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特表2016-534704調整電流を電気負荷に供給するためのデバイス及び方法

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】特表2016-534704(P2016-534704A)

(43)【公表日】2016年11月4日

(54)【発明の名称】調整電流を電気負荷に供給するためのデバイス及び方法

(51)【国際特許分類】

H02M 3/155 20060101AFI20161007BHJP

H02M 3/28 20060101ALI20161007BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/28 H

【審査請求】有

【予備審査請求】有

【全頁数】27

(21)【出願番号】特願2016-538896(P2016-538896)

(86)(22)【出願日】2015年2月9日

(85)【翻訳文提出日】2016年2月29日

(86)【国際出願番号】SG2015050016

(87)【国際公開番号】WO2015122848

(87)【国際公開日】20150820

(31)【優先権主張番号】2014010839

(32)【優先日】2014年2月11日

(33)【優先権主張国】SG

(81)【指定国】 AP(BW,GH,GM,KE,LR,LS,MW,MZ,NA,RW,SD,SL,ST,SZ,TZ,UG,ZM,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,RU,TJ,TM),EP(AL,AT,BE,BG,CH,CY,CZ,DE,DK,EE,ES,FI,FR,GB,GR,HR,HU,IE,IS,IT,LT,LU,LV,MC,MK,MT,NL,NO,PL,PT,RO,RS,SE,SI,SK,SM,TR),OA(BF,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GQ,GW,KM,ML,MR,NE,SN,TD,TG),AE,AG,AL,AM,AO,AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BH,BN,BR,BW,BY,BZ,CA,CH,CL,CN,CO,CR,CU,CZ,DE,DK,DM,DO,DZ,EC,EE,EG,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,GT,HN,HR,HU,ID,IL,IN,IR,IS,JP,KE,KG,KN,KP,KR,KZ,LA,LC,LK,LR,LS,LU,LY,MA,MD,ME,MG,MK,MN,MW,MX,MY,MZ,NA,NG,NI,NO,NZ,OM,PA,PE,PG,PH,PL,PT,QA,RO,RS,RU,RW,SA,SC,SD,SE,SG,SK,SL,SM,ST,SV,SY,TH,TJ,TM,TN,TR,TT,TZ,UA,UG,US

(71)【出願人】

【識別番号】508242908

【氏名又は名称】オプレントエレクトロニクスインターナショナルピーティーイーエルティーディー

(74)【代理人】

【識別番号】100107456

【弁理士】

【氏名又は名称】池田成人

(74)【代理人】

【識別番号】100162352

【弁理士】

【氏名又は名称】酒巻順一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100123995

【弁理士】

【氏名又は名称】野田雅一

(74)【代理人】

【識別番号】100148596

【弁理士】

【氏名又は名称】山口和弘

(72)【発明者】

【氏名】ウィー，カイフック，フランシス

(72)【発明者】

【氏名】グロッピ，レオポルド

(72)【発明者】

【氏名】ストナ，アンドレア

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA06

5H730AS01

5H730AS05

5H730AS11

5H730BB13

5H730BB15

5H730BB43

5H730CC01

5H730DD04

5H730EE02

5H730EE07

5H730FD11

5H730FD21

5H730FD31

5H730FF06

5H730FG12

(57)【要約】

調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、所定の間隔（クロックサイクル）で、ｉ．所望の入力基準電圧と、ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧とを受け取るように動作可能な電流制御器を備え、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように動作可能である、デバイスが開示される。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、
ｉ．所望の入力基準電圧と
ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧と
を受け取るように所定の間隔（クロックサイクル）で動作可能な電流制御器を備え、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイス。

【請求項2】

前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１に記載のデバイス。

【請求項3】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖ_ｒｅｆｈと比較される、請求項２に記載のデバイス。

【請求項4】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖ_ｒｅｆｌと比較される、請求項２又は３に記載のデバイス。

【請求項5】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較される、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項6】

一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定し、

【数1】

ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、Ｔ_ＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ_１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖ_ｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、

【数2】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から前記電圧Ｖ_ｆｂｌのトリガポイントまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項7】

一段フォワード構造、プッシュプル構成又は直流／直流ヒステリシス制御器では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定し、

【数3】

ここで、Ｒ_１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖ_ｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、

【数4】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_Ｗは所定の時間パラメータである、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項8】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数5】

ここで、Ｎ_Ｐはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、Ｎ_Ｓは二次巻線数である、請求項６に記載のデバイス。

