特許 5656750 シングルキャリア受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5656750

(24)【登録日】2014年12月5日

(45)【発行日】2015年1月21日

(54)【発明の名称】シングルキャリア受信装置

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/16 20060101AFI20141225BHJP

   H04B 7/15 20060101ALI20141225BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/16 Z

   H04B7/15

【請求項の数】5

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2011-129432(P2011-129432)

(22)【出願日】2011年6月9日

(65)【公開番号】特開2012-257115(P2012-257115A)

(43)【公開日】2012年12月27日

【審査請求日】2014年2月28日

(73)【特許権者】

【識別番号】000001122

【氏名又は名称】株式会社日立国際電気

(73)【特許権者】

【識別番号】000004352

【氏名又は名称】日本放送協会

(74)【代理人】

【識別番号】110000442

【氏名又は名称】特許業務法人 武和国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】仲田 樹広

(72)【発明者】

【氏名】小林 岳彦

(72)【発明者】

【氏名】矢野 隆

(72)【発明者】

【氏名】露口 孝嗣

(72)【発明者】

【氏名】大西 弘幸

【審査官】 佐藤 敬介

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００８−２５８９４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−２７８２５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−２２９７９４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／１６

Ｈ０４Ｂ ７／１５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

１フレームに既知プリアンブル信号とデータ信号を備えたシングルキャリア信号を伝送する伝送装置の受信装置において、
前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプルの系列における所定時間間隔のＮ_Ｐ (Ｎ_Ｐ は２以上の整数)個のサンプルを保持及び出力する記憶手段と、
前記記憶手段による前記Ｎ_Ｐ 個のサンプル列と、前記既知プリアンブル信号における該所定時間間隔のＮ_Ｐ 個の信号列とを、並びに従って複素共役乗算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段によるＮ_Ｐ 個の複素共役乗算結果のそれぞれに対して、対応する重み係数を乗算する乗算手段と、
前記乗算手段によるＮ_Ｐ 個の演算結果を加算する積分手段とを設け、
前記記憶手段が出力する前記ＮP 個のサンプル列を、該所定時間間隔に相当する１サンプルずつずらしながら、前記複素乗算手段、前記乗算手段及び前記積分手段を動作させ、前記積分手段による積分結果に基づいて受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。

【請求項2】

請求項１に記載の受信装置において、
前記記憶手段は、前記複素乗算手段によるＮ_Ｐ 個の複素共役乗算結果をＫ(Ｋは２以上の整数)組に分割し、各組に対して
前記所定時間間隔で、前記保持及び出力するＮ_Ｐ 個のサンプルを１サンプル分シフトするシフトレジスタであり、
前記重み係数は、少なくとも一部が低域通過フィルタのインパルス応答の中央部に相当するＮ_Ｐ 個の係数からなり、
重み係数を乗算した乗算結果をＫ(Ｋは２以上の整数)組に分割し、
前記積分手段は、各組のそれぞれにおいて局所的に加算するものであり、更に、
各組の積分結果を絶対値二乗演算する電力化手段と、
各組の絶対値二乗結果を加算する加算手段と、を備え、
前記加算手段による結果に基づいて受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。

【請求項3】

請求項１に記載の受信装置において、
前記重み係数は、ピーク位置が異なるＢ(Ｂは２以上の整数)組の係数列を有し、
前記乗算手段は、前記Ｎ_Ｐ 個の複素共役乗算結果と、前記対応する重み係数との乗算を、前記Ｂ組毎に行い、
前記積分手段は、前記Ｂ組ごとに得られる前記乗算手段の乗算結果をＢ組毎に積分し、更に、
前記Ｂ組の積分結果を夫々絶対値二乗演算する電力化手段と、
前記Ｂ組の絶対値二乗演算結果を加算する加算手段と、を備え、
前記加算手段による前記Ｂ組分の加算結果に基づいて受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。

【請求項4】

請求項２に記載の受信装置において、
前記重み係数は、前記Ｋ個或いはＫ−１個分、連結した略Ｎ_Ｐ 個からなる係数列であって、ピーク位置が互いに異なるＢ(Ｂは２以上の整数)組の前記係数列を有し、
前記乗算手段は、前記Ｎ_Ｐ 個の複素共役乗算結果と、前記対応する重み係数との乗算を、前記Ｂ組毎に行い、
前記電力化手段は、前記Ｂ組毎に前記積分結果を絶対値二乗演算し、
前記加算手段は、前記Ｂ組から得られる絶対値二乗結果を加算し、
前記加算手段による加算結果に基づいて受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。

