再表 2015-125957 変復調方式ならびに変調装置および復調装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

【公報種別】再公表特許(A1)

(11)【国際公開番号】WO/0

(43)【国際公開日】2015年8月27日

【発行日】2017年3月30日

(54)【発明の名称】変復調方式ならびに変調装置および復調装置

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/02 20060101AFI20170310BHJP

   H04L 27/04 20060101ALI20170310BHJP

   H04L 27/06 20060101ALI20170310BHJP

   H04L 27/38 20060101ALI20170310BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/02 D

   H04L27/04 B

   H04L27/06 B

   H04L27/00 G

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

【全頁数】91

【出願番号】特願2016-504208(P2016-504208)

(21)【国際出願番号】PCT/0/0

(22)【国際出願日】2015年2月23日

(31)【優先権主張番号】特願2014-32215(P2014-32215)

(32)【優先日】2014年2月21日

(33)【優先権主張国】JP

(81)【指定国】 AP(BW,GH,GM,KE,LR,LS,MW,MZ,NA,RW,SD,SL,ST,SZ,TZ,UG,ZM,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,RU,TJ,TM),EP(AL,AT,BE,BG,CH,CY,CZ,DE,DK,EE,ES,FI,FR,GB,GR,HR,HU,IE,IS,IT,LT,LU,LV,MC,MK,MT,NL,NO,PL,PT,RO,RS,SE,SI,SK,SM,TR),OA(BF,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GQ,GW,KM,ML,MR,NE,SN,TD,TG),AE,AG,AL,AM,AO,AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BH,BN,BR,BW,BY,BZ,CA,CH,CL,CN,CO,CR,CU,CZ,DE,DK,DM,DO,DZ,EC,EE,EG,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,GT,HN,HR,HU,ID,IL,IN,IR,IS,JP,KE,KG,KN,KP,KR,KZ,LA,LC,LK,LR,LS,LU,LY,MA,MD,ME,MG,MK,MN,MW,MX,MY,MZ,NA,NG,NI,NO,NZ,OM,PA,PE,PG,PH,PL,PT,QA,RO,RS,RU,RW,SA,SC,SD,SE,SG,SK,SL,SM,ST,SV,SY,TH,TJ,TM,TN,TR,TT,TZ,UA,UG,US

(71)【出願人】

【識別番号】516239910

【氏名又は名称】太田 現一郎

(74)【代理人】

【識別番号】110002066

【氏名又は名称】特許業務法人筒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】太田 現一郎

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 拓朗

【テーマコード（参考）】

5K004

【Ｆターム（参考）】

5K004AA03

5K004AA07

5K004DA14

5K004DF02

5K004HA00

5K004JA09

5K004JG01

(57)【要約】

４種類のＳＳＢ要素を共通の搬送周波数領域の周囲に直交的に配置する変調方式で変調された信号に対して、復調時に４種類のＳＳＢ要素を分離する際に時間領域でのシンボル間干渉を抑制する。代表的な実施の形態は、受信信号に同調した第１の搬送波と、第１の搬送波に直交した第２の搬送波を生成し、受信信号のシンボル信号に同期した第１の信号と、第１の信号をヒルベルト変換した第２の信号を生成し、第１の信号を第１の搬送波で変調した第１の局部信号と、第１の信号を第２の搬送波で変調した第２の局部信号と、第２の信号を第１の搬送波で変調した第３の局部信号と、第２の信号を第２の搬送波で変調した第４の局部信号とを生成し、受信信号を、第１〜第４の局部信号によって検波することで復調する。

【特許請求の範囲】

【請求項1】

共通の搬送周波数を有する４種類の単側波帯要素のうちの１つ以上からなり、前記４種類の単側波帯要素のうち、第１の単側波帯要素は、正周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有し、第２の単側波帯要素は正周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側波用解析信号を有し、第３の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有し、第４の単側波帯要素は正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側波用解析信号を有する変調信号を生成する変調方式と、
前記変調信号を受信して、受信信号を復調する復調方式と、
からなる変復調方式であって、
前記復調方式は、
前記受信信号に同調した第１の搬送波と、前記第１の搬送波に直交した第２の搬送波を生成し、
前記受信信号のシンボル信号に同期した第１の信号と、前記第１の信号をヒルベルト変換した第２の信号を生成し、
前記第１の信号を前記第１の搬送波で変調した第１の局部信号と、前記第１の信号を前記第２の搬送波で変調した第２の局部信号と、前記第２の信号を前記第１の搬送波で変調した第３の局部信号と、前記第２の信号を前記第２の搬送波で変調した第４の局部信号と、を生成し、
前記受信信号を、前記第１〜第４の局部信号によって検波することで復調する、変復調方式。

【請求項2】

請求項１に記載の変復調方式において、
前記復調方式は、
前記受信信号に前記第１の局部信号を乗算した結果と、前記受信信号に前記第４の局部信号を乗算した結果と、をそれぞれ加減算し、当該加減算の結果をそれぞれ積分処理することで、前記第２の単側波帯要素および前記第１の単側波帯要素に係る成分を分離し、
前記受信信号に前記第３の局部信号を乗算した結果と、前記受信信号に前記第２の局部信号を乗算した結果と、をそれぞれ加減算し、当該加減算の結果をそれぞれ積分処理することで、前記第３の単側波帯要素および前記第４の単側波帯要素に係る成分を分離する、変復調方式。

【請求項3】

請求項１に記載の変調方式において、
前記変調方式は、前記変調信号に含まれる前記単側波帯要素のそれぞれに情報を多値化して変調することで前記変調信号を生成する、変復調方式。

【請求項4】

請求項１に記載の変調方式において、
前記変調方式は、前記変調信号を生成する際にフィルタにより第１のナイキスト成形を行い、
前記復調方式は、
前記第１〜第４の局部信号を生成する際にフィルタにより第２のナイキスト成形を行い、
前記第１〜第４の局部信号により前記受信信号を検波した結果に対してフィルタにより第３のナイキスト成形を行い、
前記第１のナイキスト成形と前記第２のナイキスト成形のナイキストロールオフ率を等しくし、前記第１のナイキスト成形と前記第３のナイキスト成形との間でナイキストロールオフ率を配分する、変復調方式。

【請求項5】

請求項４に記載の変調方式において、
前記第１のナイキスト成形と前記第３のナイキスト成形のナイキストロールオフ率は、０．２以下とする、変復調方式。

【請求項6】

請求項４に記載の変復調方式において、
前記第１のナイキスト成形と前記第３のナイキスト成形のナイキストロールオフ率は、０．１以下とし、
前記変調方式は、前記共通の搬送周波数を、所定の周波数間隔で複数有し、複数の前記共通の搬送周波数毎に、それぞれ異なる情報に対して前記変調信号を生成し、これらを合成して周波数直交分割多重化することで新たな前記変調信号を生成し、
前記復調方式は、複数の前記共通の搬送周波数毎に、前記第１〜第４の局部信号を生成して前記受信信号の検波を行い、検波結果の出力を合成することで復調する、変復調方式。

【請求項7】

請求項６に記載の変復調方式において、
前記変調方式は、複数の前記共通の搬送周波数に係る搬送波信号を、前記所定の周波数間隔のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）が内蔵する周波数源を用いて生成する、変復調方式。

【請求項8】

請求項６に記載の変復調方式において、
前記復調方式は、複数の前記共通の搬送周波数に係る搬送波信号を、前記所定の周波数間隔のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）が内蔵する周波数源を用いて生成する、変復調方式。

【請求項9】

請求項６に記載の変復調方式において、
前記変調方式において前記変調信号を生成する際、もしくは前記復調方式において前記第１〜第４の局部信号によって検波する際、もしくは前記復調方式において前記第１〜第４の局部信号を生成する際、の少なくともいずれか１つにおいて、ヒルベルト変換に係る処理を、予め保持している変換結果の値から対応するものを取得することで行う、変復調方式。

【請求項10】

共通の搬送周波数を有する４種類の単側波帯要素のうちの１つ以上からなり、前記４種類の単側波帯要素のうち、第１の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有し、第２の単側波帯要素は正周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側波用解析信号を有し、第３の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有し、第４の単側波帯要素は正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側波用解析信号を有する変調信号を生成する変調装置であって、
前記変調信号に含まれる前記単側波帯要素のそれぞれに情報を多値化して変調することで前記変調信号を生成する、変調装置。

【請求項11】

請求項１０に記載の変調装置において、
前記変調信号を生成するための第１のナイキストフィルタを有し、
前記第１のナイキストフィルタは、前記変調信号を受信して復調する復調装置における、前記変調信号の検波結果を成形する第２のナイキストフィルタとの間で、ナイキストロールオフ率が配分されている、変調装置。

【請求項12】

請求項１１に記載の変調装置において、
前記第１のナイキストフィルタのナイキストロールオフ率は、０．２以下である、変調装置。

【請求項13】

請求項１１に記載の変調装置において、
前記第１のナイキストフィルタのナイキストロールオフ率は、０．１以下とし、
前記共通の搬送周波数を、所定の周波数間隔で複数有し、複数の前記共通の搬送周波数毎に、それぞれ異なる情報に対して前記変調信号を生成し、これらを合成して周波数直交分割多重化することで新たな前記変調信号を生成する、変調装置。

【請求項14】

請求項１３に記載の変調装置において、
複数の前記共通の搬送周波数に係る搬送波信号を、前記所定の周波数間隔のＩＦＦＴが内蔵する周波数源を用いて生成する、変調装置。

【請求項15】

請求項１３に記載の変調装置において、
前記変調信号を生成する際のヒルベルト変換に係る処理を、予め保持している変換結果の値から対応するものを取得することで行う、変調装置。

【請求項16】

共通の搬送周波数を有する４種類の単側波帯要素のうちの１つ以上からなり、前記４種類の単側波帯要素のうち、第１の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有し、第２の単側波帯要素は正周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側波用解析信号を有し、第３の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有し、第４の単側波帯要素は正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側波用解析信号を有する変調信号を受信して、受信信号を復調する復調装置であって、
前記受信信号に同調した第１の搬送波と、前記第１の搬送波に直交した第２の搬送波を生成し、前記受信信号のシンボル信号に同期した第１の信号と、前記第１の信号をヒルベルト変換した第２の信号を生成し、前記第１の信号を前記第１の搬送波で変調した第１の局部信号と、前記第１の信号を前記第２の搬送波で変調した第２の局部信号と、前記第２の信号を前記第１の搬送波で変調した第３の局部信号と、前記第２の信号を前記第２の搬送波で変調した第４の局部信号と、を生成する局部信号生成部を有し、
前記受信信号を、前記第１〜第４の局部信号によって検波することで復調する、復調装置。

【請求項17】

請求項１６に記載の復調装置において、
前記受信信号に前記第１の局部信号を乗算した結果と、前記受信信号に前記第４の局部信号を乗算した結果と、をそれぞれ加減算し、当該加減算の結果をそれぞれ積分処理することで、前記第２の単側波帯要素および前記第１の単側波帯要素に係る成分を分離し、
前記受信信号に前記第３の局部信号を乗算した結果と、前記受信信号に前記第２の局部信号を乗算した結果と、をそれぞれ加減算し、当該加減算の結果をそれぞれ積分処理することで、前記第３の単側波帯要素および前記第４の単側波帯要素に係る成分を分離する、復調装置。

【請求項18】

請求項１６に記載の復調装置において、
前記第１〜第４の局部信号により前記受信信号を検波した結果を成形する第１のナイキストフィルタを有し、
前記局部信号生成部は、前記第１〜第４の局部信号を生成するための第２のナイキストフィルタを有し、
前記第１のナイキストフィルタと、前記変調信号を生成する変調装置が前記変調信号を生成するための第３のナイキストフィルタとの間でナイキストロールオフ率が配分されており、
前記第２のナイキストフィルタと、前記第３のナイキストフィルタのナイキストロールオフ率は等しい、復調装置。

【請求項19】

請求項１８に記載の復調装置において、
前記第３のナイキストフィルタと前記第１のナイキストフィルタのナイキストロールオフ率は、０．２以下である、復調装置。

【請求項20】

請求項１６に記載の復調装置において、
前記第３のナイキストフィルタと前記第１のナイキストフィルタのナイキストロールオフ率は、０．１以下とし、
前記受信信号は、所定の周波数間隔の複数の前記共通の搬送周波数毎に、それぞれ異なる情報に対して生成された前記変調信号を合成して周波数直交分割多重化することで生成された新たな前記変調信号であり、
複数の前記共通の搬送周波数毎に、前記第１〜第４の局部信号を生成して前記受信信号の検波を行い、検波結果の出力を合成することで復調する、復調装置。

【請求項21】

請求項２０に記載の復調装置において、
複数の前記共通の搬送周波数に係る搬送波信号を、前記所定の周波数間隔のＦＦＴが内蔵する周波数源を用いて生成する、復調装置。

【請求項22】

請求項２０に記載の復調装置において、
前記第１〜第４の局部信号によって検波する際、もしくは前記第１〜第４の局部信号を生成する際、の少なくともいずれか１つにおいて、ヒルベルト変換に係る処理を、予め保持している変換結果の値から対応するものを取得することで行う、復調装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、通信技術に関し、特に、無線通信や光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする変復調方式ならびに変調装置および復調装置に適用して有効な技術に関するものである。

【背景技術】

【0002】

変復調方式において、現時点で最も高い周波数利用効率が得られる方式は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）である。ＯＦＤＭは、細分化した変調波から構成されるが、変調波の数が低下した場合には、周波数利用効率が大幅に低下する。

【0003】

周波数利用効率の向上を実現する技術として、送信信号の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がＳＳＢ（Single Side Band：単側波帯）を用いた変復調方式である。ＳＳＢ方式を用いた多重化の試みは、従来から進められている。

【0004】

最も早期に研究されたSyed Aon Mujtabaの方式（特許文献gf１および非特許文献１）では、正の周波数領域の搬送波に正極性のＵＳＢ（Upper Side Band：上側波帯）を有し、負の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢ（Lower Side Band：下側波帯）を有するＳＳＢ成分と、正の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢを有し、負の周波数領域の搬送波に負極性のＵＳＢを有するＳＳＢ成分とから成る送信信号を用いる。しかし、Syed Aon Mujtabaの方式では、全体の周波数帯域幅はＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等のシングルキャリア変調方式の周波数帯域幅と変わらず、周波数利用効率の向上につながっていない。

【0005】

次に発表された生田氏の方式（非特許文献２および非特許文献３）では、送信側が４種類のＳＳＢ成分を有する送信信号を生成する。また、搬送波の片側にＳＳＢ成分を直交的に配置して、ＵＳＢまたはＬＳＢを直交変調することで周波数利用効率をＱＰＳＫ方式シングルキャリア方式の２倍にする変調方式がある（特許文献２）。さらに、本願発明者らが既に提案している方式（特許文献３）では、搬送波信号を共通とする４種類のＳＳＢ要素を用いた変調および復調を行い、上記の各技術がいずれも２回線の伝送路しか持ちえないところを４回線の伝送路を実現している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】米国特許第６０９１７８１号明細書

【特許文献2】特開２００６−２０２８２５号公報

【特許文献3】特許第５１０５２３１号公報

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】Syed Aon Mujtaba，“A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal”，IEEE GLOBECOM 98，vol.1，１９９８年１１月８日，pp.592-597

【非特許文献2】生田大輔，高畑文雄，“ＢＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討”，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，Ｂ−５−１７７，２００１年３月７日

【非特許文献3】生田大輔，高畑文雄，“ＱＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討”，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，Ｂ−５−１７６，２００１年３月７日

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

ＳＳＢ技術を用いてシングルキャリア方式でもＯＦＤＭが有する周波数利用効率に匹敵もしくは上回る変調方式を実現するための一つの解決策として、一つの搬送周波数に独立の情報を保持するＵＳＢとＬＳＢとを配置し、さらにＵＳＢとＬＳＢとをそれぞれ直交変調させることが考えられる。この方法によれば、変調信号は、同一の搬送周波数を有する４種類のＳＳＢ要素により構成されることになる。

【0009】

しかしながら、この４種類のＳＳＢ要素は、周波数領域では互いに直交するものの、時間領域では互いに干渉してしまうことから、上述した従来技術においては、これら４種類のＳＳＢ要素を受信側で分離すること、および伝送されるべき情報のみを抽出することは非常に困難である。

【0010】

例えば、特許文献３に記載された技術では、復調の際の直交検波の出力によって生起される４種の信号成分、すなわち２種のベースバンド信号と２種のヒルベルト変換されたベースバンド信号から、それぞれの一つを抽出するための手段として、再度のヒルベルト変換を施す手段を有している。しかしながら、ベースバンド信号であった信号をヒルベルト変換されたベースバンド信号に変えてしまうため、時間領域上でのシンボル間干渉を生起する要因となり、振幅情報の信頼性を著しく失わせる結果となる。このため、例えば、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調などの振幅の差を拠り所とする多値化変調に対応するのが困難であるという課題を有する。