【請求項9】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数6】

ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項７に記載のデバイス。

【請求項10】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形し、
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１〜９のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項11】

【請求項12】

調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、
所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを電流制御器から所定の間隔で受け取るステップを含み、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、前記所定の間隔の各々において前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法。

【請求項13】

前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１２に記載の方法。

【請求項14】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖ_ｒｅｆｈと比較される、請求項１３に記載の方法。

【請求項15】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖ_ｒｅｆｌと比較される、請求項１３又は１４に記載の方法。

【請求項16】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較される、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項17】

一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定し、

【数7】

【数8】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から前記電圧Ｖ_ｆｂｌのトリガポイントまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項18】

【数9】

ここで、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖ_ｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、

【数10】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_Ｗは所定の時間パラメータである、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項19】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数11】

ここで、Ｎ_Ｐはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、Ｎ_Ｓは二次巻線数である、請求項１７に記載の方法。

【請求項20】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数12】

ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項１８に記載の方法。

【請求項21】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形し、
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１２〜２０のいずれか一項に記載の方法。

【請求項22】

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は駆動システムに関する。詳細には、本発明は、電流連続モードで動作可能なスイッチモード電源デバイスに関し、この文脈で説明される。

【背景技術】

【0002】

以下の本発明の背景の説明は、本発明の理解を容易にすることだけが意図されている。説明は、本発明の優先日時点でいずれかの法域において参照する資料のいずれかが発行された、周知であった、又は当業者の一般的知識の一部であったことを確認するものでも、認めるものでもないことを理解されたい。

【0003】

スイッチモード電源は、しばしば、１つ又は複数の適用例を駆動するのに利用される。特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）ランプは、しばしば、制御回路によって駆動される。ＬＥＤは電流及び電圧変動に感受性があるので、ＬＥＤ制御回路の最も重要な目的の１つは、適切な電流を用意して、電源電圧又は負荷のばらつきの下でＬＥＤを駆動することである。

【0004】

多くのＬＥＤスイッチモードベースの制御器には、ＬＥＤに入力された電流を調整するための手段としてＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）などの電子スイッチの使用が関与する。したがって、スイッチングの周波数及びオン／オフ時間の制御は、すべてのスイッチモードベースの制御器において考慮すべき重要なパラメータである。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

以下のうちの１つ又は複数を達成するためにＬＥＤドライバのスイッチング制御を改善することが持続的に必要とされている。
ｉ．コンデンサなどの構成要素の総数の低減
ｉｉ．各構成要素のフォームファクタの低減
ｉｉｉ．適正な過電圧／短絡保護

【0006】

さらに、二次電圧帰還の種類の制御装置が変圧器又は誘導伝達要素に望ましくない負担をかけるので、それらの制御装置から脱却することも必要とされている。

【0007】

したがって、上述の問題のうちの１つ又は複数を克服する、又は少なくともある程度改良することが本発明の目的である。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の態様によれば、調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、所定の間隔（クロックサイクル）で所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを受け取るように動作可能な電流制御器を備え、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイスが提供される。

【0009】

電子スイッチはＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。

【0010】

帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖ_ｒｅｆｈと比較されることが好ましい。

【0011】

帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖ_ｒｅｆｌと比較されることが好ましい。

【0012】

帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較されることが好ましい。

【0013】

一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定することが好ましい。

【数1】

ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、Ｔ_ＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ_１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖ_ｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。

【数2】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、Ｔ_ＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_ＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から電圧Ｖ_ｆｂｌのトリガポイントまでの時間である。

【0014】

一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定することが好ましい。

【数3】

ここで、Ｒ_１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖ_ｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。

【数4】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、Ｔ_ＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間であり、Ｔ_Ｗは所定の時間パラメータである。

【0015】

一段フライバックコンバータ構成では、電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。

【数5】

ここで、Ｎ_Ｐはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、Ｎ_Ｓは二次巻線数である。

【0016】

一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。

【数6】

ここで、Ｔはクロックサイクルの周期である。

【0017】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形することが好ましい。
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である。

【0018】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形することが好ましい。
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である。

【0019】

本発明の第２の態様によれば、調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを電流制御器から所定の間隔で受け取るステップを含み、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、所定の間隔の各々において電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法がある。

【0020】

電子スイッチはＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。

【0021】

【0022】

【0023】

帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較されることが好ましい。

【0024】

一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定することが好ましい。

【数7】

【数8】

【0025】

【数9】

ここで、Ｒ_１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖ_ｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。

