【技術分野】

【0001】

【発明の概要】

一例において、超音波感知システムが、入力及び出力を含む増幅器と、増幅器の出力に結合され、調節可能な閾値電圧を増幅器の出力からの出力信号と比較するためのｎレベルコンパレータとを含む。Ｎは１に等しいかそれ以上である。また、このシステムは、ｎレベルコンパレータの出力に結合され、増幅器の入力における入力信号のノイズパワーを示すノイズパワー信号を生成するためのノイズパワー推定器を含む。このシステムは、ノイズパワー推定器及びｎレベルコンパレータに結合され、調節可能な閾値電圧をノイズパワー信号に基づいて調節するための時変閾値回路を更に含む。

別の例において、超音波感知システムが、入力及び出力を含む増幅器と、増幅器の出力に結合され、増幅器の出力からのアナログ出力信号に応答してデジタル出力を生成するためのアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）とを含む。ＡＤＣはｎビットコンバータである。このシステムは、ＡＤＣに結合され、時変閾値に基づいてデジタル出力のビットの数を低減するためのビット低減回路と、ＡＤＣに結合され、増幅器の入力における入力信号のノイズパワーを示すノイズパワー信号を生成するためのノイズパワー推定器と、ノイズパワー推定器及びビット低減回路に結合され、ノイズパワー信号に基づいて時変閾値を調節するための時変閾値回路とを更に含む。

更に別の例において、超音波感知システムが、入力及び出力を含む増幅器と、増幅器の出力に結合され、調節可能な閾値電圧を増幅器の出力からの出力信号と比較するためのｎレベルコンパレータとを含み、ｎは１に等しいかそれ以上である。また、このシステムは、ｎレベルコンパレータの出力に結合され、増幅器の入力における入力信号のノイズパワーを示すノイズパワー信号を生成するためのノイズパワー推定器と、ノイズパワー推定器及びｎレベルコンパレータに結合され、調節可能な閾値電圧をイズパワー信号に基づいて調節するための時変閾値回路と、ｎレベルコンパレータの出力をテンプレート信号と相関させ、それに応答して相関器出力信号を生成するための相関器回路とを含む。このシステムは更に、相関器回路に結合され、相関器出力信号に応答してエンベロープ信号を生成するためのエンベロープ検出器と、エンベロープ検出器に結合され、エンベロープ信号を、時変閾値を定義する閾値マップ信号と比較するためのコンパレータとを含む。

【図面の簡単な説明】

【0005】

【図1】記載される例における、オブジェクトまでの距離を測定するための超音波センサを備える自動車を図示する。

【0006】

【図2】記載される例における、超音波トランスデューサ及び対応する回路要素のブロック図である。

【0007】

【図3】記載される例における、超音波トランスデューサと共に用いられ得る回路要素の一部を示す。

【0008】

【図4】例示のｎレベルコンパレータを図示する。

【0009】

【図5】例示の相関器を図示する。

【0010】

【図6】一例におけるエンベロープ検出器を示す。

【0011】

【図7】例示のノイズ電源推定器を示す。

【0012】

【図8】記載される例における電圧閾値生成器を示す。

【0013】

【図9】記載される例における閾値電圧の時間進行を図示する。

【0014】

【図10】記載される例におけるプログラマブル利得増幅器の可変利得の時間進行を図示する。

【0015】

【図11】超音波トランスデューサと共に用いられ得る回路要素の別の例の部分を示す。

【0016】

【図12】様々の実装における例示のビット低減回路を図示する。

【発明を実施するための形態】

上述のように、反射した超音波信号は、超音波トランスデューサによって検出され、往復時間を測定するために用いられ、それによって、（超音波信号を反射した）オブジェクトまでの距離を判定する。オブジェクトがトランスデューサから遠いほど、反射超音波トランスデューサの振幅は低くなる。近くのオブジェクトの場合、反射超音波信号は遠くのオブジェクトの場合よりも振幅がはるかに大きくなる。検出されている信号の振幅が変化するので、反射超音波信号の正しい検出は困難となる可能性がある。