【請求項5】

請求項１から４に記載の受信装置において、
前記推定した受信信号レベルに基づいて受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、シングルキャリア方式の伝送システムに係り、特に比較的鋭い指向特性のアンテナを用いた無線中継用に好適なシングルキャリア受信装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

テレビ放送業務の一環に中継業務があり、このとき中継現場の映像をテレビ局まで無線伝送するためのＦＰＵ(Field Pickup Unit)の変調方式の一種として、シングルキャリアＱＡＭ方式が近年、広く採用されるようになり、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ１１「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬型マイクロ波帯デジタル無線伝送システム」として規格化されている。

【0003】

ところで、この伝送方式は、主として固定無線中継に使用されているが、この場合、伝送回線を確立するため、中継現場(送信点)および受信点では、電波を送出する方向および電波の到来する方向にアンテナを正確に向けるというアンテナ方向調整が必要になる(例えば特許文献１等を参照)。
そこで、以下図３により、ＦＰＵのアンテナ方向の調整のために従来から用いられている方法について説明する。

【0004】

図３において、まず、送信ベースバンド部３１と送信高周波部３２及び送信アンテナ３３は中継現場に設置され、次に、受信アンテナ１と受信高周波部２、受信ベースバンド部３７及び受信信号レベル表示器３８は、テレビ放送局などの中継受信側に設置されている。
そして、中継現場では、送信ベースバンド部３１と送信高周波部３２において生成された伝送信号が送信アンテナ３３により電波として送出される。

【0005】

この結果、送信アンテナ３３から放射された電波が伝送路３４を経由してテレビ放送局などの中継受信側にある受信アンテナ１に到達することになる。
ところが、このとき伝送路３４では、建物等による伝播経路の遮断や大気、降雨により電波レベルの減衰が生じる。

【0006】

そこで、受信アンテナ１により受信された信号は、受信高周波部２に入力され、ここでアナログ検波器により受信信号レベルを検出して自動利得制御が施され、最適レベルになるように増幅された上で最終的に受信ベースバンド部３７に供給され、ここで復調された上で中継放送用の信号として用いられる。

【0007】

このとき、アンテナの方向調整のため、受信高周波部２から得られた受信信号を受信信号レベル表示器３８に供給する。
そして、この受信信号レベル表示器３８により受信信号のレベルをメータ指針の振れや、スピーカから発せられる音の大きさや音色などに変換し、受信信号のレベルがオペレータに認識できるようにしておく。

【0008】

そこで、中継現場のオペレータと中継受信側のオペレータは、相互に連絡をとり、受信信号レベル表示器３８に表示される受信信号のレベルを見ながら、送信アンテナ３３と受信アンテナ１の方向を上下左右に微妙に動かし、受信信号レベルが最大になる方向を探索することにより送信アンテナ３３と受信アンテナ１の方向を調整するのである。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0009】

【特許文献1】第４３５４００４号特許公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0010】

上記従来技術は、アンテナの方向調整に或る程度以上のレベルの受信信号を要する点に配慮がされておらず、初期段階では方向調整が極めて困難であるという問題がある。
ここで、従来のＦＰＵにおけるアンテナ方向調整では、受信信号レベルを受信高周波部のアナログ検波器により検出していた。

【0011】

しかし、この場合、受信信号レベルが低くなると、受信高周波部の初段増幅器の雑音に受信信号が埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であり、このため、従来技術では、精度の良い検出を行うためには、検波器の精度にも依存するが、例えば７ｄＢ以上のＣ／Ｎが必要であった。

【0012】

例えば、受信信号レベルが−９０ｄＢｍ程度でＣ／Ｎが約７ｄＢとなる場合には、受信信号が−９０ｄＢｍを下回るようなレベルを検出することは、従来技術では困難で、この結果、例え送信信号が中継受信側のアンテナに到達していたとしても、それが僅かなレベルの受信信号であった場合、中継受信側では受信信号を捕らえることができず、結局、従来技術ではアンテナ方向調整ができなかった。

【0013】

しかも、ＦＰＵ方式の場合、高いアンテナ利得を得るため、狭い指向角のアンテナを使用することが多い。このため、まだ送受間のアンテナの方向調整がなされていない、アンテナ方向調整の初期段階では、当然のことながら受信信号レベルは非常に低く、−９０ｄＢｍを下回ることも珍しくない。

【0014】

本発明の目的は、受信信号のレベルがかなり低くても受信信号の存在が検出できるようにしたシングルキャリア受信装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0015】