【0011】

そこで本発明の目的は、４種類のＳＳＢ要素を共通の搬送周波数領域の周囲に直交的に配置する変調方式で変調された信号に対して、復調時に４種類のＳＳＢ要素を分離する際に時間領域でのシンボル間干渉を抑制する変復調方式ならびに変調装置および復調装置を提供することにある。

【0012】

また、今日の無線通信システムでは、より高い周波数利用効率の変復調方式で高速伝送を行うのみならず、複数の通信回線を適応的に制御するために、マルチキャリア化と時分割化が必須となっている。シングルキャリア方式では、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）などの現在の高度の無線アクセスに適応することができない。

【0013】

そこで本発明の他の目的は、上記の４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式ならびに変調装置および復調装置をＯＦＤＭ化することにある。

【0014】

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【課題を解決するための手段】

【0015】

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。

【0016】

本発明の代表的な実施の形態による変復調方式は、共通の搬送周波数を有する４種類の単側波帯要素のうちの１つ以上からなり、前記４種類の単側波帯要素のうち、第１の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号（解析信号とはAnalytic Signalを意味する。以下同様。）を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有し、第２の単側波帯要素は正周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側波用解析信号を有し、第３の単側波帯要素は、正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有し、第４の単側波帯要素は正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側波用解析信号を有する変調信号を生成する変調方式と、前記変調信号を受信して、受信信号を復調する復調方式と、からなる変復調方式であって、以下の特徴を有するものである。

【0017】

すなわち、前記復調方式は、前記受信信号に同調した第１の搬送波と、前記第１の搬送波に直交した第２の搬送波を生成し、前記受信信号のシンボル信号に同期した第１の信号と、前記第１の信号をヒルベルト変換した第２の信号を生成し、前記第１の信号を前記第１の搬送波で変調した第１の局部信号と、前記第１の信号を前記第２の搬送波で変調した第２の局部信号と、前記第２の信号を前記第１の搬送波で変調した第３の局部信号と、前記第２の信号を前記第２の搬送波で変調した第４の局部信号と、を生成し、前記受信信号を、前記第１〜第４の局部信号によって検波することで復調するものである。

【0018】

また、本発明の代表的な他の実施の形態による変復調方式は、上記の変復調方式において、前記第１のナイキスト成形と前記第３のナイキスト成形のナイキストロールオフ率は、０．１以下とし、前記変調方式は、前記共通の搬送周波数を、所定の周波数間隔で複数有し、複数の前記共通の搬送周波数毎に、それぞれ異なる情報に対して前記変調信号を生成し、これらを合成して周波数直交分割多重化することで新たな前記変調信号を生成し、前記復調方式は、複数の前記共通の搬送周波数毎に、前記第１〜第４の局部信号を生成して前記受信信号の検波を行い、検波結果の出力を合成することで復調するものである。

【発明の効果】

【0019】

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

【0020】

すなわち、本発明の代表的な実施の形態によれば、４種類のＳＳＢ要素を共通の搬送周波数領域の周囲に直交的に配置する変調方式で変調された信号に対して、復調時に４種類のＳＳＢ要素を分離する際に時間領域でのシンボル間干渉を抑制することで、信号の多値化が可能となる。これにより、ＯＦＤＭ方式とほぼ同等の、あるいはＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を実現することが可能となる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、ＯＦＤＭ方式の約２倍の周波数利用効率を実現することが可能となる。

【0021】

また、本発明の他の実施の形態によれば、上記の４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式においてＯＦＤＭ化を実現することが可能となり、複数の通信回線の適応的な制御に対応することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0022】

【図1】本発明の実施の形態１である復調装置の構成例について概要を示した図である。

【図2】本発明の実施の形態１である変調装置の構成例について概要を示した図である。

【図3】ナイキスト信号およびナイキスト信号をヒルベルト変換したものを時間領域で表した図である。

【図4】（ａ）、（ｂ）は、Ｉ軸上に多重配置されたＵＳＢ成分とＬＳＢ成分の直交検波時の干渉状況の例について周波数スペクトル上で示した図である。

【図5】（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態１における局部信号とＩ軸上に多重配置されたＵＳＢ成分とＬＳＢ成分に対する検波時の作用の例について周波数スペクトル上で示した図である。

【図6】本発明の実施の形態１における受信検波のために生成されるシンボル関数ｕ（ｔ）とＨ［ｕ（ｔ）］の二乗値をそれぞれ示した図である。

【図7】本発明の実施の形態１における受信検波のために生成されるシンボル関数ｕ（ｔ）とＨ［ｕ（ｔ）］とを乗算した値を示した図である。

【図8】本発明の実施の形態１における受信検波の出力における隣接シンボルの信号成分の干渉状況を示した図である。

【図9】本発明の実施の形態１における受信検波の出力における隣接シンボルの信号成分の干渉状況を示した図である。

【図10】本発明の実施の形態２におけるロールオフ率をゼロに近づけた場合のシンボル信号の周波数スペクトルの例を示した図である。

【図11】従来方式における共通の搬送周波数を有する４つのＳＳＢ要素からなる変調信号の周波数領域での配置の例について概要を示した図である。

【図12】従来方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。

【図13】従来方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。

【図14】従来方式におけるヒルベルト変換要素が引き起こすシンボル間干渉の例について概要を示した図である。

【図15】従来方式における希望波の抽出方法の例について示した図である。

【図16】従来方式におけるフレームの先頭および／または最後尾にヌルシンボルを配置した場合の効果の例について示した図である。

【図17】本発明の実施の形態１における信号群を周波数スペクトル上に変調した例について、従来方式と比較して示した図である。

【図18】本発明の実施の形態３である変調装置の構成例について概要を示した図である。

【図19】本発明の実施の形態３である復調装置の構成例について概要を示した図である。

【図20】本発明の実施の形態３における局部信号生成手段の構成例について概要を示した図である。

【図21】ロールオフ率αを０．１とした場合のナイキストフィルタの周波数特性の例を示した図である。

【図22】（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態３におけるロールオフ率αを０．１とした場合の送信波および受信波の周波数スペクトルの例を示した図である。

【図23】（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態３における送信波および１つの復調系における検波出力の周波数スペクトルの例を示した図である。

【図24】本発明の実施の形態４である変復調方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。

【図25】本発明の実施の形態４における局部信号発生部の構成例について概要を示した図である。

【図26】（ａ）、（ｂ）は、本実施の形態の形態４におけるシンボル関数生成部およびヒルベルト変換シンボル関数生成部の信号生成方法を説明する図である。

【図27】本発明の実施の形態４である変復調方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。

【図28】（ａ）〜（ｃ）は、本発明の実施の形態４における各振幅・極性制御部でのデータの取り扱い形態の例について概要を示した図である。

【図29】（ａ）、（ｂ）は、振幅・極性制御部が有する振幅および極性の状況と、レジスタ群内の各レジスタとの関係を示した図である。

【図30】（ａ）、（ｂ）は、従来のＯＦＤＭおよび本発明の実施の形態１、２における変復調方式によるＯＦＤＭ化での周波数スペクトルの例を示した図である。

【図31】実施の形態１、２における変復調方式においてＳＳＢ化された局部信号による検波の結果の周波数スペクトルの例を示した図である。

【発明を実施するための形態】

【0023】

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

【0024】

本発明の一実施の形態である変復調方式は、本願発明者らが既に提案している特許文献３に記載された方式を基礎としており、変調方式については基本的に同一である。以下においては、本発明の特徴を分かり易くするために、特許文献３に記載された従来の技術（以下では「従来方式」と記載する場合がある）における作用と課題について概要を説明し、これとの比較によって本実施の形態を説明する。

【0025】

＜概要＞
従来方式は、共通の搬送周波数を有する４つのＳＳＢ要素からなる多重波に対して、復調時に周波数領域での各信号間の相互干渉を抑制し得る変調方式および復調方式に係るものである。

【0026】

図１１は、従来方式における共通の搬送周波数を有する４つのＳＳＢ要素からなる変調信号の周波数領域での配置の例について概要を示した図である。４つのＳＳＢ要素は、図１１に示すように、周波数軸上で偶対象となるＵＳＢ（偶対称ＵＳＢ）と、周波数軸上で偶対象となるＬＳＢ（偶対称ＬＳＢ）と、周波数軸上で奇対称となるＵＳＢ（奇対称ＵＳＢ）と、周波数軸上で奇対称となるＬＳＢ（奇対称ＬＳＢ）とからなる。それぞれのＳＳＢ要素は、周波数領域の正域と負域のそれぞれに偶対称もしくは奇対称の形状の周波数成分を有する。従って、周波数領域における正負の成分を独立に考慮すると、変調信号におけるＳＳＢ要素は８個である。

【0027】

なお、８個のＳＳＢ要素は概念上のものであり、それぞれのＳＳＢ要素が物理的に単独で存在するものではない。例えば、角周波数ω_ｃの信号は、ｃｏｓω_ｃｔまたはｓｉｎω_ｃｔである。しかし、ＳＳＢの概念を説明する上では、これらを解析信号（Analytic Signal）化することが必要となる。従って、ｃｏｓω_ｃｔを例とすると、その解析成分であるフェイサーｅｘｐ（ｊω_ｃｔ）とｅｘｐ（−ｊω_ｃｔ）とにより、オイラーの定理を用いて次式のように表すことができる。

【0028】

【数1】

ここで、フェイサーとは、一方向の位相回転をする基本要素であり、ｅｘｐ（ｊω_ｃｔ）は角周波数ω_ｃの位置で正方向に位相回転し、ｅｘｐ（−ｊω_ｃｔ）は角周波数−ω_ｃの位置で正方向に位相回転する。

【0029】

一方、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、情報信号の遷移により位相が正方向に増大したり、負方向に増大したりする。このとき、図１１に示したような正負の領域を考慮した周波数領域上において、信号の位相が正方向に増大する場合にＵＳＢ信号とし、負方向に増大する場合にＬＳＢ信号とすると、例えば、図１１の例における偶対称ＵＳＢでは、情報信号の遷移により位相が正方向に増大する際には正の周波数領域上のＵＳＢ成分を形成し、位相が負方向に増大する際には負の周波数領域上のＬＳＢ成分を形成する。すなわち、図１１の例に示した偶対称ＵＳＢ、偶対称ＬＳＢ、奇対称ＵＳＢ、および奇対称ＬＳＢは、それぞれがＵＳＢ成分とＬＳＢ成分とを有するが、時間領域上ではＵＳＢ成分もしくはＬＳＢ成分のいずれかの１つのみが存在するものと考える。

【0030】

ここで、ＵＳＢ型のＳＳＢによるＱＰＳＫ（ＵＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫ）によって搬送される情報をｕ（ｔ）、ｖ（ｔ）とし、ＬＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫによって搬送される情報をｐ（ｔ）、ｒ（ｔ）とする。また、それぞれの前者（ｕ（ｔ）、ｐ（ｔ））を同相（Ｉ：In-phase）成分、後者（ｖ（ｔ）、ｒ（ｔ））を直交（Ｑ：Quadratured-phase）成分とする。また、ｕ（ｔ）、ｖ（ｔ）、ｐ（ｔ）、ｒ（ｔ）の搬送波上の信号をそれぞれＵ（ｔ）、Ｖ（ｔ）、Ｐ（ｔ）、Ｒ（ｔ）とすると、図１１における４種類のＳＳＢ要素の変調信号は以下のように表される。

【0031】

［１．偶対称ＵＳＢ］
解析信号化された信号ｕ（ｔ）は、次式で表される。

【0032】

【数2】

なお、Ｈ［ｕ（ｔ）］は、ｕ（ｔ）のヒルベルト変換処理を示す。

【0033】

ここで、搬送波角周波数をω_ｃとすると、信号ｕ（ｔ）は、次式に示すＳＳＢとして搬送される。

【0034】

【数3】

［２．奇対称ＵＳＢ］
上記の数２式と同様に、信号ｖ（ｔ）は、次式に示すＳＳＢとして搬送される。

【0035】

【数4】

［３．偶対称ＬＳＢ］
上記の数２式と同様に、信号ｐ（ｔ）は、次式に示すＳＳＢとして搬送される。

【0036】

【数5】

［４．奇対称ＬＳＢ］
上記の数２式と同様に、信号ｒ（ｔ）は、次式に示すＳＳＢとして搬送される。

【0037】

【数6】

上記の４種類のＳＳＢ要素を全て合成した変調信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は、次式で表すことができる。

【0038】

【数7】

以下では、まず、従来方式において、情報信号を上記の４種類のＳＳＢ要素からなる変調信号に変調する際の手法について説明する。図１２は、従来方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。変調装置１００において、伝送すべき情報信号１１０（Ｓ（ｔ））は、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１２０に入力される。Ｓ／Ｐ変換器１２０は、情報信号１１０を直並列変換して、４系統の並列信号（ｕ（ｔ）、ｖ（ｔ）、ｐ（ｔ）、ｒ（ｔ））を生成し、各信号をそれぞれナイキストフィルタ１３１〜１３４に出力する。ナイキストフィルタ１３１〜１３４は、それぞれ、入力された信号に対してフィルタリング処理を施して所望の帯域幅の信号として出力する。

【0039】

加算器１４１は、ナイキストフィルタ１３１の出力ｕ（ｔ）と、ナイキストフィルタ１３３の出力ｐ（ｔ）とを加算して、ｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ）を出力する。また、加算器１４２は、ナイキストフィルタ１３４の出力ｒ（ｔ）からナイキストフィルタ１３２の出力ｖ（ｔ）を減算して、ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）を出力する。ヒルベルト変換器１５１は、加算器１４２から出力されたｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）をヒルベルト変換し、変換後の信号Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］を出力する。加算器１４５は、加算器１４１からの出力（ｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ））と、ヒルベルト変換器１５１からの出力Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］とを加算して、信号Ｉ（ｔ）を出力する。信号Ｉ（ｔ）は次式で表される。

【0040】

【数8】

一方、加算器１４４は、ナイキストフィルタ１３４の出力ｒ（ｔ）の負値と、ナイキストフィルタ１３２の出力ｖ（ｔ）の負値とを加算して、−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝を出力する。また、加算器１４３は、ナイキストフィルタ１３３の出力ｐ（ｔ）からナイキストフィルタ１３１の出力ｕ（ｔ）を減算して、ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）を出力する。ヒルベルト変換器１５２は、加算器１４３から出力されたｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）をヒルベルト変換し、変換後の信号Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］を出力する。加算器１４６は、加算器１４４からの出力（−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝）と、ヒルベルト変換器１５２からの出力Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］とを加算して、信号Ｑ（ｔ）を出力する。信号Ｑ（ｔ）は次式で表される。

【0041】

【数9】

乗算器１４７には、局部信号発生器１５０で発生された局部信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器１４８には、移相器１６０によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた局部信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。これにより、乗算器１４７は、信号Ｉ（ｔ）をｃｏｓω_ｃｔで乗算し、乗算器１４８は、信号Ｑ（ｔ）をｓｉｎω_ｃｔで乗算する。

【0042】

加算器１４９は、乗算器１４７の出力と乗算器１４８の出力とを加算する。これにより、２種類のＵＳＢ信号（ｕ（ｔ）、ｖ（ｔ））および２種類のＬＳＢ信号（ｐ（ｔ）、ｒ（
ｔ））が直交多重化された変調出力１７１が得られる。この変調出力１７１をＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）として示すと、次式で表される。

【0043】

【数10】

ここで、この数１０式は、上記の数７式に等しい。従って、図１２に示した構成により、従来方式における変調信号、すなわち、４種類のＳＳＢ要素からなる変調信号を得ることができることが示される。

【0044】

次に、従来方式において、上記の４種類のＳＳＢ要素からなる変調信号を復調するために、４種類のＳＳＢ要素を２種類のＵＳＢ成分と２種類のＬＳＢ成分とに分離する手法について説明する。図１３は、従来方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。復調装置３００において、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）で表される希望波を含む受信信号３１０は、検波用の乗算器３４１および３４２において直交検波される。具体的には、乗算器３４１は、検波用の局部信号発生器３２０で発生された局部信号（ｃｏｓω_ｃｔ）で受信信号３１０を乗算し、同相成分をナイキストフィルタ３５１に出力する。また、乗算器３４２は、移相器３３０によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた局部信号（ｓｉｎω_ｃｔ）で受信信号３１０を乗算し、直交成分をナイキストフィルタ３５２に出力する。