説明される実施例は、超音波トランスデューサなどのトランスデューサから信号を受信する回路に向けられ、相関器入力の量子化のために時変閾値を適用する。閾値レベルは、時間とともに変化し、回路内のノイズの評価に基づくレベルに初期化される。ノイズは、経時的に比較的一定であり得、そのため、超音波信号がトランスデューサによって生成された後、ノイズ振幅及びノイズパワーは概して、経時的に変化しない。回路は、回路内のノイズの電力レベルを示す信号（熱雑音、増幅器ノイズなど）を生成するノイズパワー推定器を含み、コンパレータによって用いられる閾値電圧は、ノイズパワーを示す信号に基づいて、及びトランスデューサによって生成される超音波信号の生成に続く時間に基づいて、変更される。閾値電圧は概して、トランスデューサによる超音波信号の生成に続く経時的に減少し、各超音波信号生成に応答して一層高いレベルに再初期化される。

従って、閾値は、トランスデューサによって検出される一層大きな振幅反射信号に対しては一層高く、一層低い振幅反射信号に対しては一層低い。一層大きな振幅反射信号に対して一層高く、一層低い振幅反射信号に対して一層低く設定される閾値電圧により、信号対雑音比は概して、適切な距離判定評価のために十分に高いレベルに維持される。

前述したように、超音波測距システムのための１つの応用例は自動車であるが、超音波に基づく距離測定システムの使用のための他の応用例も可能である。図１は自動車１００を図示する。この自動車は、前方バンパ及び後方バンパの一方又は両方に一つ又はそれ以上の超音波トランスデューサを含む。図１の例において、４つの超音波トランスデューサ１０５が示されている。各バンパにおけるトランスデューサの数は、他の例において４以外であってもよい。簡潔にするために、本明細書において、超音波トランスデューサをトランスデューサと呼ぶ。幾つかの例において、超音波トランスデューサがトランスデューサ１０５として用いられる。しかし、他の例において、トランスデューサ１０５は、（超音波トランスデューサに加えて、又はその代わりに）他のタイプのトランスデューサを含み得る。各超音波トランスデューサは、特定の周波数で音波を発し、その後、オブジェクト（例えば、オブジェクト１２０）で跳ね返ってトランスデューサに戻った後の音波の反射を検出する。音は、約３４４メートル／秒（１１２９フィート／秒）で空中を移動する。トランスデューサから音が最初に発せられてから、反射音波がトランスデューサで検出されるまでの経過時間は、トランスデューサに結合される回路要素によって測定され得る。総往復距離は、音速と測定時間の積である。トランスデューサとオブジェクトとの間の距離（例えば、図１のＤ１）は、次式で与えられる。
距離=（音速×時間）／２
トランスデューサ１０５によって生成された音波（本明細書では「音波信号」とも呼ばれる）に対して、広範囲の周波数を用いることができる。幾つかの例において、音波は人間が典型的に聞き取ることのできる周波数より上の周波数を有する。例えば、音波は２０，０００Ｈｚを超える周波数を有し得るが、２０，０００Ｈｚ未満の周波数も可能である。一例において、周波数は５０ＫＨｚであり、発せられる音波は、５０ＫＨｚ信号の複数パルス（例えば、１５〜２０パルス）を含む。

幾つかの実装において、トランスデューサ１０５は同じ周波数（例えば、５０ＫＨｚ）を発するが、トランスデューサ１０５は順次そうするため、１つのトランスデューサ１０５は、音波信号を発し、次のトランスデューサ１０５が音波信号を発することが許可される前に、反射のための事前定義された期間の間待機する。他の実装において、各トランスデューサ１０５によって異なる信号シグネチャが実装される。例えば、各トランスデューサによる使用のため、固有の方式で（例えば、周波数変調を用いて）５０ＫＨｚが変調され得る。従って、全てのトランスデューサ１０５は、それらの音波信号を同時に発することができる。各発せられた音波信号は、特定のトランスデューサ１０５に対して固有にコード化され、そのため、反射音波信号も同様に固有であり、各トランスデューサに接続された回路要素によって容易に差別化される。

