特許 5718315 アンテナ及び一体化アンテナ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5718315

(24)【登録日】2015年3月27日

(45)【発行日】2015年5月13日

(54)【発明の名称】アンテナ及び一体化アンテナ

(51)【国際特許分類】

   H01Q 21/06 20060101AFI20150423BHJP

   H01Q 1/38 20060101ALI20150423BHJP

   H01Q 13/08 20060101ALI20150423BHJP

   H01Q 25/02 20060101ALI20150423BHJP

   H01Q 15/14 20060101ALI20150423BHJP

   H01Q 9/16 20060101ALI20150423BHJP

【ＦＩ】

   H01Q21/06

   H01Q1/38

   H01Q13/08

   H01Q25/02

   H01Q15/14 Z

   H01Q9/16

【請求項の数】11

【全頁数】28

(21)【出願番号】特願2012-506958(P2012-506958)

(86)(22)【出願日】2011年3月16日

(86)【国際出願番号】JP2011056160

(87)【国際公開番号】WO2011118462

(87)【国際公開日】20110929

【審査請求日】2014年1月8日

(31)【優先権主張番号】特願2010-65596(P2010-65596)

(32)【優先日】2010年3月23日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000005290

【氏名又は名称】古河電気工業株式会社

(73)【特許権者】

【識別番号】391045897

【氏名又は名称】古河ＡＳ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100123674

【弁理士】

【氏名又は名称】松下 亮

(72)【発明者】

【氏名】折目 晋啓

(72)【発明者】

【氏名】内野 直孝

(72)【発明者】

【氏名】井上 大輔

(72)【発明者】

【氏名】磯 洋一

【審査官】 米倉 秀明

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−０９４４４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−１４５４４４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２４３３７５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０１Ｑ ２１／０６

Ｈ０１Ｑ １／３８

Ｈ０１Ｑ ９／１６

Ｈ０１Ｑ １３／０８

Ｈ０１Ｑ １５／１４

Ｈ０１Ｑ ２５／０２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

誘電体基板と、
前記誘電体基板上に配置されて磁流を主な放射源とする１以上の素子アンテナと、を備え、
前記素子アンテナは、主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置され、
前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これが垂直方向に２組以上配置され、
前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０とするとき、
前記２組以上の素子アンテナの両側を水平方向に挟んで前記誘電体基板上の両側に金属板からなるリムまたは所定の周期構造を有するＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄ Ｇａｐ）が
０．９５＜Ａｓｕｂ／λ０＜１．３
を満たす間隔Ａｓｕbを設けて配置されている
ことを特徴とするアンテナ。

【請求項2】

前記素子アンテナは、プリント化ダイポールアンテナまたはマイクロストリップアンテナ（パッチアンテナ）である
ことを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。

【請求項3】

誘電体基板と、
前記誘電体基板上に配置されて磁流を主な放射源とする１以上の素子アンテナと、を備え、
前記素子アンテナは、主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置され、
前記素子アンテナが１／４波長長方形パッチで形成され、該素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これが垂直方向に２組以上配置され、
前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０、前記誘電体基板の実効比誘電率をεeffとし、前記素子アンテナの水平方向の長さａを

とするとき、
前記２組以上の素子アンテナの両側を水平方向に挟んで前記誘電体基板上の両側に金属板からなるリムまたは所定の周期構造を有するＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄ Ｇａｐ）が、
０．９５−２ａ／λ０＜Ａｓｕｂ／λ０＜１．３−２ａ／λ０
を満たす間隔をＡｓｕbを設けて配置されている
ことを特徴とするアンテナ。

【請求項4】

前記２組以上のそれぞれの組の２つの素子アンテナは、該２つの素子アンテナの間を通る中心軸に対し対称に配置されて逆相給電されている
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のアンテナ。

【請求項5】

前記リムまたはＥＢＧは、前記２以上の素子アンテナに対し、水平方向に対称、又は非対称に配置されている
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のアンテナ。

【請求項6】

誘電体基板と、
磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、
前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、を備え、
前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０とするとき、
前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された２つの端面ＥＢＧと、
前記２つの端面との間隔Ａｓｕb−１、Ａｓｕb−２がそれぞれ
０．６５＜Ａｓｕｂ−１／λ０＜０．８５
０．９５＜Ａｓｕｂ−２／λ０＜１．３
を満たすように配置された中央ＥＢＧと、をさらに備え、
前記誘電体基板上に一方の前記端面ＥＢＧ、前記送信アンテナ、前記中央ＥＢＧ、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面ＥＢＧの順に水平方向に配置されている
ことを特徴とする一体化アンテナ。

【請求項7】

誘電体基板と、
磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上に配置した送信アンテナと、
前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、
前記誘電体基板の水平方向のそれぞれの端面と前記中央ＥＢＧとの間に、それぞれ前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを中心として左右対称に配置された別のＥＢＧと、
前記それぞれの端面と前記別のＥＢＧとの間及び前記中央ＥＢＧと前記別のＥＢＧとの間にそれぞれ配置されたリムと、を備える
ことを特徴とする一体化アンテナ。