【0045】

ナイキストフィルタ３５１および３５２は、後述するように、それぞれが有するローパスフィルタ作用によって、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分および直交成分の高域成分を除去して信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）を得る。ヒルベルト変換器３６１および３６２は、それぞれ、信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）をヒルベルト変換して、信号Ｈ［Ｉ（ｔ）］、Ｈ［Ｑ（ｔ）］を得る。加算器３４３は、Ｉ（ｔ）とＨ［Ｑ（ｔ）］とを加算して復号器３７１へ出力する。加算器３４４は、Ｉ（ｔ）からＨ［Ｑ（ｔ）］を減算して復号器３７２へ出力する。加算器３４５は、Ｑ（ｔ）とＨ［Ｉ（ｔ）］とを加算して復号器３７１へ出力する。加算器３４６は、Ｑ（ｔ）からＨ［Ｉ（ｔ）］を減算して復号器３７２へ出力する。

【0046】

復号器３７１は、周波数直交する２つのＵＳＢ信号を分離して、分離したｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器３８０へ出力する。また、復号器３７２は、周波数直交する２つのＬＳＢ信号を分離して、分離したｐ（ｔ）およびｒ（ｔ）をＰ／Ｓ変換器３８０へ出力する。Ｐ／Ｓ変換器３８０は、入力される４系統の並列信号を直並列変換することによって、１系統のデータ信号３９０（Ｓ（ｔ））を生成する。

【0047】

上記の構成において、受信信号３１０であるＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）に対して乗算器３４１でｃｏｓω_ｃｔを乗算することで検波し、得られた同相成分について、ナイキストフィルタ３５１が有するローパスフィルタ作用によって高域成分を除去すると、次式の信号Ｉ（ｔ）が得られる。

【0048】

【数11】

同様に、受信信号３１０であるＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）に対して乗算器３４２でｓｉｎω_ｃｔを乗算することで検波し、得られた直交成分について、ナイキストフィルタ３５２が有するローパスフィルタ作用によって高域成分を除去すると、次式の信号Ｑ（ｔ）が得られる。

【0049】

【数12】

ここで、上記の数１１式および数１２式に示す信号には、それぞれ４種類の信号が含まれているため、２信号のためのＳＳＢ−ＱＰＳＫの場合よりもさらに干渉成分が増加している。このままでは、４元連立方程式を数１１式および数１２式の２式で解かなければならず、理論的に不可能である。

【0050】

ここで、従来方式では、ＳＳＢの特徴である解析信号としての性質に着目している。ＳＳＢ信号は位相空間での回転方向が正負いずれか一方向に定まる。すなわち、ＳＳＢ信号のうち、ＵＳＢとＬＳＢとでは位相回転の方向が異なるため、ヒルベルト変換を施してもそれぞれの位相回転方向は変わらない。そこで、ヒルベルト変換器３６１および３６２は、この性質を利用して、数１１式の信号Ｉ（ｔ）および数１２式の信号Ｑ（ｔ）をそれぞれヒルベルト変換して次式の信号を得る。

【0051】

【数13】

【0052】

【数14】

数１１式と数１４式とを比較すると、ｕ（ｔ）およびＨ［ｖ（ｔ）］は同符号であるが、ｐ（ｔ）およびＨ［ｒ（ｔ）］は異符号である。同様に、数１２式と数１３式とを比較すると、Ｈ［ｕ（ｔ）］およびｖ（ｔ）は異符号であるが、Ｈ［ｐ（ｔ）］およびｒ（ｔ）は同符号である。そこで、数１１式と数１４式とを加算および減算することによりそれぞれ次式が得られる。

【0053】

【数15】

【0054】

【数16】

加算器３４３および３４４は、それぞれ上記の数１５式および数１６式の信号を得ていることになる。同様に、数１２式と数１３式とを加算および減算することによりそれぞれ次式が得られる。

【0055】

【数17】

【0056】

【数18】

加算器３４５および３４６は、それぞれ上記の数１７式および数１８式の信号を得ていることになる。

【0057】

以上により、数１５式および数１８式は、ｕ（ｔ）とｖ（ｔ）との２元連立方程式となり、また、数１６式および数１７式は、ｐ（ｔ）とｒ（ｔ）との２元連立方程式となる。これらはそれぞれ解くことが可能であり、その結果各ＳＳＢ信号を分離することが可能となる。

【0058】

ただし、これらの２元連立方程式にはそれぞれヒルベルト変換要素が含まれており、実際には非常に強いシンボル間干渉を引き起こす。図１４は、ヒルベルト変換要素が引き起こすシンボル間干渉の例について概要を示した図である。図１４は、数１５式において、シンボル信号ｕ（ｔ）をナイキストロールオフ信号として用いる場合、すなわち、ｕ（ｔ）が以下の数１９式で表され、そのヒルベルト変換が以下の数２０式で表される場合の時間領域におけるシンボル間干渉の例を示した図である。

【0059】

【数19】

【0060】

【数20】

ここで、ω_０はシンボル信号の周期周波数で、シンボル周期Ｔによって次式で表される。

【0061】

【数21】

上記の数１５式では、Ｉ軸（同相軸）における希望波ｕ（ｔ）に加え、直交成分である信号ｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］が共存する。そこで、図１４では、連続する３シンボルｕ（ｔ）、ｕ（ｔ−Ｔ）、ｕ（ｔ−２Ｔ）に加えて、これらの直交成分であるシンボルｖ（ｔ）、ｖ（ｔ−Ｔ）、ｖ（ｔ−２Ｔ）のそれぞれのヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］を合わせて示している。なお、図１４では、説明を簡略にするために、すべてのシンボルの状態を“１”、すなわち“＋１”として表している。

【0062】

図１４において、例えば、ｕ（ｔ）と、その直交成分であるｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分であるＨ［ｖ（ｔ）］との間では、Ｈ［ｖ（ｔ）］は、ｕ（ｔ）側の信号点ｔ＝０ではｕ（ｔ）に干渉していない。一方で、隣接シンボルの信号点ｔ＝−Ｔとｔ＝Ｔにおいて、ｕ（ｔ−Ｔ）およびｕ（ｔ＋Ｔ）に干渉していることが明らかに分かる。このことは、数２０式の奇対称性を考慮しても明らかである。

【0063】

この複雑な干渉状態がすべての信号点で発生するため、図１３に示した復調装置３００では、受信信号３１０から希望する情報信号を抽出することは容易ではない。このような干渉状態において希望する情報信号を抽出する方法として、ターボ復号器を用いた方法がある。しかし、この方法は、干渉成分のレプリカを生成して巡回的に干渉成分を除去するため、処理時間が長くなるという課題を有する。また、符号拡散技術を用いた方法があるが、この方法では、例えば、Ｇｏｌｄ符号等の拡散符号の中で利用できる範囲が限定されるため、拡散効率が低下してしまうという課題を有する。ヒルベルト変換成分の除去に関する根本的な解決には、その干渉成分の特徴を利用することが必要と考えられる。

【0064】

そこで、従来方式では、ヒルベルト変換成分が隣接シンボルに干渉を与える点に着目し、干渉波を干渉波としてではなく希望波として捉え、復調装置３００において、直交軸（Ｑ軸）を含めて希望波成分が通信フレーム内の３箇所に生成される点を利用して希望波を抽出する方式を採用している。

【0065】

図１５は、従来方式における希望波の抽出方法の例について示した図である。図１５は、図１２に示した変調装置１００のＳ／Ｐ変換器１２０が送出するシンボル列のフレームを示したものである。従来方式では、このフレームの先頭および／または最後尾にヌルシンボルを配置する。具体的には、図１５に示すように、例えば、フレームの先頭であるＴ_０にヌルシンボルを配置し、フレームの最後尾であるＴ_１１にヌルシンボルを配置する。また、フレームの先頭および最後尾以外のシンボル（Ｔ_１〜Ｔ_１０のシンボル）には、図１５に示すように、Ｉ軸およびＱ軸に信号ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をそれぞれ配置する。

【0066】

図１６は、フレームの先頭および／または最後尾にヌルシンボルを配置した場合の効果の例について示した図である。図１６では、図１５に示す時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_１１のシンボルうち、時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_５のＩ軸およびＱ軸における６個の信号成分を示している。図１６に示すように、時刻ｔ＝０にＩ軸で信号点を有するｕ（ｔ）は、Ｉ軸に直交するＱ軸上では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｕ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｕ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。同様に、時刻ｔ＝０にＱ軸上で信号点を有するｖ（ｔ）は、Ｑ軸に直交するＩ軸では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。ここで、信号ｕ（ｔ），ｖ（ｔ）の振幅を正規化した場合、ヒルベルト変換成分の隣接シンボルとの干渉量（振幅比）は約０．６３６６２である。

【0067】

この結果、図１３に示した復調装置３００では、時刻ｔ＝−Ｔでヒルベルト変換成分としてのｕ（ｔ）とｖ（ｔ）とを単独で抽出した後、その値を、時刻ｔ＝０におけるｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）と次のシンボルからの干渉との合成出力に対して代入することができる。すなわち、Ｉ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｕ（ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｕ（ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］の値を算出することができる。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｖ（ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｖ（ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−Ｔ）］の値を算出することができる。これにより、時刻ｔ＝０までに、ｕ（ｔ）およびｕ（ｔ−Ｔ）と、ｖ（ｔ）およびｖ（ｔ−Ｔ）の値を得ることができる。

【0068】

そして、時刻ｔ＝Ｔにおいても時刻ｔ＝０までに既知となった値を代入することで時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分を分離することができる。具体的には、時刻ｔ＝Ｔでは、Ｉ軸上の信号成分はｕ（ｔ−Ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ）］−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｖ（ｔ）、ｕ（ｔ−Ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］の値を算出することができる。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分はｖ（ｔ−Ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ）］＋Ｈ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｕ（ｔ）、ｖ（ｔ−Ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］の値を算出することができる。以降、同様にして、既知となったシンボルの値を順次代入していくことで、フレーム上のすべてのシンボル信号を抽出できることは明らかである。

【0069】

このように、従来方式によれば、図１３に示した復調装置３００のヒルベルト変換器３６１および３６２において再度のヒルベルト変換処理を行うことで、４種類のＳＳＢ信号を、ＵＳＢ信号（２種類）とＬＳＢ信号（２種類）とに分離することができる。また、その結果生じる時間領域でのシンボル間干渉に対して、さらに、図１２に示した変調装置１００が、図１５に示すようにフレームの先頭および／またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置することで、時間領域において、復調時に非干渉部分を確保する。これにより、復調装置３００は、フレームの先頭および／またはフレームの最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭以降またはフレームの最後尾以前において直交する２つの成分を分離することが可能である。

【0070】

以上に説明したように、従来方式を含むこれまでの技術では、残存するヒルベルト変換成分を除去するのは大変困難である。従来方式では、希望信号と干渉信号とのわずかな振幅差を把握してヒルベルト変換成分を求め、復調を図っている。しかしながら、各信号の振幅は、移動体通信等におけるフェージング環境下では、識別することが更に困難なものとなる。その結果、シンボル信号の振幅情報を多値化する余裕が全くない状況となっており、シンボル信号の多値化により伝送速度を上げることが必須である無線通信システムとしては、実用化に対する大きな障害の一つとなっていた。

【0071】

そこで、本発明の一実施の形態である変復調方式では、上記の従来方式を基礎として、変調方式については基本的に同一である一方、復調方式において、４種類のＳＳＢ信号を分離する際に、従来方式とは異なり、ヒルベルト変換処理を行わずに分離することを可能とする。

【0072】

すなわち、変調信号は、基本的に従来方式と同様に、共通の搬送周波数領域の周囲に相互に直交的に配置された４種類のＳＳＢ要素からなる。第１のＳＳＢ要素（偶対称ＵＳＢ）は、正の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに負の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有する。第２のＳＳＢ要素（奇対称ＵＳＢ）は正の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有するとともに、負の周波数領域に負極性の下側単側波用解析信号を有する。第３のＳＳＢ要素（偶対称ＬＳＢ）は、正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに、負の周波数領域に正極性の上側単側波用解析信号を有する。第４のＳＳＢ要素（奇対称ＬＳＢ）は正の周波数領域に正極性の下側単側波用解析信号を有するとともに、負の周波数領域に負極性の上側単側波用解析信号を有する。

【0073】

本実施の形態では、変調信号は、上記の４種類のＳＳＢ要素のいずれか１つ以上、最大４つの要素からなるものとする。すなわち、必ずしも４種類のＳＳＢ要素を全て用いて変調を行うことは必要ではない。また、各ＳＳＢ要素によって変調されるシンボル信号は、それぞれ振幅情報によって多値化され得るものとする。

【0074】

一方、本実施の形態では、受信側の復調装置において、ＳＳＢ検波を行う際の局部信号として、４種類の局部信号を生成し、受信信号とこれらの局部信号との乗算結果について、Ｉ軸およびＱ軸の成分でそれぞれ加減算および積分処理を行うことにより、４種類のＳＳＢ要素によって変調された希望シンボル成分を分離して取り出すものである。上記の局部信号は、受信信号が搬送するシンボル信号のタイミングに同期した単調パルス波、およびこれにヒルベルト変換を施したものに対して、それぞれ、搬送波に同調した第１の搬送波および第１の搬送波と直交する第２の搬送波によって変調することで、計４種類を得る。

【0075】

このような手法を用いることにより、受信側において、ヒルベルト変換処理を行わずに、送信側から変調信号により送られた４系統の多値化された通信情報を、４系統の多値化された通信情報として再生することができる。

【0076】

図１７は、本実施の形態における信号群を周波数スペクトル上に変調した例について、従来方式と比較して示した図である。図中の右下部（４）（“ＳＳＢ変調”の“多値化例”）において、本実施の形態による場合を示しているが、ここでは、４系統の信号をそれぞれ２ｂｉｔとしたＳＳＢ化１６値ＱＡＭの状態を、それぞれのＳＳＢ要素を２段に重ねて表示することで模式的に表している。

【0077】

また、本発明の他の実施の形態では、さらに、変調時にナイキストロールオフ率を十分に小さくする（可能な限りゼロに近付ける）ことで、占有帯域幅を約１／２に圧縮し、周波数利用効率を向上させることを可能とする。

【0078】

（実施の形態１）
［装置構成］
図２は、本発明の実施の形態１である変復調方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。本実施の形態における送信側の変調装置１００の構成は、基本的に上述の図１２に示した従来方式における変調装置１００と同様であるため、再度の詳細な説明は省略する。なお、本実施の形態においては、信号が多値化され得ることから、図１２における搬送情報ｕ（ｔ）、ｖ（ｔ）、ｐ（ｔ）、ｒ（ｔ）について、図２ではそれぞれＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）、Ｃ（ｔ）、Ｄ（ｔ）と表記を変更している。また、図１２におけるＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の変調出力１７１は、本実施の形態では、多値化され得ることから変調出力１７０（Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ））として表す。

【0079】

また、上述したように、変調装置１００は、４種類の搬送情報のいずれか１つ以上、最大４つについて変調するものとする。すなわち、４種類のＳＳＢ要素を全て用いて４種類の搬送情報を全て変調することは必須ではない。

【0080】

以下では、本実施の形態における復調方式について説明する。動作原理についての詳細は後述するが、まず復調装置２００の構成例について以下に示す。図１は、本発明の実施の形態１である変復調方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。

【0081】

復調装置２００において、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）で表される希望波を含む受信信号２１０は、まず、ＳＳＢ検波用の４系統の乗算器２１１〜２１４によって検波される。具体的には、乗算器２１１はＩ軸（同相軸）側のＳＳＢ検波用のＩ軸側乗算器であり、入力された受信信号２１０と、後述する手段により生成された４種類の検波用の局部信号のうち、第１の局部信号（ＬＯ_１）とを乗算し、結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２１へ出力する。また、乗算器２１２はＩ軸側のＳＳＢ検波用のＱ軸側乗算器であり、入力された受信信号２１０と、４種類の検波用の局部信号のうち、ヒルベルト変換されている第４の局部信号（ＬＯ_４）とを乗算し、結果をＬＰＦ２２２へ出力する。なお、ＬＰＦ２２１および２２２は、それぞれ、例えば、搬送周波数以上の成分を除去する機能を併せ持つナイキストフィルタによって構成される。

【0082】

同様に、乗算器２１３はＱ軸（直交軸）側のＳＳＢ検波用のＩ軸側乗算器であり、入力された受信信号２１０と、４種類の検波用の局部信号のうち、ヒルベルト変換されている第３の局部信号（ＬＯ_３）とを乗算し、結果をＬＰＦ２２３へ出力する。また、乗算器２１４はＱ軸側のＳＳＢ検波用のＱ軸側乗算器であり、入力された受信信号２１０と、４種類の検波用の局部信号のうち、第２の局部信号（ＬＯ_２）とを乗算し、結果をＬＰＦ２２４へ出力する。ＬＰＦ２２３および２２４についても、それぞれ、例えば、搬送周波数以上の成分を除去する機能を併せ持つナイキストフィルタによって構成される。