【数10】

【0026】

一段フライバックコンバータ構成では、電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。

【数11】

ここで、Ｎ_Ｐはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、Ｎ_Ｓは二次巻線数である。

【0027】

【数12】

ここで、Ｔはクロックサイクルの周期である。

【0028】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形することが好ましい。
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である。

【0029】

以下の数式に基づいて入力電圧Ｖ_ＩＮを使用して入力電流Ｉ_ＩＮを整形することが好ましい。
Ｉ_ＩＮ＝αＶ_ＩＮ
ここで、αは乗数である。

【0030】

次に、本発明を添付の図面を参照して例示だけとして説明する。

【図面の簡単な説明】

【0031】

【図1】本発明の実施形態による、ＡＣ（交流）／ＤＣ（直流）一段フライバックコンバータ構成の回路構成図である。

【図2】電子スイッチにおける電圧と時間との関係を示すグラフである。

【図3】本発明の別の実施形態による、ＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器の回路構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0032】

本発明の他の配列が可能であり、したがって、添付の図面が本発明の前述の説明の一般性に取って代わると理解してはならない。

【0033】

説明の文脈で、電流連続モード（ＣＣＭ）とは、エネルギー伝達インダクタ（又は変圧器）における電圧及び電流がスイッチングサイクルの間、決してゼロにならない動作モードをいう。これはスイッチングサイクルの途中に電圧及び電流がゼロになる電流不連続モード（ＤＣＭ）と対照的である。

【0034】

本明細書全体を通して、特に指定のない限り、「電圧」及び「電流」への言及は電圧及び電流を指す。

【0035】

本発明の実施形態によれば、及び図１を参照すると、一段フライバックコンバータ構成として実施されたＬＥＤドライバ１０がある。ＬＥＤドライバ１０は、交流電圧商用電源２０を備えた一次側と、制御回路３０と、電子スイッチ４０と、ＬＥＤ負荷９０を備えた二次側とを有する。

【0036】

交流電圧商用電源２０は、ＡＣ（交流）電圧及び電流をＤＣ（直流）電圧及び電流に変換するのに必要なブリッジ整流器などの整流回路を備える。交流電圧商用電源２０からの整流されたＡＣ（交流）入力は、処理のために制御回路３０に供給される。

【0037】

制御回路３０は、ＬＥＤ負荷９０に供給される電圧及び／又は電流を調整するために、一定の間隔をおいて（各間隔は所定のスイッチングサイクルに対応することができる）電子スイッチ４０のスイッチング時間を制御するように動作可能である。制御回路３０は、典型的には、集積回路（ＩＣ）であり、以下のヴェリログ（Ｖｅｒｉｌｏｇ）やＶＨＤＬなどのハードウェア記述言語（ＨＤＬ）又は当業者に周知の他のハードウェア記述言語のうちの１つ又は複数を使用してプログラムすることができる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であることがより好ましい。

【0038】

電子スイッチ４０は、典型的には、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴスイッチ４０のソースは、抵抗Ｒ１の一端に直列に接続されており、抵抗Ｒ１の他端は電気接地に接続されている。抵抗Ｒ１の値は、以下の式（１）に数学的に表現されるように、ＬＥＤ用に選択される出力電流Ｉ_ＬＥＤを決定するために重要である。

【0039】

制御回路３０は、５つの入力を受け取るようにプログラムされ、構成される。すなわち、
（ａ．）入力電圧Ｖ_ＩＮ、
（ｂ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により最大許容動作電圧Ｖ_ｒｅｆｈと比較されるＶ_ｆｂｈ電圧値、
（ｃ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により最小許容動作電圧Ｖ_ｒｅｆｌと比較されるＶ_ｆｂｌ電圧値、
（ｄ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較されるＶ_ｏｃｐ電圧値、及び
（ｅ．）ＭＯＳＦＥＴ４０のクロックサイクル及びスイッチング時間周期を決定するための１つ又は複数のタイマカウンタ。

【0040】

説明した５つの入力に対して、制御回路３０は、ＬＥＤ負荷９０に供給される電流Ｉ_ＬＥＤを決定するように以下の式（１）を実施するためにデジタルアルゴリズム（ＡＳＩＣを使用してプログラム可能）を備える。

【数13】

………（１）
ここで、Ｔはスイッチングサイクルの周期であり、Ｔ_ＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期である。

