特表 2021-506204 位相同期化装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公表特許公報(A)

(11)【公表番号】特表2021-506204(P2021-506204A)

(43)【公表日】2021年2月18日

(54)【発明の名称】位相同期化装置

(51)【国際特許分類】

   H04L 7/00 20060101AFI20210122BHJP

   H04L 27/227 20060101ALI20210122BHJP

   H03L 7/08 20060101ALI20210122BHJP

   H03L 7/081 20060101ALI20210122BHJP

【ＦＩ】

   H04L7/00 970

   H04L27/227 100

   H03L7/08 107

   H03L7/081

【審査請求】有

【予備審査請求】未請求

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2020-552646(P2020-552646)

(86)(22)【出願日】2018年10月30日

(85)【翻訳文提出日】2020年6月11日

(86)【国際出願番号】KR2018013001

(87)【国際公開番号】WO2019124721

(87)【国際公開日】20190627

(31)【優先権主張番号】10-2017-0174436

(32)【優先日】2017年12月18日

(33)【優先権主張国】KR

(31)【優先権主張番号】10-2018-0044942

(32)【優先日】2018年4月18日

(33)【優先権主張国】KR

(81)【指定国】 AP(BW,GH,GM,KE,LR,LS,MW,MZ,NA,RW,SD,SL,ST,SZ,TZ,UG,ZM,ZW),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,RU,TJ,TM),EP(AL,AT,BE,BG,CH,CY,CZ,DE,DK,EE,ES,FI,FR,GB,GR,HR,HU,IE,IS,IT,LT,LU,LV,MC,MK,MT,NL,NO,PL,PT,RO,RS,SE,SI,SK,SM,TR),OA(BF,BJ,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GQ,GW,KM,ML,MR,NE,SN,TD,TG),AE,AG,AL,AM,AO,AT,AU,AZ,BA,BB,BG,BH,BN,BR,BW,BY,BZ,CA,CH,CL,CN,CO,CR,CU,CZ,DE,DJ,DK,DM,DO,DZ,EC,EE,EG,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,GT,HN,HR,HU,ID,IL,IN,IR,IS,JO,JP,KE,KG,KH,KN,KP,KW,KZ,LA,LC,LK,LR,LS,LU,LY,MA,MD,ME,MG,MK,MN,MW,MX,MY,MZ,NA,NG,NI,NO,NZ,OM,PA,PE,PG,PH,PL,PT,QA,RO,RS,RU,RW,SA,SC,SD,SE,SG,SK,SL,SM,ST,SV,SY,TH,TJ,TM,TN,TR,TT,TZ

(71)【出願人】

【識別番号】520208591

【氏名又は名称】ポインツ テクノロジー インコーポレイテッド

【氏名又は名称原語表記】ＰＯＩＮＴ２ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ， ＩＮＣ．

(74)【代理人】

【識別番号】110000729

【氏名又は名称】特許業務法人 ユニアス国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】イ、ジュニョン

(72)【発明者】

【氏名】ウォン、ヒョソプ

【テーマコード（参考）】

5J106

5K047

【Ｆターム（参考）】

5J106AA03

5J106BB02

5J106CC01

5J106CC25

5J106CC54

5J106CC59

5J106DD02

5J106DD24

5J106GG10

5J106KK39

5J106KK40

5K047EE02

5K047EE04

5K047GG09

5K047GG11

5K047GG27

5K047GG45

(57)【要約】

本発明は、位相同期化装置に関するもので、より詳細には、受信機を通じて受信されたＲＦ信号に基づいて復元された信号の位相エラーを補正するための確率的ＲＦ位相同期システム（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ ＲＦ Ｐｈａｓｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ、ＳＲＦＰＳ）に関するものである。本発明の一実施形態に係る位相同期化装置は、予め定められた臨界電圧値に基づいて復元された信号をサンプリングしてサンプリング値を出力するサンプリング部、前記サンプリング値を基に生成されるヒストグラム関数を用いて、前記復元された信号に対するコスト値を算出し、前記コスト値に基づいて最適の位相オフセット値を決定する位相変移制御部および前記最適の位相オフセット値に応じて発振信号の位相を変移させる位相変移部を含む。
【選択図】図３

【特許請求の範囲】

【請求項1】

予め定められた臨界電圧値に基づいて復元された信号をサンプリングしてサンプリング値を出力するサンプリング部；
前記サンプリング値を基に生成されるヒストグラム関数を用いて、前記復元された信号に対するコスト値を算出し、前記コスト値に基づいて最適の位相オフセット値を決定する位相変移制御部；および
前記最適の位相オフセット値に応じて発振信号の位相を変移させる位相変移部を含む、位相同期化装置。

【請求項2】

前記サンプリング部は、
前記臨界電圧値を最小臨界電圧値から最大臨界電圧値まで変化させながら、前記復元された信号をサンプリングする、請求項１に記載の位相同期化装置。