上記課題を解決するために、本発明は、シングルキャリア信号を伝送する伝送装置の送信装置において、伝送信号のフレーム構成が振幅及び位相が既知であるプリアンブル信号とデータを伝送するデータ信号から構成された信号を伝送する。
上記伝送信号を受信する伝送装置の受信装置においては、前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプルの系列における所定時間間隔のＮ_Ｐ (Ｎ_Ｐ は２以上の整数)個のサンプルを保持及び出力する記憶手段と、前記記憶手段による前記Ｎ_Ｐ 個のサンプル列と、前記既知プリアンブル信号における該所定時間間隔のＮ_Ｐ 個の信号列とを、並びに従って複素共役乗算する複素乗算手段と、前記複素乗算手段によるＮ_Ｐ 個の複素共役乗算結果のそれぞれに対して、対応する重み係数を乗算する乗算手段と乗算手段と、前記乗算手段によるＮ_Ｐ 個の演算結果を加算する積分手段とを設け、前記記憶手段が出力する前記Ｎ_Ｐ 個のサンプル列を、該所定時間間隔に相当する１サンプルずつずらしながら、前記複素乗算手段、前記乗算手段及び前記積分手段を動作させ、前記積分手段による積分結果に基づいて受信信号レベルを推定する受信装置を提供する。

【0016】

この受信装置においてＳ／Ｎを改善するために、前記記憶手段は、前記所定時間間隔で、前記保持及び出力するＮ_Ｐ 個のサンプルを１サンプル分シフトするシフトレジスタであり、前記重み係数は、少なくとも一部が低域通過フィルタのインパルス応答の中央部に相当するＮ_Ｐ 個の係数からなり、重み係数を乗算した乗算結果をＫ(Ｋは２以上の整数)組に分割し、前記積分手段は、各組のそれぞれにおいて局所的に加算してするものであり、更に各組の積分結果を絶対値二乗演算する電力化手段と、各組の絶対値二乗結果を加算する加算手段と、を備え、前記加算手段による結果に基づいて受信信号レベルを推定するような構成とする。

【0017】

この受信装置において更にＳ／Ｎを改善するために、前記重み係数は、前記低域通過フィルタのインパルス応答の中央部を前記Ｋ個或いはＫ−１個分、連結した略Ｎ_Ｐ 個からなる係数列であって、遅延時間が互いに異なるＢ(Ｂは２以上の整数)組の前記係数列を有し、前記乗算手段は、前記Ｎ_Ｐ 個の複素共役乗算結果と、前記対応する重み係数との乗算を、前記Ｂ組毎に行い、前記電力化手段は、前記Ｂ組毎に前記積分結果を絶対値二乗演算し、前記加算手段は前記Ｂ組から得られる絶対値二乗結果を加算し、前記加算手段による加算結果に基づいて受信信号レベルを推定するような構成とする。

【0018】

更に、上記推定した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置を提供するものである。

【0019】

なお後述する発明を実施するための形態に対して、線型時不変(ＬＴＩ)系の前提において数学的な等価を保って変形させたものも、本発明に含まれうる。例えば、Ｎ_Ｐ 個の係数に０の値を有するものが含まれるために、或いはＮ_Ｐ 個の係数に同じ値が含まれ乗算と加算の順番を交換可能であるために、複素共役乗算結果がＮ_Ｐ 個より少なくてよい場合であっても、Ｎ_Ｐ 個などと一般化して表現している。また、重み係数は有限インパルス応答に相当するものであり、ポリフェーズ分解により乗算回数を削減可能である。このような表現は、上記の等価な変形を発明に含むことを妨げない。

【発明の効果】

【0020】

本発明によれば、アンテナの方向調整の初期段階において、受信信号のＣＮ比が−１０ｄＢ程度であっても、つまり受信信号レベルが−１０７ｄＢｍ程度であっても、信号の存在が検出できるようになる。
従って、本発明によれば、アンテナの方向を変えながら受信信号レベルが最大になる方向を探すことができ、この結果、容易にアンテナ方向を調整することができる。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】本発明の実施例１に係るシングルキャリア受信装置のブロック構成図。