【請求項8】

誘電体基板と、
磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、
前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、を備え、
前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０とするとき、
前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された２つの端面リムと、
前記２つの端面リムとの間隔Ａｓｕb−１、Ａｓｕb−２がそれぞれ
０．６５＜Ａｓｕｂ−１／λ０＜０．８５
０．９５＜Ａｓｕｂ−２／λ０＜１．３
を満たすように配置された中央ＥＢＧと、をさらに備え、
前記誘電体基板上に一方の前記端面リム、前記送信アンテナ、前記中央ＥＢＧ、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面リムの順に水平方向に配置されている
ことを特徴とする一体化アンテナ。

【請求項9】

誘電体基板と、
磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、
前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、
前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された端面リムと、
前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、
前記送信アンテナと前記中央ＥＢＧとの間に配置された別のリムと、
前記受信アンテナと前記中央ＥＢＧとの間に配置されたさらに別のリムと、を備え、
一方の前記端面リム、前記送信アンテナ、前記別のリム、前記中央ＥＢＧ、前記さらに別のリム、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面リムが水平方向に配置されている
ことを特徴とする一体化アンテナ。

【請求項10】

前記誘電体基板の前記素子アンテナが配置された面とは反対側の面に、地板を挟んでＲＦ回路基板が配置されており、
前記別のリム及び前記さらに別のリムは、前記放射基板を貫通して前記地板と電気的に接続するスルーホールで形成され、
前記素子アンテナと前記地板とを電気的に接続するポールを形成する別のスルーホールとともに前記スルーホールがさらに前記ＲＦ回路基板を貫通している
ことを特徴とする請求項９に記載の一体化アンテナ。

【請求項11】

前記中央ＥＢＧの裏面に相当する前記ＲＦ回路基板上に、送受信用マイクロ波集積回路（ＭＩＣ集積回路）あるいは別のＲＦ回路を配置している
ことを特徴とする請求項６乃至１０のいずれか１項に記載の一体化アンテナ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、水平方向に広覆域な指向性を有するアンテナ及び一体化アンテナの技術分野に関するものである。

【背景技術】

【0002】

エアバッグの普及やシートベルト着用の完全義務化に伴い、自動車の交通事故による死亡者数は減少傾向にある。しかし、高齢化に伴うシニアドライバの増加などにより、交通事故件数や負傷者数は依然多い傾向にある。そのような背景のもと、運転補助を目的として、車周辺にある障害物を検出するセンサーが注目されており、これまで超音波センサー、カメラ、ミリ波レーダ等が商用化されてきている。

【0003】

従来の車載レーダは、３０ｍ未満の中距離や１５０ｍ未満の遠距離に存在する障害物を検出することができたが、例えば２ｍ未満の近距離に存在する障害物に対しては、その検出誤差が大きいといった問題があった。車周辺に存在する障害物を精度良く検出できるようにするために、距離分解能が高くしかも広覆域の視野が確保できるＵＷＢレーダの実用化が求められている。

【0004】

特許文献１には、素子アンテナを２×４に配列して形成されたアレーアンテナが開示されている。また、素子アンテナとして、基板上にプリント化して形成したプリント化素子アンテナが記載されている。基板上に複数のプリント化素子アンテナを一体にプリント化してアレーアンテナを形成した一例を図３０に示す。同図（ａ）は、プリント化素子アンテナ９０１を１×４に配列して形成されたリニアアレーアンテナ９００ａを示しており、同図（ｂ）は、プリント化素子アンテナ９０１を２×４に配列して形成されたアレーアンテナ９００ｂを示している。プリント化素子アンテナ９０１は、１つの放射素子９０２と１つの第２地板９０３とを１組として基板上にプリント化したものである。素子アンテナ９０１のＥθ成分は、放射面と直交する垂直方向を向くように配列されている。

【0005】

これらのレーダでは、車周辺の検出を必要とする対象物の水平方向の方位角を測定するのに、位相比較モノパルス方式を用いて行うものとしている。位相比較モノパルス方式では、水平方向に配置された２つのアンテナで受信されたそれぞれの受信信号をもとに、両者の差信号を両者の和信号で規格化した値を、事前に設定されたディスクリカーブ（モノパルスカーブ）にあてはめることで、アンテナ面に垂直な方向からのズレ角度を求めている。

【0006】

また、非特許文献１には、図３１に示すようなＵＷＢレーダ用のアンテナ９１０が報告されている。アンテナ９１０は、素子アンテナ９１１を１×４に配列してリニアアンテナに形成されている。素子アンテナ９１１は、放射素子９１２として直線偏波で広帯域なボウタイアンテナを用い、その周りにリム付きキャビティ９１４を設けている。リム９１５には、地板（図示せず）に電気的に接続されたスルーホール９１６が、所定の間隔で複数配列されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開２００９−８９２１２号公報