【請求項3】

前記サンプリング値の出力回数を累積して、前記復元された信号に対する累積分布関数を生成する累積部をさらに含み、
前記ヒストグラムは、前記の累積分布関数に基づいて生成される、請求項１に記載の位相同期化装置。

【請求項4】

前記累積部は、
前記サンプリング値のうち、予め定められた累積対象のサンプリング値の出力回数を累積して、前記累積分布関数を生成する、請求項３に記載の位相同期化装置。

【請求項5】

前記ヒストグラム関数は、前記累積分布関数を微分して生成される、請求項３に記載の位相同期化装置。

【請求項6】

前記位相変移制御部は、
前記ヒストグラム関数および予め定められた境界電圧値に基づいて前記コスト値を算出する、請求項１に記載の位相同期化装置。

【請求項7】

前記位相変移制御部は、
下記数１を用いて、前記コスト値を算出する、請求項５に記載の位相同期化装置。

【数1】

（ここで、Ｗは、前記コスト値、θは、前記復元された信号に適用された現在の位相オフセット値、−Ｖ_Ｃは、第１中央境界電圧値、Ｖ_Ｃは、第２中央境界電圧値、−Ｖ_Ｅは、第１エッジ境界電圧値、Ｖ_Ｅは、第２エッジ境界電圧値、αおよびβは、予め定められた定数、Ｈは、前記ヒストグラム関数）

【請求項8】

前記位相変移制御部は、
前記復元された信号に適用された現在の位相オフセット値に基づいて算出された前記コスト値が最小値であるとき、前記現在の位相オフセット値を前記最適の位相オフセット値として決定する、請求項１に記載の位相同期化装置。

【請求項9】

前記位相変移制御部は、
予め定められた周期によって前記現在の位相オフセット値を変化させながら、前記最適の位相オフセット値を決定する、請求項１に記載の位相同期化装置。

【請求項10】

前記復元された信号は、
Ｉ信号およびＱ信号のうちの少なくとも一つを含む、請求項１に記載の位相同期化装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、位相同期化装置に関するもので、より詳細には、受信機を通じて受信されたＲＦ信号に基づいて復元された信号の位相エラーを補正するための確率的ＲＦ位相同期システム（ＳｔｏｃｈａｓｔｉｃＲＦＰｈａｓｅＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ、ＳＲＦＰＳ）に関するものである。

【背景技術】

【0002】

ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）通信とは、電波を用いて遠隔地に情報を伝達する通信技術をいう。一般的に伝送しようとする情報は、映像、音声およびテキストなどのデータであるが、これらを信号に表示すると、相対的に非常に低い周波数帯域に限定されている様子を示す。このように、元の情報信号が存在する低い周波数帯域を基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）という。基底帯域の情報を伝送線路を通さずに伝送しようとすると、電波の形態で伝送が可能な高い周波数の信号によって情報信号が運ばれるようにする必要がある。この過程を変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）といい、運びに用いられる高い周波数の電波を搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）という。

【0003】

ＲＦ通信システムを構成する送信機は、映像、音声およびテキストなど伝送しようとするデータ信号に基づいて、振幅、周波数または位相を変化させた変調波を搬送波に載せてＲＦ信号として送信する。送信機によって送信されたＲＦ信号を受信する受信機は、受信されたＲＦ信号から変調波を抽出して、送信機が伝送しようとするデータ信号を復元し、このような復元過程を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）という。

【0004】

ところで、送信機と受信機との間の環境的な要因（例えば、地形、地物による信号の反射）または送信機および受信機の内部に配置される様々な素子の影響により、送信機で送信するＲＦ信号の位相エラーが生じるようになる。したがって、受信機側では、データ信号を復元するにおいて受信されたＲＦ信号に含まれた位相エラーを補正する必要がある。

【0005】

図１は、従来の技術によるＲＦ通信システムで使用される受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0006】

図１を参照すると、従来の技術による受信機は、ＲＦ信号を受信するためのアンテナ（ＡＮＴ）、受信されたＲＦ信号の雑音を最小化して増幅する低雑音増幅機（Ｌｏｗ ＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ、ＬＮＡ）（１０４）、所定の周波数を有する発振信号を生成する電圧制御発振機（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ、ＶＣＯ）（１１２）、電圧制御発振機（１１２）から出力された発振信号と低雑音増幅機（１０４）から出力される信号を用いて、入力されたＲＦ信号の周波数を変換して、同位相信号（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ信号、以下、「Ｉ信号」）および前記Ｉ信号と９０°の位相差を有する直交位相信号（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ信号、以下、「Ｑ信号」）を出力する復調機（１０６）を含む。広く知られているように、復調機（１０６）から出力されるＩ信号およびＱ信号は、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて入力されたＲＦ信号の周波数と電圧制御発振機（１１２）の出力周波数との差に該当する周波数を有する。