【0083】

ＬＰＦ２２１および２２２により不要な高域成分を除去された信号は、それぞれ、加算器２３１および２３２の双方に入力される。加算器２３１は、ＬＰＦ２２１の出力からＬＰＦ２２２の出力を減算して、積分器２４１へ出力する。また、加算器２３２は、ＬＰＦ２２１の出力とＬＰＦ２２２の出力とを加算して、積分器２４２へ出力する。同様に、ＬＰＦ２２３および２２４により不要な高域成分を除去された信号は、それぞれ、加算器２３３および２３４の双方に入力される。加算器２３３は、ＬＰＦ２２３の出力からＬＰＦ２２４の出力を減算して、積分器２４３へ出力する。また、加算器２３４は、ＬＰＦ２２３の出力とＬＰＦ２２４の出力とを加算して、積分器２４４へ出力する。

【0084】

積分器２４１〜２４４は、それぞれ入力された信号に対して積分処理を行って、４種類のシンボル信号（Ａ_ｒ（ｔ）、Ｂ_ｒ（ｔ）、Ｃ_ｒ（ｔ）、Ｄ_ｒ（ｔ））を生成し、Ｐ／Ｓ変換器２５０へ出力する。Ｐ／Ｓ変換器２５０は、入力された４系統の並列信号を直並列変換することによって、１系統のデータ信号２６０（Ｓ_ｒ（ｔ））を生成する。

【0085】

本実施の形態の復調装置２００は、さらに、上記の４種類のＳＳＢ検波用の局部信号（ＬＯ_１〜ＬＯ_４）を生成するための局部信号生成手段２０１を有している。具体的には、受信信号２１０であるＳ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）が局部信号生成手段２０１におけるシンボル同期回路２７１にも入力される。シンボル同期回路２７１は、受信信号２１０に含まれるシンボル信号のタイミングを抽出し、受信信号２１０に同期したシンボル信号を生成して、ナイキストフィルタ２７２へ出力する。具体的には、例えば、受信信号２１０の二乗検波を行い、単一極性化を施してシンボル信号の２倍の速度の単調パルス信号とした後、分周のタイミングを受信信号２１０との論理積をとることによって確立し、２倍の速度となった単調パルス信号を元の速度（１倍）の単調パルス信号として出力するなどの公知の手法を適宜用いることができる。

【0086】

ナイキストフィルタ２７２は、入力された単調パルス信号となったシンボル信号を、ナイキスト成形して出力する。出力された信号の一部は、乗算器２９１および２９２へ出力される。乗算器２９１には、局部信号発生器２８１で発生された基準角周波数ω_ｃの基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器２９２には、上記の基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が移相器２８２によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた直交基準信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。

【0087】

これにより、ナイキストフィルタ２７２から出力されたナイキスト成形されたシンボル信号に対して、乗算器２９１はｃｏｓω_ｃｔで乗算して搬送波に同調した第１の局部信号（ＬＯ_１）を出力し、乗算器２９２はｓｉｎω_ｃｔで乗算して第１の局部信号（ＬＯ_１）に直交した第２の局部信号（ＬＯ_２）を出力する。

【0088】

一方、ナイキストフィルタ２７２から出力されたナイキスト成形されたシンボル信号の一部は、ヒルベルト変換器２７３へ出力される。ヒルベルト変換器２７３は、入力された信号をヒルベルト変換して、乗算器２９３および２９４へ出力する。乗算器２９３には、局部信号発生器２８１で発生された基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器２９４には、局部信号発生器２８１で発生された基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が移相器２８２によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた直交基準信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。

【0089】

これにより、ナイキストフィルタ２７２から出力されたナイキスト成形されたシンボル信号をヒルベルト変換したものに対して、乗算器２９３はｃｏｓω_ｃｔで乗算して搬送波に同調した第３の局部信号（ＬＯ_３）を出力し、乗算器２９４はｓｉｎω_ｃｔで乗算して第３の局部信号（ＬＯ_３）に直交した第４の局部信号（ＬＯ_４）を出力する。なお、第１〜第４の局部信号（ＬＯ_１〜ＬＯ_４）を総称して局部信号Ｓ_ＬＯ（ｔ）として表している。

【0090】

［動作原理］
以下に、本実施の形態における主に復調時の動作原理について説明する。図２に示した変調装置１００において、４種類の情報シンボルＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）、Ｃ（ｔ）、Ｄ（ｔ）を、搬送波角周波数ω_ｃでＳＳＢ化して得られる変調出力１７０（Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ））は、次式で表される。

【0091】

【数22】

このＳ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）を、例えば、上記の図１３に示した従来方式のように受信側で直交検波した場合、局部信号がｃｏｓω_ｃｔ側の出力、およびｓｉｎω_ｃｔ側の出力に対して、ローパスフィルタを通して高域成分を除去した検波出力は、それぞれ次式で表される。

【0092】

【数23】

【0093】

【数24】

例えば、上記の数２３式から明らかなように、検波出力には、シンボル信号の形で受信することができるＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）の成分と、ヒルベルト変換された形で受信信号に残留するＣ（ｔ）、Ｄ（ｔ）の成分（Ｈ［Ｃ（ｔ）］、Ｈ［Ｄ（ｔ）］）が混在する。同様に、数２４式に示される検波出力には、シンボル信号の形で受信することができるＣ（ｔ）、Ｄ（ｔ）の成分と、ヒルベルト変換された形で信号に残留するＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）の成分（Ｈ［Ａ（ｔ）］、Ｈ［Ｂ（ｔ）］）が混在する。

【0094】

これに対し、上述した従来方式においては、それぞれの検波出力にさらにヒルベルト変換を施すことでヒルベルト変換成分を除去するという工夫を行っていた。例えば、数２４式に示される検波出力に対してヒルベルト変換を施すと、次式が得られる。

【0095】

【数25】

この数２５式と、上記の数２３式とを加算するとＡ（ｔ）のシンボル信号を得ることができるが、Ｈ［Ｃ（ｔ）］の成分が付随する。また、減算するとＢ（ｔ）のシンボル信号を得ることができるが、Ｈ［Ｄ（ｔ）］の成分が付随する。同様に、数２３式に示される検波出力に対してヒルベルト変換を施し、数２４式と加算することにより、Ｃ（ｔ）およびＤ（ｔ）についてのシンボル信号を得ることができるが、Ｈ［Ａ（ｔ）］およびＨ［Ｂ（ｔ）］の成分がそれぞれ付随する。

【0096】

ここで、シンボル信号としてナイキスト信号を用いた場合を考える。実際の変調装置１００においては、２値を［０，１］ではなく［−１，＋１］として処理するため、これに伴い振幅を是正すると、シンボル信号は次式のように変形される。

【0097】

【数26】

なお、Ｔはシンボル周期、ω_０はナイキスト（角）周波数である。この数２６式をヒルベルト変換した結果は、定数のヒルベルト変換結果がゼロとなることから、次式で表される。

【0098】

【数27】

図３は、上記の数２６式および数２７式をω_０＝１（ｒａｄ／ｓｅｃ）として規格化して時間領域で表した図である。図３において明らかなように、ナイキスト信号では、シンボル間隔（図３の例ではπ毎）で隣接シンボルが到来することを可能としているのに対し、そのヒルベルト変換成分は、ヌル点が２π毎に到来することを示している。その結果、ナイキスト信号における後続のシンボルのうち半数がヒルベルト変換成分により干渉を受けることになる。すなわち、図１３に示したような従来方式における復調の手法では、同相（Ｉ軸）成分に直交（Ｑ軸）成分のヒルベルト変換成分が生成される（その逆もある）ことから、隣接シンボルに干渉を与える結果となってしまう。

【0099】

図４は、Ｉ軸上に多重配置されたＵＳＢ成分とＬＳＢ成分の直交検波時の干渉状況の例について周波数スペクトル上で示した図である。図４（ａ）はＵＳＢ成分の検波の場合、図４（ｂ）はＬＳＢ成分の検波の場合について示しており、図４（ａ）の（１−ａ）、および図４（ｂ）の（２−ａ）では、それぞれ、受信ＲＦ（Radio Frequency）信号のＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分を示している。いずれも、周波数軸に対して正負の領域にＵＳＢ成分とＬＳＢ成分とが対称に配置される。なお、図４（ａ）と図４（ｂ）とでは、ＵＳＢ成分とＬＳＢ成分の配置が反転した状態となる。

【0100】

上記の信号に通常の直交検波を施す場合、Ｉ軸側では局部信号（ローカル信号）として余弦波を乗じるのが一般的である。上記の数１式に示したオイラーの定理により、余弦波の局部信号のスペクトルは、図４（ａ）、（ｂ）において（１−ｂ）に示すように、周波数軸に対して正負の領域に線スペクトルが対称に配置される形となる。従って、上記の受信ＲＦ信号と局部信号とを乗算して得られる検波出力のスペクトルは、それぞれ、図４（ａ）の（１−ｃ）および図４（ｂ）の（２−ｃ）に示すような形状となる。両者の形状は異なっているものの、これらの出力結果をそれぞれローパスフィルタに通して高域成分を除去して得られるベースバンド信号出力のスペクトル（図４（ａ）の（１−ｃ）および図４（ｂ）の（２−ｃ）の中央の成分）は、図４（ａ）と図４（ｂ）とでは同様のＤＳＢ（Double Side Band：両側波帯）の形状となり、両者を識別することができない。

【0101】

本実施の形態に係る変復調方式では、純然たるＳＳＢ波を対象としている。ＳＳＢは、上述したように、フェイサーであるｅｘｐ（ｊω_ｃｔ）とｅｘｐ（−ｊω_ｃｔ）を用いることに特徴がある。しかしながら、図１３に示したような従来方式の復調装置３００における直交検波回路では、局部信号発生器３２０により生成する局部信号に余弦波（および正弦波）を用いている。数１式に示したオイラーの定理が示すように、余弦波（および正弦波）は、正負のフェイサーからなるＤＳＢとなっている。

【0102】

上述した従来方式での復調方式において、直交軸を越えてヒルベルト変換成分が相互に影響を及ぼす結果となるのは、上記のように直交検波の際の局部信号がＤＳＢ性を有することに起因するものと推測される。また、上述したように、ＳＳＢ要素は４種類存在するのに対して、従来方式での復調方式では、直交検波の際の局部信号は余弦波と正弦波の２種類のみを用いており、４種類のＳＳＢ要素に対する検波手段としては不十分であるものと推測される。

【0103】

そこで、本実施の形態では、ＳＳＢ要素を復調するための全く新しい方式を採用した。すなわち、検波用の局部信号として、ＳＳＢ信号を構成する要素となる４種類の局部信号を生成し、これらを用いてＳＳＢ検波を行う。

【0104】

図５は、本実施の形態における局部信号とＩ軸上に多重配置されたＵＳＢ成分とＬＳＢ成分に対する検波時の作用の例について周波数スペクトル上で示した図である。図４の例と同様に、図５の（ａ）はＩ軸におけるＵＳＢ成分の検波の場合、図５（ｂ）はＬＳＢ成分の検波の場合について示しており、図５（ａ）の（１−ａ）、および図５（ｂ）の（２−ａ）では、それぞれ、受信ＲＦ信号のＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分を示している。

【0105】

本実施の形態では、検波用の局部信号として、ＳＳＢ信号を構成する要素となる４種類の信号を用いる。すなわち、図５（ａ）、（ｂ）において（１−ｂ）に示すように、局部信号（図５の例では第１の局部信号（ＬＯ_１）と第４の局部信号（ＬＯ_４）を合成したもの）は、周波数軸に対して正負の領域にそれぞれのＳＳＢ成分が対称に配置される形となる。図中では、負領域のＳＳＢ成分からなるＳＳＢ信号をＬＯ_ＳＳＢ−、正領域のＳＳＢ成分からなるＳＳＢ信号をＬＯ_ＳＳＢ＋として示す。

【0106】

上記の受信ＲＦ信号（１−ａ）と各ＳＳＢ信号（ＬＯ_ＳＳＢ＋、ＬＯ_ＳＳＢ-）とをそれぞれ乗算して得られる検波出力のスペクトルは、それぞれ、図５（ａ）の（１−ｃ１）、（１−ｃ２）、および図５（ｂ）の（２−ｃ１）、（２−ｃ２）に示すような形状となる。各ＳＳＢ信号による検波出力を合成した全体での検波出力は、図５（ａ）の（１−ｃ）および図５（ｂ）の（２−ｃ）に示すような形状となる。そして、これらの出力結果をそれぞれローパスフィルタに通して高域成分を除去して得られるベースバンド信号出力のスペクトル（図５（ａ）の（１−ｃ）および図５（ｂ）の（２−ｃ）の中央の成分）は、いずれもＤＳＢではあるものの両者の形状は異なる。従って、図４の例の場合と異なって、両者を識別することが可能である。

【0107】

具体的には、例えば、図５（ａ）の（１−ａ）に示したＩ軸上の受信ＲＦ信号において、ＵＳＢ成分を搬送する信号Ｓ_{Ｉ−ＵＳＢ}およびＬＳＢ成分を搬送する信号Ｓ_{Ｉ−ＬＳＢ}を複素表現すると、それぞれ次式で示される。

【0108】

【数28】

ここで、Ａ（ｔ）はシンボル信号の極性および振幅情報を表す。また、ｕ（ｔ）はシンボル信号の核であるナイキスト関数を表す。

【0109】

上述したように、ＳＳＢ変調された信号を受信側で復調するためには、検波用の信号としてＳＳＢ化された信号が必要であると考えられ、そのためには検波用の信号に対してＳＳＢ変調を行う必要がある。本実施の形態では、ＳＳＢ化される被変調信号として、シンボル信号のナイキスト関数であるｕ（ｔ）を用いるものとする。このｕ（ｔ）は、受信信号のシンボル信号と同期していることが必要である。これは、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）の通信方式においてチップ同期が必要であることと同一の理由に基づく。

【0110】

上述の図１に示した復調装置２００では、ＳＳＢ検波用の局部信号Ｓ_ＬＯ（ｔ）を生成する局部信号生成手段２０１におけるシンボル同期回路２７１およびナイキストフィルタ２７２によって、ナイキスト化されたシンボル信号ｕ（ｔ）を生成する。従って、局部信号生成手段２０１の乗算器２９１では、ｕ（ｔ）と基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）との乗算を行い、また、乗算器２９２では、ｕ（ｔ）と直交基準信号（ｓｉｎω_ｃｔ）との乗算を行い、それぞれ、次式に示す局部信号ＬＯ_１、ＬＯ_２を出力する。

【0111】

【数29】

同様に、乗算器２９３では、ｕ（ｔ）をヒルベルト変換した結果（Ｈ［ｕ（ｔ）］）と基準信号（ｃｏｓω_ｃｔ）との乗算を行い、また、乗算器２９４では、ｕ（ｔ）をヒルベルト変換した結果（Ｈ［ｕ（ｔ）］）と直交基準信号（ｓｉｎω_ｃｔ）との乗算を行い、それぞれ、次式に示す局部信号ＬＯ_３、ＬＯ_４を出力する。

【0112】

【数30】

上記の４種類の局部信号（ＬＯ_１〜ＬＯ_４）により、ＳＳＢ信号における上記の４種類のＳＳＢ要素を構成することができる。すなわち、ＬＯ_１−ＬＯ_４により第１のＳＳＢ要素（偶対称ＵＳＢ）を構成し、ＬＯ_１＋ＬＯ_４により第２のＳＳＢ要素（偶対称ＬＳＢ）を構成し、ＬＯ_２＋ＬＯ_３により第３のＳＳＢ要素（奇対称ＵＳＢ）を構成し、ＬＯ₃−ＬＯ_２により第４のＳＳＢ要素（奇対称ＬＳＢ）を構成する。

【0113】

図１に示した復調装置２００において、受信信号２１０である希望波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）は、上述の数２２式に示した通りであるが、これを単純化するためにナイキスト化されたシンボル信号ｕ（ｔ）を用いることで、次式を得る。

【0114】

【数31】

ここで、上部にバーが記載されたＡ（ｔ）（以下では「Ａ（ｔ）￣」のように記載する場合がある）、Ｂ（ｔ）￣、Ｃ（ｔ）￣、Ｄ（ｔ）￣は、それぞれ、送信側のデータ系列からなる情報信号を示しており、シンボル期間内では変化しない一定値である。従って、例えば、Ａ（ｔ）は、Ａ（ｔ）￣とｕ（ｔ）との積として表すことができる。

【0115】

復調装置２００の乗算器２１１では、上記の数３１式からなる受信信号２１０に対して、上記の数２９式に示した局部信号ＬＯ_１であるｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔを入力として乗算し、次式の出力を得る。