【非特許文献】

【0008】

【非特許文献1】「ＵＷＢレーダアンテナの電波発射禁止帯ノッチの広帯域化」、河村、前田、手代木、滝沢、浜口、河野、２００６年電子情報通信学会総合大会Ｂ−１−１２０，１２０頁

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、特許文献１や非特許文献１に記載されているような従来のＵＷＢアンテナでは、水平方向において、十分に広い領域（角度範囲）をアンテナビームで覆うといった、広覆域のアンテナを実現することはできなかった。特に、車両に搭載されるレーダ装置用アンテナでは、水平面内の広い領域（例えば±９０°）をアンテナビームで覆うことが必要となるが、このような広覆域のアンテナを実現することはできなかった。

【0010】

そこで、本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、水平方向に広覆域な指向性を有するアンテナ及び一体化アンテナを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明のアンテナの第１の態様は、誘電体基板と、前記誘電体基板上に配置されて磁流を主な放射源とする１以上の素子アンテナと、を備え、前記素子アンテナは、主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置され、前記素子アンテナを水平方向に挟んで前記誘電体基板上の両側に金属板からなるリムまたは所定の周期構造を有するＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄ Ｇａｐ）が配置されていることを特徴とする。

【0012】

本発明のアンテナの他の態様は、前記素子アンテナは、プリント化ダイポールアンテナまたはマイクロストリップアンテナ（パッチアンテナ）等であることを特徴とする。

【0013】

本発明のアンテナの他の態様は、２以上の前記素子アンテナが、垂直方向に１列に配置され、前記素子アンテナの両側に配置された前記リムまたはＥＢＧの間隔をＡｓｕbとし
、前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０とするとき、
０．６５＜Ａｓｕｂ／λ０＜０．８５
を満たすように前記Ａｓｕbが決定されていることを特徴とする。

【0014】

本発明のアンテナの他の態様は、前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これが垂直方向に２組以上配置され、前記２組以上の素子アンテナの両側に配置された前記リムまたはＥＢＧの間隔をＡｓｕbとし、前記素子アンテナの放射波の自由
空間波長をλ０とするとき、
０．９５＜Ａｓｕｂ／λ０＜１．３
を満たすように前記Ａｓｕbが決定されていることを特徴とする。

【0015】

本発明のアンテナの他の態様は、前記２組以上のそれぞれの組の２つの素子アンテナは、該２つの素子アンテナの間を通る中心軸に対し対称に配置されて逆相給電されていることを特徴とする。

【0016】

本発明のアンテナの他の態様は、前記素子アンテナが１／４波長長方形パッチで形成され、該素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これが垂直方向に２組以上配置され、前記２組以上の素子アンテナの両側に配置された前記リムまたはＥＢＧの間隔をＡｓｕbとし、前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０、前記誘電体基板の実効比誘電率をεeffとし、前記素子アンテナの水平方向の長さａを

とすると、前記Ａｓｕbが
０．９５−２ａ／λ０＜Ａｓｕｂ／λ０＜１．３−２ａ／λ０
を満たすように決定されていることを特徴とする。

【0017】

本発明のアンテナの他の態様は、前記リムまたはＥＢＧは、前記２以上の素子アンテナに対し、水平方向に対称、又は非対称に配置されていることを特徴とする。

【0018】

本発明の一体化アンテナの第１の態様は、誘電体基板と、磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された端面ＥＢＧと、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、を備え、一方の前記端面ＥＢＧ、前記送信アンテナ、前記中央ＥＢＧ、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面ＥＢＧが水平方向に配置されていることを特徴とする。

【0019】

本発明の一体化アンテナの第２の態様は、誘電体基板と、磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、前記誘電体基板の水平方向のそれぞれの端面と前記中央ＥＢＧとの間に、それぞれ前記送信アンテナ及び前記受信アンテナを中心として左右対称に配置された別のＥＢＧと、前記それぞれの端面と前記別のＥＢＧとの間及び前記中央ＥＢＧと前記別のＥＢＧとの間にそれぞれ配置されたリムと、を備えることを特徴とする。

【0020】

本発明の一体化アンテナの第３の態様は、誘電体基板と、磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された端面リムと、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、を備え、一方の前記端面リム、前記送信アンテナ、前記中央ＥＢＧ、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面リムが水平方向に配置されていることを特徴とする。

【0021】

本発明の一体化アンテナの第４の態様は、誘電体基板と、磁流を主な放射源として主偏波とするＥθ成分が水平方向となるように配置された素子アンテナを、前記誘電体基板上に垂直方向に２以上配置した送信アンテナと、前記素子アンテナを水平方向に２つ配列したものを１組として、これを前記誘電体基板上に垂直方向に２組以上配置した受信アンテナと、前記誘電体基板の水平方向の両端面に配置された端面リムと、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に配置された中央ＥＢＧと、前記送信アンテナと前記中央ＥＢＧとの間に配置された別のリムと、前記受信アンテナと前記中央ＥＢＧとの間に配置されたさらに別のリムと、を備え、一方の前記端面リム、前記送信アンテナ、前記別のリム、前記中央ＥＢＧ、前記さらに別のリム、前記受信アンテナ、及び他方の前記端面リムが水平方向に配置されていることを特徴とする。

