特開 2019-212569 定電流駆動回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】特開2019-212569(P2019-212569A)

(43)【公開日】2019年12月12日

(54)【発明の名称】定電流駆動回路

(51)【国際特許分類】

   H05B 37/02 20060101AFI20191115BHJP

   H01L 33/00 20100101ALI20191115BHJP

   H03K 17/687 20060101ALI20191115BHJP

【ＦＩ】

   H05B37/02 J

   H01L33/00 J

   H03K17/687 A

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2018-109933(P2018-109933)

(22)【出願日】2018年6月8日

(71)【出願人】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】新日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083194

【弁理士】

【氏名又は名称】長尾 常明

(72)【発明者】

【氏名】宮島 一之

(72)【発明者】

【氏名】榎本 光浩

【テーマコード（参考）】

3K273

5F241

5J055

【Ｆターム（参考）】

3K273AA05

3K273BA07

3K273BA20

3K273BA21

3K273BA31

3K273CA02

3K273EA07

3K273EA22

3K273EA35

3K273FA06

3K273FA10

3K273FA12

3K273FA26

3K273FA27

3K273FA33

3K273GA24

3K273GA29

5F241AA21

5F241BB07

5F241BC03

5F241BC06

5F241BC16

5F241BC17

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5F241BC33

5F241BC42

5F241BC44

5F241BC47

5F241BD02

5F241BD03

5F241BD13

5F241FF11

5J055AX02

5J055BX16

5J055CX22

5J055DX12

5J055DX14

5J055EY01

5J055EY10

5J055EY21

5J055EZ03

5J055EZ04

5J055EZ09

5J055GX01

5J055GX04

(57)【要約】

【課題】急速充電の停止タイミングの精度を高めることができ、オーバーシュートや急速充電不足などを防止する。
【解決手段】ｇｍアンプ６の出力側とトランジスタＭ１の入力側の間に接続された抵抗Ｒ５を備える。充電停止回路としてのコンパレータ９は、電圧Ｖｏｆを備えるとともに該電圧Ｖｏｆと抵抗Ｒ５に発生するＶｓ２の比較結果によって急速充電回路８による充電を停止させる。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷をＯＮ／ＯＦＦ駆動する出力トランジスタと、前記負荷に流れる電流を検出して第１電圧を生成する第１抵抗と、前記第１電圧と第１基準電圧を入力して前記第１電圧が前記第１基準電圧と一致するように前記出力トランジスタを制御する第１ｇｍアンプと、前記出力トランジスタの入力側に接続されるキャパシタと、前記出力トランジスタをＰＷＭ信号に応じてＯＮ／ＯＦＦさせるＰＷＭ制御トランジスタと、該ＰＷＭ制御トランジスタによって前記負荷をＯＦＦからＯＮに切り替える際に、前記キャパシタを充電して前記出力トランジスタの動作の立上りを急速化する急速充電回路と、該急速充電回路による充電を停止するコンパレータからなる充電停止回路とを備えた定電流駆動回路において、
前記第１ｇｍアンプの出力側と前記キャパシタの間に接続された第２抵抗を備え、
前記充電停止回路は、比較電圧を備えるとともに該比較電圧と前記第２抵抗に発生する第２電圧の比較結果によって前記急速充電回路による充電を停止させることを特徴とする定電流駆動回路。

【請求項2】

請求項１に記載の定電流駆動回路において、
前記充電停止回路は、前記第１ｇｍアンプと同じ半導体基板上に形成された第２ｇｍアンプを備え、前記第２ｇｍアンプの出力電流により前記比較電圧が生成されることを特徴とする定電流駆動回路。

【請求項3】

請求項２に記載の定電流駆動回路において、
前記第２ｇｍアンプは、前記比較電圧を生成するための第２基準電圧が入力することを特徴とする定電流駆動回路。

【請求項4】

請求項３に記載の定電流駆動回路において、
前記第１基準電圧と前記第２基準電圧の比率を一定としたことを特徴とする定電流駆動回路。

【請求項5】

請求項３に記載の定電流駆動回路において、
前記第１基準電圧と前記第２基準電圧の比率を調整できるようにしたことを特徴とする定電流駆動回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＬＥＤ素子のＰＷＭ調光に好適な定電流駆動回路に関する。