【図2】シングルキャリア方式における送信フレームフォーマットの説明図。

【図3】従来のＦＰＵのブロック構成図。

【図4】本発明の一実施の形態における複素乗算部の構成図。

【図5】キャリア周波数ずれによる複素乗算信号の回転を示す説明図。

【図6】本発明の一実施の形態における重み係数乗算部と積分器の構成図。

【図7】重み係数の一例を説明する図。

【図8】重み係数乗算部の出力信号を説明する図。

【図9】重み係数乗算部の出力信号の周波数特性及び重み係数の周波数特性を説明する図。

【図10】サンプリングクロック位相がずれた時の重み係数乗算部の出力信号を説明する図。

【図11】最大値平均部の出力と受信電力変換部の補正特性を説明する図。

【図12】本発明によるシングルキャリア受信装置の第二の実施形態を示すブロック構成図。

【図13】本発明の第二の実施形態における重み係数乗算部における重み係数を説明する図。

【図14】本発明の一実施の形態における重み係数乗算部と局所積分器及び局所絶対値器の構成図。

【図15】第二の実施例におけるＣ／Ｎ対絶対値器の出力レベル特性を説明する図。

【図16】本発明によるシングルキャリア受信装置の第三の実施形態を示すブロック構成図。

【図17】本発明の第三の実施形態における重み係数乗算部における重み係数を説明する図。

【図18】第三の実施例におけるＣ／Ｎ対絶対値器の出力レベル特性を説明する図。

【発明を実施するための形態】

【0022】

以下、本発明によるシングルキャリア受信装置について、図１に示す実施の形態により詳細に説明する。
まず、具体的な実施形態について説明する前に、シングルキャリア方式における送信信号の信号フォーマットについて説明すると、図２に示すように、送信信号は、受信部での等化処理を容易にするためのＮ_Ｐ 個のサンプルからなるプリアンブル信号Ｐ(ｔ)の期間と、Ｎ_Ｄ 個のサンプルからなるデータ信号Ｄ(ｔ)を伝送するための期間とでフレームが構成されている。ここで、ｔはサンプル番号であり、Ｎ_Ｐ 、Ｎ_Ｄ はそれぞれ２以上の整数である。

【0023】

そして、プリアンブル信号Ｐ(ｔ)は、プリアンブル期間の間、振幅、位相が既知の信号列で生成される。
このときの既知の信号列の生成方法としては、既知の擬似ランダム信号(ＰＮ)などを用い、ＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの変調方式を用いた信号(シンボル)とすることが多い。

【0024】

次に、データ期間の信号Ｄ(ｔ)はＢＰＳＫ方式から６４ＱＡＭ方式など、伝送レートに応じた変調方式を用いてデータを伝送する。１フレームの長さは例えば１９２００シンボルであり、Ｎ_Ｐ やＮ_Ｄ はオーバーサンプル比に拠って、該当するシンボルと同数或いは２倍、４倍等になる。
そして、このようにフレーミングされた信号を繰り返し伝送する。

【0025】

＜実施例１＞
図１は、本発明の実施例１に係るシングルキャリア受信装置のブロック図である。
既に説明したように、中継現場の送信アンテナから電波として送出された信号は受信アンテナ１で受信され、受信高周波部２により周波数変換されてベースバンド信号(或いは中間周波数信号)に変換される。

【0026】

このベースバンド信号はＡ／Ｄ３に入力され、シンボルレートに対して所定のオーバーサンプル比の時間間隔で標本化及び量子化し、受信サンプリング系列Ｒin(ｔ)を得る。
そして、得られた受信サンプリング系列Ｒin(ｔ)は直交検波器４に入力され、ここで実数信号からＩＱ(In-phase／Quadrature)複素信号への変換処理が施され、受信複素サンプリング系列Ｚ(ｔ)として出力される。ここで、上記に示したように、ｔはサンプル番号である。

【0027】

この直交検波処理はデジタル信号処理で行ってもよいが、アナログの直交ミキサを用いて行い、ＩＱの夫々にＡ／Ｄ変換器を用いてサンプリングすることにより実現してもよい。
得られた受信複素サンプリング系列Ｚ(ｔ)は複素乗算部５に入力される。

【0028】

この複素乗算部５は、図４に示すように、プリアンブル期間のサンプル数Ｎ_Ｐ と同程度の長さを有するシフトレジスタなどの記憶素子４１と、Ｎ_Ｐ 個の複素乗算器４２とを備える。記憶素子４１は、受信複素サンプリング系列Ｚ(ｔ)を入力し、サンプル番号ｔが１増す都度、各段から出力される値Ｚ(ｔ，ｍ)が右に１つずれるようになっている。なお、ｍは０からＮP−１までの整数である。
Ｎ_Ｐ 個の複素乗算器４２は、次の式(1)に示すように、シフトレジスタ４１の各段の値Ｚ(ｔ，ｍ)と、送信側で予め規定されたプリアンブル信号Ｐ(ｍ)の複素共役信号Ｐ^* (ｍ)とを、それらの並びに従って複素乗算し、サンプル番号ｔが１増す都度、Ｎ_Ｐ 個の複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)を得る。

【0029】

式(1)