【0007】

復調機（１０６）は、入力されたＲＦ信号と電圧制御発振機（１１２）から出力される発振信号の入力を受けて処理し、入力ＲＦ信号の周波数を変換するＩミキサー（Ｉ ｍｉｘｅｒ）（１０８）とＱミキサー（Ｑ ｍｉｘｅｒ）（１１０）とを含む。Ｉミキサー（１０８）とＱミキサー（１１０）とは、電圧制御発振機（１１２）から出力される発振信号および位相変移機（１１４）によって９０°だけの位相が変移した発振信号によってオン／オフされるトランジスタなどで構成され、ＲＦ信号の周波数を変換し、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する。

【0008】

一方、復調機（１０６）から出力されるＩ信号およびＱ信号には、それぞれ先に言及された位相エラーが含まれている。このような位相エラーを補償するために、従来には、アナログ−デジタル変換機（Ａｎａｌｏｇ−Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、ＡＤＣ）（１１６、１２０）およびデジタル信号処理機（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）（１１８、１２２）がそれぞれ使用される。復調機（１０６）から出力されるＩ信号およびＱ信号は、それぞれＡＤＣ（１１６、１２０）によってデジタル信号に変換され、ＤＳＰ（１１８、１１２）に入力される。ＤＳＰ（１１８、１１２）は、予め定められた特定のアルゴリズムまたは信号処理方法によって、Ｉ信号およびＱ信号に含まれる位相エラーを補償する。このような処理によって、最終的に復元されたＩ信号（Ｉ）およびＱ信号（Ｑ）がそれぞれ出力される。

【0009】

このように、図１のような従来の受信機を使用する場合、ＡＤＣおよびＤＳＰのようなモジュールの使用が必須的である。このようなＡＤＣおよびＤＳＰの使用により、受信機の電力消耗が激しくなり、設計が複雑になるという問題がある。特に、ＢＰＳＫ（ＢｉＰｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）によって変調されたＲＦ信号を、図１のような受信機で復調する場合、位相エラーの補償のために、別の直交位相信号が必要になるという問題もある。

【0010】

図２は、従来の技術によるＲＦ通信システムで使用される他の受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0011】

図２を参照すると、従来の技術による受信機は、ＲＦ信号を受信するためのアンテナ（ＡＮＴ）、ＲＦ信号と所定の周波数を有する発振信号を生成する電圧制御発振機（２０８）、電圧制御発振機（１１２）から出力された発振信号および位相変移機（２０６）によって９０°だけの位相が変移した発振信号を用いて、入力されたＲＦ信号の周波数を変換する第１ミキサー（２０２）および第２ミキサー（２０４）、第１ミキサー（２０２）および第２ミキサー（２０４）から出力される信号のうち、特定の周波数よりも低い帯域の信号のみをフィルタリングして出力するローパスフィルタ（２１２、２１４）、ローパスフィルタ（２１２、２１４）から出力された二つの信号の積に比例する値を出力する乗算機（２１６）、乗算機（２１６）から出力された信号をフィルタリングするループフィルタ（ＬｏｏｐＦｉｌｔｅｒ）（２１０）を含む。発振機（２０８）は、ループフィルタ（２１０）から出力される信号に基づいて発振信号を生成する。図２のような構成に係る復調方式をコスタスループ（Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐ）という。

【0012】

図２のような従来の技術によれば、ＲＦ信号の位相エラーをＡＤＣやＤＳＰを使用しなくても補償することができる。しかし、図２のようなコスタスループ方式の受信機は、ハードウェアの設計が非常に複雑であるという問題がある。また、図２のような復調方式を使用しても、位相エラーの補償において、依然として別の直交位相信号が必要になるという問題がある。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0013】

本発明は、従来に比べて、受信機の電力消耗を減らすと同時に、より簡単な受信機の設計を可能にする位相同期化装置を提供することを目的としている。

【0014】

また、本発明は、ＲＦ信号を復元する過程で、位相エラーの補償において、別の直交位相信号を必要としない位相同期化装置を提供することを目的としている。

【0015】

本発明の目的は、以上で言及した目的に制限されず、言及されていない本発明の他の目的およびメリットは、下記の説明によって理解されることができ、本発明の実施例によってより明らかに理解されるはずである。また、本発明の目的およびメリットは、特許請求の範囲に示した手段およびその組み合わせによって実現できることが容易に分かるはずである。

【課題を解決するための手段】

【0016】

本発明の一実施形態に係る位相同期化装置は、予め定められた臨界電圧値に基づいて復元された信号をサンプリングしてサンプリング値を出力するサンプリング部、前記サンプリング値を基に生成されるヒストグラム関数を用いて前記復元された信号に対するコスト値を算出し、前記コスト値に基づいて最適の位相オフセット値を決定する位相変移制御部および前記最適の位相オフセット値に応じて発振信号の位相を変移させる位相変移部を含む。