【0022】

本発明の一体化アンテナの他の態様は、前記誘電体基板の前記素子アンテナが配置された面とは反対側の面に、地板を挟んでＲＦ回路基板が配置されており、前記別のリム及び前記さらに別のリムは、前記放射基板を貫通して前記地板と電気的に接続するスルーホールで形成され、前記素子アンテナと前記地板とを電気的に接続するポールを形成する別のスルーホールとともに前記スルーホールがさらに前記ＲＦ回路基板を貫通していることを特徴とする。

【0023】

本発明の一体化アンテナの他の態様は、前記中央ＥＢＧの裏面に相当する前記ＲＦ回路基板上に、送受信用マイクロ波集積回路（ＭＩＣ集積回路）あるいは別のＲＦ回路を配置していることを特徴とする。

【0024】

本発明の一体化アンテナの他の態様は、前記送信アンテナの両側に隣接する前記リムまたはＥＢＧの間隔をＡｓｕb−１、前記受信アンテナの両側に隣接する前記リムまたはＥＢＧの間隔をＡｓｕb−２、及び前記素子アンテナの放射波の自由空間波長をλ０、とするとき、前記Ａｓｕb−１は
０．６５＜Ａｓｕｂ−１／λ０＜０．８５
を満たし、前記Ａｓｕb−２は
０．９５＜Ａｓｕｂ／λ０＜１．３
を満たすように決定されていることを特徴とする。

【発明の効果】

【0025】

本発明によれば、水平方向に広覆域な指向性を有するアンテナ及び一体化アンテナを提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0026】

【図1】本発明の第１実施形態のアンテナの構成を示す斜視図及び平面図である。

【図2】従来のアンテナの構成を示す斜視図、平面図、及び断面図である。

【図3】プリント化ダイポールアンテナの磁流を示す説明図である。

【図4】モノパルス素子アンテナの構成を示す斜視図である。

【図5】モノパルス素子アンテナのＥφ成分及びＥθ成分をシミュレーション解析により比較した一例を示す説明図である。

【図6】モノパルス素子アンテナの異なる３種類の構成例を示す説明図である。

【図7】誘電体基板の横幅を変化させたときのモノパルス素子アンテナの和パターンをシミュレーション解析した結果を示す説明図である。

【図8】本発明の第２実施形態のアンテナの構成を示す平面図である。

【図9】第２実施形態のアンテナのモノパルス和パターンをシミュレーション解析により求めた一例を示す説明図である。

【図10】本発明の第３実施形態のアンテナの構成を示す平面図である。

【図11】第３実施形態のアンテナの放射パターンをシミュレーション解析した結果を示すグラフである。

【図12】第３実施形態のアンテナの誘電体基板の横幅の寸法を変化させたときの放射パターンをシミュレーション解析した結果を示すグラフである。

【図13】本発明の第４実施形態のアンテナの構成を示す平面図である。

【図14】第４実施形態のアンテナの和パターン及び差パターンを示すグラフである。

【図15】第４実施形態のアンテナのディスクリカーブを示すグラフである。

【図16】給電点からリムまでの距離を変化させたときのモノパルス差パターン及びディスクリカーブをに示すグラフである。

【図17】従来の一体化アンテナの一例を示す平面図である。

【図18】従来の一体化アンテナの受信アンテナの和パターン、差パターン、及びディスクリカーブを示すグラフである。

【図19】従来の一体化アンテナの送信アンテナと受信アンテナとの間のアイソレーションの一例を示すグラフである。

【図20】従来の別の一体化アンテナの一例を示す平面図である。

【図21】従来の別の一体化アンテナの受信アンテナの和パターン、差パターン、及びディスクリカーブを示すグラフである。

【図22】本発明の第１実施形態の一体化アンテナの構成を示す平面図である。

【図23】本発明の第２実施形態の一体化アンテナの構成を示す平面図である。

【図24】本発明の第３実施形態の一体化アンテナの構成を示す平面図である。

【図25】第１〜３実施形態の一体化アンテナの受信アンテナの和パターン、差パターン、及びディスクリカーブを示すグラフである。

【図26】第２実施形態の一体化アンテナの断面図である。

【図27】第２実施形態の一体化アンテナのポール及びリムがＭＩＣ用基板を貫通するように形成されたときの構成を示す断面図である。

【図28】本発明の一実施例の電磁結合によるパッチアンテナの構成を示す説明図である。

【図29】本発明の別の実施例の電磁結合によるパッチアンテナの構成を示す説明図である。

【図30】従来のＵＷＢレーダ用のアレーアンテナの構成を示す斜視図である。

【図31】従来のＵＷＢレーダ用の別のアレーアンテナの構成を示す平面図である。

【発明を実施するための形態】

【0027】

本発明の好ましい実施の形態におけるアンテナ及び一体化アンテナについて、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。

