅｆｆとなるように、交流入力電圧Ｖｉｎの交互の半サイクルで各出力において出力電流を供給する。状態Ｂ及びＤでは、制御回路は両方の同期整流器スイッチを閉じて、実効出力容量Ｃ１ｅｆｆ及びＣ２ｅｆｆを出力に接続し、電圧ＶＣ１ｅｆｆとＶＣ２ｅｆｆを等化する。Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎｅｆｆ）では、Ｄはデューティ比で、Ｎｅｆｆは、第１及び第２の変圧器の実効巻数比である。

【0017】

基本トポロジでは、各変換セクションは、単一の二次巻線を有する単一の変換セルを含む。出力コンデンサＣ１及びＣ２は、単一出力の両端に直列接続され、Ｖｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ）を生成し、ここで、Ｎは第１及び第２の変圧器の巻数比である。

【0018】

別の実施形態では、電圧ダブラは、変圧器Ｔ１及びＴ２の単一の対からＯ個の出力（Ｏ＞１）を生成するように構成されている。各変換セクションは、Ｐ＝Ｏ個の二次巻線を有する単一の変換セルを含む。第１及び第２のセクション内のＰ個のループは、「積層」され、直列接続されて、ｉ＝１～Ｏに対してＶｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣ（ｉ）＋ＶＣ２（ｉ）を生成する。出力電圧は、各二次巻線の巻数に応じて同じ場合と異なる場合がある。この構成では、単一の変圧器対を使用して複数の負荷に電力を供給する。総負荷電力が電圧ダブラの電力定格を超えない限り、各負荷は必要に応じて電力を引き出すことができる。代替的には、電圧ダブラは単一の二次巻線（Ｐ＝１）を備えた変換セルを使用して構成され得、追加の変圧器の対を追加することによりＯ個の出力をサポートする。

【0019】

別の実施形態では、電圧ダブラは、Ｖｏｕｔで負荷に供給され得る出力電力を増加させるように構成される。各変換セクションは、それぞれ単一の二次巻線を有するＱ個の変換セルを含む。Ｑ個のループは、所定の変換セクション内で並列に接続されており、これによりＱ個の変圧器は、実効容量を介して追加の電流を供給し、より多くの電力を負荷に供給する。さらに、複数の変圧器に電力を分割することで損失が低減される。代替的に、負荷に供給される出力電力は変化し得ないが、各変換セルは、出力電力の１／２Ｑを供給することだけが必要とされる。

【0020】

別の実施形態では、電圧ダブラは、負荷に供給され得る出力電圧Ｖｏｕｔを増加させるように構成されている。各変換セクションは、それぞれ単一の二次巻線を有するＲ個の変換セルを含む。Ｒ個のループは、所定の変換セクション内で直列接続されており、Ｒ個の変圧器が、実効容量を介して電流を供給し、各変換セクションによって生成された電圧をＲ倍にする。セクションごとに１つの変換セルが、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する場合、この構成は、出力電圧Ｖｏｕｔ＊＝Ｒ＊Ｖｏｕｔを生成する。代替的に、Ｖｏｕｔは変化し得ないが、各変換セルは、１／２Ｒ＊Ｖｏｕｔを提供することだけが必要になる。

【0021】

一般的なトポロジでは、変換セクションの各々は、各変換セクション内で分離、並列接続、直列接続、またはそれらの組み合わせが提供される（Ｏ／Ｐ）＊Ｑ＊Ｒ個の変換セルを含むことができ、負荷に供給される電力が増加した、または負荷に供給される出力電圧が増加したＯ個の出力をサポートする。
本発明のこれら及び他の特徴及び利点は、添付の図面と併せて、以下の好ましい実施形態の詳細な説明から当業者には明らかになるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1A】上述したように、出力電流が出力にＤＣ結合されるダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）の既知の実施形態の概略図である。

【図1B】上述したように、出力電流が出力にＤＣ結合されるダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣスイッチングパワーコンバータ（ＳＰＣ）の既知の実施形態の概略図である。