【0116】

【数32】

この出力には、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２１によって除去されるため、ＬＰＦ２２１からの出力は次式で表される。

【0117】

【数33】

同様に、復調装置２００の乗算器２１２では、上記の数３１式からなる受信信号２１０に対して、上記の数２９式に示した局部信号ＬＯ_４であるＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎω_ｃｔを入力として乗算し、次式の出力を得る。

【0118】

【数34】

この出力にも上記の数３２式と同様に、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２２によって除去されるため、ＬＰＦ２２２からの出力は次式で表される。

【0119】

【数35】

ここで、復調装置２００の加算器２３１において、ＬＰＦ２２１からの出力（数３３式）からＬＰＦ２２２からの出力（数３５式）を減算すると、次式が得られる。

【0120】

【数36】

上記の数３６式は、受信信号２１０に対して、上記の第１のＳＳＢ要素（ＬＯ_１−ＬＯ_４）を乗算した結果をローパスフィルタに通したものと等価である。すなわち、受信信号２１０を第１のＳＳＢ要素によって検波した結果が出力されることになる。

【0121】

また、復調装置２００の加算器２３２において、ＬＰＦ２２１からの出力（数３３式）とＬＰＦ２２２からの出力（数３５式）とを加算すると、次式が得られる。

【0122】

【数37】

上記の数３７式は、受信信号２１０に対して、上記の第２のＳＳＢ要素（ＬＯ_１＋ＬＯ_４）を乗算した結果をローパスフィルタに通したものと等価である。すなわち、受信信号２１０を第２のＳＳＢ要素によって検波した結果が出力されることになる。

【0123】

上記の数３６式および数３７式には、共通した要素が存在することが分かる。まずは、希望波信号Ｓ_{ｄｅｓｉｒｅｄ}（ｔ）のシンボル関数群として、次式の要素が共通に存在する。

【0124】

【数38】

また、Ｉ軸内で対向するＳＳＢ要素であるＳ_⊥（ｔ）のシンボル関数群として、次式の要素が共通に存在する。

【0125】

【数39】

さらに、Ｉ軸とＱ軸の関係にあるＳＳＢ要素であるＳ_∇×（ｔ）のシンボル関数群として、次式の要素が共通に存在する。

【0126】

【数40】

数３８式〜数４０式の要素を用いると、上記の数３６式および数３７式はそれぞれ次式のように表される。

【0127】

【数41】

【0128】

【数42】

ここで、上記の数３８式〜数４０式の要素の性質を、ヒルベルト変換定理やナイキスト信号の性質を考慮して検討する。まず、数３８式および数３９式に対しては、Stefan L. Hahn，“Hilbert Transforms in Signal Processing”，Artech House, Inc.，１９９６年，pp.56 Table 2.1 A Listing of the Properties of the Hilbert Transformation，Number 11，Energy equality.に記載されているヒルベルト変換公式を適用する。すなわち、任意の正則関数の二乗の積分は、その関数のヒルベルト変換の二乗の積分に等しい、とするものであり、次式で表される。

【0129】

【数43】

上記の数４３式のｕ（ｔ）を、ナイキスト関数のシンボル関数とした場合、ｕ（ｔ）およびＨ［ｕ（ｔ）］は上記の数１９式および数２０式で表されることから、振幅を正規化した場合、ｕ（ｔ）^２とＨ［ｕ（ｔ）］^２の状況は図６のように示される。図６は、受信検波のために生成されるナイキスト関数のシンボル関数ｕ（ｔ）とこれをヒルベルト変換したＨ［ｕ（ｔ）］の二乗値をそれぞれ示した図である。

【0130】

数４３式によれば、積分区間は−∞と∞の間とされるが、図６からは、−２πと２πの間（すなわち−２Ｔ〜２Ｔ）の積分でほぼ等しい値が得られるものと考えられる。従って、数３８式および数３９式は、それぞれ近似的に次式のように表すことができる。

【0131】

【数44】

【0132】

【数45】

また、上記の数４０式についても、ｕ（ｔ）をナイキスト関数のシンボル関数とした場合、ｕ（ｔ）およびＨ［ｕ（ｔ）］は上記の数１９式および数２０式で表されることから、振幅を正規化した場合、次式で表される。

【0133】

【数46】

図７は、上記の数４６式の状況として、受信検波のために生成されるナイキスト関数のシンボル関数ｕ（ｔ）とこれをヒルベルト変換したＨ［ｕ（ｔ）］とを乗算した値を示した図である。図７から明らかなように、数４６式の関数は原点に対して奇対称であることから、次式が成り立つ。

【0134】

【数47】

ここで、ｔ_０は、積分区間を示す任意の値である。上記の数４４式、数４５式、および数４７式を用いると、上記の数４１式、数４２式を積分した結果は、それぞれ次式で表される。

【0135】

【数48】

【0136】

【数49】

数４８式および数４９式から明らかなように、復調装置２００の加算器２３１において、上記のＬＰＦ２２１の出力（数３３式）からＬＰＦ２２２の出力（数３５式）を減算した結果、すなわち、受信信号２１０を第１のＳＳＢ要素によって検波した結果を積分器２４１で積分することにより、シンボル信号Ａ_ｒ（ｔ）が得られることが分かる。また、加算器２３２において、上記のＬＰＦ２２１の出力（数３３式）とＬＰＦ２２２の出力（数３５式）とを加算した結果、すなわち、受信信号２１０を第２のＳＳＢ要素によって検波した結果を積分器２４２で積分することにより、シンボル信号Ｂ_ｒ（ｔ）が得られることが分かる。

【0137】

ここで、シンボル関数ｕ（ｔ）はｓｉｎｃ関数であるから、数４８式、数４９式におけるｕ（ｔ）^２の積分値は次式で表される。

【0138】

【数50】

ここで、ω_０＝１のときは次式に表されるように積分値は１となる。

【0139】

【数51】

従って、数４８式、数４９式は、それぞれ、“２Ａ（ｔ）￣”、“２Ｂ（ｔ）￣”に定数β／ω_０^２を乗算したものとして次式のように表される。

【0140】

【数52】

【0141】

【数53】

すなわち、シンボル情報Ａ（ｔ）やＢ（ｔ）に定数を乗じたものとして得ることができる。なお、ここでのβは次式で表される定数である。

【0142】

【数54】

同様に、復調装置２００の乗算器２１３では、上記の数３１式からなる受信信号２１０に対して、上記の数３０式に示した局部信号ＬＯ_３であるＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓω_ｃｔを入力として乗算し、次式の出力を得る。

【0143】

【数55】

この出力には、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２３によって除去されるため、ＬＰＦ２２３からの出力は次式で表される。

【0144】

【数56】

同様に、復調装置２００の乗算器２１４では、上記の数３１式からなる受信信号２１０に対して、上記の数３０式に示した局部信号ＬＯ_２であるｕ（ｔ）ｓｉｎω_ｃｔを入力として乗算し、次式の出力を得る。

【0145】

【数57】

この出力にも上記の数５５式と同様に、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２４によって除去されるため、ＬＰＦ２２４からの出力は次式で表される。

【0146】

【数58】

ここで、復調装置２００の加算器２３３において、ＬＰＦ２２３からの出力（数５６式）からＬＰＦ２２４からの出力（数５８式）を減算すると、次式が得られる。

【0147】

【数59】

上記の数５９式は、受信信号２１０に対して、上記の第４のＳＳＢ要素（ＬＯ_３−ＬＯ_２）を乗算した結果をローパスフィルタに通したものと等価である。すなわち、受信信号２１０を第４のＳＳＢ要素によって検波した結果が出力されることになる。

【0148】

また、復調装置２００の加算器２３４において、ＬＰＦ２２３からの出力（数５６式）とＬＰＦ２２４からの出力（数５８式）とを加算すると、次式が得られる。

【0149】

【数60】

上記の数６０式は、受信信号２１０に対して、上記の第３のＳＳＢ要素（ＬＯ_２＋ＬＯ_３）を乗算した結果をローパスフィルタに通したものと等価である。すなわち、受信信号２１０を第３のＳＳＢ要素によって検波した結果が出力されることになる。

【0150】

上記の数５９式、数６０式を積分した結果は、それぞれ次式で表される。

【0151】

【数61】

【0152】

【数62】

数６１式および数６２式から明らかなように、復調装置２００の加算器２３３において、上記のＬＰＦ２２３の出力（数５６式）からＬＰＦ２２４の出力（数５８式）を減算した結果、すなわち、受信信号２１０を第４のＳＳＢ要素によって検波した結果を積分器２４３で積分することにより、シンボル信号Ｃ_ｒ（ｔ）が得られることが分かる。また、加算器２３４において、上記のＬＰＦ２２３の出力（数５６式）とＬＰＦ２２４の出力（数５８式）とを加算した結果、すなわち、受信信号２１０を第３のＳＳＢ要素によって検波した結果を積分器２４４で積分することにより、シンボル信号Ｄ_ｒ（ｔ）が得られることが分かる。

【0153】

以上に示したように、本実施の形態の復調装置２００におけるＳＳＢ検波を含む復調方式によれば、ＳＳＢ信号を構成する４種類の要素からなる検波用の局部信号（ＬＯ_１〜ＬＯ_４）を生成して、これを用いて検波することにより、受信信号２１０であるＳ_{ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）から、４種類のシンボル信号Ａ_ｒ（ｔ）、Ｂ_ｒ（ｔ）、Ｃ_ｒ（ｔ）、Ｄ_ｒ（ｔ）を抽出することができる。

【0154】

［シンボル間干渉の解消についての検証］
次に、本実施の形態の復調方式を用いることで、従来方式での課題であった自チャネルにおける隣接シンボルによるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter Symbol Interference）を解消することができることを検証する。シンボル周期をＴとすると、例えば、Ｉ軸ＵＳＢ信号を搬送する信号Ｓ_{Ｉ−ＵＳＢ}（ｔ）について、シンボル信号Ａ（ｔ）の隣接シンボルＡ_ｓ（ｔ）は次式で表される。

【0155】

【数63】

この隣接シンボルＡ_ｓ（ｔ）に対して、ｔ＝０のシンボルタイミングで検波を行う。数６３式の信号に対して、復調装置２００の乗算器２１１でＳＳＢ検波のためにＬＯ_１の局部信号を乗算すると次式が得られる。

【0156】

【数64】

数６４式には、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２１によって除去されるため、ＬＰＦ２２１からの出力は次式で表される。

【0157】

【数65】

同様に、数６３式の信号に対して、乗算器２１２でＬＯ_４の局部信号を乗算すると次式が得られる。

【0158】

【数66】

数６６式にも同様に、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２２によって除去されるため、ＬＰＦ２２２からの出力は次式で表される。

【0159】

【数67】

加算器２３１によって数６５式から数６７式を減算すると、次式が得られる。

【0160】

【数68】

ここで、上述したように、ｕ（ｔ）としてナイキスト関数を用いる場合、ｕ（ｔ）およびＨ［ｕ（ｔ）］はそれぞれ次式によって表される。

【0161】

【数69】

これを用いて上記の数６８式におけるｕ（ｔ）ｕ（ｔ−Ｔ）について展開すると、次式のように表される。

【0162】

【数70】

同様に、Ｈ［ｕ（ｔ）］Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］について展開すると、次式のように表される。

【0163】

【数71】

数７０式および数７１式を見て明らかなように、これらの式は互いに正負が逆極性の同一の関数であり、これらの和はゼロとなる。従って、これらの和からなる隣接シンボル信号は、その成分同士の相殺により消滅し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を生じることはない。図８は、受信検波の出力における隣接シンボルの信号成分の干渉状況を示した図である。図８では、隣接シンボル信号の各成分の関数を示しているが、ここからも各成分同士が相殺されて和がゼロとなることが分かる。

【0164】

最後に、検波出力における上記の数４０式に示されるＳ_∇×（ｔ）＝ｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］の項についての隣接シンボルからの干渉について検証する。この項は、例えば、上記の数３４式に示されるように、Ｉ軸側の検波出力とＱ軸側の検波出力の双方から生成され、隣接シンボルについては、ｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］と、ｕ（ｔ−Ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］とに分かれる。これら２つの信号成分は、それぞれ次式で表される。

【0165】

【数72】

図９は、ｕ（ｔ）をナイキスト関数とした場合の、受信検波の出力における隣接シンボルの上記２つの信号成分の干渉状況を示した図である。図９では、２つの信号成分は、ｔ＝π／２の点で点対称であることが分かる。従って、これらの成分の和は、時間軸上で−∞〜＋∞の間で積分するとゼロになる。図９からは、−２π〜２πの間で積分すれば、シンボル信号の振幅が１の場合では結果が０．０２以下となり、ほぼゼロになると言える。上述した図６においても、積分区間は−２π〜２πとしていることから、復調装置２００において検波出力を積分器２４１〜２４４で積分することで、Ｓ_∇×（ｔ）＝ｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］の項における隣接シンボルからの干渉も同時に解決されることになる。

【0166】

ここで、上述の図１４に示したように、ｕ（ｔ）の希望シンボルに対して、次々隣接シンボル（偶数個離れたシンボル）は、希望シンボルの信号点においてヌルとなるため、シンボル間干渉を考慮する必要はないが、奇数個離れたシンボルは、希望シンボルの信号点においてヌルとはならない。そこで、１個離れた隣接シンボルに限らず、奇数（２ｎ＋１）個離れたシンボル一般についてシンボル間干渉が生じないことを検証する。隣接シンボルについての上記の数６３式は、奇数（２ｎ＋１、ｎは整数）個離れたシンボルについて次式で表される。

【0167】

【数73】

この隣接波に対して上記と同様に検波を行う。数７３式の信号に対して、復調装置２００の乗算器２１１でＳＳＢ検波のためにＬＯ_１の局部信号を乗算すると次式が得られる。

【0168】

【数74】

数７４式には、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２１によって除去されるため、ＬＰＦ２２１からの出力は次式で表される。

【0169】

【数75】

同様に、数７３式の信号に対して、乗算器２１２でＬＯ_４の局部信号を乗算すると次式が得られる。

【0170】

【数76】

数７６式にも同様に、搬送周波数ω_ｃの２倍の角速度を有する要素が含まれるが、このような高域成分はＬＰＦ２２２によって除去されるため、ＬＰＦ２２２からの出力は次式で表される。

【0171】

【数77】

加算器２３１によって数７５式から数７７式を減算すると、次式が得られる。

【0172】

【数78】

ここで、上記の数６９式を用いて上記の数７８式におけるｕ（ｔ）ｕ（ｔ−（２ｎ＋１）Ｔ）について展開すると、次式のように表される。

【0173】

【数79】

同様に、Ｈ［ｕ（ｔ）］Ｈ［ｕ（ｔ−（２ｎ＋１）Ｔ）］について展開すると、次式のように表される。

【0174】

【数80】

数７９式および数８０式も、隣接シンボルにおける上記の数７０式および数７１式と同様に、両者の式が互いに正負が逆極性の同一の関数であり、これらの和はゼロとなる。従って、これらの和からなる隣接シンボル信号は、その成分同士の相殺により消滅し、シンボル間干渉を生じることはない。

【0175】

以上に説明したように、本発明の実施の形態１である変復調方式によれば、送信側において、４多重化したＳＳＢ多重化変調方式によって変調装置１００で変調された信号は、受信側の復調装置２００において、４種類の局部信号を用いたＳＳＢ検波の手法により、４多重化された情報の復調分離が可能である。さらに、復調装置２００において、４系統の積分器２４１〜２４４から出力された信号からは、それぞれ希望波を単独かつ振幅方向に歪なく抽出することができることから、振幅情報を維持することができる。従って、従来方式では困難であった振幅多値化が可能となり、ＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式から、ＳＳＢ−１６ＱＡＭやＳＳＢ−６４ＱＡＭなどのＳＳＢ−ＱＡＭ方式を実現することが可能である。

【0176】

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２である変復調方式は、上述した実施の形態１の変復調方式の図２に示した変調装置１００および図１に示した復調装置２００において、変調装置１００のナイキストフィルタ１３１〜１３４と、ナイキストフィルタにより構成される復調装置２００のローパスフィルタ２２１〜２２４のロールオフ率をゼロに近づけることで、周波数利用効率を向上させるものである。

【0177】

このとき、上述した実施の形態１における変復調方式の根幹である、ＳＳＢ信号を構成する要素からなる局部信号Ｓ_ＬＯ（ｔ）を生成するための局部信号生成手段２０１におけるナイキストフィルタ２７２に対するロールオフ率の配分についても整合をとらなければ、様々な干渉除去作用を弱体化するものとなる。