【背景技術】

【0002】

ＬＥＤ素子を例えば液晶表示装置のバックライトとして用いる場合、その輝度を一定に制御するときは、ＬＥＤ素子に流れる電流を一定にする制御が行われる。また、ＬＥＤ素子を任意の明るさに調整する場合は、数百Ｈｚ以上の周波数でＬＥＤ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御して、ＬＥＤ素子の点灯／消灯の時間比を変化させるＰＷＭ調光が行われる。

【0003】

図６はＰＷＭ調光を行うＬＥＤ駆動回路を定電流駆動回路で実現したものである。図６において、１は電圧Ｖｄｄの電源端子、２は電圧Ｖｓｓ（＝０Ｖ）の接地端子、３は出力端子、４はＰＷＭ信号の入力端子、５はＬＥＤ素子である。

【0004】

このＬＥＤ駆動回路は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１がＯＮすることによりＰＭＯＳトランジスタＭ２がＯＮして、出力端子３からＬＥＤ素子５に出力電流Ｉｏｕｔが流れる。この出力電流Ｉｏｕｔは抵抗Ｒ１で電圧Ｖｓ１として検出され、その電圧Ｖｓ１はｇｍアンプ６の非反転入力端子に入力する。このｇｍアンプ６の反転入力端子には、電流源７の基準電流Ｉｒｅｆを抵抗Ｒ２に流すことで発生する基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されている。Ｒ３はトランジスタＭ２のバイアス抵抗、Ｒ４はトランジスタＭ１のバイアス抵抗、Ｃ１はトランジスタＭ１のゲートに接続される位相補償用のキャパシタである。

【0005】

抵抗Ｒ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔが大きくなると、電圧Ｖｓ１が低下してｇｍアンプ６の非反転入力端子の電圧が低下し、基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなると、そのｇｍアンプ６がキャパシタＣ１の電荷を放電するので、トランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇ１が低下する。これにより、トランジスタＭ２のゲート電圧が高くなって、出力電流Ｉｏｕｔが小さくなるような負帰還動作が行われる。逆に、抵抗Ｒ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔが小さくなると、電圧Ｖｓ１が上昇してｇｍアンプ６の非反転入力端子の電圧が上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなると、そのｇｍアンプ６がキャパシタＣ１に電荷を充電し、トランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇ１が上昇する。これにより、トランジスタＭ２のゲート電圧が低くなって、出力電流Ｉｏｕｔが大きくなるような負帰還動作が行われる。

【0006】

このような負帰還動作によって、点灯時のＬＥＤ素子５に流れる出力電流Ｉｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応した一定値に制御される。この安定状態では、

であるので、このときの出力電流Ｉｏｕｔは次の式（２）で与えられる。

以上は入力端子４のＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｌ”の状態となってＮＭＯＳトランジスタＭ３がＯＦＦしているときの動作である。

【0007】

この後、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”になると、トランジスタＭ３がＯＮしてキャパシタＣ１の電荷を放電するので、電圧Ｖｇ１が低下してトランジスタＭ１がＯＦＦする。これによってトランジスタＭ２もＯＦＦし、出力電流Ｉｏｕｔが流れなくなり、ＬＥＤ素子５が消灯する。この後、入力端子４のＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが再度“Ｌ”になると、トランジスタＭ３がＯＦＦになる。そして、ｇｍアンプ６の出力電流によってキャパシタＣ１が充電されて電圧Ｖｇ１がトランジスタＭ１の閾値Ｖｔｈ１に達すると、そのトランジスタＭ１がＯＮし、トランジスタＭ２もＯＮして、出力電流ＩｏｕｔがＬＥＤ素子５に流れ始め、点灯が再開される。

【0008】

ところで、ＰＷＭ調光を行う場合、ＬＥＤ素子５の点灯する時間が短いと、ＬＥＤ素子５が消灯状態から点灯状態への切り替わる際の立ち上がりに要する時間遅れの影響が大きくなる。このため、ＬＥＤ素子５が入力端子４のＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍのデューティに応じた輝度に達しなくなる。