【0041】

電圧値Ｖ_ｆｂｍは、数学的に表現された以下の式（２）を使用して計算される。

【数14】

………（２）
ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴ４０トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_ＷはＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオン信号からＶ_ｆｂｌのトリガポイントまでの時間であり、Ｔ_Ｗは使用されたＭＯＳＦＥＴ４０ハードウェアによって決まる。Ｔ_Ｗが必要とされるのは、システムがＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオンとスイッチオフの間のスイッチング雑音を起こす傾向があるからである。値Ｔ_Ｗをアルゴリズムに挿入することは、より精密な測定を行うことができるようにＬＥＤ駆動システムが安定した動作状態に達するまでの遅延を要因に入れるに等しい。

【0042】

ＬＥＤ負荷９０の両端間の電圧は、数学的に次式として表現される式（３）に基づいて計算される。

【数15】

………（３）
ここで、Ｎ_Ｐは伝達インダクタ（又は変圧器）Ｔ１の一次巻線数であり、Ｎ_Ｓは二次巻線数である。

【0043】

整流されたＡＣ（交流）出力をデジタル入力電圧信号Ｖ_ＩＮに変換するためにアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）３２を追加することができる。Ｖ_ＩＮを受け取ることに加えて、制御回路３０は、減光入力Ｖ_ＤＩＭを別のＡＤＣ３４から受け取るようにも動作可能であり得る。制御回路３０の非減光バージョンでは、Ｖ_ＤＩＭの出力がハードウェア記述言語コードを使用して内部的に配線で接続される。

【0044】

制御回路３０の動作を式（１）及び（２）並びに図２を参照して以下のように説明する。

【0045】

式（２）において、ＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオン時間Ｔ_ＯＮは、ＭＯＳＦＥＴ４０がＶ_ｆｂｌにおいてトリガされる時間から電圧が正しい値（すなわち、Ｖ_ｆｂｈとの比較に基づくＶ_ｒｅｆｌ）に達し、電流がＶ_ｆｂｌ／Ｒ_１となる時間までの時間に基づいて得られる。比較器はトグルし、Ｖ_ｆｂｌからＶ_ｆｂｈまでのＭＯＳＦＥＴのソース電圧にかかった時間は、Ｔ_ＯＮとして内部レジスタに記憶させられる。

【0046】

ＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオフ時間Ｔ_ＯＦＦは、各クロックサイクルにおいてＡＳＩＣデジタルアルゴリズムを介して制御器３０によって設定され、又はあらかじめ定められる。あらかじめ定められたＴ_ＯＦＦ時間により、ＬＥＤドライバ１０が確実に連続モードで動作することになる。Ｔ_ＯＦＦ時間は以下の規則（疑似コード）に基づいて調整される。
（ｉ．）Ｔ_Ｗ時間の後、Ｖ_ｒｅｆｌに対するＶ_ｆｂｌの比較器の出力が低レベル状態にある場合、Ｔ_ＯＦＦ時間が低減される。
（ｉｉ．）Ｔ_Ｗ時間の後、Ｖ_ｒｅｆｌに対するＶ_ｆｂｌの比較器の出力が高レベル状態にある場合、Ｔ_ＯＦＦ時間が増大される。

【0047】

Ｔ_Ｗは理想的にはＣＣＭの下での動作ではおよそ０となるはずであることを理解されたい。しかし、実際には、Ｔ_Ｗの値は、電子スイッチ４０の初期スイッチオン周期の間、電子スイッチ４０によって発生された雑音により決して０とはならず、したがって、式（２）はＴ_Ｗの値及びスイッチング周期の開始時の対応する電圧Ｖ_ｆｂｍを考慮に入れる働きをする。

【0048】

各クロックサイクルにおいて、ＭＯＳＦＥＴがスイッチオフされた後、Ｔ_ＯＦＦの値が、システム全体を連続モードに維持するために、低減され又は増大される。Ｔ_ＯＦＦ時間の調整は、ＬＥＤ負荷、入力電圧Ｖ_ＩＮ、Ｔ_ＯＮ時間、及び伝達インダクタ（又は変圧器）Ｔ１のＮ_Ｓ／Ｎ_Ｐ比によって決まることを式（３）に基づいて理解されたい。

【0049】

電流測定による誤りを避けるために、説明した式（１）及び（２）を使用してＶ_ｆｂｍ点を計算すべきである。

【0050】

別の実施形態によれば、及び図３を参照すると、一段ＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器として実施されるＬＥＤドライバ１００がある。ＬＥＤドライバ１００は、ＤＣ（直流）入力２００と、制御回路３００と、電子スイッチ４００と、ＬＥＤ負荷９００を備えた二次側とを備える。