【0178】

一般的に、通信システムにおけるナイキストフィルタでは、送信側および受信側におけるロールオフ率の配分として、平方根を取ったルートナイキストロールオフを用いることでマッチドフィルタ化するが、通信要件に応じて適宜配分率は調整され得る。本実施の形態においても、図２の変調装置１００におけるナイキストフィルタ１３１〜１３４と、図１の復調装置２００においてＳＳＢ検波処理に関連するローパスフィルタ２２１〜２２４との間で、ロールオフ率を、例えば、ルートナイキストロールオフ等によって適宜配分する。

【0179】

一方、復調装置２００における局部信号生成手段２０１のナイキストフィルタ２７２については、局部信号生成手段２０１が実質は送信側と同様の機能を奏することから、ロールオフ率は、変調装置１００におけるナイキストフィルタ１３１〜１３４のロールオフ率と同値となるようにする。すなわち、ナイキストフィルタ２７２と、ＳＳＢ検波処理に関連するローパスフィルタ２２１〜２２４との間では、ルートナイキストロールオフ等によりローフオフ率を適宜配分する。

【0180】

ロールオフ率αを盛り込んだナイキストフィルタ特性は、次式で表される。

【0181】

【数81】

ここで、ロールオフ率αは、０≦α≦１の値を取る。このナイキストロールオフフィルタのインパルスレスポンスΓ（ｔ）は、次式で表される。

【0182】

【数82】

ルートナイキストロールオフフィルタとしての特性は、このインパルスレスポンスの平方根Γ^√２を送信側および受信側に振り分けるというものである。すなわち、変調装置１００のナイキストフィルタ１３１〜１３４および復調装置２００のナイキストフィルタ２７２と、復調装置２００のローパスフィルタ２２１〜２２４との間では、それぞれ次式で表される特性を備える。

【0183】

【数83】

本実施の形態では、数８３式の特性におけるロールオフ率αを可能な限りゼロに近づける。

【0184】

図１０は、ロールオフ率をゼロに近づけた場合のシンボル信号の周波数スペクトルの例を示した図である。図１０では、上段にＩ軸、下段にＱ軸についてのスペクトルをそれぞれ示し、左側に一般的なナイキスト特性でのスペクトル、右側にロールオフ率をゼロに近づけた場合のスペクトルをそれぞれ示している。図１０から明らかなように、ロールオフ率をゼロに近づけることで、占有帯域幅は狭くなって元の１／２に近づく、すなわち、周波数利用効率は元の２倍に近づく。これにより、例えば、現在の変復調方式で最も周波数利用効率が高いＯＦＤＭ方式での２ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの２倍である４ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚを達成することができる。

【0185】

現在の移動体通信で用いられるロールオフ率はα＝０．２前後であり、フィルタ等における信号処理上の負荷は大きくない。ロールオフ率α＝０．２においても占有帯域外への漏洩電力は十分に低下することから、本実施の形態では、少なくともロールオフ率αを０．２以下とするのが望ましい。これにより、他の無線システムが占有する帯域を、本実施の形態における占有帯域のより近傍に配置することができ、総合的な周波数利用効率の向上を図ることができる。

【0186】

（実施の形態３）
上述したように、実施の形態１、２で示した４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式によれば、ＯＦＤＭの２倍の周波数利用効率を実現することができる。しかしながら、実施の形態１、２における変復調方式は基本的にシングルキャリアであり、ＯＦＤＭＡなどの現在の高度の無線アクセスに適応することができない。そこで、本発明の実施の形態３である変復調方式は、実施の形態１、２における４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式を用いてＯＦＤＭ化を実現する。

【0187】

以下においては、本発明の特徴を分かり易くするために、従来技術でのＯＦＤＭ、および実施の形態１、２における変復調方式をそのままＯＦＤＭ化した場合の課題について概要を説明した上で、当該課題を解決する構成を有する本実施の形態について説明する。なお、本実施の形態では、ＯＦＤＭすなわち周波数直交分割多重における多重数を３とした場合（すなわちキャリア周波数が３つの場合）を例として説明するが、多重数はこれに限られない。

【0188】

＜概要＞
図３０は、従来のＯＦＤＭおよび実施の形態１、２における変復調方式によるＯＦＤＭ化での周波数スペクトルの例を示した図である。図３０（ａ）は、例えばＬＴＥ（Long Term Evolution）方式などの従来のＯＦＤＭにおける周波数スペクトルの例を示している。キャリア周波数が３つの場合は、搬送できるキャリア数はＩ軸（実軸）とＱ軸（直交軸）合計６つ（図中のＩ_１〜Ｉ_３、Ｑ_１〜Ｑ_３）となる。これらそれぞれに多値化シンボルを載せるので、多値化が１６ＱＡＭであれば合計１２ｂｉｔとなる。なお、キャリア信号の間隔は、シンボル信号の周波数ω_０である。

【0189】

一方、図３０（ｂ）は、実施の形態１、２における変復調方式によるＯＦＤＭ化の例を示しており、３つのキャリア周波数は、それぞれ、ＵＳＢ（上側波帯）とＬＳＢ（下側波帯）となる。従って、搬送できるキャリア数はＩ軸（実軸）とＱ軸（直交軸）の合計１２となり（図中のＩＵ_１〜ＩＵ_３（上側帯波）、ＩＬ_１〜ＩＬ_３（下側帯波）、ＱＵ_１〜ＱＵ_３（上側帯波）、ＱＬ_１〜ＱＬ_３（下側帯波））、多値化が１６ＱＡＭであれば合計２４ｂｉｔとなる。

【0190】

送信系すなわち変調系では、図３０（ｂ）に示したスペクトル配置は問題なく構成することができる。しかしながら、受信系すなわち復調系では、実施の形態１、２に示した復調方式を用いて、検波のためにＳＳＢ化された局部信号との乗算を行うと、受信信号および局部信号に包含されるシンボル関数が乗算されるため、各キャリアの周波数帯域幅は送信信号の２倍となってしまう。

【0191】

図３１は、実施の形態１、２における変復調方式においてＳＳＢ化された局部信号による検波の結果の周波数スペクトルの例を示した図である。図示するように、Ｉ軸（実軸）、Ｑ軸（直交軸）それぞれにおいて、各単側波帯成分は、ＯＦＤＭとして守らなければならないシンボル周波数に等しい帯域（すなわちキャリア周波数から±ω_０の範囲）をω_０だけ外側に逸脱し、それぞれのキャリア信号が周波数スペクトル上でオーバーラップしている。さらに、全体の帯域幅もω_０分外側に逸脱することになる。その結果、復調系において周波数分離することが困難となる。

【0192】

そこで、本実施の形態では、復調系での検波出力における周波数直交多重性を確保するため、後述するように、変調系および復調系におけるナイキストフィルタの特性を、上記の実施の形態２で示したものよりもさらに急峻にして、占有帯域幅をシンボル信号の周波数スペクトルの１／２に近付ける。これにより、送信波および受信波の周波数スペクトルにおいて、各キャリアの周波数帯域幅を±ω_０の範囲にほぼ収めることができ、ＯＦＤＭ化が可能となる。

【0193】

［装置構成］
図１８は、本発明の実施の形態３である変復調方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。本実施の形態では、変調装置１０００は、実施の形態１の図２に示した変調装置１００をＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）として３基並列に有する。これら３基のそれぞれの搬送波角周波数ω_１〜ω_３は、シンボル周波数ω_０の間隔で設定されているものとする。例えば、ω_１＝ω_ｃ＋ω_０、ω_２＝ω_ｃ、ω_３＝ω_ｃ−ω_０などとすることができる。

【0194】

これら３基のＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）に対して、伝送すべき情報信号１１１０（Ｓ_ｔ（ｔ））は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１０１０により３分割された情報信号１（１１１１（Ｓ_１（ｔ））〜情報信号３（１１１３（Ｓ_３（ｔ））としてそれぞれ供給される。そして、ＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）のそれぞれにおいて実施の形態１に示した変調方式によって変調された結果の変調出力１（１１７１）〜変調出力３（１１７３）は、加算器１０２０によって加算合成され、ＯＦＤＭ化された変調出力１０３０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））となる。

【0195】

図１９は、本実施の形態の変復調方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。図１８に示した変調装置１０００と同様に、本実施の形態では、復調装置２０００は、実施の形態１の図１に示した復調装置２００に相当するものをＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）として３基並列に有する。なお、３基の各ＳＳＢ復調器のそれぞれの搬送波角周波数ω_１〜ω_３も、図１８に示した変調装置１０００と同様に、シンボル周波数ω_０の間隔で設定されているものとする。

【0196】

図１９に示した本実施の形態の各ＳＳＢ復調器と、実施の形態１の図１に示した復調装置２００との相違点は、本実施の形態のＳＳＢ復調器では、復調装置２００における局部信号生成手段２０１に相当する部分を有しておらず、後述の図２０に示すように局部信号生成手段として独立して有している点と、各ＳＳＢ復調器において、各積分器の前段にルートナイキストフィルタ（例えば、図中のルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ）２２１１〜２２１４）を有している点にある。

【0197】

３基のＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）に対して、受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））がそれぞれ入力される。そして、ＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）のそれぞれにおいて実施の形態１に示した復調方式によって復調された結果の復調出力１（２２６１（Ｓ_１（ｔ））〜復調出力３（２２６３（Ｓ_３（ｔ））は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２０３０により合成されてデータ信号２０４０（Ｓ_ｒ（ｔ））となる。

【0198】

図２０は、本実施の形態の変復調方式における局部信号生成手段の構成例について概要を示した図である。局部信号生成手段２０１０は、図１８に示した変調装置１０００などと同様に、実施の形態１の図１に示した局部信号生成手段２０１に相当するものを局部信号生成部１（２０１１）〜局部信号生成部３（２０１３）として３基並列に有する。なお、図２１の例では、図１に示した局部信号生成手段２０１の構成のうち、シンボル同期回路２７１およびナイキストフィルタ２７２に相当する部分については、３基の各局部信号生成部に共通の構成として、シンボル同期回路２３７１およびナイキストフィルタ２３７２に集約して有している。

【0199】

３基の局部信号生成部１（２０１１）〜局部信号生成部３（２０１３）のそれぞれにおいて用いる搬送波角周波数ω_１〜ω_３も、図１８に示した変調装置１０００と同様に、シンボル周波数ω_０の間隔で設定されているものとする。各局部信号生成部によって生成されたＳＳＢ化された局部信号Ｓ_ＬＯ１（ｔ）〜Ｓ_ＬＯ３（ｔ）は、それぞれ、対応するＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）に対して供給される。

【0200】

なお、本実施の形態では、局部信号生成手段２０１０を復調装置２０００のＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）とは独立して有しているが、実施の形態１の図１に示した局部信号生成手段２０１も含む復調装置２００の構成全体を３基並列させるようにしてもよい。

【0201】

［動作原理］
本実施の形態では、図１８に示した変調装置１０００において、ＳＳＢ変調器１（１１０１）の搬送波角周波数ω_１をω_１＝ω_ｃ＋ω_０とし、ＳＳＢ変調器２（１１０２）の搬送波角周波数ω_２をω_２＝ω_ｃとし、ＳＳＢ変調器３（１１０３）の搬送波角周波数ω_３をω_３＝ω_ｃ−ω_０とする。すなわち、ＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）における各搬送波角周波数ω_１〜ω_３の間隔はシンボル周波数ω_０とする。また、ＳＳＢ変調器１（１１０１）により変調される搬送情報をＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）とし、ＳＳＢ変調器２（１１０２）により変調される搬送情報をＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）とし、ＳＳＢ変調器３（１１０３）により変調される搬送情報をＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）として表す。

【0202】

ＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）では、それぞれ、対応する搬送波角周波数ω_１〜ω_３を核として４種類のＳＳＢ化された局部信号が生成され、変調が行われる。

【0203】

この場合、図１８に示した変調装置１０００における変調出力１０３０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））は、ＳＳＢ変調器１（１１０１）〜ＳＳＢ変調器３（１１０３）からそれぞれ出力された変調出力１（１１７１）〜変調出力３（１１７３）の和として、実施の形態１における数３１式に基づいて次式で表される。

【0204】

【数84】

一方、図１９に示した復調装置２０００では、上記の３種類の搬送波角周波数ω_１〜ω_３毎に、ＳＳＢ復調器１（２２０１）〜ＳＳＢ復調器３（２２０３）によって、受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））から４種類のＳＳＢ要素を復調する。このとき、局部信号生成部１（２０１１）〜局部信号生成部３（２０１３）において、３種類の搬送波角周波数ω_１〜ω_３毎に、ＳＳＢ化のための４種類の局部信号（実施の形態１の数２９式、数３０式のＬＯ_１〜ＬＯ_４に相当）を生成する。

【0205】

上記の数８４式に示した受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））の復調について、例えば、ＳＳＢ復調器１（２２０１）での復調を例とすると、ＳＳＢ復調器１（２２０１）では、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０の局部信号によって復調を行う。

【0206】

まず、４種類の局部信号から構成される第１のＳＳＢ要素（ＬＯ_１−ＬＯ_４、偶対称ＵＳＢ）、および第２のＳＳＢ要素（ＬＯ_１＋ＬＯ_４、偶対称ＬＳＢ）による復調について見る。まず、Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、数２９式のＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0207】

【数85】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0208】

【数86】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0209】

【数87】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数８５式〜数８７式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0210】

【数88】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、数３０式のＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0211】

【数89】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0212】

【数90】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0213】

【数91】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数８９式〜数９１式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0214】

【数92】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数８８式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数９２式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0215】

【数93】

【0216】

【数94】

これらの式は、いずれも｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、｛ｕ（ｔ）^２−Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、およびｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］の項からなっていることが分かる。検波出力はポテンシャルで扱われているため、上記の数９３式および数９４式における二乗の形式は電力を表すものではない。これはすなわち、検波出力の帯域幅が二乗、つまり二倍に拡大することを示す。

【0217】

実施の形態１の数４４式、数４５式、数４７式等において示したように、数９３式および数９４式に対して積分を施すことで、｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、｛ｕ（ｔ）^２−Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、ｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］の成分のうち、｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを保全することができる。しかしながら、その場合でも、数９３式および数９４式には、周波数シフトを示すｃｏｓω_０ｔ、ｓｉｎω_０ｔ、ｃｏｓ２ω_０ｔ、ｓｉｎ２ω_０ｔの項が含まれており、これらの項が残る結果として、図３１に示したように、シンボル関数間の周波数の直交多重性が崩れる。

【0218】

そこで、本実施の形態では、上述したように、復調装置２０００での検波出力における周波数直交多重性を確保するため、変調装置１０００および復調装置２０００のナイキストフィルタの特性を、実施の形態２で示したものよりもさらに急峻にして、占有帯域幅をシンボル信号の周波数スペクトルの１／２に近付ける。

【0219】

静特性誤り率１／１０００における誤り率特性を、従来のＱＰＳＫもしくは１６ＱＡＭに比して１ｄＢ以内とするためには、帯域外への漏洩電力を数パーセントに抑える必要がある。そのためには、ロールオフ率αを０．１以下とすることが望ましいところ、現在の技術ではαを０．１未満とすることも可能である。

【0220】

ナイキストフィルタのロールオフ特性は、上記の実施の形態２における数８１式によって表される。図２１は、ロールオフ率αを０．１とした場合のナイキストフィルタの周波数特性の例を示した図である。図中の網掛け部分が、｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、｛ｕ（ｔ）^２−Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、およびｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］が示す隣接チャネルへの漏洩電力を表しており、その電力は全体の約５％である。これをデシベルで示すと−１３ｄＢ程度であり、従来のＱＰＳＫもしくは１６ＱＡＭでの誤り率特性に比してその劣化は１ｄＢ以内となる。従って、変調装置１０００および復調装置２０００で用いるナイキストフィルタのロールオフ率を０．１以下とすることで、以下に示すように、本実施の形態においてもＯＦＤＭ化が可能となる。

【0221】

図２２は、ロールオフ率αを０．１とした場合の送信波および受信波の周波数スペクトルの例を示した図である。図２２（ａ）は、ナイキストフィルタのロールオフ率を０．１とした場合の変調装置１０００のＯＦＤＭ化された出力の例を示している。また、図２２（ｂ）は、ナイキストフィルタのロールオフ率を０．１とした場合の復調装置２０００の乗算出力の例を示している。図示するように、いずれにおいても、各キャリア信号の周波数帯域幅は、シンボル周波数に等しい帯域（２ω_０の範囲）にほぼ収まっており、隣接チャネルへの漏洩電力による干渉は少ないことが分かる。以上より、本実施の形態では、ＯＦＤＭ化を実現するため、ナイキストフィルタのロールオフ率を０．１以下とする。