【0009】

そこで、上記のような遅れを防止するために、電源端子１とキャパシタＣ１との間に急速充電用の電流源１１を接続して、その電流源１１を充電停止用のコンパレータ１２によってＯＮ／ＯＦＦ制御することが行われる。このコンパレータ１２は、反転入力端子に電圧Ｖｓ１が入力し、非反転入力端子に、基準電圧Ｖｒｅｆ１に電圧Ｖｃｈｇを加えた電圧が基準電圧として入力されている。

【0010】

図７に図６のＬＥＤ駆動回路の動作波形図を示す。ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”になり、トランジスタＭ３がＯＮしていてＬＥＤ素子５が消灯しているときは、抵抗Ｒ１に出力電流Ｉｏｕｔは流れず、電圧Ｖｓ１は電源電圧Ｖｄｄになっている。このため、コンパレータ１２によって電流源１１がＯＮに制御され、電流Ｉｃｈｇが流れているが、この電流ＩｃｈｇはＯＮしているトランジスタＭ３を流れる。

【0011】

次に、時刻ｔ０でＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”から“Ｌ”に変化すると、それ以前にＯＮしている電流源１１の電流ＩｃｈｇによってキャパシタＣ１の急速充電が開始される。この充電により、時刻ｔ１で電圧Ｖｇ１がトランジスタＭ１の閾値Ｖｔｈ（Ｍ１）を超えると、トランジスタＭ１がＯＮし、トランジスタＭ２もＯＮして、出力電流Ｉｏｕｔが流れ始める。このように電流ＩｃｈｇによってキャパシタＣ１が急速充電されることで、ゲート電圧Ｖｇ１の立上りが促進され、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍの“Ｈ”から“Ｌ”への変化に急速に対応することができる。

【0012】

トランジスタＭ２がＯＮして出力電流Ｉｏｕｔが増大し始めると、電圧Ｖｓ１が低下し始めるので、それに応じてｇｍアンプ６の入力電圧Ｖｉｎが低下する。そして、電圧Ｖｓ１の低下が進んで、「Ｖｓ１＜（Ｖｒｅｆ１＋Ｖｃｈｇ）」になってコンパレータ１２が反転すると、電流源１１がＯＦＦに制御され、電流Ｉｃｈｇによる急速充電が停止する。以上説明した図６に記載の回路の動作と同様の動作を行う回路は特許文献１に記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0013】

【特許文献1】特開２０１２−１６４７４６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0014】

ところで、一般的に抵抗Ｒ１に大電力が発生しないように、抵抗Ｒ２に発生する電圧は小さくする必要があるので、充電停止タイミングがコンパレータ１２のオフセット電圧のバラツキの影響を受けやすい。これによって、例えば、急速充電の停止タイミングが遅れて時刻ｔ２であったとすると、図７に示すようにオーバーシュートが発生してＬＥＤ素子５の輝度が変動し、逆に停止タイミングが早すぎると急速充電が不足して起動タイミングが遅くなりＬＥＤ素子５の輝度が不十分になるおそれがある。

【0015】

本発明の目的は、コンパレータのオフセット電圧のバラツキの影響を受け難くして、急速充電の停止タイミングの精度を向上させた定電流駆動回路を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0016】

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、負荷をＯＮ／ＯＦＦ駆動する出力トランジスタと、前記負荷に流れる電流を検出して第１電圧を生成する第１抵抗と、前記第１電圧と第１基準電圧を入力して前記第１電圧が前記第１基準電圧と一致するように前記出力トランジスタを制御する第１ｇｍアンプと、前記出力トランジスタの入力側に接続されるキャパシタと、前記出力トランジスタをＰＷＭ信号に応じてＯＮ／ＯＦＦさせるＰＷＭ制御トランジスタと、該ＰＷＭ制御トランジスタによって前記負荷をＯＦＦからＯＮに切り替える際に、前記キャパシタを充電して前記出力トランジスタの動作の立上りを急速化する急速充電回路と、該急速充電回路による充電を停止するコンパレータからなる充電停止回路とを備えた定電流駆動回路において、前記第１ｇｍアンプの出力側と前記キャパシタの間に接続された第２抵抗を備え、前記充電停止回路は、比較電圧を備えるとともに該比較電圧と前記第２抵抗に発生する第２電圧の比較結果によって前記急速充電回路による充電を停止させることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の定電流駆動回路において、前記充電停止回路は、前記第１ｇｍアンプと同じ半導体基板上に形成された第２ｇｍアンプを備え、前記第２ｇｍアンプの出力電流により前記比較電圧が生成されることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載の定電流駆動回路において、前記第２ｇｍアンプは、前記比較電圧を生成するための第２基準電圧が入力することを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載の定電流駆動回路において、前記第１基準電圧と前記第２基準電圧の比率を一定としたことを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項３に記載の定電流駆動回路において、前記第１基準電圧と前記第２基準電圧の比率を調整できるようにしたことを特徴とする。