【0017】

本発明の一実施例において、前記サンプリング部、前記臨界電圧値を最小臨界電圧値から最大臨界電圧値まで変化させながら、前記復元された信号をサンプリングする。

【0018】

また、本発明の一実施例において、前記位相同期化装置は、前記サンプリング値の出力回数を累積して、前記復元された信号に対する累積分布関数を生成する累積部をさらに含み、前記ヒストグラムは、前記累積分布関数に基づいて生成される。

【0019】

また、本発明の一実施例において、前記累積部は、前記サンプリング値のうち、予め定められた累積対象のサンプリング値の出力回数を累積して、前記累積分布関数を生成する。

【0020】

また、本発明の一実施例において、前記ヒストグラム関数は、前記累積分布関数を微分して生成される。

【0021】

また、本発明の一実施例において、前記位相変移制御部は、前記ヒストグラム関数および予め定められた境界電圧値に基づいて前記コスト値を算出する。

【0022】

また、本発明の一実施例において、前記位相変移制御部は、下記［数１］を用いて、前記コスト値を算出する。

【0023】

【数1】

【0024】

（ここで、Ｗは、前記コスト値、θは、前記復元された信号に適用された現在の位相オフセット値、−Ｖ_Ｃは、第１中央境界電圧値、Ｖ_Ｃは、第２中央境界電圧値、−Ｖ_Ｅは、第１エッジ境界電圧値、Ｖ_Ｅは、第２エッジ境界電圧値、αおよびβは、予め定められた定数、Ｈは、前記ヒストグラム関数）

【0025】

また、本発明の一実施例において、前記位相変移制御部は、前記現在の位相オフセット値に基づいて算出された前記コスト値が最小値であるとき、前記現在の位相オフセット値を前記最適の位相オフセット値として決定する。

【0026】

また、本発明の一実施例において、前記位相変移制御部は、予め定められた周期によって前記現在の位相オフセット値を変化させながら、前記最適の位相オフセット値を決定する。

【0027】

また、本発明の一実施例において、前記復元された信号は、Ｉ信号およびＱ信号のうちの少なくとも一つを含む。

【発明の効果】

【0028】

本発明によれば、従来に比べて、受信機の電力消耗を減らすと同時に、より簡単な受信機の設計が可能であるというメリットがある。

【0029】

また、本発明によれば、無線信号を復元する過程において、位相エラーの補償において別の直交位相信号を必要としないというメリットがある。

【図面の簡単な説明】

【0030】

【図1】従来の技術によるＲＦ通信システムで使用される受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0031】

【図2】従来の技術によるＲＦ通信システムで使用される他の受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0032】

【図3】本発明の一実施形態に係る位相同期化装置を含む受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0033】

【図4】本発明の一実施形態に係る位相同期化装置の累積部によって生成される累積分布関数（ＣｕｍｕｌａｔｉｖｅＤｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＦｕｎｃｔｉｏｎ、ＣＤＦ）の一例を示すグラフである。

【0034】

【図5】図４に示された累積分布関数を基に生成されるヒストグラム関数を示すグラフである。

【0035】

【図6】位相エラーが最小であるＲＦ信号を受信して復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。

【0036】

【図7】位相エラーが最小であるＲＦ信号を受信して復元された信号を基に生成されるヒストグラム関数を示す。

【0037】

【図8】位相エラーが最大であるＲＦ信号を受信して復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。

【0038】

【図9】位相エラーが最大であるＲＦ信号を受信して復元された信号を基に生成されるヒストグラム関数を示す。

【0039】

【図10】位相エラーによるコスト値の変化を示すグラフである。

【0040】

【図11】本発明の他の実施例に係る位相同期化装置を含む受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0041】

【図12】本発明に係る位相同期化装置を含まない受信機によって復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。

【0042】

【図13】本発明に係る位相同期化装置を含む受信機によって復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。

【発明を実施するための形態】

【0043】

前述の目的、特徴およびメリットは、添付の図面を参照して詳細に後述され、これによって、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明の技術的思想を容易に実施すできるはずである。本発明を説明するにおいて、本発明に関連する公知技術に対する具体的な説明が、本発明の要旨を不要に曖昧にすることがあると判断される場合には、詳細な説明を省略する。以下、添付の図面を参照して、本発明に係る好ましい実施例を詳細に説明することにする。図面において、同一な参照符号は、同一または類似する構成要素を指すものと使用される。

【0044】

図３は、本発明の一実施形態に係る位相同期化装置を含む受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0045】

図３を参照すると、本発明の一実施形態に係る受信機は、低雑音増幅機（３０２）、ミキサー（３０４）、第１バッファ（３０６）、第２バッファ（３０８）、そして位相同期化装置（３０）を含む。