【0051】

ＤＣ（直流）入力２００は処理のために制御回路３００に供給される。

【0052】

制御回路３００は、ＬＥＤ負荷９００に供給される電圧及び／又は電流を調整するために、一定の間隔（各間隔は所定のスイッチングサイクルに対応することができる）をおいて電子スイッチ４００のスイッチング時間を制御するように動作可能である。制御回路３００は、典型的には、集積回路（ＩＣ）であり、以下のヴェリログ（Ｖｅｒｉｌｏｇ）やＶＨＤＬなどのハードウェア記述言語（ＨＤＬ）又は当業者に周知の他のハードウェア記述言語のうちの１つ又は複数を使用してプログラムすることができる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であることがより好ましい。

【0053】

電子スイッチ４００は、典型的には、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴスイッチ４００のソースは抵抗Ｒ１の一端に直列に接続され、抵抗Ｒ１の他端は電気接地に接続される。抵抗Ｒ１の値は、以下の式（１）にすでに数学的に表現されているように、ＬＥＤ用に選択される出力電流Ｉ_ＬＥＤを決定するために重要である。

【0054】

制御回路３００は、５つの入力を受け取るようにプログラムされ、構成される。すなわち、
（ａ．）入力電圧Ｖ_ＩＮ、
（ｂ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により最大許容動作電圧Ｖ_ｒｅｆｈと比較されるＶ_ｆｂｈ電圧値、
（ｃ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により最小許容動作電圧Ｖ_ｒｅｆｌと比較されるＶ_ｆｂｌ電圧値、
（ｄ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較されるＶ_ｏｃｐ電圧値、及び
（ｅ．）ＭＯＳＦＥＴ４００のクロックサイクル及びスイッチング時間周期を決定するための１つ又は複数のタイマカウンタ（複数可）。

【0055】

説明した５つの入力に対して、制御回路３００は、ＬＥＤ負荷９００に供給される電流Ｉ_ＬＥＤを決定するように以下の式（４）を実施するためにデジタルアルゴリズム（ＡＳＩＣを使用してプログラム可能）を備える。

【数16】

………（４）
ここで、Ｖ_ｆｂｍは式（２）に基づいて計算される。方法はフォワード構造及びプッシュプル構成に適用され得ることを理解されたい。

【0056】

ＬＥＤ負荷９００の両端間の電圧は、式（３）を使用して計算されたＶ_ＬＥＤに基づく。

【0057】

式（３）は、二次側のＬＥＤ負荷９０、９００からの任意の帰還を必要とせずにフライバック構造の電圧の計算を可能にする点が有利であることを理解されたい。そのような配列又は構成は、絶縁構成が使用されたとき、オプトカプラの使用を避ける。

【0058】

説明した実施形態のいずれか又はすべてにおいて、入力電圧Ｖ_ＩＮの値を使用して、入力電流Ｉ_ＩＮを整形することができる。これは乗数変数αによるＶ_ＩＮの乗算を使用して行われる。乗数変数αは、各クロックサイクルにおいてデジタルアルゴリズムによって調整することができる。これは、出力が異なる場合、電圧を異なる係数で乗算して、必要なＩ_ＬＥＤを得ることに基づいている。

【0059】

乗数変数αは、電流Ｉ_ＩＮの調整のためにＡＳＩＣに記憶させることができる。乗数αの値が高ければ高いほど、電流Ｉ_ＩＮが高くなる。乗数αは、比較器電圧Ｖ_ｒｅｆｌ及びＶ_ｒｅｆｈを確定するために使用することもできる。

【0060】

例として、乗数値αが１の値に設定された場合、電圧Ｖ_ｒｅｆｈ及びＶ_ｒｅｆｌは、入力電圧Ｖ_ＩＮを追跡するように設定され、したがって、ＡＣ（交流）電源から来る入力信号と同相である。力率補正補償がＡＳＩＣ制御器のシステムアルゴリズムによって直接補償されるので、これは有用である。フライバック構造において、入力電流はパルスにされ、パルスはＭＯＳＦＥＴ４０、４００のスイッチオン時間に対応する。これらのパルスの積分により、当業者は入力電流Ｉ_ＩＮを計算することが可能になる。この入力電流Ｉ_ＩＮが入力ＡＣ（交流）信号と同相である場合、０．９８のような高い値のＰＦＣが達成され得る。