【発明の効果】

【0017】

請求項１にかかる発明によれば、充電停止回路としてのコンパレータのオフセット電圧のバラツキの影響を低減できるので、急速充電の停止タイミングの精度を高めることができ、オーバーシュートや急速充電不足などを防止することができる。請求項２にかかる発明によれば、第１ｇｍアンプのトランスコンダクタンスや第２抵抗の温度特性や製造バラツキの影響を低減できる。請求項３にかかる発明によれば、急速充電の停止タイミングを調整できる。請求項４にかかる発明によれば、出力電流の設定値によらず急速充電の停止タイミングを一定にすることができる。請求項５にかかる発明によれば、出力電流の設定値に応じて急速充電の停止タイミングを調整することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】第１実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。

【図2】図１のＬＥＤ駆動回路の動作波形図である。

【図3】第２実施例のＬＥＤ駆動回路の回路図である。

【図4】第３実施例のＬＥＤ駆動回路のコンパレータの回路図である。

【図5】第３実施例のＬＥＤ駆動回路のコンパレータの別の例の回路図である。

【図6】従来のＬＥＤ駆動回路の回路図である。

【図7】図６のＬＥＤ駆動回路の動作波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

＜第１実施例＞
図１は定電流駆動回路で実現した第１実施例のＬＥＤ駆動回路である。図６で説明したものと同じものには同じ符号をつけた。本実施例では、抵抗Ｒ１に加えて、ｇｍアンプ６の出力側とトランジスタＭ１のゲートとの間に抵抗Ｒ５を接続する。８は急速充電回路であり、カレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ４，Ｍ５と、トランジスタＭ４に並列接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ６と、電流Ｉ１の電流源８１により構成されている。９は充電停止回路としてのコンパレータであり、そのコンパレータ９のオフセット電圧Ｖｏｆと抵抗Ｒ５に発生する電圧Ｖｓ２を比較し、Ｖｓ２＞Ｖｏｆになったときに出力電圧を“Ｈ”にする。

【0020】

急速充電回路８は、コンパレータ９の出力が“Ｈ”のときはトランジスタＭ６がＯＦＦに制御されるので、トランジスタＭ４に流れる電流Ｉ１と同じ電流をトランジスタＭ５から充電電流Ｉｃｈｇとして出力する。しかし、コンパレータ９の出力が“Ｌ”のときは、トランジスタＭ６がＯＮに制御されるので、トランジスタＭ４，Ｍ５をＯＦＦさせ充電電流Ｉｃｈｇの出力が停止する。

【0021】

図２に図１のＬＥＤ駆動回路の動作波形図を示す。ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”になっているときはトランジスタＭ３がＯＮしていてトランジスタＭ１がＯＦＦ、トランジスタＭ２もＯＦＦし、ＬＥＤ素子５は消灯している。このとき抵抗Ｒ１に発生する電圧Ｖｓ１は電源電圧Ｖｄｄになっているので、ｇｍアンプ６の出力電流電流Ｉｇｍが大きくなり、抵抗Ｒ５に発生する電圧Ｖｓ２（＝Ｉｇｍ×Ｒ５）も大きくなって、Ｖｓ２＞Ｖｏｆとなる。よって、コンパレータ９の出力が“Ｈ”となってトランジスタＭ６がＯＦＦし、トランジスタＭ４，Ｍ５がＯＮして、そこから電流Ｉｃｈｇが出力する。この電流ＩｃｈｇはＯＮしているトランジスタＭ３に流れ、トランジスタＭ１には影響を与えない。また、キャパシタＣ１の電荷はＯＮしているトランジスタＭ３によって放電されている。