図２は、複数のトランスデューサ１０５を図示する。各トランスデューサ１０５は、そのようなトランスデューサを動作させるそれぞれの対応する回路２００に結合される。回路２００はドライバ２０２を含む。ドライバ２０２は電気信号２２５を生成し、電気信号２２５は、トランスデューサ１０５によって音波信号２３０に変換される。ドライバ２０２は制御信号２０３をタイマー２０４にアサートする。制御信号２０３のこのようなアサートに応答して、タイマー２０４は、周期的クロック信号（ＣＬＫ）のパルスをカウントすることなどによって時間の測定を開始する。また、各トランスデューサ１０５は、音波信号２４０（例えば、オブジェクト１２０によって反射される音波信号）を受け取り、受け取った音波信号２４０を電気信号２４４に変換することができる。超音波検出回路２１０が、電気信号２４４（これは反射音波信号２４０を示す）を受信して処理する。超音波検出回路２１０は、電気信号２４４を処理して、反射音波信号がいつトランスデューサ１０５によって受信されたかを判定する。反射音波信号がトランスデューサ１０５によって受信されたと判定することに応答して、超音波検出回路２１０は、タイマー２０４への制御信号２１１を生成する。制御信号２１１のこのような生成に応答して、タイマー２０４は時間の測定を停止する（例えば、周期的クロック信号のパルスのカウントを停止する）。従って、タイマー２０４のカウント値（ＣＯＵＮＴ）は、（ａ）音波信号２３０がトランスデューサ１０５によって発せられたときと、反射音波信号２４０がトランスデューサによって受信されたときとの間に経過した時間、及び（ｂ）同様にオブジェクトへの距離を示す。

上述したように、反射音波信号２４０の大きさ（従って、等価の電気信号２４４の大きさ）は、オブジェクト１２０に対する距離Ｄ１の関数である。オブジェクト１２０までの距離が増大すると、音波信号２４０（電気信号２４４）の大きさは概して減少する。記載される例において、超音波検出回路２１０は、反射音波信号の出現を検出するために可変閾値を実装する。閾値は、音波信号２３０をトランスデューサ１０５から送信した直後に比較的高く設定される。音波信号２３０の送信に続いて、次第に一層低い閾値が、増大する時間にわたって超音波検出回路２１０に実装される。次の音波信号２３０がトランスデューサ１０５によって生成された後、この処理は繰り返され、閾値は再び高く設定され、経時的に低下される。

図３は、超音波検出回路２１０の一例の実装を示す。図３における超音波検出回路２１０は、プログラマブル利得増幅器３００、ｎレベルコンパレータ３０２、相関器３０４、エンベロープ検出器３０６、コンパレータ３０８、閾値マップ３１０、時変閾値回路３１２、ノイズパワー推定器３１４、及び時変利得制御３１６を含む。プログラマブル利得増幅器３００は、入力信号２４４を増幅し、増幅された信号３０１をｎレベルコンパレータ３０２に提供する。

ｎレベルコンパレータ２０２は、増幅された信号３０１をｎ−１電圧閾値と比較する。例えば、３レベルコンパレータ（すなわち、ｎ=３）の場合、コンパレータ３０２は、増幅された信号３０１を２つの異なる電圧閾値と比較する。図４は、増幅された信号３０１が、閾値電圧ＶＲＥＦ１及び電圧閾値ＶＲＥＦ２と比較される、例示の３レベルコンパレータを示す。閾値電圧ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ２は、時変閾値回路３１２（後述）によって提供される。図４の例における３レベルコンパレータは、２つのコンパレータ４０２及び４１２を含む。各コンパレータは、正の入力（＋）及び負の入力（−）を有する。増幅された信号３０１は、両方のコンパレータの正入力に供給される。ＶＲＥＦ１はコンパレータ４０２の負入力に供給され、ＶＲＥＦ２はコンパレータ４１２の負入力に供給される。