【図2A】二次巻線が積層され、出力電流が出力にＡＣ結合される電圧ダブラの一実施形態の概略図である。

【図2B】二次巻線が積層され、出力電流が出力にＡＣ結合される電圧ダブラの一実施形態の状態図である。

【図2C】二次巻線が積層され、出力電流が出力にＡＣ結合される電圧ダブラの一実施形態の例示的なスイッチングパターンである。

【図3】状態Ａにある図２Ａに示す電圧ダブラの同等回路の概略図である。

【図4】状態Ｂにある図２に示す電圧ダブラの同等回路の概略図である。

【図5】３つの動作モードを提供する代替スイッチングパターンの表である。

【図6】単一の一次巻線とＰ個の二次巻線を有する単一の変圧器を含む変換セルの一実施形態である。

【図7】Ｐ＝２の一対の変換セルが、単一の変圧器対から一対の出力電圧を生成するように構成された電圧ダブラの一実施形態である。

【図8】Ｐ＝１の変換セルが並列に接続されて、追加の変圧器対を導入し、Ｖｏｕｔにおいて負荷に供給される出力電力を増加させる、電圧ダブラの実施形態である。

【図9】Ｐ＝１の変換セルが直列に接続されて、追加の変圧器対を導入し、負荷においてＶｏｕｔを増加させる電圧ダブラの実施形態である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

本発明は、ダブルエンドデュアル磁気ＤＣ－ＤＣ ＳＰＣのための異なるトポロジを提供し、これは、以下では簡潔化のために「電圧ダブラ」と称し、他の条件すべてが等しい場合には従来のトポロジの２倍の出力電圧を提供する。電圧ダブラは、デュアル磁気回路の２次構成が並列である従来のトポロジと比較して、２次構成が直列に積層されている点が異なる。二次出力が直列の場合、状態テーブルは、各二次巻線の出力コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）が、交互の半サイクルで出力にエネルギーを供給するという点で大きく異なる。電圧ダブラの出力電流は、ＤＣ結合されている場合と比較して、Ａ状態とＣ状態の間、負荷へＡＣ結合される。直列構成により、出力電圧Ｖｏｕｔは、二次側で均等に分割され、そのため、特定の一連の条件（Ｖｉｎ、Ｄ、及びＮ）では、出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ）は、従来のトポロジのものの２倍になる。

【0024】

出力コンデンサ（Ｃ１及びＣ２）はエネルギーを蓄積してから負荷に供給するため、Ｃ１及びＣ２での電圧は、例えば、タイミングやコンポーネント許容誤差、及び入力または出力での過渡イベントが異なることにより、ＶＣ１＝ＶＣ２＝Ｖｏｕｔ／２の理想的な状態からドリフトする可能性がある。このことは、ＤＣ結合された従来のトポロジでは問題にならない。電圧ダブラは、二次コンデンサの均衡を自動的に維持するように構成されている。状態Ｂ及びＤの間、一次巻線が短絡され、両方の同期整流器スイッチが閉じられる。変圧器の動作により、コンデンサＣ１及びＣ２が出力に接続され、電荷均等化により各コンデンサの電圧が等しくなる。従って、出力コンデンサ間の電荷均衡は、サイクルごとに自動的に強制される。状態Ｂ及びＤのリセット期間は、磁気のリセットと出力コンデンサの電荷均衡の両方に使用される。

【0025】

「変換セル」は、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線を有する変圧器を含み、各巻線は一対の端子間に接続される。各二次巻線は、出力コンデンサと同期整流器スイッチ（ＳＲＳ）に接続されて２次ループを形成する。電圧ダブラは、第１及び第２の変換セクションを含み、各セクションは、複数の出力、負荷に供給される電力の増加または電圧の増加をサポートするために、分離、並列接続、直列接続、またはそれらの組み合わせが可能な１つ以上の変換セルを含む。第１及び第２のセクションは、一次巻線を直列接続し、１つ以上の出力にわたる実効出力容量を直列接続するために「積層」される。