【0022】

次に、時刻ｔ０でＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”から“Ｌ”に変化すると、トランジスタＭ３がＯＦＦするので、ｇｍアンプ６の出力電流Ｉｇｍに電流Ｉｃｈｇを加えた電流によってキャパシタＣ１の急速充電が開始される。この充電により、トランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇ１がそのトランジスタＭ１の閾値Ｖｔｈ（Ｍ１）を超える時刻ｔ１になると、トランジスタＭ１がＯＮし、トランジスタＭ２もＯＮして、ＬＥＤ素子５に出力電流Ｉｏｕｔが流れ始める。このようにして電流Ｉｃｈｇの急速充電によってトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇ１の立上りが促進され、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍの“Ｈ”から“Ｌ”への変化に急速に対応することができる。

【0023】

ＬＥＤ素子５に流れる出力電流Ｉｏｕｔが増大すると、電圧Ｖｓ１が低下し始めるので、ｇｍアンプ６の入力電圧Ｖｉｎも同様に低下してその出力電流Ｉｇｍが減少し、抵抗Ｒ５に発生する電圧Ｖｓ２も減少する。そしてＶｓ２＝Ｖｏｆになると、コンパレータ９が反転してその出力が“Ｌ”となり、トランジスタＭ６がＯＮする。このため、トランジスタＭ４，Ｍ５がＯＦＦして、電流Ｉｃｈｇの出力が停止し、キャパシタＣ１の急速充電が停止する。Ｖｓ２＝Ｖｏｆになる時刻が図２に示す時刻ｔ２に一致すれば、オーバーシュートが防止され、立上り不足も防止できる。

【0024】

ここで、抵抗Ｒ５に発生する電圧Ｖｓ２は、ｇｍアンプ６のトランスコンダクタンスをｇｍ１とすると、

で与えられる。急速充電回路８から出力する電流Ｉｃｈｇが停止するときは、Ｖｏｆ＝Ｖｓ２であるので、そのときのｇｍアンプ６の入力電圧をＶｉｎ（ｏｆｆ）とすると、その電圧Ｖｏｆは、

で表される。よって、電流Ｉｃｈｇが停止するときの入力電圧Ｖｉｎ（ｏｆｆ）は、

で与えられる。

【0025】

例えば、Ｖｏｆ＝１００ｍＶ、ｇｍ１＝１μＡ／ｍＶ、Ｒ５＝１０ｋΩであれば、Ｖｉｎ（ｏｆｆ）＝１０ｍＶとなる。この数値の場合、ｇｍアンプ６の入出力間のゲインは、１０倍である。この場合は、Ｖｏｆ＝１００ｍＶに対して、Ｖｉｎ（ｏｆｆ）＝１０ｍＶとなるので、急速充電を停止する時刻ｔ２のオフセット電圧Ｖｏｆのバラツキによる影響を１０分の１に低減できる。つまり、オフセット電圧Ｖｏｆに多少のバラツキがあっても、充電停止電圧Ｖｉｎ（ｏｆｆ）は大きく変動しない。よって、オフセット電圧Ｖｏｆのバラツキによる電流Ｉｃｈｇの停止タイミングの誤差（時刻ｔ２からのズレ）を低減することができる。また、コンパレータ９に要求される検出精度が低くなるため、コンパレータ９を簡素な回路構成にすることが可能となる。

【0026】

このように、コンパレータ９のオフセット電圧Ｖｏｆのバラツキの影響を低減し、高精度に、急速充電の停止タイミングを時刻ｔ２に合わせることができる。よって、最適なタイミングで急速充電を停止させることができ、オーバーシュートや急速充電不足などが発生することを防止できる。

【0027】

本実施例では、請求項に記載の第１基準電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１で実現し、出力トランジスタをトランジスタＭ１，Ｍ２で実現し、ＰＷＭ制御トランジスタをトランジスタＭ３で実現し、第１抵抗を抵抗Ｒ１で実現し、第２抵抗をＲ５で実現し、比較電圧をオフセット電圧Ｖｏｆで実現している。