【0028】

以下では、まず、本発明のアンテナ及び一体化アンテナで用いる素子アンテナ、及び素子アンテナを２つ配列して形成されるモノパルス素子アンテナについて説明する。モノパルス素子アンテナは、方位角の測定機能を実現するのに必要最小限な構成を有している。

【0029】

本発明のアンテナ等に用いる素子アンテナを備えた従来のアンテナの一例を図２に示す。図２は、素子アンテナ１０を備えた従来のアンテナの構成を示す構成図であり、同図（ａ）、（ｂ）、及び（ｃ）は、それぞれ従来のアンテナの斜視図、平面図、及び断面図を示している。素子アンテナ１０は、第１素子１１ａと第２素子１１ｂの２つの素子からなる放射素子１１と、第１ポール（スルーホール）１２及び第２ポール（スルーホール）１３を備えており、誘電体基板１０１の一方の面に配置されてプリント化ダイポールアンテナとなっている。誘電体基板１０１の他方の面には、地板１０２が設けられている。さらに、地板１０２を挟むように別の誘電体基板１０３が設けられ、別の誘電体基板１０３の地板１０２とは反対側の面に伝送線路１０４が設けられている。第１素子１１ａは、第１ポール（スルーホール）１２で伝送線路１０４に接続されて給電され、第２素子１１ｂは、第２ポール（スルーホール）１３で地板１０２に接続されている。

【0030】

以下では、説明を容易とするために、図２に示すような座標系を用いるものとする。ここで、誘電体基板１０１及び地板１０２に平行な方向でかつ相互に直交する２方向をそれぞれＸ方向、Ｙ方向とし、誘電体基板１０１及び地板１０２に垂直な方向をＺ方向とする。第１素子１１ａと第２素子１１ｂは、送信波または受信波のＥθ成分がＸＺ面上にあるように配列されている。素子アンテナ１０を車載レーダに用いる場合には、ＸＺ面が水平面となり、ＹＺ面が垂直面となる。また、誘電体基板１０１のＸ方向の長さ（横幅）をＡｓｕｂとし、Ｙ方向の長さをＢｓｕｂとする。

【0031】

素子アンテナ１０はプリント化ダイポールアンテナを形成しており、図２に示す座標系は、プリント化ダイポールアンテナとしての座標系を示している。ここで、地板１０２が無限地板のときには、プリント化ダイポールアンテナである素子アンテナ１０のＥθ成分が広覆域となる理由を以下に説明する。送信波及び受信波の自由空間波長をλ０とし、素子アンテナ１０のＸ方向の幅２ａが、２ａ≒λ０／２を満たすようにａの値を選定したとき、素子アンテナ１０の略中央に位置する第１ポール１２から素子アンテナ１０に給電すると、第１素子１１ａ及び第２素子１１ｂには、図３に示す電界Ｅ１に対応して矢印Ｄ１のように、磁流Ｉｍが放射源として同一方向に流れる。

【0032】

図３において、Ｅθ成分はφ＝０°のときの成分であることから、θを−９０°〜＋９０°スキャンしても、磁流Ｉｍは常に線として見えている。一方、φ＝９０°のときはＥφ成分となるが、このときθを−９０°〜＋９０°スキャンすると、磁流Ｉｍは線から点に変化して指向特性としてｃｏｓθがかかった形となり、その分指向特性は狭くなる。しかし、地板１０２が有限地板の場合には、指向特性の差は縮小する傾向を見せる。

【0033】

有限地板におけるＥθ成分とＥφ成分の振幅分布の比較を、図４に示すような素子アンテナ１０をＸ方向に２つ並べてＥθ成分が水平となるように配列したモノパルス素子アンテナ２０を用いて行う。モノパルス素子アンテナ２０は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｘ方向の長さ（横幅）Ａｓｕｂ、Ｙ方向の長さＢｓｕｂの誘電体基板１０１上に、モノパルス差パターンの対称性を良くするために、２つの素子アンテナ１０の中心から左右（Ｘ方向）を見たときの電波特性が対称となるように、中心軸Ｌ１に対し対称に放射素子１１（１１ａ、１１ｂ）を配置し、さらに両者に逆相給電する方式を採用している。図４において、ｄｘは２つの素子アンテナ１０の給電点間の距離を表す。以下では、これを逆相給電型モノパルス素子アンテナと称することとする。

【0034】

図４に示すモノパルス素子アンテナ２０を用いて、地板１０２が有限地板のときのＥφ成分及びＥθ成分をシミュレーション解析した一例を図５に示す。ここでは、Ｅφ成分のシミュレーションを行う場合には、Ｅφ成分の方向の地板１０２の寸法Ｂｓｕｂを６０ｍｍとし、それに直交する方向の地板１０２の寸法Ａｓｕｂを２０ｍｍ（図５（ａ））として解析を行っている。また、Ｅθ成分のシミュレーションを行う場合には、Ｅθ成分の方向の地板１０２の寸法Ａｓｕｂを６０ｍｍとし、それに直交する方向の地板１０２の寸法Ｂｓｕｂを２０ｍｍ（図５（ｂ））としている。なお、図５（ａ）、（ｂ）では、誘電体基板１０１の記載を省略している。