【0046】

アンテナ（ＡＮＴ）を通じて受信されるＲＦ信号は、まず低雑音増幅機（３０２）に入力される。低雑音増幅機（３０２）は、受信されたＲＦ信号の雑音を最小化して増幅して出力する。低雑音増幅機（３０２）によって増幅されたＲＦ信号は、ミキサ（３０４）に入力される。ミキサー（３０４）は、電圧制御発振機（３１８）によって生成される発振信号を用いて、低雑音増幅機（３０２）によって増幅されたＲＦ信号の周波数を変換して復元された信号（Ｄ）を出力する。

【0047】

ミキサー（３０４）によって出力された復元された信号（Ｄ）は、第１バッファ（３０６）および第２バッファ（３０８）を通して、最終的に復元された信号（Ｓ）として出力される。実施例によっては、第１バッファ（３０６）および第２バッファ（３０８）は省略されてもよいし、バッファの個数が変わってもよい。

【0048】

電圧制御発振機（３１８）は、外部から供給される基準信号（ＲＥＦ）に基づいて、所定の周波数を有する発振信号を出力する。本発明の一実施例において、電圧制御発振機（３１８）によって出力される発振信号の位相は、位相同期化装置（３０）によって調節される。位相同期化装置（３０）によって位相が調節された発振信号は、逓倍器（３２０）によって周波数が調節された後、ミキサー（３０４）に入力される。実施例によっては、逓倍器（３２０）の逓倍数（例えば、６）は変わってもよい。

【0049】

一方、本発明に係る位相同期化装置（３０）は、第１バッファ（３０６）から出力された復元された信号（Ｄ）を基に発振信号の位相を調節する。このような位相同期化装置（３０）の発振信号の位相調節によって、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて受信されるＲＦ信号に含まれた位相エラーが補償される。

【0050】

図３を参照すると、本発明に係る位相同期化装置（３０）は、サンプリング部（３１０）、累積部（３１２）、位相変移制御部（３１４）、位相変移部（３１６）を含む。以下では、図３ないし図１０を参照して、本発明に係る位相同期化装置（３０）の機能および動作に関して具体的に説明する。

【0051】

まず、サンプリング部（３１０）は、予め定められた臨界電圧（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ Ｖｏｌｔａｇｅ）値に基づいて復元された信号（Ｄ）をサンプリングし、サンプリング値を出力する。以下では、サンプリング部（３１０）が１ビットサンプラーで構成された場合を想定して説明する。１ビットサンプラーは、サンプリングの結果に応じて、１ビットの大きさを有するサンプリング値、すなわち、０または１を出力する。サンプリング部（３１０）は、外部から入力されるクロック信号（ＣＬＫ）に基づいてサンプリング動作を行うことができる。

【0052】

１ビットサンプラーで構成されるサンプリング部（３１０）は、復元された信号の電圧の大きさを予め定められた臨界電圧値と比較するが、このような比較動作をサンプリング動作とする。例えば、サンプリング部（３１０）は、復元された信号の電圧の大きさが臨界電圧値よりも大きい場合、１を出力し、そうでなければ０を出力する。

【0053】

本発明の一実施例において、サンプリング部（３１０）は、臨界電圧値を予め設定された最小臨界電圧値から予め設定された最大臨界電圧値まで変化させながら、復元された信号（Ｄ）をサンプリングすることができる。例えば、サンプリング部（３１０）は、臨界電圧値を−１００ｍＶの最小臨界電圧値から１０ｍＶずつ増加させ、かつ１００ｍＶの最大臨界電圧値に到るまで、それぞれの臨界電圧値を基に復元された信号（Ｄ）に対するサンプリング動作を行うことができる。

【0054】

次いで、累積部（３１２）は、サンプリング部（３１０）によって出力されるサンプリング値の出力回数を累積して、復元された信号（Ｄ）に対する累積分布関数（Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ、ＣＤＦ）を生成する。本発明の一実施例において、累積部（３１２）は、サンプリング部（３１０）によって出力されるサンプリング値のうち、予め定められた累積対象のサンプリング値の出力回数を累積して累積分布関数を生成することができる。

【0055】

図４は、本発明の一実施形態に係る位相同期化装置の累積部によって生成される累積分布関数の一例を示すグラフである。

【0056】

図４には、サンプリング部（３１０）が臨界電圧値を−１００ｍＶの最小臨界電圧値から１０ｍＶずつ増加させ、かつ１００ｍＶの最大臨界電圧値に到るまで、それぞれの臨界電圧値を基に復元された信号（Ｄ）に対するサンプリング動作を行った結果、出力されるサンプリング値のうち、累積対象のサンプリング値である「０」が出力された回数をそれぞれの臨界電圧値に記録して生成された累積分布関数が示されている。以下では、累積対象のサンプリング値が「０」に設定される場合を挙げて説明するが、実施例によっては、累積対象のサンプリング値が「１」に設定されてもよい。