【0028】

＜第２実施例＞
図３は第２実施例のＬＥＤ駆動回路であり、ｇｍアンプ６を具体化したものである。ｇｍアンプ６において、Ｍ１１，Ｍ１２はゲートが非反転入力端子６１と反転入力端子６２に接続されソースに電流源６３が接続された差動接続のＰＭＯＳトランジスタである。Ｍ１３，Ｍ１４はトランジスタＭ１１のドレイン電流を取り出すためのカレントミラー接続のＮＭＯＳトランジスタである。Ｍ１５，Ｍ１６はトランジスタＭ１４のドレイン電流を取り出すためのカレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタである。Ｍ１７，Ｍ１８はトランジスタＭ１２のドレイン電流を取り出すためのカレントミラー接続のＮＭＯトランジスタである。トランジスタＭ１６のドレイン電流とトランジスタＭ１８のドレイン電流の差分がｇｍアンプ６の出力電流Ｉｇｍとなる。急速充電回路８の電流源８１はトランジスタＭ１１のドレイン電流がミラーされるトランジスタＭ７によって構成されている。

【0029】

このｇｍアンプ６では、トランジスタＭ１１のドレイン電流がトランジスタＭ１３→Ｍ１４→Ｍ１５→Ｍ１６にミラーされ、またトランジスタＭ１２のドレイン電流がトランジスタＭ１７→Ｍ１８にミラーされる。このため、非反転入力端子６１と反転入力端子６２の間に入力する入力電圧Ｖｉｎが高くなると出力電流Ｉｇｍが増大し、低くなると減少する。

【0030】

本実施例では、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほど電流源８１としてのトランジスタＭ７のドレイン電流Ｉ１が大きくなる。入力電圧Ｖｉｎは出力電流Ｉｏｕｔが流れていないときは最大になっているので、ＰＷＭ電圧Ｖｐｗｍが“Ｈ”から“Ｌ”に変化する際にはトランジスタＭ７の電流Ｉ１が最も大きな値となっている。このため、急速充電を開始するときの電流Ｉｃｈｇを大きな電流にすることができ、ＬＥＤ素子５の点灯の立上りを急速化できる。
＜第３実施例＞

【0031】

ｇｍアンプ６のトランスコンダクタンスｇｍ１や抵抗Ｒ５は、製造バラツキや温度によって変動する。この結果、式（５）の電圧Ｖｉｎ（ｏｆｆ）も変動して、電流Ｉｃｈｇを停止するタイミングも同様に変動する。そこで、本実施例では、温度変動や製造バラツキによってトランスコンダクタンスｇｍ１や抵抗Ｒ５が変動するとき、コンパレータ９の入力オフセット電圧Ｖｏｆをその変動に合わせて変動させることで、温度変動や製造バラツキによって急速充電電流Ｉｃｈｇを停止するタイミングが変動することを防ぐ。

【0032】

図４はコンパレータ９の具体例を示す回路である。コンパレータ９は、コンパレータ本体回路９１と、そのコンパレータ本体回路９１にバイアス電流Ｉａを供給するｇｍアンプ９２によって構成されている。

【0033】

コンパレータ本体回路９１において、Ｍ２１，Ｍ２２はゲートが非反転入力端子９３と反転入力端子９４に接続された差動接続のＰＭＯＳトランジスタである。反転入力端子９４にゲートが接続されるトランジスタＭ２１のソースに、前記したオフセット電圧Ｖｏｆを発生する抵抗Ｒ６が接続されている。Ｍ２３，Ｍ２４はトランジスタＭ２１，Ｍ２２の能動負荷としてのカレントミラー接続のＮＭＯＳトランジスタである。Ｍ２５はゲートがトランジスタＭ２２のドレインに接続されドレインが出力端子９５に接続されるＮＭＯＳトランジスタである。Ｍ２６，Ｍ２７，Ｍ２８はカレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタであり、そのうちのトランジスタＭ２７は差動接続のトランジスタＭ２１，Ｍ２２にバイアス電流Ｉａを供給し、トランジスタＭ２８はそのドレインが出力端子９５に接続される。出力端子９５は図１、図３のトランジスタＭ６のゲートに接続される。Ｍ２９はトランジスタＭ２６にバイアス電流Ｉａを供給するＮＭＯＳトランジスタであり、ｇｍアンプ９２によって制御される。