【0061】

別の実施形態において、Ｖ_ＩＮとＩ_ＩＮとの線形関係の代わりに、補償曲線をαパラメータにおいて実施し得る。二次関係は式（５）に数学的に表現されている。

【数17】

………（５）

【0062】

Ｉ_ＩＮとＶ_ＩＮとのより高い次数の関係も可能であり得る。

【0063】

この補償曲線は、制御器３０、３００の内部ＲＯＭに記憶させることができる。構成によっては、電流Ｉ_ＩＮは、より良い力率を得るために又は各クロックサイクルにおいてデジタルアルゴリズムによって調整され得る他の電気的仕様（例えば、歪みレベル、電流中の許容リップルのレベル）に準拠するために電圧がより高い入力ＡＣ（交流）商用電源電圧の中央にある。

【0064】

乗数変数αの値は、式（３）による出力電圧の変化に従って増加又は減少させることができる。

【0065】

一例が、α＝２ならば、式（５）に示す関係に基づいて、出力電流の２倍が達成されることである。これにより、われわれは入力電圧のばらつき、出力負荷を補償することが可能になり、減光機能を有することが可能になる。

【0066】

ブースト構造の場合、式（３）は次式のように変更できることをさらに理解されたい。

【数18】

………（３ａ）

【0067】

本発明の別の実施形態において、制御器３０を使用して、電流ベースの制御の代わりに電圧ベースの制御を実施することができる。特に、式（３）及び式（３ａ）を電圧制御の対象とすることができる。

【0068】

説明した実施形態の完全に網羅されていない適用例のいくつかは以下の通りであり得る。
ｉ．電圧調整用絶縁スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）。例えば、商用電源に接続された標準絶縁５Ｖ電源用。
ｉｉ．絶縁電池充電器。電圧及び電流が既知の値であるので、ドライバを絶縁構成で及びオプトカプラなしで良好な電池充電器として利用することができる。
ｉｉｉ．アナログ信号伝送、及び
ｉｖ．電力増幅器用オーディオ信号伝送

【0069】

上記の発明は、説明した実施形態に限定されないことを当業者は理解されたい。特に、本発明の範囲から逸脱することなく以下の変更及び改良を加えることができる。
実施形態をＬＥＤ負荷９０、９００を参照して説明しているが、デバイスを使用して、ラップトップやコンピュータデバイスなどを含む他の種類の電気負荷に調整電流を供給できることを理解されたい。
１２ビットの分解能を有するＡＳＩＣ制御回路３０、３００を実施することができる。

【0070】

上記の各実施形態において説明した特徴及び変更は、明示的に記載していない限り代替又は代用ではなく、記載した本発明の範囲内に含まれる、さらに他の実施形態を構成するために組み合わせることができることを当業者はさらに理解されたい。

【図1】

【図2】

【図3】

【手続補正書】

【提出日】2015年7月30日

【手続補正1】

【補正対象書類名】特許請求の範囲

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

【請求項1】

調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、
ｉ．所望の入力基準電圧と
ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧と
を受け取るように所定の間隔（クロックサイクル）で動作可能な電流制御器を備え、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給し、前記帰還電圧、前記スイッチオフ時間、スイッチオン時間、及び前記スイッチオン時間と各クロックサイクルにおいて前記電子スイッチで測定された最低帰還電圧との間の期間を用いて、前記調整電流を決定するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイス。

【請求項2】

前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１に記載のデバイス。

【請求項3】

【請求項4】

【請求項5】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較される、請求項２〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項6】

一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定し、

【数1】

【数2】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項7】

【数3】

【数4】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。

【請求項8】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数5】

【請求項9】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数6】

ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項７に記載のデバイス。

【請求項10】

【請求項11】

【請求項12】

調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、
所望の入力基準電圧を電流制御器から受け取るステップと、
帰還電圧を電子スイッチから所定の間隔で得るステップとを含み、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、前記所定の間隔の各々において前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給し、前記帰還電圧、前記スイッチオフ時間、スイッチオン時間、及び前記スイッチオン時間と各クロックサイクルにおいて前記電子スイッチで測定された最低帰還電圧との間の期間を用いて、前記調整電流を決定するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法。

【請求項13】

前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１２に記載の方法。

【請求項14】

【請求項15】

【請求項16】

前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖ_ｏｃｐと比較される、請求項１３〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項17】

一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流Ｉ_ＬＥＤを決定し、

【数7】

【数8】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項18】

【数9】

【数10】

ここで、Ｔ_ＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、Ｔ_Ｗは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖ_ｆｂｌまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。

【請求項19】

前記電気負荷Ｖ_ＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、

【数11】