【0057】

累積部（３１２）によって、図４のような累積分布関数が生成されると、累積部（３１２）または位相変移制御部（３１４）は、累積分布関数を微分してヒストグラム関数を生成する。図５には、図４に示された累積分布関数を基に生成されるヒストグラム関数を示すグラフが示されている。

【0058】

一方、本発明の他の実施例において、位相変移制御部（３１４）は、サンプリング部（３１０）から出力される累積対象のサンプリング値を用いて、図５に示されたようなヒストグラム関数を直接生成することもできる。このような実施例において、位相同期化装置（３０）は、累積部（３１２）を含まない。次いで、位相変移制御部（３１４）は、先に生成されたヒストグラム関数に基づいて最適の位相オフセット値を決定する。本発明において、最適の位相オフセット値とは、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて入力されたＲＦ信号に含まれた位相エラーが最終復元された信号（Ｓ）に及ぼす影響を最小化できる位相オフセット値を意味する。

【0059】

本発明の一実施例において、位相変移制御部（３１４）は、先に生成されたヒストグラム関数および予め定められた境界電圧値に基づいてコスト値を算出することができる。ここで境界電圧値とは、コスト値を算出するために任意に設定できる値であり、第１中央境界電圧値、第２中央境界電圧値、第１エッジ境界電圧値、第２エッジ境界電圧値を含む。

【0060】

より具体的には、位相変移制御部（３１４）は、下記［数１］を用いて、現在適用されている位相オフセット値に応じる復元された信号（Ｄ）のコスト値を算出することができる。

【0061】

【数1】

【0062】

［数１］において、Ｗは、コスト値、θは、復元された信号（Ｄ）に適用されている現在の位相オフセット値、−Ｖ_Ｃは、第１中央境界電圧値、Ｖ_Ｃは、第２中央境界電圧値、−Ｖ_Ｅは、第１エッジ境界電圧値、Ｖ_Ｅは、第２エッジ境界電圧値、Ｈは、先に生成されたヒストグラム関数を意味する。また、αおよびβは、それぞれ予め定められた定数であって、０以上の値を有してもよい。図５に示されたヒストグラム関数の形状によって、αおよびβのうちいずれか一つだけが０に設定されてもよいし、αおよびβは、互いに異なる値に設定されてもよい。

【0063】

［数１］によると、本発明に係るコスト値（Ｗ）は、図５に示されたヒストグラムの第１中央境界電圧値（−Ｖ_Ｃ）および第２中央境界電圧値（Ｖ_Ｃ）の間の積分値から、両方のエッジ部分の積分値（−∞から第１エッジ境界電圧値（−Ｖ_Ｅ）の間の積分値および第２エッジ境界電圧値（Ｖ_Ｅ）から∞の間の積分値のうちの少なくとも一つ）を引いた値と定義できる。

【0064】

位相変移制御部（３１４）は、［数１］によって算出される復元された信号（Ｄ）に適用されている現在の位相オフセット値（θ）に対するコスト値（Ｗ（θ））を、以前の位相オフセット値（θ’）に基づいて算出されたコスト値（Ｗ（θ’））と比較する。位相変移制御部（３１４）は、比較結果、コスト値が最小値を有するようにする位相オフセット値を最適の位相オフセット値として決定する。

【0065】

このような比較のために、位相変移制御部（３１４）は、最適の位相オフセット値が決定された以降にも、位相変移部（３１６）によって発振信号に適用される位相オフセット値、すなわち、現在の位相オフセット値を予め定められた周期によって継続的に変更することができる。位相変移制御部（３１４）は、このように変更された現在の位相オフセット値に応じるコスト値を、以前に算出されたコストの値と比較することによって、引き続き、最適の位相オフセット値を検出することができる。

【0066】

このように、本発明に係る位相変移制御部（３１４）がコスト値を基に最適のオフセット値を決定することは、ＲＦ信号に含まれた位相エラーによる位相オフセット値に応じてコスト値が変化するためである。

【0067】

図６は、位相オフセット値が最小であるとき、ＲＦ信号を受信して復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示し、図７は、位相オフセット値が最小であるとき、ＲＦ信号を受信して復元された信号を基に生成されるヒストグラム関数を示す。また、図８は、位相オフセット値が最大であるとき、ＲＦ信号を受信して復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示し、図９は、位相オフセット値が最大であるとき、ＲＦ信号を受信して復元された信号を基に生成されるヒストグラム関数を示す。