コンパレータ４０２は、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ１より大きいか小さいかを示す出力４０３を生成する。図４の例において、コンパレータ４０２からの出力４０３は、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ１より大きい場合は論理高、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ１より小さい場合は論理低となる。同様に、コンパレータ４１２は、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ２よりも大きいか小さいかを示す出力４１３を生成する。コンパレータ４１２からの出力４１３は、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ２より大きい場合は論理高となり、増幅された信号３０１がＶＲＥＦ２より小さい場合は論理低となる。

各出力４０３、４１３は、対応するＤフリップフロップ出力信号Ｑ１及びＱ０として、それぞれのＤフリップフロップ４２０によってラッチされる。Ｄフリップフロップ４２０、４２５は、クロック信号（必ずしも図２に示されているものと同じクロックである必要はない）によって繰り返しクロックされ、それにより、Ｑ１、Ｑ０出力信号対のシーケンスを生成する。各Ｑ１、Ｑ０出力信号対は、ＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ２へのアクティブクロックエッジの瞬間における増幅された信号の相対サイズを符号化する。ＶＲＥＦ１がＶＲＥＦ２より大きい（又はＶＲＥＦ１が正の電圧であり、ＶＲＥＦ２がＶＲＥＦ１と同じ絶対値の負の電圧である）場合、Ｑ１、Ｑ０は、増幅された信号３０１が、ＶＲＥＦ１より大きいか、ＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２との間であるか、又はＶＲＥＦ２より小さいかを示す。増幅された信号３０１がＶＲＥＦ１より大きい場合、Ｑ１及びＱ０は両方とも論理高になる（Ｑ１、Ｑ０＝「１１」）。増幅された信号３０１がＶＲＥＦ１とＶＲＥＦ２との間である場合、Ｑ１は論理低になり、Ｑ０は論理高になる（Ｑ１、Ｑ０＝「１０」）。増幅された信号３０１がＶＲＥＦ２より小さい場合、Ｑ１及びＱ０の両方が論理低になる（Ｑ１、Ｑ０＝「００」）。

再び図３を参照すると、ｎレベルコンパレータ（図４の例ではＱ１及びＱ０）からの出力３０３が、相関器３０４に供給される。相関器３０４は、ｎレベルコンパレータの出力を、一つ又はそれ以上のテンプレート３０５に相関させる。各テンプレート３０５は、入力信号２２５のデジタル化されたバージョンであり、これは、ドライバ２０２によって生成され、送信された音波信号２３０への変換のためにトランスデューサ１０５に提供される。

図５は例示の相関器３０４を示す。この例では、相関器３０４は、コンパレータ出力３０３が流れる一連の遅延バッファ５００、及び、テンプレート３０５が流れる一連の対応する遅延バッファ５２０を含む。各遅延バッファ５００、５２０は、他の遅延バッファと同量の時間遅延を実装し得る。対応する遅延バッファ５００、５２０の出力は、乗算器５１０によって示されるように共に乗算され、乗算器５１０の出力は、加算器５２５によって共に加算されて、相関器出力３０７を生成する。所与の時間の瞬間における相関器出力３０７は、その特定の時間の瞬間における送信された音波信号２３０に基づいて、受信された音波信号２４０が予期された音波信号とどの程度厳密に一致するかを示すマルチビットデジタル信号である。

再び図３を参照すると、相関器出力３０７は、エンベロープ検出器３０６に提供される。エンベロープ検出器３０６は、相関器出力３０７のエンベロープ（例えば、ピーク）を概ね追跡する出力エンベロープ信号３０９を生成する。図６は、エンベロープ検出器３０６の例示の実装を示す。このエンベロープ検出器の例は、ヒルベルトフィルタ６０２及び絶対値回路６０４を含む。実入力信号ｘｒの場合、ヒルベルトフィルタは、複素解析信号ｘｒ+ｊ×ｘｉを生成し、ここで、
であり、ｘｉは９０度の位相シフトを有する信号ｘｒである。複素解析信号の絶対値｜ｘｒ+ｘｉ|は、
と定義され、これは信号ｘｒのエンベロープである。