【0222】

上述した、復調装置２０００のＳＳＢ復調器１（２２０１）での検波の例において、上記の数９３式は、図１の復調装置２００における加算器２３２からの出力に相当する。また、数９４式は、加算器２３１からの出力に相当する。数９３式、数９４式には、上述したように、実施の形態１における数３６式、数３７式と異なり、ｃｏｓω_０ｔ、ｓｉｎω_０ｔ、ｃｏｓ２ω_０ｔ、ｓｉｎ２ω_０ｔの項が含まれている。本実施の形態では、これらの項を除去するため、ＳＳＢ復調器１（２２０１）における積分器の前段に、ロールオフ率を０．１以下としたルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ）２２１１、２２１２を有する。このフィルタを通すことにより、シンボル周波数以上離れた成分、すなわち、ｃｏｓω_０ｔ、ｓｉｎω_０ｔ、ｃｏｓ２ω_０ｔ、ｓｉｎ２ω_０ｔの項を除去することができる。

【0223】

数９３式、数９４式からｃｏｓω_０ｔ、ｓｉｎω_０ｔ、ｃｏｓ２ω_０ｔ、ｓｉｎ２ω_０ｔの項を除去した結果の式に対して、実施の形態１の場合と同様に−∞〜∞（実際は−２π〜２πで足りる）の区間で積分を施すと、｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみが保全される結果、以下の式となり、Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）を抽出することができることが分かる。

【0224】

【数95】

【0225】

【数96】

また、４種類の局部信号から構成される第３のＳＳＢ要素（ＬＯ_２＋ＬＯ_３、奇対称ＵＳＢ）、および第４のＳＳＢ要素（ＬＯ_３−ＬＯ_２、奇対称ＬＳＢ）による復調についても、上記と同様の手順で処理を行う。すなわち、まず、Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、数３０式のＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0226】

【数97】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0227】

【数98】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0228】

【数99】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数９７式〜数９９式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0229】

【数100】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、数２９式のＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0230】

【数101】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0231】

【数102】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0232】

【数103】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ＋ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数１０１式〜数１０３式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0233】

【数104】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数１００式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数１０４式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0234】

【数105】

【0235】

【数106】

これらの出力結果に対して、上記と同様にルートナイキストフィルタ２２１３、２２１４を通すことでｓｉｎω_０、ｃｏｓω_０、ｓｉｎ２ω_０、ｃｏｓ２ω_０の項を除去し、さらに積分を施して｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを残すことで、以下の式のようにＣ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）を抽出することができる。

【0236】

【数107】

【0237】

【数108】

以上に示したように、復調装置２０００のＳＳＢ復調器１（２２０１）では、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０の局部信号によって復調を行って、受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））からＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）の各搬送情報を抽出することができることが分かる。

【0238】

同様に、ＳＳＢ復調器２（２２０２）では、搬送角周波数ω_２＝ω_ｃの局部信号によって上記と同様の復調処理を行う。まず、第１のＳＳＢ要素（ＬＯ_１−ＬＯ_４）、および第２のＳＳＢ要素（ＬＯ_１＋ＬＯ_４）による復調について見る。Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0239】

【数109】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0240】

【数110】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0241】

【数111】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔで検波した結果は、上記の数１０９式〜数１１０式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0242】

【数112】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎω_ｃｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0243】

【数113】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0244】

【数114】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0245】

【数115】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎω_ｃｔで検波した結果は、上記の数８９式〜数９１式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0246】

【数116】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数１１２式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数１１６式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0247】

【数117】

【0248】

【数118】

これらの出力結果に対して、上記と同様にルートナイキストフィルタを通すことでｓｉｎω_０、ｃｏｓω_０、ｓｉｎ２ω_０、ｃｏｓ２ω_０の項を除去し、さらに積分を施して｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを残すことで、以下の式のようにＢ_２（ｔ）、Ａ_２（ｔ）を抽出することができる。

【0249】

【数119】

【0250】

【数120】

また、第３のＳＳＢ要素（ＬＯ_２＋ＬＯ_３）、および第４のＳＳＢ要素（ＬＯ_３−ＬＯ_２）による復調では、まず、Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓω_ｃｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0251】

【数121】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0252】

【数122】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0253】

【数123】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓω_ｃｔで検波した結果は、上記の数１２１式〜数１２３式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0254】

【数124】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎω_ｃｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0255】

【数125】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0256】

【数126】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎω_ｃｔで検波した場合、次式が得られる。

【0257】

【数127】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎω_ｃｔで検波した結果は、上記の数１２５式〜数１２７式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0258】

【数128】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数１２４式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数１２８式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0259】

【数129】

【0260】

【数130】

これらの出力結果に対して、上記と同様にルートナイキストフィルタを通すことでｓｉｎω_０、ｃｏｓω_０、ｓｉｎ２ω_０、ｃｏｓ２ω_０の項を除去し、さらに積分を施して｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを残すことで、以下の式のようにＣ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）を抽出することができる。

【0261】

【数131】

【0262】

【数132】

以上に示したように、復調装置２０００のＳＳＢ復調器２（２２０２）では、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃの局部信号によって復調を行って、受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））からＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）の各搬送情報を抽出することができることが分かる。

【0263】

同様に、ＳＳＢ復調器３（２２０３）では、搬送角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０の局部信号によって上記と同様の復調処理を行う。まず、第１のＳＳＢ要素（ＬＯ_１−ＬＯ_４）、および第２のＳＳＢ要素（ＬＯ_１＋ＬＯ_４）による復調について見る。Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0264】

【数133】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0265】

【数134】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0266】

【数135】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_１の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｃｏｓω_ｃｔで検波した結果は、上記の数１３３式〜数１３５式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0267】

【数136】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0268】

【数137】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0269】

【数138】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0270】

【数139】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_４の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数１３７式〜数１３９式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0271】

【数140】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数１３６式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数１４０式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0272】

【数141】

【0273】

【数142】

これらの出力結果に対して、上記と同様にルートナイキストフィルタを通すことでｓｉｎω_０、ｃｏｓω_０、ｓｉｎ２ω_０、ｃｏｓ２ω_０の項を除去し、さらに積分を施して｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを残すことで、以下の式のようにＢ_３（ｔ）、Ａ_３（ｔ）を抽出することができる。

【0274】

【数143】

【0275】

【数144】

また、第３のＳＳＢ要素（ＬＯ_２＋ＬＯ_３）、および第４のＳＳＢ要素（ＬＯ_３−ＬＯ_２）による復調では、まず、Ｉ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0276】

【数145】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0277】

【数146】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0278】

【数147】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_３の局部信号に相当するＨ［ｕ（ｔ）］ｃｏｓ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数１４５式〜数１４７式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0279】

【数148】

次にＱ軸側について、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０で搬送されるＡ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで乗算、すなわち検波した場合、次式が得られる。

【0280】

【数149】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃで搬送されるＡ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0281】

【数150】

同様に、Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）のうち、搬送波角周波数ω_３＝ω_ｃ−ω_０で搬送されるＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る部分について、ＬＯ_４の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した場合、次式が得られる。

【0282】

【数151】

以上より、数８４式に示したＳ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ）に対して、ＬＯ_２の局部信号に相当するｕ（ｔ）ｓｉｎ（ω_ｃ−ω_０）ｔで検波した結果は、上記の数１２５式〜数１２７式の和となる。この式に対してローパスフィルタで搬送周波数以上の高調波成分を除去すると、以下の式が得られる。

【0283】

【数152】

ここで、Ｉ軸側の検波結果である上記の数１４８式と、Ｑ軸側の検波結果である上記の数１５２式とを加算および減算すると、それぞれ以下の式が得られる。

【0284】

【数153】

【0285】

【数154】

これらの出力結果に対して、上記と同様にルートナイキストフィルタを通すことでｓｉｎω_０、ｃｏｓω_０、ｓｉｎ２ω_０、ｃｏｓ２ω_０の項を除去し、さらに積分を施して｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝の項のみを残すことで、以下の式のようにＣ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）を抽出することができる。

【0286】

【数155】

【0287】

【数156】

以上に示したように、復調装置２０００のＳＳＢ復調器３（２２０３）では、搬送波角周波数ω_２＝ω_ｃ−ω_０の局部信号によって復調を行って、受信信号２０２０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））からＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）の各搬送情報を抽出することができる。

【0288】

復調装置２０００のＳＳＢ復調器１（２２０１）、ＳＳＢ復調器２（２２０２）、およびＳＳＢ復調器３（２２０３）は、それぞれ、上記の手順により取得した多値化された搬送情報Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）、Ａ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）、およびＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）を、図１の復調装置２００におけるパラレルシリアル変換器２５０に相当する箇所でシリアル化して出力する。復調装置２０００のマルチプレクサ２０３０は、送信側におけるデータ系列に復元されて、データ信号２０４０（Ｓ_ｒ（ｔ））となる。

【0289】

以上に説明したように、本発明の実施の形態３の変復調方式によれば、実施の形態１、２における４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式を用いて、変調側でシンボル周波数間隔で複数チャネルに配置した信号を、受信側にて検波して復調することができ、ＯＦＤＭ化を実現することができる。

【0290】

（実施の形態４）
上述の実施の形態３の復調装置２０００の構成では、例えば、ＳＳＢ復調器１（２２０１）において、局部信号ＬＯ_１およびＬＯ_４によるＩ軸側の検波出力とＱ軸側の検波出力との加算・減算により、数９３式、数９４式を得ているが、これらの式中の｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、｛ｕ（ｔ）^２−Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、およびｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］は、それぞれシンボル周波数の帯域内に収容されている。従って、これらの検波結果を周波数間隔ω_０のＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）に入力することで、周波数間隔ω_０にある数９３式、数９４式の検波出力は、分離抽出することができる。局部信号ＬＯ_２およびＬＯ_３による検波出力である数１０５式、数１０６式についても同様である。

【0291】

また、これらの式のうち、｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、｛ｕ（ｔ）^２−Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝、およびｕ（ｔ）Ｈ［ｕ（ｔ）］の項から｛ｕ（ｔ）^２＋Ｈ［ｕ（ｔ）］^２｝のみを抽出するための積分器については、ＦＦＴを実行する処理部に内蔵されていることから、当該処理部とは別に設ける必要はない。

【0292】

また、数９３式、数９４式、および数１０５式、数１０６式は、実施の形態３の図２０におけるＳＳＢ復調器１（２２０１）での検波出力、すなわち搬送波角周波数ω_１＝ω_ｃ＋ω_０の局部信号によって復調した場合の結果を表している。これをＦＦＴにより分離抽出することで、搬送情報Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）、Ａ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）、およびＡ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）を取得できることが分かる。すなわち、全ての搬送情報を抽出する場合であっても、検波に用いる局部信号は単一の搬送波角周波数のもののみで足りることが分かる。

【0293】

図２３は、上述の実施の形態３における送信波および１つの復調系における検波出力の周波数スペクトルの例を示した図である。図２３（ａ）は、送信波の周波数スペクトルであり、上記の図２２（ａ）の内容と同様である。図２３（ｂ）は、例えば、ＳＳＢ復調器１（２２０１）での検波出力の周波数スペクトルを示している。周波数スペクトルは、図示するように配置されることから、これらは周波数間隔ω_０のＦＦＴによって分離できることが分かる。

【0294】

［装置構成（復調系）］
図２４は、本発明の実施の形態４である変復調方式における復調装置の構成例について概要を示した図である。本実施の形態の復調装置２００１における検波の基本的な考え方は、上述の実施の形態１の図１に示した復調装置２００とものと同様であるが、本実施の形態では、検波の際に用いる局部信号として、搬送波周波数ω_ｃを有するｃｏｓω_ｃｔおよびｓｉｎω_ｃｔと、シンボル関数ｕ（ｔ）およびこれをヒルベルト変換したＨ［ｕ（ｔ）］とを、別個に受信波に対して乗算する構成をとる。

【0295】

Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ｔ）（２０２０）で表される希望波を含む受信信号２０２０は、まず、２系統の乗算器２２１５、２２１６によって検波される。乗算器２２１５はＩ軸側の検波用であり、入力された受信信号２０１０とｃｏｓω_ｃｔとを乗算し、結果をＬＰＦ２２１７へ出力する。同様に、乗算器２２１６はＱ軸側の検波用であり、受信信号２０１０とｓｉｎω_ｃｔとを乗算し、結果をＬＰＦ２２１８へ出力する。ＬＰＦ２２１７、２２１８で高周波成分を除去された信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２２１９、２２２０に入力される。

【0296】

Ｉ軸側において、Ａ／Ｄ変換器２２１９によってデジタルデータ化された出力は、乗算器２２２１、２２２２の双方にそれぞれ入力される。乗算器２２２１は、Ａ／Ｄ変換器２２１９の出力とシンボル関数ｕ（ｔ）とを乗算し、結果をＬＰＦ２２２５へ出力する。また、乗算器２２２２は、Ａ／Ｄ変換器２２２０の出力と、シンボル関数ｕ（ｔ）をヒルベルト変換したＨ［ｕ（ｔ）］とを乗算し、結果をＬＰＦ２２２６へ出力する。なお、ＬＰＦ２２２５、２２２６は、それぞれ、例えば、搬送周波数以上の成分を除去する機能を併せ持つナイキストフィルタによって構成される。

【0297】

同様に、Ｑ軸側において、Ａ／Ｄ変換器２２２０によってデジタルデータ化された出力は、乗算器２２２３、２２２４の双方にそれぞれ入力される。乗算器２２２３は、Ａ／Ｄ変換器２２２０の出力とシンボル関数ｕ（ｔ）とを乗算し、結果をＬＰＦ２２２７へ出力する。また、乗算器２２２４は、Ａ／Ｄ変換器２２２０の出力とＨ［ｕ（ｔ）］とを乗算し、結果をＬＰＦ２２２８へ出力する。ＬＰＦ２２２７、２２２８についても、それぞれ、例えば、搬送周波数以上の成分を除去する機能を併せ持つナイキストフィルタによって構成される。

【0298】

ＬＰＦ２２２５〜２２２８により不要な高域成分を除去された信号は、それぞれ、Ｉ軸側のＦＦＴ処理部（ＦＦＴ_１−Ｉ２２７１、ＦＦＴ_２−Ｉ２２７３、ＦＦＴ_３−Ｉ２２７５、ＦＦＴ_４−Ｉ２２７７）、およびＱ軸側のＦＦＴ処理部（ＦＦＴ_１−Ｑ２２７２、ＦＦＴ_２−Ｑ２２７４、ＦＦＴ_３−Ｑ２２７６、ＦＦＴ_４−Ｑ２２７８）の双方に入力される。各ＦＦＴ処理部は、それぞれ、内部の出力段に積分器２２４１〜２２４８を有している。

【0299】

４系統の各ＦＦＴ処理部の積分器からの出力は、周波数間隔ω_０の３種類の搬送波角周波数毎に分離された３種類の要素、すなわち、Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る要素と、Ａ_２（ｔ）、Ｂ_２（ｔ）、Ｃ_２（ｔ）、Ｄ_２（ｔ）に係る要素と、Ａ_３（ｔ）、Ｂ_３（ｔ）、Ｃ_３（ｔ）、Ｄ_３（ｔ）に係る要素とを含んでおり、これらの各要素は、３種類の搬送波角周波数毎に対応する合成部２２８１〜２２８３にそれぞれ入力される。

【0300】

３種類の搬送波角周波数にそれぞれ対応した各合成部２２８１〜２２８３では、それぞれ、入力された複数の信号を合成して４系統の信号を作成し、対応する後段の加算減算部２２９１〜２２９３に出力する。例えば、Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る要素が入力される合成部２２８１では、ＦＦＴ_１−Ｉ２２７１からの入力とＦＦＴ_３−Ｑ２２７６からの入力とを合成して合成出力１（２２５１）を出力する。また、ＦＦＴ_２−Ｑ２２７４からの入力とＦＦＴ_４−Ｉ２２７７からの入力とを合成して合成出力２（２２５２）を出力する。また、ＦＦＴ_１−Ｑ２２７２からの入力とＦＦＴ_３−Ｉ２２７５からの入力とを合成して合成出力３（２２５３）を出力する。また、ＦＦＴ_２−Ｉ２２７３からの入力とＦＦＴ_４−Ｑ２２７８からの入力とを合成して合成出力４（２２５４）を出力する。他の合成部２２８２、２２８３についても同様である。

【0301】

各加算減算部２２９１〜２２９３では、対応する合成部２２８１〜２２８３から出力された４系統の信号を、加減算することで各搬送情報を抽出し、Ｐ／Ｓ変換器２２５０に出力する。例えば、Ａ_１（ｔ）、Ｂ_１（ｔ）、Ｃ_１（ｔ）、Ｄ_１（ｔ）に係る要素が入力される加算減算部２２９１では、合成出力１（２２５１）と合成出力４（２２５４）に対して、加算器２２３１により減算し、加算器２２３２により加算することで、Ｉ軸側の搬送情報であるＡ_１（ｔ）およびＢ_１（ｔ）を算出する。同様に、合成出力２（２２５２）と合成出力３（２２５３）に対して、加算器２２３３により減算し、加算器２２３４により加算することで、Ｑ軸側の搬送情報であるＣ_１（ｔ）およびＤ_１（ｔ）を算出する。他の加算減算部２２９２、２２９３についても同様である。