【0068】

ご参考に、アイパターン（Ｅｙｅ Ｐａｔｔｅｒｎ）とは、特定信号のレベル移動の流れを特定時間単位内で一画面に重畳して示した波形である。このような重畳波形が、人の目に似ており、アイパターンと呼ばれ、信号が交差しない中央部分の垂直、水平に開かれた領域をアイオープニング（ｅｙｅ ｏｐｅｎｉｎｇ）に指す。

【0069】

位相エラーなどの影響により、測定対象の信号にノイズが多いほど、アイオープニングは小さくなり、逆に、ノイズが少なくて信号の強さが良好であるほど、アイオープニングは大きくなる。アイオープニングを中心にクロックタイミングとレベル臨界値（Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）の基準電圧が決定され、アイオープニングが大きく、かつ、きれいほど、信号のビット誤り率（ＢＥＲ）が良好であることを示す。

【0070】

位相エラーによる位相オフセット値が最小であるＲＦ信号を基に復元された信号のアイオープニング（図６を参照）は、位相エラーによる位相オフセット値が最大である信号（図８）のアイオープニングに比べて、その大きさがより大きく生じる。

【0071】

図７には、図６に示されたように、位相エラーによる位相オフセット値が最小であるＲＦ信号を基に復元された信号を、サンプリング部（３１０）を用いてサンプリングし、累積部（３１２）を用いて生成される累積分布関数を微分して生成されるヒストグラム関数が示されている。また、図９には、図８に示されたように、位相エラーによる位相オフセット値が最大であるＲＦ信号を基に復元された信号を、サンプリング部（３１０）を用いてサンプリングし、累積部（３１２）を用いて生成される累積分布関数を微分して生成されるヒストグラム関数が示されている。

【0072】

位相エラーによる位相オフセット値が最小であるＲＦ信号に基づいたヒストグラム（図７）では、第１中央境界電圧値（−Ｖ_Ｃ）および第２中央境界電圧値（Ｖ_Ｃ）の間の積分値が、エッジ境界電圧値（Ｖ_Ｅ）以降の領域の積分値よりも相対的に小さく生じることを確認することができる。

【0073】

これに対し、位相エラーによる位相オフセット値が最大であるＲＦ信号に基づいたヒストグラム（図９）では、第１中央境界電圧値（−Ｖ_Ｃ）および第２中央境界電圧値（Ｖ_Ｃ）の間の積分値が、エッジ境界電圧値（Ｖ_Ｅ）以降の領域の積分値よりも相対的に大きく生じることを確認することができる。

【0074】

このような相違により、位相エラーによる位相オフセット値が最小であるＲＦ信号を基に復元された信号のコスト値は、位相エラーによる位相オフセット値が最大であるＲＦ信号を基に復元された信号のコスト値よりも小さく生じる。

【0075】

このような位相オフセット値とコスト値との間の関係をまとめると、図１０の通りである。図１０は、位相オフセット値に応じるコスト値の変化を示すグラフである。図１０に示されたように、本発明に係るコスト値は、位相オフセット値が最小値、すなわち、０であるとき、最小値を示し、位相オフセット値が最大値（−π／２、π／２）であるとき、最大値を示す。

【0076】

したがって、本発明に係る位相変移制御部（３１４）は、現在の位相オフセット値（θ）が適用された発振信号によって復元された信号（Ｄ）に対するヒストグラムを基に算出されるコスト値を、以前に算出されたコスト値と比較して、比較結果、最小値を有するコスト値に対応する現在の位相オフセット値（θ）を最適の位相オフセット値として決定する。

【0077】

最適の位相オフセット値が決定された以降にも、位相変移制御部（３１４）は、現在の位相オフセット値（θ）を予め定められた周期によって変化させながら、前述のコスト値の算出およびそれに伴う最適の位相オフセット値の決定過程を周期的に行うことができる。

【0078】

本発明の一実施例において、位相変移制御部（３１４）は、現在の位相オフセット値（θ）を無差別な方式（ｂｒｕｔｅｆｏｒｃｅ）に、すなわち、ランダムに変化させながら最適の位相オフセット値を決定することができる。また、他の実施例において、位相変移制御部（３１４）は、最適の位相オフセット値を中心に予め定められた間隔（例えば、５°または１０°など）だけ現在の位相オフセット値（θ）を増加または減少させる方式で、現在の位相オフセット値を変化させることもできる。

【0079】

さらに、図３を参照すると、位相変移部（３１６）は、位相変移制御部（３１４）によって決定された最適の位相オフセット値に応じて、電圧制御発振機（３１８）によって出力される発振信号の位相を変移（ｓｈｉｆｔ）させる。前述のように、最適の位相オフセット値が決定された以降にも、位相変移制御部（３１４）は、位相オフセット値（θ）を周期的に変化させることができ、位相変移部（３１６）は、位相変移制御部（３１４）によって変化した現在の位相オフセット値（θ）に応じて発振信号の位相を調節する。