再び図３を参照すると、コンパレータ３０８は、（エンベロープ検出器３０６からの）出力エンベロープ信号３０９を閾値マップ３１０と比較して、上述した制御信号２１１を生成する。閾値マップは、信号エンベロープが閾値を上回るとき、有効オブジェクトを示す時変閾値を定義する。閾値は、通常、所与の距離での予期されるノイズエコー又は偽エコーを上回るように設定される。例えば、閾値マップは、接地又は小さなオブジェクトから生じる誤りを回避するように定義され得る。

記載される例において、ｎレベルコンパレータ３０２が用いるための閾値電圧３１３（例えば、図４の例示の３レベルコンパレータにおけるＶＲＥＦ１及びＶＲＥＦ２）は、初期的に、発出音波信号２３０の初期的な送信に応答して比較的高いレベルに設定され、次いで、経時的な受信音波響信号振幅の減少を考慮するために、経時的に低下される。閾値電圧３１３は、（ａ）回路のノイズパワーと（ｂ）時間とに基づいて判定される。基本ノイズパワーが一層高い場合、閾値電圧３１３は、基本ノイズパワーが一層低い場合よりも高く設定される。従って、ノイズパワー推定器３１４は回路内のノイズパワーの大きさを推定する。図７は、ノイズパワー推定器３１４の例示の実装を示す。図７の例において、ノイズパワー推定器は、平均フィルタ７０５に結合される二乗回路７００を含む。上述したように出力ビットが１１、０１、００であるｎレベルコンパレータ３０２のための３レベルコンパレータの例では、（ａ）１１は＋１に対応し、（ｂ）００は−１に対応し、（ｃ）０１は０に対応する。そのため、＋１を二乗すると１になり、０１を二乗すると０になり、００を二乗すると１になる。従って、二乗回路７００の出力は、コンパレータの出力３０３が１１又は００である場合には論理高（「１」）、又は、コンパレータの出力３０３が０１である場合には論理低（「０」）でなければならない。二乗回路７００は、論理ゲートの集合として実装され得る。他の実装において、二乗回路７００は乗算器として実装される。次いで、二乗回路７００の出力７０２は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ又は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなどの平均フィルタ７０５によってフィルタリングされる。平均フィルタ７０５の出力は、ノイズパワーを特定する信号３１５である。平均フィルタ７０５は、平均フィルタ８０５のノイズパワー出力の平方根を決定する平方根回路９０２に結合される。ノイズパワーの平方根は、ノイズパワーの標準偏差である。

場合によっては、受信信号にエコーが予期されないとき、ノイズパワーは各バーストの前に測定される。あるいは、エコーが別の状況で予期されない時間における各バーストの後にノイズパワーが測定され得る。ノイズパワーは、他の近接する超音波源からの受信信号内の予期しないエコーによって引き起こされ得る誤った値を除外するために、経時的に追跡され得る。