【0030】

ここで、プリアンブル信号がＢＰＳＫ変調されている場合には、複素乗算処理はＺ(ｔ，ｍ)の符号を反転／非反転する処理により簡易に実現できる。
このとき受信装置において、送信側のクロック周波数とキャリア周波数が正確に再生できている場合であって、シフトレジスタ４１に入力されるタイミングが受信サンプル系列Ｚ(ｔ)のプリアンブル期間と一致している場合、複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)は全て同位相の信号となる。

【0031】

しかし、本発明においては、低Ｃ／Ｎでの受信信号電力推定を目的としているため、Ｃ／Ｎが低い領域での正しいキャリア再生処理は困難で、キャリア周波数がずれる可能性が高い。そして、このような場合、複素乗算信号Ｍ(ｔ)はＮＰサンプル期間内で一定の位相ずれが生じ、図５に示すように回転する。
このときの回転量は、キャリア周波数ずれ量をΔｆとすると、プリアンブル期間の複素受信サンプリング系列Ｚ(ｔ)は、次の式(2)で表される。

【0032】

式(2)

【0033】

ここで、ｆCLK は受信クロック周波数、θは固定位相、Ｎ(ｔ)は雑音信号を示している。
従って、回転が生じた場合の式(1)で示した複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)は、次の式(3)で表される。

【0034】

式(3)

【0035】

ただし、このとき、次の式(4)の通りにした。

【0036】

式(4)

【0037】

ところで、一般的な相関処理では、Ｍ(ｔ，ｍ)を積分範囲Ｎ_Ｐ で積分処理するが、このような回転が生じた信号の場合、そのまま積分処理すると、逆位相の信号同士で相殺してしまい、その結果は０に近い値となり、相関結果から受信信号レベルを推定することは困難となってしまう。

【0038】

このため、この実施形態では、複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)を重み係数乗算部６に入力し、回転が生じている場合であっても高精度に受信信号レベルを推定可能とする。
ここで、この重み係数乗算部６では、図６、式(５)及び式(６)に示すように、Ｎ_Ｐ 個の複素乗算器６１が複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)と重み係数Ｗ(ｍ)との乗算を、ｍが０からＮ_Ｐ −１の範囲で行い、積分器７にてそれらの加算を行う。

【0039】

式(５)

式(６)

【0040】

この重み係数Ｗ(ｍ)の例を図７に示す。本例の重み係数Ｗ(ｍ)は実数であり、理想型低域フィルタのインパルス応答を、その最大振幅位置を中心にプリアンブル期間と同じ有限長さ分(つまりＮ_Ｐ サンプル分)、切り出したものとして図示してあるが、低域通過フィルタとして機能するものであればよい。このフィルタ動作について図８を用いて詳細に説明する。

【0041】

図８は縦軸をシフトレジスタ位置ｍとした時の、各サンプル時間ｔにおける複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)の値(実部)を並べて図示している。図８の例では、サンプル時刻ｔ＝ｔ'＋０の時にシフトレジスタ４１に入力されるタイミングが受信サンプル系列Ｚ(ｔ)のプリアンブル期間と一致しており、図５に示したように複素乗算信号Ｍ(ｔ'+０，ｍ)は位相回転がほぼ一定の信号となっている。ｔ＝ｔ'＋０以外のサンプル時刻ではシフトレジスタ４１の内容とプリアンブル信号Ｐ(ｍ)が無相関であるため、位相はランダムとなっている。

【0042】

これらに関して、各サンプリング時刻ｔにおける複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)の周波数特性を考えてみると、図９に示すように、サンプリング時刻ｔ＝ｔ'＋０の時の複素乗算信号Ｍ(ｔ，ｍ)の周波数特性は、回転数に一致する直流付近の周波数位置にピークを有し(図９の実線)、ｔ＝ｔ'＋０以外の時刻の信号は低い周波数から高い周波数までほぼフラットな周波数特性を有している(図９の点線)。また、このような低域通過フィルタの周波数特性の信号に対して、重み係数乗算部６と積分器７により形成される周波数特性(図９の鎖線)により低周波数エネルギーが大きい時刻の信号、即ちプリアンブル信号が到着した時刻(ｔ＝ｔ'＋０)の信号のみ、積分器７の出力レベルが大きくなる。また、それ以外の時刻ｔでは低域通過フィルタにより抑圧されてしまい、積分器７の出力レベルは小さくなる。

【0043】

低域通過フィルタの特性は、ベースバンド部や高周波部のシンセサイザの周波数偏差によって生じる最大のプリアンブル回転成分を通過域幅とし、その間の利得は一定であることが望ましい。通過域幅が狭いと周波数偏差が大きい場合には、回転したプリアンブル信号の周波数は高くなり、フィルタの通過域を逸脱してしまい、プリアンブル信号として検出されなくなる。また、通過域幅が広いと混入する雑音成分が多くなりＳ／Ｎが低下してしまうため、適切な周波数特性にする必要がある。