【0035】

図５（ｃ）に示すＥφ成分（符号Ｓ１で示す）とＥθ成分（符号Ｓ２で示す）の比較では、Ｅφ成分Ｓ１が地板１０２の中央における値に比べて両端で−４３ｄＢ程度低下するのに対し、Ｅθ成分Ｓ２はー２３ｄＢ程度の低下にとどまり、地板１０２の両端でも相当大きな電界が存在している。これは、ＴＭモードの表面波として作用して放射パターンにリップルを生じさせる要因となる。

【0036】

次に、モノパルス素子アンテナの構成として、２つの素子アンテナ１０の好適な組み合わせ方法について説明する。モノパルス素子アンテナの異なる３種類の構成例を図６に示す。同図（ａ）は、図３０に示した従来のアンテナ９００と同様に、２つの素子アンテナ１０が垂直偏波となるように配列した例であり、同図（ｂ）及び（ｃ）は、２つの素子アンテナ１０が水平偏波となるように配列した例である。また、図６（ｂ）と（ｃ）では、給電方法が異なっている。

【0037】

図６（ａ）に示す従来構成のモノパルス素子アンテナ９１では、素子アンテナ１０が垂直偏波となるように配置されているため、Ｅφ成分が水平になっている。すなわち、ビーム幅の狭いＥφ成分が水平方向に配置されるため、測角可能な角度範囲も狭くなってしまう。

【0038】

図６（ｂ）に示すモノパルス素子アンテナ９２では、素子アンテナ１０が水平偏波となるように配置されており、Ｅθ成分が水平になっている。また、位相比較モノパルス方式として、２つの素子アンテナ１０に対して同相給電している。モノパルス素子アンテナ９２は、Ｅθ成分が水平に配置されているので、Ａｚの和パターンに広覆域な特性が得られるものの、左右（Ｘ方向）の対称性に問題があるため、対称性の良好な形状のモノパルス差パターンを実現するのが難しい。

【0039】

これに対し図６（ｃ）に示すモノパルス素子アンテナ２０では、素子アンテナ１０が水平偏波となるように配置され、さらに、位相比較モノパルス方式として、２つの素子アンテナ１０に対して逆相給電している。モノパルス素子アンテナ２０は、Ｅθ成分が水平に配置されているのでＡｚの和パターンに広覆域な特性が得られるとともに、左右（Ｘ方向）の対称性が良好で、なだらかに変化する形状のモノパルス差パターンを容易に実現できる。

【0040】

モノパルス素子アンテナ２０の放射ビームの形状と、誘電体基板１０１のＸ方向（水平方向）の長さ（横幅Ａｓｕｂ）との関係について、図７を用いて以下に説明する。図７は、誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを変化させたときの、シミュレーション結果の一例を示している。誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを、図７（ａ）に一例を示すように、Ａｓｕｂ＝１１ｍｍ（符号Ｓ１１）、２０ｍｍ（符号Ｓ１２）、４０ｍｍ（符号Ｓ１３）、６０ｍｍ（符号Ｓ１４）と変化させたとき、モノパルス素子アンテナ２０の振幅Ａｚの和パターンの形状がどのように変化するかを図７（ｂ）に示している。

【0041】

図７（ｂ）より、誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを変化させると、Ｚ方向の振幅Ａｚのモノパルス和パターンはさまざまに変化することがわかる。特に、横幅Ａｓｕｂが大きくなると、和パターンに前記ＴＭ表面波が重畳されてリップルが生じてくる。図７（ｂ）に示す解析結果では、横幅Ａｓｕｂが２０ｍｍ（符号Ｓ１２）程度のときに、広覆域にわたり比較的対称性が良好でなだらかに変化する和パターンが得られる。

【0042】

上記のとおり、プリント化ダイポールアンテナのような磁流素子を利用し、そのＥθ成分を主偏波として水平方向に配置することで、振幅Ａｚの和パターンに広覆域な特性が得られる。また、誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを略２０ｍｍとすることで、広覆域にわたり比較的対称性が良好でなだらかに変化する和パターンが得られる。しかし、横幅Ａｓｕｂを２０ｍｍから変化させると、このモノパルス和パターンの形状も変化してしまう。