図８は、時変閾値回路３１２の例示の部分を示す。この例において、時変閾値回路３１２は抵抗器ディバイダネットワークを含み、抵抗器ディバイダネットワークは、抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、…、Ｒｎと、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、…、ＳＷｎと、制御回路８０２と、タイマー８１０とを含む。抵抗器Ｒ１〜Ｒｎは、ＶＤＤと接地の間で直列に接続され、抵抗器の対を相互接続するノードから、ＶＤＤと接地の間で、変化する電圧を提供する。スイッチＳＷ１〜ＳＷｎが、各抵抗器間ノードに接続され、閉じているとき、そのノード電圧をｎレベルコンパレータ３０２に供給する。各電圧閾値を生成するために、別個の抵抗器ディバイダネットワークを含んでもよい。ノイズパワー推定器３１４からの信号３１５に応答して、制御回路３０２は、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎの１つを閉じるために制御信号８０４を生成し、それによって適切な電圧閾値を生成する。タイマー８１０は、ドライバ２０２から制御信号２０３を受信する。制御信号２０３は、音波信号２３０のバースト（burst）がトランスデューサ１０５を介して送信される時間を示す。タイマー８１０は、クロック信号（ＣＬＫ）のパルスをカウントし、カウント値（ＣＯＵＮＴ）を制御回路８０２に出力する。幾つかの例において、タイマー８１０は、制御信号２０３のアサートに応答して０で始まるカウント値を出力するカウントアップカウンタである。タイマー８１０から０の初期カウント値を受け取ることに応答して、制御回路８０２は、制御信号８０４をアサートして、スイッチＳＷ１〜ＳＷｎのうちの１つを閉じさせる（残りのスイッチは開いたままである）。制御回路８０２によって初期的に閉じられるスイッチは、その回路について測定されたノイズレベルよりも高いが、増幅された信号３０１の大きさ（これは、異なる距離Ｄ１、従って異なる時間で、先験的に決定され得る）よりも小さい抵抗器ディバイダ電圧に対応する。例えば、短距離では、ＶＲＥＦ１をノイズ標準偏差（ノイズパワーの平方根）の２倍に設定し得る。従って、ノイズの大部分はコンパレータ出力で０に変換され、エコー信号の大部分は１又は−１に変換される。幾つかの例において、制御信号８０４のアサートに続いて時間が進行するにつれて、制御回路８０２は、制御信号８０４をアサートして異なるスイッチを開閉させ、それによって、ｎレベルコンパレータ３０２への閾値電圧として提供されるべき抵抗器ディバイダからの異なる（及び一層低い）電圧を選択する。例えば、一層長い距離では、ＶＲＥＦ１をノイズ標準偏差（ノイズパワーの平方根）の０．２５倍（１／４）に設定し得る。このレベルでは、エコー信号振幅がノイズに埋め込まれていても、各信号はノイズに加えてコンパレータ出力に変換され得る。信号は、短距離の場合よりも低いＳＮ比ではあるが、相関器を介して回復され得る。

図９は、制御信号２０３がアサートされる時間Ｔ０で始まる、経時的な閾値電圧の下方進行の例を図示する。初期的に、閾値電圧は、時間Ｔ１に達するまで（例えば、タイマー８１０からのカウント値が、事前定義された値に達するまで）、レベルＴＨ０に設定される。

幾つかの実装において、閾値電圧３１３は、上述したように、回路及び時間におけるノイズパワーの推定に基づいて、ｎレベルコンパレータ３０２が用いるために生成される。しかしながら、幾つかの実装において、プログラマブル利得増幅器３００の利得は、時変利得制御３１６によって動的に変更される。上述したように、受信された反射音波信号２４０は、距離Ｄ１が増大するにつれて（従って、初期的な音波信号２３０の送信に続いて時間が増大するにつれて）、振幅が漸進的に一層小さくなる。制御信号２０３のアサートに応答して、時変利得制御３１６は、プログラマブル利得増幅器３００に制御信号をアサートして、その利得を一層低いレベルに初期的に設定する。これは、発出音波信号２３０の送信後間もなく反射音波信号２４０が受信される場合、（プログラマブル利得増幅器３００によって受信される）反射音波信号２４０の大きさが比較的大きくなるからである。しかしながら、発出音波信号２３０の送信に続いて時間が進むにつれて、（ａ）入来反射音波信号２４０は漸進的に一層低い振幅を有することになり、（ｂ）従って、時変利得制御３１６（これは、図８に例示されているようなタイマーを実装し得る）は、プログラマブル利得増幅器３００に制御信号をアサートして、その利得を増大させる。

図１０は、比較的低い利得設定（時間Ｔ０でのＧＡＩＮ０）から一層高い利得設定（時間Ｔ２でのＧＡＩＮ２）への、プログラマブル利得増幅器３００の経時的な利得の増大の例を図示する。

プログラマブル利得増幅器３００の利得の変化は、推定ノイズパワーの大きさも変化させる。幾つかの実装において、時変利得制御３１６は、プログラマブル利得増幅器３００の利得設定を示すため、時変閾値回路３１２に信号３１７を生成する。時変閾値回路３１２は、信号３１７を用いてｎレベルコンパレータのために閾値電圧３１３を動的に設定する。一例において、時変閾値回路３１２は、時変利得制御３１６から信号３１７を介して示された利得設定と、ノイズパワー推定器３１４からの信号３１５とに基づいて、閾値電圧３１３を生成するためのルックアップテーブルを実装する。時変閾値は、固定増幅器利得に対して決定される。増幅器利得は時間とともに変化するため、閾値はそれに応じて調節される。例えば、Ｖ１が所与の時間瞬間ｔ１及び利得Ａ１でのオリジナルの閾値電圧設定である場合、この時間瞬間ｔ１における利得がＡ２に変化する場合、閾値電圧はＶ１×Ａ２／Ａ１に変更される。