【0044】

以上説明したように、本発明は複素乗算器５の出力結果に対して、重み係数を更に乗じることで、フィルタを形成していることが一般的な相関器と大きく異なる点である。
また、この重み係数乗算部６は、一般的な相関器の入力側に低域通過フィルタをして挿入しても、プリアンブルパターンで周波数拡散された受信信号自体に低域通過フィルタを適用したことになり、プリアンブル信号の持つ広帯域の情報を失わせるだけで全く意味をなさない。また、相関器の出力側に挿入しても、前述したように回転信号の積分結果はすでに０に近い値となっており、これもまた意味をなさない。このように一般的な相関器とは異なる構成となっている。

【0045】

次に、積分器７の出力結果は絶対値器８にて絶対値二乗演算を行い、絶対値(電力)信号Ａ(ｔ)を出力する。
絶対値信号Ａ(ｔ)はフィルタ部９に入力し、フィルタ部９ではフィルタ係数Ｆ(ｎ)と絶対値信号Ａ(ｔ)との畳み込み演算を行い、フィルタ結果Ｃ(ｔ)を出力する。これは、クロック再生(シンボル同期)ができていない状態で、その影響を軽減するためであり、以下に説明する。

【0046】

アンテナ方向調整の初期段階ではＣ／Ｎが低く、正しいキャリア再生が困難であることは上述したが、同様に正しいクロック再生も困難である。クロック再生が正しく実現できている場合には、図８で説明したように、あるサンプル時刻ｔのみにプリアンブル成分が表れ、それ以外の時刻はデータ成分となる。しかし、クロック再生が正しく行われず、サンプリングクロック位相がずれている場合には、図１０に示すように、プリアンブル成分はＡ(ｔ)が最大となる時刻ｔと、その前後のサンプルにも表れ、サンプル時刻が離れるにつれてプリアンブル成分は少なくなる。

【0047】

このように、プリアンブルの信号エネルギーはある時刻ｔのみに集中するのではなく、プリアンブルの信号エネルギーは時間的な広がりを持ってしまう。そのため、最大値とその両隣の信号を加算することで、拡散したプリアンブルの信号エネルギーを集積してサンプリングクロック位相のずれを補償する。この両隣の信号を加算することはフィルタ部９において、フィルタ係数Ｆ(ｎ)を３タップの矩形信号として絶対値信号Ａ(ｔ)との畳み込み演算を行えばよい。

【0048】

ところで、以上は、伝搬路(伝送路)のモデルとして、単純な加法性白色雑音モデル(ＡＷＧＮ)を想定した場合のものであるが、実際の伝搬路では複数の反射波が存在するマルチパス環境である場合が想定される。
このような環境下で、複数存在するマルチパスのエネルギーの総和を算出するためには、所定の時間幅Ｗを有する矩形信号をフィルタ係数Ｆ(ｎ)としても良い。このときの窓幅Ｗとしては、予め想定されるマルチパスの最長遅延時間をＬとすると、窓幅ＷはＬ以上であることが望ましい。

【0049】

しかし、窓幅Ｗを必要以上に長く設定すると、窓幅Ｗ内の雑音成分が多くなり、Ｓ／Ｎが劣化してしまうため、窓幅Ｗは適切な値に設計する必要がある。
また、受信機側でマルチパス遅延時間を逐次算出できる場合には、窓幅Ｗを受信環境に応じて適応的に制御しても良い。

【0050】

フィルタ部９の出力信号Ｃ(ｔ)は最大値検出部１０に入力され、最大値検出部１０では、１フレーム期間内のＣ(ｔ)の最大値を検索し、最大値信号ＭＡＸをフレーム周期で出力する。
そして、この最大値ＭＡＸは最大値平均部１１にて平均化され、ここで擾乱成分が除去される。
このときの平均化の時定数については、アンテナの方向調整制御に素早く追従できる程度に短く、例えば数百ｍｓｅｃ以内に短く設計することが望ましい。

【0051】

従って、この実施形態によれば、低いＣ／Ｎでも受信信号レベルに応じた信号レベルが出力されることになり、この結果、アンテナの方向調整の初期段階での微弱な受信信号も容易に捉えることができる。なお、フレーム同期が確立していれば、フレーム同期タイミングの近傍のｔでのみ、上述の動作を行えばよい。