【0302】

Ｐ／Ｓ変換器２５０は、各加算減算部２２９１〜２２９３からそれぞれ入力された４系統の並列信号を整理統合して直並列変換することによって、１系統のデータ信号２２６０（Ｓ_ｒ（ｔ））を生成する。

【0303】

本実施の形態の復調装置２００１は、さらに、検波の際に用いる局部信号である、ｃｏｓω_ｃｔおよびｓｉｎω_ｃｔと、シンボル関数ｕ（ｔ）およびこれをヒルベルト変換したＨ［ｕ（ｔ）］を生成する局部信号発生部を有する。

【0304】

図２５は、本実施の形態における局部信号発生部の構成例について概要を示した図である。局部信号発生部２００２は、復調装置２００１と同様に、受信信号２０２０を入力とする。受信信号２０２０は、搬送波同期回路２０５１と、シンボル同期回路２０５２の双方に入力される。

【0305】

搬送波同期回路２０５１では、受信信号２０２０の搬送波に対する同期がとられる。同期された出力は、局部周波数ω_ｃのシンセサイザ２０５３に入力され、その周波数制御に用いられる。シンセサイザ２０５３の出力をｃｏｓω_ｃｔとして得るとともに、これを移相器２０５４によって９０°（π／２）だけ位相をシフトさせてｓｉｎω_ｃｔを得る。

【0306】

搬送波同期回路２０５１からの出力は、シンボル同期回路２０５２にも入力され、同期制御に用いられる。シンボル同期回路２０５２は、実施の形態１の図１に示した局部信号生成手段２０１のシンボル同期回路２７１と同様であり、受信信号２０２０に含まれるシンボル信号のタイミングを抽出し、受信信号２０２０に同期したシンボル信号を生成して出力する。このシンボル信号は、シンボル関数生成部２０５５、およびヒルベルト変換シンボル関数生成部２０５６の双方に入力され、ｕ（ｔ）およびＨ［ｕ（ｔ）］がそれぞれ生成される。

【0307】

得られた４種類の信号（ｃｏｓω_ｃｔ、ｓｉｎω_ｃｔ、ｕ（ｔ）、Ｈ［ｕ（ｔ）］）は、局部信号ＤＳ_ＬＯ（ｔ）として、図２４に示した復調装置２００１に提供される。

【0308】

図２６は、シンボル関数生成部２０５５およびヒルベルト変換シンボル関数生成部２０５６の信号生成方法を説明する図である。シンボル関数生成部２０５５は、例えば、４シンボル区間長、すなわち４倍オーバーサンプリングに相当する速度でのシンボル関数ｕ（ｔ）のデータを格納するデータレジスタとして構成され、図２６（ａ）に示すように、これらのデータを時系列で送出するものである。同様に、ヒルベルト変換シンボル関数生成部２０５６は、例えば、４シンボル区間長、すなわち４倍オーバーサンプリングに相当する速度でのシンボル関数ｕ（ｔ）のヒルベルト変換された関数Ｈ［ｕ（ｔ）］のデータを格納するデータレジスタとして構成され、図２６（ｂ）に示すように、これらのデータを時系列で送出するものである。

【0309】

［装置構成（変調系）］
上述した本実施の形態の復調装置２００１の構成では、ＦＦＴを用いることで、単一の搬送波角周波数によって複数の角周波数の搬送波に対応するものとしているが、この考え方は変調系においても適用することができる。

【0310】

変調系からのＯＦＤＭ化された変調出力（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））は、上述の数８４式のように表されるが、この式を展開してω_ｃとω_ｋを分離すると次式が得られる。

【0311】

【数157】

この数１５７式に示す変調出力を得るための変調系の装置構成は図２７に示す通りである。図２７は、本発明の実施の形態４である変復調方式における変調装置の構成例について概要を示した図である。変調装置１００１において、伝送すべき情報信号１１１０（Ｓ_ｒ（ｔ））は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１０１０に入力される。マルチプレクサ１０１０は、情報信号１１１０をマルチキャリア化の数に応じてＩ軸とＱ軸にデータを並列化するだけではなく、適宜、変調多値数の変更に応じて、対応するコンスタレーションにデータを配置するマッピングを行うものとする。

【0312】

図２７の例では、ＯＦＤＭによりマルチキャリア化する際の搬送波の数を３とした場合を示しており、マルチプレクサ１０１０からは、各搬送波によって伝送する対象となるＳ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）、Ｓ_３（ｔ）の３つの出力を得る。これらの出力は、変調部１２００において、それぞれ、レジスタ１（１２１１）、レジスタ２（１２１２）、レジスタ３（１２１３）に提供される。各レジスタは、それぞれ、各搬送波を核とする４種類のＳＳＢ要素のＩ軸およびＱ軸の振幅と極性情報を保持しており、対応する振幅・極性制御部（図中の振幅・極性制御部１（１２２１）、振幅・極性制御部２（１２２２）、振幅・極性制御部３（１２２３））に対して、振幅と極性についての制御内容を送信する。

【0313】

各振幅・極性制御部は、それぞれ、対応するレジスタ群（図中のレジスタ１２３１、１２３２、１２３３）に対して振幅と極性の指示を与え、これに対応するＩ軸もしくはＱ軸の振幅と極性のデータを取り出して、対応するマルチプレクサ（図中のＭＵＸ１ｉ、ＭＵＸ１ｑ、ＭＵＸ２ｉ、ＭＵＸ２ｑ、ＭＵＸ３ｉ、ＭＵＸ３ｑ）に対して出力する。

【0314】

図２８は、図２７に示した変調装置１００１における各振幅・極性制御部でのデータの取り扱い形態の例について概要を示した図である。図２８（ａ）では、ＱＰＳＫモードでの振幅・極性情報が“０１”もしくは“１１”となることを示している。また、図２８（ｂ）では、１６ＱＡＭモードでの振幅・極性情報が“０１１”、“００１”、“１０１”、“１１１”となることを示している。また、図２８（ｃ）では、６４ＱＡＭモードでの振幅・極性情報が“０１１１１”、“００１１１”、“０００１１”、“００００１”、“１０００１”、“１００１１”、“１０１１１”、“１１１１１”となることを示している。

【0315】

各振幅・極性制御部は、このような振幅・極性情報に基づいて、対応するレジスタ群（図中のレジスタ１２３１、１２３２、１２３３）のうち、レジスタＲＮＦ１、ＲＮＦ２、ＲＮＦ３、ＲＮＦ４からは、対応する極性および振幅のシンボル関数データ列を取り出す。また、レジスタＲＮＦ１Ｈ、ＲＮＦ２Ｈ、ＲＮＦ３Ｈ、ＲＮＦ４Ｈからは、対応する極性および振幅のシンボル関数のヒルベルト変換データ列を取り出す。シンボル関数のデータ系列を保持するレジスタＲＮＦ１〜４、およびシンボル関数のヒルベルト変換データ列を保持するレジスタＲＮＦ１Ｈ〜４Ｈは、４種類のＳＳＢ要素に対応してそれぞれ４系列有している。

【0316】

図２９は、振幅・極性制御部が有する振幅および極性の状況と、レジスタ群内の各レジスタとの関係を示した図である。図２９（ａ）は、シンボル関数のデータ系列を示し、図２９（ｂ）は、シンボル関数に対するヒルベルト変換関数のデータ系列を示している。いずれにおいても、左側の図は、振幅・極性制御部が有する振幅および極性の情報の例を示している。ここでは、Ｓ_ｉ（ｔ）（図２７の例では、Ｓ_１（ｔ）、Ｓ_２（ｔ）、Ｓ_３（ｔ））のそれぞれに含まれるＡ_ｉ（ｔ）￣、Ｂ_ｉ（ｔ）￣、Ｃ_ｉ（ｔ）￣、Ｄ_ｉ（ｔ）￣の振幅・極性情報を示しており、シンボル期間Ｔ内では変化しない一定の値をとる。

【0317】

中央の図は、レジスタ群内の各レジスタ（ＲＮＦ１〜４）が格納するシンボル関数のデータ系列の基本形（図２９（ａ））、および各レジスタ（ＲＮＦ１Ｈ〜４Ｈ）が格納するシンボル関数に対するヒルベルト変換関数のデータ系列の基本形（図２９（ｂ））を示している。

【0318】

左側の図に示す振幅および極性の情報と、中央の図に示すデータ系列の内容とを乗算することで、右側の図に示すＡ_ｉ（ｔ）、Ｂ_ｉ（ｔ）、Ｃ_ｉ（ｔ）、Ｄ_ｉ（ｔ）、およびＨ［Ａ_ｉ（ｔ）］、Ｈ［Ｂ_ｉ（ｔ）］、Ｈ［Ｃ_ｉ（ｔ）］、Ｈ［Ｄ_ｉ（ｔ）］のデータ系列の情報を得ることができる。しかしながら、演算や処理に係る時間や負荷を低減させるため、本実施の形態では、乗算結果についてサンプリングのタイミング毎の値を予め全てレジスタに格納しておき、振幅・極性情報の値に基づいて対応するデータ系列をレジスタから取り出すものとしている。

【0319】

変調部１２００の各マルチプレクサ（図２７のＭＵＸ１ｉ、ＭＵＸ１ｑ、ＭＵＸ２ｉ、ＭＵＸ２ｑ、ＭＵＸ３ｉ、ＭＵＸ３ｑ）は、レジスタ１２３１〜１２３３内の各レジスタから取り出されたデータを合成して、第１搬送波用Ｉ軸信号１２４１ｉ、第２搬送波用Ｉ軸信号１２４２ｉ、第３搬送波用Ｉ軸信号１２４３ｉ、および第１搬送波用Ｑ軸信号１２４１ｑ、第２搬送波用Ｑ軸信号１２４２ｑ、第３搬送波用Ｑ軸信号１２４３ｑを生成する。生成した信号のうち、Ｉ軸信号は、２系統のＩＦＦＴ（Inverse FFT）処理部１３１１、１３１２にそれぞれ同じ内容が入力される。

【0320】

ＩＦＦＴ処理部１３１１は、ｃｏｓに係るＩＦＦＴ処理を行い、上記の数１５７式におけるＩ軸成分のｃｏｓ（２?ｉ）ω_０ｔに係る部分を生成する。また、ＩＦＦＴ処理部１３１２は、ｓｉｎに係るＩＦＦＴ処理を行い、数１５７式におけるＩ軸成分のｓｉｎ（２?ｉ）ω_０ｔに係る部分を生成する。同様に、ＩＦＦＴ処理部１３２１は、上記の数１５７式におけるＱ軸成分のｃｏｓ（２?ｉ）ω_０ｔに係る部分を生成する。また、ＩＦＦＴ処理部１３２２は、数１５７式におけるＱ軸成分のｓｉｎ（２?ｉ）ω_０ｔに係る部分を生成する。

【0321】

Ｉ軸側のＩＦＦＴ処理部１３１１およびＱ軸側のＩＦＦＴ処理部１３２２からの出力は、加算器１４１０に入力されて合成され、Ｄ／Ａ変換器１５１０に入力されてアナログ信号化される。同様に、Ｑ軸側のＩＦＦＴ処理部１３２１およびＩ軸側のＩＦＦＴ処理部１３１２からの出力は、加算器１４２０に入力されて合成され、Ｄ／Ａ変換器１５２０に入力されてアナログ信号化される。

【0322】

このようにして得られたＩ軸側の出力Ｉ_ｋとＱ軸側の出力Ｑ_ｋは、それぞれ、乗算器１１４７、１１４８に入力される。乗算器１１４７には、局部信号発生器１１５０で発生された局部信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器１１４８には、移相器１１６０によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた局部信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。これにより、乗算器１１４７は、信号Ｉ_ｋをｃｏｓω_ｃｔで乗算し、乗算器１１４８は、信号Ｑ_ｋをｓｉｎω_ｃｔで乗算する。加算器１１４９は、乗算器１１４７の出力と乗算器１１４８の出力とを加算する。これにより、周波数直交多重化された変調出力１１７０（Ｓ_{ＯＦＤＭ−ＳＳＢ−ＱＡＭ}（ω_ｋ，ｔ））が得られる。

【0323】

以上に説明したように、本発明の実施の形態４である変復調方式によれば、実施の形態３と同様の４種類のＳＳＢ要素を用いた変復調方式を用いたＯＦＤＭ化において、複数の搬送波信号として、ＦＦＴもしくはＩＦＦＴに内蔵する周波数源を利用することが可能であり、変調装置１００１や復調装置２００１の構成を簡略化することができる。

【0324】

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記の実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

【0325】

上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部または全部を、例えば、集積回路で設計する等によりハードウェアで実現することができる。また、演算処理等に係る部分をソフトウェアとして実装することも可能である。

【産業上の利用可能性】

【0326】

本発明は、無線通信や光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする変復調方式ならびに変調装置および復調装置に利用可能である。

【符号の説明】

【0327】

１００…変調装置、１１０…情報信号、１２０…シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器、１３１〜１３４…ナイキストフィルタ、１４１〜１４６…加算器、１４７、１４８…乗算器、１４９…加算器、１５０…局部信号発生器、１５１、１５２…ヒルベルト変換器、１６０…移相器、１７０、１７１…変調出力、
２００…復調装置、２０１…局部信号生成手段、２１０…受信信号、２１１〜２１４…乗算器、２２１〜２２４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２３１〜２３４…加算器、２４１〜２４４…積分器、２５０…パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器、２６０…データ信号、２７１…シンボル同期回路、２７２…ナイキストフィルタ、２７３…ヒルベルト変換器、２８１…局部信号発生器、２８２…移相器、２９１〜２９４…乗算器、
３００…復調装置、３１０…受信信号、３２０…局部信号発生器、３３０…移相器、３４１、３４２…乗算器、３４３〜３４６…加算器、３５１、３５２…ナイキストフィルタ、３６１、３６２…ヒルベルト変換器、３７１、３７２…復号器、３８０…パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器、３９０…データ信号、
１０００…変調装置、１００１…変調装置、１０１０…マルチプレクサ（ＭＵＸ）、１０２０…加算器、１０３０…変調出力、１１１０…情報信号、１１１１〜１１１３…情報信号１〜３、１１０１〜１１０３…ＳＳＢ変調器１〜３、１１４７、１１４８…乗算器、１１４９…加算器、１１５０…局部信号発生器、１１６０…移相器、１１７０…変調出力、１１７１〜１１７３…変調出力１〜３、１２００…変調部、１２１１〜１２１３…レジスタ１〜３、１２２１〜１２２３…振幅・極性制御部１〜３、１２３１〜１２３３…レジスタ、１２４１ｉ…第１搬送波用Ｉ軸信号、１２４２ｉ…第２搬送波用Ｉ軸信号、１２４３ｉ…第３搬送波用Ｉ軸信号、１２４１ｑ…第１搬送波用Ｑ軸信号、１２４２ｑ…第２搬送波用Ｑ軸信号、１２４３ｑ…第３搬送波用Ｑ軸信号、１３１１、１３１２、１３２１、１３２２…ＩＦＦＴ処理部、１４１０、１４２０…加算器、１５１０、１５２０…Ｄ／Ａ変換器、
２０００…復調装置、２００１…復調装置、２００２…局部信号発生部、２０１０…局部信号発生手段、２０１１〜２０１３…局部信号生成部１〜３、２０２０…受信信号、２０３０…マルチプレクサ（ＭＵＸ）、２０４０…データ信号、２０５１…搬送波同期回路、２０５２…シンボル同期回路、２０５３…シンセサイザ、２０５４…移相器、２０５５…シンボル関数生成部、２０５６…ヒルベルト変換シンボル関数生成部、２２０１〜２２０３…ＳＳＢ復調器１〜３、２２１１〜２２１４…ルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ）、２２１５、２２１６…乗算器、２２１７、２２１８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２２１９、２２２０…Ａ／Ｄ変換器、２２２１〜２２２４…乗算器、２２２５〜２２２８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、２２３１〜２２３４…加算器、２２４１〜２２４８…積分器、２２５１〜２２５４…合成出力１〜４、２２６１〜２２６３…復調出力１〜３、２２７１〜２２７８…ＦＦＴ処理部、２２８１〜２２８３…合成部、２２９１〜２２９３…加算減算部、２３７１…シンボル同期回路、２３７２…ナイキストフィルタ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【国際調査報告】