図１１は、図３と同様であるが、ｎレベルコンパレータ３０２の代わりに、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）８９１及びビット低減回路８９２を有する超音波検出回路８９０の実装を示す。ＡＤＣ８９２は、例えば、３ビット、４ビットなどの、任意のサイズを有するＡＤＣコンバータとし得る。ビット低減回路８９２は、相関器３０４によるテンプレート３０５との相関のために、ＡＤＣ８９２からのビットの出力数を低減する。図１１におけるノイズパワー推定器８９３は、図１２に示されるように実装され得る。

プログラマブル利得増幅器３００の利得及びＡＤＣ参照信号は、予期されるノイズレベルに基づいて、この例では事前定義された値に設定される。ＡＤＣ出力ビットがそれらの最下位１又は２ビットのみにおいて１及び０のトグルを示す場合、プログラマブル利得増幅器７００の利得は、ＡＤＣ８９４からの最下位ビットの数（少なくとも最下位４ビットなど）がトグルしている点まで増大される。

図１２は、乗算器９１０及び丸め関数９１２を含むためのビット低減回路８９２の例示の実装を示す。ビット低減回路８９２は、上述したように時変閾値回路３１２によって生成される時変閾値を介して、ＡＤＣ８９４からの出力ビットの数を、例えば８から１２ビットへ下方に、一層少ない数のビットまで減少させる。例えば、ＡＤＣ出力が７つの異なるレベルを許容する３ビット出力であり、相関器３０４が３つの異なるレベルが可能である場合、ビット演算回路８９２は、図１３に示すように７レベルのＡＤＣ出力を３つの異なるレベルに変換する。

上述したように、プログラマブル利得増幅器３００の利得及びＡＤＣのための参照信号は、予期されるノイズレベルに基づいて事前定義された値に設定される。例えば、比較的少数のコンパレータレベル（例えば、３レベルコンパレータ）を用いて、コンパレータ出力における１のパーセンテージ（Ｒ１と表記）が判定される。ＶＲＥＦ２をＶＲＥＦ１として逆極性電圧に設定することもでき、基準電圧を個別に調節することもできる。次に、Ｒ１が２０％〜４０％の範囲内になるようにＶＲＥＦ１が調節される。ＶＲＥＦ１が安定した後、Ｒ１が記録される。同様に、コンパレータ出力におけるゼロのパーセンテージ（Ｒ２として示される）が判定され、ＶＲＥＦ１が安定しているときＲ２が記録される。平均値及び標準偏差値（ノイズパワーの平方根）は、ノイズパワー推定器（例えば、マイクロコントローラ又はディスクリート回路として実装される）によって計算され、「Ｑ」関数を介してＶＲＥＦ１／ＶＲＥＦ２及びＲ１／Ｒ２に関連付けられる。なぜなら、ノイズは概してガウス分布に従うからである。
Ｑｉｎｖ（ｚ）関数は、Ｑ（ｚ）関数の逆であり、ルックアップテーブルとして実装され得る。ノイズパワーの平均（μ）と標準偏差（σ）を計算するための式は下記のとおりである。

本明細書では、「結合する」という語は、間接的又は直接的な有線又はワイヤレス接続のいずれかを意味する。従って、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的接続を介するもの、又は他のデバイス及び接続を介する間接的接続を介するものであり得る。「〜に基づく」という記載は、「少なくとも部分的に〜に基づく」ことを意味する。従って、ＸがＹに基づく場合、ＸはＹ及び任意の数の他の要因の関数であり得る。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に改変が成され得、他の実施例が可能である。