【0043】

そこで、本発明のアンテナ及び一体化アンテナでは、放射パターンの整形や誘電体基板１０１上のＴＭ表面波を抑制するために、Ｘ方向（水平方向）に配置された素子アンテナ１０の近傍に金属板やＥＢＧ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｂａｎｄ Ｇａｐ）からなるリムを配置する。ＥＢＧには共平面型とマッシュルーム型の２種類があるが、それは状況により使い分けられる。本発明の一体化アンテナでは、いずれの型のＥＢＧを用いても同じ機能を有することから、以下では簡便のために両者を特に区別しないで用いる。まず、本発明の第１の実施の形態に係るアンテナを、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態のアンテナ１００の構成を示す構成図であり、同図（ａ）、（ｂ）、及び（ｃ）には、それぞれアンテナ１００の斜視図、平面図、及び断面図が示されている。

【0044】

図１に示す本実施形態のアンテナ１００は、素子アンテナ１０を挟んで誘電体基板１０１のＸ方向の左右両端にそれぞれリム１１１、１１２を備える構成となっている。素子アンテナ１０は、第１素子１１ａと第２素子１１ｂの２つの素子からなる放射素子１１と、第１ポール１２及び第２ポール１３を備えており、誘電体基板１０１の一方の面に配置されてプリント化ダイポールアンテナとなっている。誘電体基板１０１の他方の面には、地板１０２が設けられている。さらに、地板１０２を挟むように別の誘電体基板１０３が設けられ、別の誘電体基板１０３の地板１０２とは反対側の面に伝送線路１０４が設けられている。第１素子１１ａは、第１ポール（スルーホール）１２で伝送線路１０４に接続されて給電され、第２素子１１ｂは、第２ポール（スルーホール）１３で地板１０２に接続されている。

【0045】

リム１１１、１１２は、素子アンテナ１０に対し、Ｘ方向に対称、又は非対称に配置されている。リム１１１、１１２として、金属板あるいはＥＢＧを用いることができる。このように、素子アンテナ１０を挟んでその両側にリム１１１、１１２を設けることで、アンテナ１００は、広覆域を実現するのに必要となる誘電体基板１０１の横幅を狭くすることが可能となる。その結果、他のＲＦ回路を集積するためのスペースを大きく確保することができ、スペースファクターを改善することができる。

【0046】

次に、本発明の第２の実施の形態に係るアンテナを、図８を用いて説明する。図８は、本実施形態のアンテナ２００ａ、２００ｂの構成を示す平面図である。図８（ａ）に示す本実施形態のアンテナ２００ａは、２つの素子アンテナ１０を１×２に配列した位相比較モノパルス素子アンテナ２０で構成されたアレーアンテナであり、これを挟んで誘電体基板１０１のＸ方向の左右両端にそれぞれリム２０１ａ、２０２ａを設けている。また図８（ｂ）には、同じ寸法のモノパルス素子アンテナ２０に異なる寸法のリム２０１ｂ、２０２ｂを設けたアンテナ２００ｂを示している。

【0047】

図８（ａ）に示すアンテナ２００ａでは、誘電体基板１０１の横幅（Ｘ方向の長さ）Ａｓｕbを１１ｍｍとし、その左右に配置されたリム２０１ａ、２０２ａの横幅をともに４．５ｍｍとすることで、全体の横幅Ａを２０ｍｍとしている。また、図８（ｂ）に示すアンテナ２００ｂでは、誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕbを同じく１１ｍｍとし、その左右に配置されたリム２０１ｂ、２０２ｂの横幅をともに２４．５ｍｍとすることで、全体の横幅Ａを６０ｍｍとしている。Ｙ方向の長さＢｓｕｂは、アンテナ２００ａ、２００ｂとも２０ｍｍとしている。

【0048】

アンテナ２００ａ、２００ｂの位相比較モノパルス和パターンをシミュレーション解析により求めた一例（それぞれ符号Ｓ２１、Ｓ２２で示す）を図９（ａ）に示す。また、比較のために、図９（ｂ）に示す誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂが２０ｍｍでリムを有さないアンテナ９３（Ｂ＝２０ｍｍ）についても、シミュレーション解析した結果（符号Ｓ２３で示す）を併せて示す。図９（ａ）に示すように、本実施形態のアンテナ２００ａ、２００ｂのモノパルス和パターンＳ２１、Ｓ２２は、誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂをともに１１ｍｍとしているが、横幅Ａｓｕｂが２０ｍｍのアンテナ９３のモノパルス和パターンＳ２３と比べて、ほぼ同等の特性が得られている。また、アンテナ２００ｂの解析結果に示すように、リム２０１ｂ，２０２ｂの横幅を変えてアンテナ２００ｂの全体の横幅Ａを６０ｍｍまで変化させても、和パターンに大きな変化は見られない。

【0049】

本実施形態のアンテナ２００ａ、２００ｂによれば、モノパルス素子アンテナ２０の左右両側にそれぞれリム２０１ａ、２０２ａ、及びリム２０１ｂ，２０２ｂを配置することにより、広覆域な和パターンを実現するのに必要となる誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを２０ｍｍから１１ｍｍへと約５５％に大幅に短縮することが可能となる。その結果、アンテナ２００ａ、２００ｂの表面あるいは裏面に別のＲＦ回路素子を集積する場合に、そのスペースファクタを大幅に改善することができる。