【0034】

ｇｍアンプ９２において、Ｍ３１，Ｍ３２はゲート間に基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されソースに電流源９６が接続された差動接続のＰＭＯＳトランジスタである。Ｍ３３，Ｍ３４はトランジスタＭ３１，Ｍ３２の能動負荷としてカレントミラー接続されたＮＭＯＳトランジスタである。Ｍ３５はトランジスタＭ２９とカレントミラー接続さたＮＭＯＳトランジスタであり、トランジスタＭ３２のドレイン電流をトランジスタＭ２９にミラーする。Ｍ３６はゲートとドレインが共通接続されたＮＭＯＳトランジスタであり、電圧Ｖｒｅｆ２をそのトランジスタＭ３６の閾値電圧分だけ嵩上げするために接続されている。このように、ｇｍアンプ９２はｇｍアンプ６とほぼ同一回路構成である。本実施例では、請求項に記載の第２基準電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ２で実現している。

【0035】

さて、本実施例では、コンパレータ本体回路９１のトランジスタＭ２１に流れる電流と抵抗Ｒ６によって、図１、図２で説明したオフセット電圧Ｖｏｆを生成させる。Ｖｏｆ＝Ｖｓ２になったとき、トランジスタＭ２１，Ｍ２２には同じ電流が流れるので、このとき抵抗Ｒ６にはトランジスタＭ２７に流れるバイアス電流Ｉａの半分の電流が流れる。よって、このとき抵抗Ｒ６に発生するオフセット電圧Ｖｏｆは、

となる。この式（６）を式（５）に代入すると、

となる。

【0036】

このとき、コンパレータ本体回路９１やｇｍアンプ９２を、ｇｍアンプ６や抵抗Ｒ５と同一半導体基板上に構成すれば、抵抗Ｒ６に発生させるオフセット電圧Ｖｏｆを、ｇｍアンプ６の出力側に得られる電圧Ｖｓ２と同じ製造ばらつき、同じ温度特性にすることができる。したがって、下記のようにして、オフセット電圧Ｖｏｆの製造バラツキや温度特性をキャンセルできる。

【0037】

バイアス電流Ｉａは、ｇｍアンプ９２のトランスコンダクタンスをｇｍ２とすると、

であるので、この式（８）を式（７）に代入すると、

となる。

【0038】

上記したように、コンパレータ本体回路９１やｇｍアンプ９２を、ｇｍアンプ６や抵抗Ｒ５と同一半導体基板上に構成することで、抵抗Ｒ６とＲ５に同じ温度特性、同じ製造バラツキを持たせ、ｇｍ１とｇｍ２に同じ温度特性、同じ製造バラツキを持たせることができるので、この式（９）から、急速充電電流Ｉｃｈｇを停止させるときのｇｍアンプ６の入力電圧Ｖｉｎ（ｏｆｆ）について、それらの温度変動や製造バラツキによる変動を低減することができる。

【0039】

また、急速充電を停止する電圧Ｖｉｎ（ｏｆｆ）は、電圧Ｖｒｅｆ２に比例するので、この電圧Ｖｒｅｆ２の調整によって急速充電を停止するタイミングを調整することができる。

【0040】

ここで、ｇｍアンプ９２の入力電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ２が、基準電圧Ｖｒｅｆ１に応じた電圧であることによる利点を、図５のコンパレータ９も参照して説明する。以下、ＬＥＤ素子３に供給される出力電流の設定値（Ｖｓ１＝Ｖｒｅｆ１のときの出力電流）をＩｏｕｔ（ｃｏｎ）、急速充電回路が停止した時の出力電流をＩｏｕｔ（ｃｈｇ−ｓｔｏｐ）とする。図１に示したように、基準電圧Ｖｒｅｆ１は電流源７の電流Ｉｒｅｆと抵抗Ｒ２の積によって示されるため、次の式（１０）で表される。

【0041】

式（２）に式（１０）を代入すると、設定電流Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）と基準電圧Ｖｒｅｆ１の関係を式（１１）で表すことができる。

【0042】

電流Ｉｏｕｔ（ｃｈｇ−ｓｔｏｐ）について、以下に示す。急速充電回路が停止する時の抵抗Ｒ１に発生している電位差ＶＲ１は次の式（１２）で表される。

【0043】

急速充電回路が停止した時の出力電流Ｉｏｕｔ（ｃｈｇ−ｓｔｏｐ）は、電圧ＶＲ１と抵抗Ｒ１の値の除算によって示すことができる。

【0044】

式（１３）に式（１２）を代入すると、

となる。出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）に対する、急速充電回路が停止した時の出力電流値Ｉｏｕｔ（ｃｈｇ−ｓｔｏｐ）の割合Ｉｒａｔｅを式（１５）示す。