【0026】

ここで図２Ａ、図２Ｂ及び図２Ｃ、図３、ならびに図４を参照すると、電圧ダブラ１００の基本トポロジの実施形態は、従来のダブルエンド構成に従って、出力１０８においてＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換されて負荷（図示せず）に電力を供給する交流電圧Ｖｉｎを生成するための一対の積層型変換セクション１０２及び１０４と、ダブルエンド入力回路１０６（スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４）と、を含む。変換セクション１０２及び１０４のそれぞれは、もう１つの変換セル１１０及び１１２をそれぞれ含む（この構成では１つだけ）。変換セル１１０は、一次巻線１１４及び二次巻線１１６を有する第１の変圧器Ｔ１を含む。二次ループ１１８は、二次巻線１１６、出力コンデンサＣ１及びＳＲＳＳ５を接続する。変換セル１１２は、一次巻線１２０及び二次巻線１２２を有する第２の変圧器Ｔ２を含む。二次ループ１２４は、二次巻線１２２、出力コンデンサＣ２及びＳＲＳＳ５を接続する。Ｃ１とＣ２は等しいことが好ましいが、必ずしも等しい必要はない。巻線比Ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓ（式中、Ｎｐは一次巻線、Ｎｓは二次巻線）は、両方のセルで同じである。慣例に従って、一次巻線と二次巻線のそれぞれは、単一巻線であっても、並列巻線と直列巻線の組み合わせであってもよい。変換セクション１０２及び１０４は、一次巻線１１４及び１２０を直列接続し、出力１０８と接地との間に出力コンデンサＣ１及びＣ２を直列接続するために「積層」される。

【0027】

Ｔ１、Ｔ２は、変圧器と誘導器を組み合わせたものである。第２の変圧器Ｔ２は、スイッチＳ１、Ｓ４の第１のオン期間中、第１の変圧器Ｔ１のフィルタ誘導器として機能し、第１の変圧器Ｔ１は、スイッチＳ２、Ｓ３の第２のオン期間中、第２の変圧器Ｔ２のフィルタ誘導器として機能する。先に図１Ｂに示したように、変圧器は理想的なものではなく、一次巻線と並列のインダクタンスＬｍａｇと直列インダクタンスＬｋを含んでいる。前に定義した「一次巻線電流」ｉ１（またはｉ２）は、インダクタンスＬｍａｇを流れる電流である。

【0028】

二次巻線電流ｉ３及びｉ４は、それぞれ二次巻線１１６及び１２２を通って流れ、ｉ５及びｉ６は、それぞれ出力コンデンサＣ１及びＣ２を通って流れ、出力１０８において負荷電流ｉ７を形成する。

【0029】

一般に、図２Ｂの状態テーブル１２６に示されるように、Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤの４つの状態によって説明され得る３つの動作モードがある。基本モードは、以下の通りであり、１：二次巻線が閉じた二次スイッチを介して関連する出力コンデンサに接続する間に、入力電源Ｖｉｎを所定の極性でデュアル対向磁気の一次巻線に接続する、２：両方の二次巻線を閉じた二次スイッチを介して関連する出力コンデンサに同時に接続する間に、一次巻線を短絡する、３：モード１と同じであるが、極性が反転されており、反対側の２次巻線が閉じた２次スイッチを介して関連する出力コンデンサに接続される、サイクルは４つの状態で構成され、サイクルは、モード１にモード２が続き、その後モード３が続き、その後モード２が続き、その後モード１が続き、それを繰り返す。

【0030】

制御回路１２６は、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４を制御して、状態Ａ及びＣにおいて、直列接続された一次巻線の両端に交流入力電圧Ｖｉｎを生成し、状態Ｂ及びＤにおいて、入力電圧Ｖｉｎを切断して一次巻線を短絡する。

【0031】

状態Ａ及びＣにおいて、制御回路は、第１変換セクションと第２変換セクションの同期整流器スイッチを互いに逆に切り替えて、二次巻線を出力に交互に接続し、実効出力コンデンサＣ１及びＣ２を介して二次巻線電流（例えば、ｉ３／２及びｉ４／２）をＡＣ結合し、出力電圧Ｖｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２となるように、交流入力電圧Ｖｉｎの交互の半サイクルで出力１０８において出力電流ｉ７を供給する。図３に示すように、状態Ａにある電圧ダブラの等価回路１３０は、残りの半分を提供する出力コンデンサＣ１を通じて二次巻線電流ｉ４の電流源１３２によって供給されるＡＣ結合された負荷電流ｉ７＝ｉ５＝ｉ４／２を有する出力コンデンサＣ１（ＶＣ１＝Ｖｏｕｔ／２）によって、１／２Ｖｏｕｔがサポートされていることを示す。二次巻線電流ｉ４の半分は、出力コンデンサＣ２を再充電するための電流ｉ６として使用され、ｉ４に戻り、二次巻線電流ｉ４の半分は負荷に供給され、出力コンデンサＣ１を放電するためにｉ５として戻り、ｉ４に戻る。状態Ｃでは、等価回路が反転し、Ｃ２が１／２Ｖｏｕｔをサポートし、ＡＣ結合された負荷電流ｉ７＝ｉ６＝ｉ３／２が残りの半分に提供する。従って、従来のトポロジと比較して、電圧ダブラの出力電流は、Ａ状態とＣ状態の間、負荷へＡＣ結合される。