【0052】

最大値平均部１１の出力信号は受信電力変換部１２に入力され、ここで入力値に対応した受信電力レベルに変換して出力する。そこで、次に、この変換の詳細について図１１を用いて説明する。
通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを自動利得制御(Automatic Gain Control:AGC)回路により一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられている。

【0053】

そして、このことは、この実施形態でも例外ではない。
そうすると、この場合、Ａ/Ｄ３に入力される信号Ｒin(ｔ)の電力も一定に保たれていることになり、この結果、最大値平均部１１の出力信号は、図１１の破線で示してある理想特性のようにはならず、実線で示すように、Ｃ／Ｎが高くなると、つまり受信信号レベルが大きくなると、最大値平均部１１の出力信号レベルは或る一定値に漸近してしまう。
また、Ｃ／Ｎが低い領域では、信号成分より雑音成分が支配的となり、Ｃ／Ｎが低くなると、つまり受信信号レベルが小さくなっても、最大値平均部１１の出力信号レベルは或る一定値に漸近してしまう。

【0054】

そこで、受信電力変換部１２では、最大値平均部１１の出力レベルに、図１１の実線で示したように、その逆特性である補正特性を乗じることで、受信レベルを破線で示す理想特性になるように変換し、変換した受信レベルを方向調整信号Ａとして出力する。このとき図１１に示されているように、受信レベル信号の値をｄＢ単位に変換しているが、アンテナの方向調整が容易になる任意の単位系の値に変換しても良い。

【0055】

以上に説明した処理により、低いＣ／Ｎでも受信信号レベルに応じた信号レベルが受信電力変換部１２から出力でき、受信アンテナの方向調整の初期段階においても微弱な受信信号を捉えることができるようになる。
こうして受信電力変換部１２から出力された方向調整信号Ａは、受信信号レベル表示器１３に入力される。

【0056】

そして、この受信信号レベル表示器１３では、アンテナ方向の調整がオペレータにより実施しやすいように、方向調整信号Ａのレベルをメータ指針の振れやモニタ面での波形、色など視覚的な情報に変換して表示し、オペレータに認知できるようにする。
このとき、音階、音量等の聴覚的な情報に変換しても良い。

【0057】

そこで、この実施形態によれば、方向調整信号Ａのレベルがオペレータに容易に認識でき、しかもこのとき、上記したように、受信信号のＣ／Ｎが−１０ｄＢ程度でも受信信号のレベルが正確に検出でき、この結果、この実施形態によれば、Ｃ／Ｎが−１０ｄＢ程度の受信信号レベルで、受信検波レベルを用いる従来技術によっては受信信号の存在すら検出できない受信アンテナの方向調整の初期段階においても、容易に受信信号レベルが検出できる。

【0058】

従って、この実施形態によれば、オペレータは、算出した方向調整信号Ａを用いることにより、受信信号レベルが最大になる方向を、受信アンテナの方向を変えながら容易に探しだすことができる。

【0059】

＜実施例２＞
次に、第二の実施例について図１２を用いて説明する。第二の実施例は図１に示す第一の実施例において、積分器７を局所積分器７ａに置き換え、絶対値器８を局所絶対値器８ａに置き換えた構成であり、それ以外は第一の実施例と同様の構成である。以下の説明において、第一の実施例と同一の符号を付した処理については説明を割愛する。

【0060】

第一の実施例において、図７に示すように低域通過フィルタを構成する重み係数Ｗ(ｍ)は、中心ｍ＝Ｎ_Ｐ／２から離れるにつれて、その値が小さくなる。この端の係数は通過帯域端のリンギングの低下に寄与するが、本発明では通過帯域端のリンギング特性よりも、むしろ端の係数の値が小さいことによるＳ／Ｎ改善度の低下の方が問題となる。従って、第二の実施例では、図１３に示すように重み係数Ｗ(ｍ)の端(図１３の破線部分)を取り除き、中央付近の有効な重み係数をＫ組(Ｋは２以上の整数)結合して、同じ長さの新たな重み係数Ｗ'(ｍ)を定義し、Ｗ'(ｍ)を重み係数乗算器６の重み係数とすることで、Ｓ／Ｎの改善を図る。以下にＳ／Ｎの改善手法について説明する。