【0045】

この式（１５）に式（１１）と式（１４）を代入すると、

となるので、式（１６）に式（９）を代入すると、

となる。

【0046】

ここで、出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）を変更した際の割合Ｉｒａｔｅについて説明する。この種の定電流駆動回路において、出力電流の設定値を変更する場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２、基準電流Ｉｒｅｆのいずれかを変更するのが一般的である。しかし、抵抗Ｒ２及び基準電流Ｉｒｅｆを変更した場合、式（１０）に示したように、基準電圧Ｖｒｅｆ１が変化する。

【0047】

基準電圧Ｖｒｅｆ２が基準電圧Ｖｒｅｆ１に依存しない定数の場合は、式（１７）の他の項、ｇｍ１、ｇｍ２，Ｒ５，Ｒ６は定数であるため、基準電圧Ｖｒｅｆ１の変動によって割合Ｉｒａｔｅが変化する。割合Ｉｒａｔｅが変化するということは、急速充電回路が停止する時刻が変化することであり、出力電流の設定値によってはオーバーシュートや急速充電不足が発生する懸念がある。

【0048】

そこで、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応した電圧にすることで、割合Ｉｒａｔｅが一定値に制御されるようにして、急速充電回路を最適なタイミングで停止させる。

【0049】

基準電圧Ｖｒｅｆ２を基準電圧Ｖｒｅｆ１に対応した電圧にする方法として、例えば図５に示す構成がある。この図５の回路は、図１で説明した電流源７の電流Ｉｒｅｆと同じ電流が流れる電流源９７を使用することで、出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）を変更する際に有効な働きをする回路である。基準電圧Ｖｒｅｆ２は電流源９７の電流Ｉｒｅｆを抵抗Ｒ７に流すことで生成している。

【0050】

式（１５）に式（９）と式（１８）を代入すると、

となる。この式（１９）を構成する要素は、すべて定数のため、出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）によらず一定値とすることができる。すなわち、出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）を変更するために抵抗Ｒ２の値を変更したときは、Ｒ７/Ｒ２の関係が同一となるように抵抗Ｒ７の値を設定すれば、割合Ｉｒａｔｅが変化せず、急速充電が停止する時刻が変化しない。

【0051】

なお、本実施例では、簡単化のため、出力電流の設定値によらず割合Ｉｒａｔｅを一定する例を紹介したが、出力電流の設定値が大きくなればなるほど急速充電が停止するときのトランジスタＭ１のゲート電圧は高くなる。つまり、位相補償容量であるキャパシタＣ１に充電しなければならない電荷の量も大きくなり、充電時間が長くなる。また、１０ｍＡのオーバーシュートが発生した時でも、設定電流Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）が１００ｍＡならば１０％のオーバーシュートであるが、設定電流Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）が１Ａならば１％のオーバーシュートで収まる。

【0052】

すなわち、出力電流Ｉｏｕｔが大きいときは、充電時間を短くすることは困難であるが、オーバーシュートの問題は小さい。逆に、出力電流が小さいときは、充電時間を短くすることは容易だが、オーバーシュートの問題は大きい。割合Ｉｒａｔｅを大きくすれば、急速充電の時間が延びるため、トータルの充電時間は短くなるが、その分だけオーバーシュートが発生し易くなる。

【0053】

そこで、出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）が大きいとき、すなわち第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が大きいときは割合Ｉｒａｔｅを高く設定し、逆に出力電流の設定値Ｉｏｕｔ（ｃｏｎ）が小さいとき、すなわち第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が小さいときは割合Ｉｒａｔｅを小さくする等、条件に合わせて急速充電の停止タイミングを調整してもよい。

【符号の説明】

【0054】

１：電源端子、２：接地端子、３：出力端子、４：入力端子、５：ＬＥＤ素子、６：ｇｍアンプ、７：電流源、８：急速充電回路、８１：電流源、９：充電停止回路としてのコンパレータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】