【0032】

従って、電圧ダブラは、従来のトポロジの２倍である出力電圧Ｖｏｕｔ、すなわち、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ） （２）
を生成し、ここで、Ｄはデューティ比であり、Ｎは第１及び第２の変圧器の巻数比である。他のすべてが等しい場合、電圧ダブラ１００は、従来のトポロジの２倍の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。電力が一定の場合、供給される負荷電流は、従来のトポロジの半分になる。

【0033】

状態Ｂ及びＤにおいて、制御回路は、同期整流器スイッチの両方を閉じて、出力コンデンサＣ１及びＣ２を出力１０８に接続し、電圧ＶＣ１とＶＣを等しくする。変圧器の動作により、コンデンサＣ１及びＣ２が出力に接続され、電荷均等化により各コンデンサの電圧が等しくなる。従って、出力コンデンサ間の電荷均衡は、サイクルごとに自動的に強制される。状態Ｂ及びＤのリセット期間は、磁気のリセットと出力コンデンサの電荷均衡の両方に使用される。図４に示すように、状態ＢまたはＤにおける電圧ダブラの等価回路１４０は、状態ＢまたはＤの間に、出力コンデンサＣ１及びＣ２が変圧器Ｔ１及びＴ２の実効漏れインダクタンス１４２（Ｌｋ＊２）／Ｎ２を介して負荷電流ｉ７を供給する（ｉ３＋ｉ４）／４に等しい電流源１４４と共に接続されていることを示す。Ｃ１とＣ２は直列接続されてＶｏｕｔを形成する。これによりコンデンサ電圧がリセットされ、２つの出力コンデンサ間の電荷の不均衡がリセットされる。

【0034】

ここで図２Ｃを参照すると、状態テーブル１２６を生成するために電圧ダブラ１００に適用できるスイッチングパターン１５０の一実施形態が示されている。

【0035】

状態Ａでは、スイッチＳ１、Ｓ４、Ｓ６がオン（閉）であり、スイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ５がオフ（開）であり、一次巻線電流の合計（ｉ４＝ｉ１＋ｉ２）に等しい二次巻線電流が二次巻線１２２を通って流れるようにする。この電流の半分は、出力コンデンサＣ２を介してＶｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２である出力にＡＣ結合されている。

【0036】

状態Ｂ及びＤでは、スイッチＳ２、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６がオン（閉）であり、スイッチＳ１、Ｓ３がオフ（開）であり、入力電圧Ｖｉｎが切断され、一次巻線１１４と１２０が短絡される。ＳＲＳスイッチＳ５及びＳ６を閉じると、出力コンデンサＣ１及びＣ２を出力に接続し、二次電流の合計を２で割った値に等しい負荷電流ｉ７＝（ｉ３＋ｉ４）／４が供給され、電圧ＶＣ１とＶＣ２を等化して、コンデンサ間のいずれかの電荷不均衡を設定する。

【0037】

状態Ｃでは、スイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ５がオン（閉）であり、スイッチＳ１、Ｓ４、Ｓ６がオフ（開）であり、それによって、一次巻線に逆極性の入力電圧が印加され、二次巻線電流が、一次巻線電流（ｉ３＝ｉ１＋ｉ２）の合計に等しくなり、二次巻線１２６を通って流れるようにする。この電流の半分は、出力コンデンサＣ２を介して（Ｖｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２）である出力にＡＣ結合される。