【0080】

ミキサー（３０４）は、このように、位相変移部（３１６）によって位相が最適の位相オフセットだけ調節された位相を有する発振信号を用いて、低雑音増幅機（３０２）によって増幅されたＲＦ信号の周波数を変換して復元された信号（Ｄ）を出力する。このように、位相が最適の位相オフセットだけ調節された発振信号によって復元された信号（Ｄ）がバッファ（３０６、３０８）を通して出力される最終信号（Ｓ）は、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて受信されたＲＦ信号に含まれた位相エラーによる影響を最小限に有するようになる。

【0081】

図１１は、本発明の他の実施例に係る位相同期化装置を含む受信機の構成を概略的に示したブロック図である。

【0082】

本発明に係る位相同期化装置（３０）は、図１を通じて前述した直交位相信号を用いた変調方式を通じて信号を復元する受信機にも適用され得る。図１１に示されたように、本発明に係る位相同期化装置（３０）は、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて受信されたＲＦ信号が第１低雑音増幅機（１１０２）、第１ミキサー（１１０４）、第１バッファ（１１０６）を通して出力される第１復元信号（Ｄ１）を基に最適の位相オフセット値を決定することができる。

【0083】

すなわち、位相同期化装置（３０）は、第１復元信号（Ｄ１）を基にサンプリングを行い、サンプリングの結果に応じて、ヒストグラム関数を生成し、生成されるヒストグラム関数を基に前述のようなコスト値を算出することによって、コスト値に基づい最適の位相オフセット値を決定することができる。

【0084】

位相同期化装置（３０）は、決定された最適の位相オフセット値を基に電圧制御発振機（１１１８）から供給される発振信号の位相を調節し、位相が調節された発振信号を第１ミキサー（１１０４）および位相変移機（１１２０）にそれぞれ供給する。位相変移機（１１２０）は、位相が調節された発振信号の位相をさらに９０°だけ調節し、第２ミキサー（１１１２）に供給する。このような過程によって、アンテナ（ＡＮＴ）を通じて受信されたＲＦ信号に含まれた位相エラーが補償されたＩ信号およびＱ信号が得られる。

【0085】

図１１には、位相同期化装置（３０）が第１復元信号（Ｄ１）を基に最適の位相オフセット値を決定する実施例が示されているが、実施例によっては、位相同期化装置（３０）は、第２低雑音増幅機（１１１０）、第２ミキサー（１１１２）、第２バッファ（１１１４）を通して出力される第２復元信号（Ｄ２）を基に最適の位相オフセット値を決定することもできる。

【0086】

また、他の実施例において、位相同期化装置（３０）は、第１復元信号（Ｄ１）および第２復元信号（Ｄ２）をいずれも用いて、最適の位相オフセット値を決定することもできる。この場合、位相同期化装置（３０）は、第１復元信号（Ｄ１）に基づいて算出されるコスト値および第２復元信号（Ｄ２）に基づいて算出されるコスト値を加えた値の最小値を算出し、この最小値に対応する現在の位相オフセット値を最適の位相オフセット値として決定する。

【0087】

これまで説明された本発明に係る位相同期化装置（３０）が適用された受信機は、位相エラーを補償するために、従来の技術による受信機で使用されるＡＤＣやＤＳＰのようなモジュールを使用していないため、電力消耗が少なく、受信機の設計を容易にする。特に、図１１のような構成を有する受信機を使用してＢＰＳＫ方式に変調されたＲＦ信号を復調する場合、従来のように、位相エラーの補償のために、別の直交位相信号を必要としないというメリットがある。

【0088】

また、本発明に係る位相同期化装置（３０）が適用された受信機は、図２に示された従来の受信機と比較しても、受信機の設計がより容易であり、位相エラー補償のために、別の直交位相信号を必要としない。

【0089】

特に、本発明に係る位相同期化装置は、ＣＭＯＳ（ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＭｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）のように、少ない電力を消耗し、かつ体積や面積の小さいモジュールとして実現できるというメリットを有する。

【0090】

図１２は、本発明に係る位相同期化装置を含まない受信機によって復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。また、図１３は、本発明に係る位相同期化装置を含む受信機によって復元された信号のアイパターンを示すダイアグラムを示す。

【0091】

図１２および図１３に示されたように、本発明に係る位相同期化装置を含まない受信機によって復元された信号のアイオープニングの大きさは、本発明に係る位相同期化装置を含む受信機によって復元された信号のアイオープニングの大きさよりも小さい。これは、本発明に係る位相同期化装置を適用した受信機を使用する場合、そうでない受信機を使用することに比べて、より高い品質の復元された信号が得られることを意味する。

【0092】

前述の本発明は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者にとって、本発明の技術的思想を外れない範囲内で、様々な置き換え、変形および変更が可能であるため、前述の実施例および添付の図面によって限定されるものではない。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【国際調査報告】