【0061】

重み係数乗算部６からの出力は、局所積分器７ａに入力される。局所積分器７ａでは図１４に示すように重み係数Ｗ'(ｍ)のブロックごとに加算を行い、加算結果を出力する。局所積分器７ａの出力の位相はそれぞれ異なるため、それらを複素領域でコヒーレント加算すると、異なる位相による相殺が発生してしまうため、コヒーレント加算することはできない。そのため、局所積分器７ａからの加算結果は局所絶対値器８ａに入力され、局所絶対値器８ａでは各加算結果に対して絶対値二乗演算を行った後にそれらをノンコヒーレント加算する。ノンコヒーレント加算はコヒーレント加算には劣るが、Ｓ／Ｎ改善効果が得られる。これらの処理により、図１５に示すように低Ｃ／Ｎ環境下であっても、第一の実施例と比較してノイズフロアを低減させることが可能となる。

【0062】

＜実施例３＞
次に、第三の実施例について説明する。第三の実施例は、第一の実施例あるいは第二の実施例において、更にＳ／Ｎの向上を図ったアンテナ方向調整方式を提供するものである。

【0063】

図１６は、図１２に示す第二の実施例に対して、第三の実施例を適用した構成を示している。第一の実施例に対して第三の実施例を適用する場合には、局所積分器７ａを積分器７に、局所絶対値器８ａを絶対値器８に置き換えた構成となり、それ以外は同様の構成である。また、図１６において、第一の実施例あるいは第二の実施例と同一の符号を付した処理については説明を割愛する。

【0064】

第三の実施例は重み係数乗算部６、局所積分器７ａ及び局所絶対値器８aをＢ(Ｂは２以上の整数)組用意し、複素乗算部５の出力を各組の重み係数乗算部６に接続する。ここで、ｂ段目(ｂは１からＢの整数)の重み係数乗算部６の重み係数をＷ'ｂ(ｍ)とすると、図１７に示すように、各段の重み係数Ｗ'ｂ(ｍ)のピーク位置がそれ以外の重み係数ピーク位置と重ならないようにする。更には、各段の重み係数Ｗ'ｂ(ｍ)が互いに直交するような係数とすれば、尚良い有効な重み係数となる。
これらの各段の重み係数乗算部６の出力は、局所積分器７ａ、局所絶対値器８ａを経由して、加算器１４にてノンコヒーレント加算する。これらの処理により、図１８に示すように、第一の実施例あるいは第二の実施例よりも低Ｃ／Ｎ環境下でのＳ／Ｎを改善することが可能となる。

【0065】

これは、例えば図１７の重み係数Ｗ'０(ｍ)に着目すると、Ｗ'０(ｍ)の値が小さな値である位置ｍではプリアンブルの信号エネルギーを有効に活用してＳ／Ｎを向上させることができない。そのため、他の段の重み係数Ｗ'１(ｍ)，Ｗ'２(ｍ)ではＷ'０(ｍ)の値が小さくなる位置ｍにそれぞれ大きな値の係数を配置させて、プリアンブルの信号エネルギーを十分に活用することでＳ／Ｎの向上を可能としている。各段の重み係数乗算部６は、これら重み係数Ｗ'０(ｍ)、Ｗ'１(ｍ)、Ｗ'２(ｍ)により、フィルタとして見たときの群遅延時間が互いに異なっていることになる。なお、重み係数Ｗ'０(ｍ)には有効な重み係数列が丁度３組(Ｋ組)収まり、Ｗ'１(ｍ)やＷ'２(ｍ)は２組(Ｋ−１組)とし両側を０の係数で埋めているが、検出値が位置ｍに依存しないよう、加算器１４で加算される前にスケールを適宜調整することが望ましい。

【0066】

本例においては、各段の重み係数乗算部６を、重み係数ピーク位置を異ならせて構成したが、通過帯域を異ならせた構成としてもよい。
以上の説明より、この第二あるいは第三の実施形態によれば、第一の実施形態よりも更に低いＣ／Ｎの環境下であっても、高精度な方向調整信号Ａを算出することが可能となる。

【産業上の利用可能性】

【0067】

本発明は、中継現場の映像をテレビ局まで無線伝送するためのＦＰＵ方式と呼ばれるシングルキャリア伝送方式に利用することができる。

【符号の説明】

【0068】

１ 受信アンテナ
２ 受信高周波部
３ Ａ／Ｄ(アナログ・デジタル変換器)
４ 直交検波器
５ 複素乗算部
６ 重み係数乗算部
７ 積分器
８ 絶対値器
９ フィルタ部
１０ 最大値検出部
１１ 最大値平均部
１２ 受信電力変換部
１３ 受信信号レベル表示器
３１ 送信ベースバンド部
３２ 送信高周波部
３３ 送信アンテナ
３４ 伝送路
３７ 受信ベースバンド部
３８ 受信信号レベル表示器
４１ シフトレジスタ
４２ 乗算器
７ａ 局所積分器
８ａ 局所絶対値器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図16】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図17】

【図18】