【0038】

３つの異なるモードと４つの状態をサポートするスイッチングパターンには多くの異なる順列があり、様々な図で識別される変圧器のドット表記を考慮した場合の電圧ダブラトポロジについて、それらの数が図５の表１６０に示されている。これらは、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４をサイクルする異なる方法または交互の方法で構成され、交互の極性とそれに続く短絡状態を実現する。さらに、変圧器のドット表記に応じてパターンが改変されることもできる。例えば、図２Ａに示すドット表記では、Ｔ１とＴ２の一次接合はＶｏｕｔとなり、状態Ａ（Ｓ６が閉じ、Ｓ５が開く）の間、Ｔ１の一次側にはＶｉｎ－Ｖｏｕｔの電圧が印加され、Ｔ２の一次側にはＶｏｕｔが印加される。変圧器のドット表記が改変されると、Ｓ６が開き、Ｓ５が閉じた状態Ａでの構成でＴ１の一次側にはＶｏｕｔの電圧が印加され、Ｔ２の一次側にはＶｉｎ－Ｖｏｕｔの電圧が印加されるということが考案できる。この場合、Ｔ１とＴ２の一次接合は方形波になり、状態Ａ及びＣでは電圧はＶｉｎ－Ｖｏｕｔになり、状態Ｂ及びＤでは電圧はＶｏｕｔになる。

【0039】

図２Ａに示す分圧器の基本トポロジは、同じまたは異なるＶｏｕｔで複数の出力を提供したり、各出力でより多くの電力を提供したり、各出力でより高い出力電圧Ｖｏｕｔを提供したり、またはそれらの組み合わせを提供したりするために、拡張または一般化されることができる。これは、各変換セクションに複数の変換セルを提供し、それらのセルをセクション間で接続する（複数の出力）またはセクション内で並列または直列に接続すること（電力または電圧の上昇）によって達成される。

【0040】

図６に示すように、変換セル２００は、単一の一次巻線２０４とＰ個（Ｐは１以上の整数）の二次巻線２０６を有する単一の変圧器２０２を含む。セルは、Ｐ個の二次ループ２０８を含み、それぞれが二次巻線２０６、出力コンデンサ２１０、及びＳＲＳ２１２のうちの１つを接続する。パッケージ２１４は、一次巻線２０４の両側に一対の端子１と２、第１の二次ループの出力コンデンサ２１０の両側に一対の端子３と４、第２の２次ループ内の出力コンデンサ２１０の両側に一対の端子５と６、などを含む。

【0041】

図２Ａに示す電圧ダブラの基本トポロジを形成するには、Ｐ＝１の変換セルの単一対を積層し、第１の変換セルの端子２を第２の変換セルの端子２に接続して、一次変換セルを直列接続し、第１の変換セルの端子３を第２変換セルの端子３に接続して、出力コンデンサを直列接続する。第１の変換セルの端子４は、接地に接続され、第２の変換セルの端子４は、出力を提供する。スイッチングネットワークは、両方のセルの端子１に接続されることができ、出力においてＶｏｕｔ＝ＶＣ１＋ＶＣ２＝Ｖｉｎ＊（Ｄ／Ｎ）を生成するように駆動される。

【0042】

ここで図７を参照すると、別の実施形態では、電圧ダブラ２２０は、変圧器Ｔ１及びＴ２の単一対からＯ個の出力（この例ではＯ＝２）を生成するように構成されている。各変換セクション２２２、２２４は、Ｐ＝Ｏ＝２個の二次巻線を有する単一の変換セル２００を含む。第１のセクション２２２及び第２のセクション２２４のそれぞれにある２つの二次ループは、スイッチングネットワーク２２６によって駆動されるときに、ｉ＝１からＯに対してＶｏｕｔ（ｉ）＝ＶＣ（ｉ）＋ＶＣ２（ｉ）を生成するために、それぞれ「積層」されて、直列接続される。この構成では、単一の変圧器対を使用して複数の負荷に電力を供給する。総負荷電力が電圧ダブラの電力定格を超えない限り、各負荷は必要に応じて電力を引き出すことができる。

【0043】

例えば、変換セクション２２２内の変換セルの端子２は、変換セクション２２４内の変換セルの端子２に接続され、一次巻線を直列接続する。変換セクション２２２内の変換セルの端子４は、変換セクション２２４内の変換セルの端子３に接続され、各セル内の第１の二次ループを直列接続し、変換セクション２２２内の変換セルの端子３において第１の出力を提供する。変換セクション２２２内の変換セルの端子６は、変換セクション２２４内の変換セルの端子５に接続され、各セル内の第２の二次ループを直列接続し、変換セクション２２２内の変換セルの端子５において第２の出力を提供する。出力電圧Ｖｏｕｔ＿１とＶｏｕｔ＿２は、各二次巻線の巻数に応じて同じになる場合もあれば、異なる場合もある。

【0044】

ここで図８を参照すると、別の実施形態では、電圧ダブラ２３０は、Ｖｏｕｔを犠牲にすることなく負荷に供給され得る出力電力を増加させるように構成されている。各変換セクション２３２、２３４は、それぞれが単一の二次巻線を有するＱ個の変換セル２００を含み、この例ではＱ＝２である。Ｑ個の二次ループは、所定の変換セクション内で並列に接続される。変換セクションは、一次巻線を直列接続し、実効静電容量Ｃ１ｅｆｆ及びＣ２ｅｆｆを有する並列の組み合わせを直列接続するために「積層」される。スイッチングネットワーク２３６によって駆動されるとき、Ｑ個の変圧器は、出力電圧Ｖｏｕｔを犠牲にすることなく、より多くの電力を負荷に供給するために、実効容量Ｃ１ｅｆｆ、Ｃ２ｅｆｆを介して各二次ループに追加の電流を供給する。さらに、複数の変圧器に電力を分割することで損失が低減される。代替的に、負荷に供給される出力電力は変化し得ないが、各変換セルは、出力電力の１／２Ｑを供給することだけが必要とされる。

【0045】

例えば、変換セクション２３２では、上部変換セル２００の端子２が下部変換セル２００の端子１に接続され、変換セクション２３４では、上部変換セル２００の端子１が下部変換セル２００の端子２に接続され、一次巻線を直列接続する。各変換セクションでは、変換セルの端子３のすべてが共に接続され、端子４のすべてが共に接続され、各セクション内のセルが並列接続される。Ｖｏｕｔの出力は、変換セクション２３２のすべての端子３の接続部で得られ、変換セクション２３４の端子４は接地されている。

【0046】

ここで図９を参照すると、別の実施形態では、電圧ダブラ２４０は、負荷に供給され得る出力電圧Ｖｏｕｔを増加させるように構成されている。各変換セクション２４２、２４４は、それぞれが単一の二次巻線を有するＲ個の変換セルを含み、この例ではＲ＝２になっている。２つの二次ループは、所定の変換セクション内で直列に接続される。変換セクション２４２、２４４は、一次巻線を直列接続し、４つの二次ループすべてを直列接続するために「積層」される。スイッチングネットワーク２４６によって駆動されると、各セクションのＲ個の変圧器は、各二次ループ及び実効容量を介して電流を供給し、各変換セクションによって生成された電圧をＲ倍にする。セクションごとに１つの変換セルが、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する場合、この構成は、出力電圧Ｖｏｕｔ＊＝Ｒ＊Ｖｏｕｔを生成する。代替的に、Ｖｏｕｔは変化し得ないが、各変換セルは、１／２Ｒ＊Ｖｏｕｔを提供することだけが必要になる。

【0047】

例えば、端子１及び２は、図８に示すものと同じ方法で接続されることができ、一次巻線を直列接続する。各変換セクションでは、出力は上部変換セル２００の端子３で取得され、端子４は下部変換セル２００の端子３に接続される。二次ループは、変換セクション２４２からの開放端子４と変換セクション２４４からの開放端子３とを接続することにより、変換セクション間で直列接続される。出力は、変換セクション２４２から端子３で取得され、変換セクション２４４からの端子４は接地される。

【0048】

一般的なトポロジでは、変換セクションの各々は、各変換セクション内で分離、並列接続、直列接続、またはそれらの組み合わせが提供される（Ｏ／Ｐ）＊Ｑ＊Ｒ個の変換セルを含むことができ、負荷に供給される電力が増加した、または負荷に供給される出力電圧が増加したＯ個の出力をサポートする。

【0049】

本発明のいくつかの例示的な実施形態を図示し説明してきたが、当業者であれば多数の変形及び代替実施形態を想定するであろう。そのような変形例及び代替的な実施形態が企図されており、添付の特許請求の範囲に定義されるように、本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく実施することができる。

【図1A】

【図1B】

【図2A】

【図2B】

【図2C】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【国際調査報告】