【0050】

上記説明のように、リム２０１ａ、２０２ａ及びリム２０１ｂ，２０２ｂを設けることで、広覆域化の実現に必要な誘電体基板１０１の横幅Ａｓｕｂを小さくでき、別のＲＦ部品を集積するときのスペースファクタを改善することができるのに加えて、後述するように、アンテナ領域とＲＦ領域との電気的な区分が必然的になされ、両領域間のアイソレーションを高めることが可能となって不必要な干渉を抑圧する効果が得られる。

【0051】

本発明の第３の実施の形態に係るアンテナを、図１０を用いて説明する。図１０は、本実施形態のアンテナ２１０の構成を示す平面図である。本実施形態のアンテナ２１０は、誘電体基板２１１上に４つの素子アンテナ１０を１列（４×１の配列）に配置したリニアアレーアンテナに構成されており、その左右（Ｘ方向）両側にリム２１２、２１３を設けている。誘電体基板２１１の横幅Ａｓｕｂを８．５ｍｍとし、リム２１２、２１３を含めた全体の横幅Ａを３４ｍｍとしている。符号２１４は、アンテナ２１０の裏面に形成されて各素子アンテナ１０に接続される伝送線路を示している。アンテナ２１０は、レーダ装置の送信用アンテナに用いられる。

【0052】

本実施形態のリニアアレーアンテナ２１０の放射パターンをシミュレーション解析した結果を、図１１に符号Ｓ３１で示す。同図（ａ）は、水平方向（ＸＺ方向）の放射パターンであるＥθ成分のＡｚパターンを示し、同図（ｂ）は、垂直方向（ＹＺ方法）の放射パターンであるＥφ成分のＥＬパターンを示している。図１１では、比較のために、図３０（ａ）に示した従来のリニアアレーアンテナ９００ａ、及び図３１に示した従来のリニアアレーアンテナ９１０についても、それぞれの放射パターンの解析結果（それぞれＳ３２、Ｓ３３とする）を示している。

【0053】

図１１（ａ）に示すＡｚパターンでは、本実施形態のリニアアレーアンテナ２１０の水平方向の覆域が、従来のリニアアレーアンテナ９００ａ、９１０に比べて明らかに広覆域化されている。具体的には、±６０°での利得低下量が、従来のリニアアレーアンテナ９００ａで−８ｄＢ、従来のリニアアレーアンテナ９１０でー１３ｄＢとなっているのに対し、本実施形態のリニアアレーアンテナ２１０では、ー３ｄＢ程度の低下量にとどまっており、広覆域な放射パターンが実現されている。

【0054】

次に、本実施形態のリニアアレーアンテナ２１０において、誘電体基板１０１の横幅の寸法ＡｓｕｂがＡｚパターンに与える影響を、図１２に示すＡｚパターンのシミュレーション結果を用いて説明する。ここでは、横幅の寸法Ａｓｕｂを、図１０に示した８．５ｍｍ（符号Ｓ３１）の場合に加えて、７ｍｍ（符号Ｓ３４）及び１０ｍｍ（符号Ｓ３５）に変化させたときの、周波数２６．５ＧＨｚにおけるＡｚパターンを示している。また、従来のリニアアレーアンテナ９００ａのＡｚパターン（符号Ｓ３２）も併せて示している。図１２より、横幅の寸法Ａを７ｍｍとしたとき（Ｓ３４）は右肩下がりの対称性の低下したパターンとなるのに対し、横幅の寸法Ａを１０ｍｍとしたとき（Ｓ３５）は対称性の高い双峰性のパターンとなっている。ここでは、周波数２６．５ＧＨｚにおける放射パターンを示したが、周波数がさらに高い２８ＧＨｚになると、リップルがさらに増大する。

【0055】

図１２に示す結果より、Ａｚパターンの形状から許容できる誘電体基板２１１の横幅の寸法Ａｓｕｂの範囲は、
７．５ｍｍ＜Ａｓｕｂ＜９．５ｍｍ （１）
となる。周波数が２６．５ＧＨｚの時の自由空間波長λ０は１１．３１２ｍｍとなることから、この波長λ０で上式を規格化すると、
０．６５＜Ａｓｕｂ／λ０＜０．８５ （２）
となる。誘電体基板２１１の横幅の寸法Ａは、上式の範囲内に収まるように設定するのがよい。

【0056】

本発明の第４の実施の形態に係るアンテナを図１３に示す。図１３は、本実施形態のアンテナ２２０の構成を示す平面図である。本実施形態のアンテナ２２０は、誘電体基板２２１上に素子アンテナ１０を４つずつ２列（４×２の配列）に配置したアレーアンテナに構成されており、その左右両側にリム２２２、２２３を設けている。リム２２２、２２３は、４×２の配列の素子アンテナ１０に対し、Ｘ方向に対称、又は非対称に配置されている。リム２２２、２２３として、金属板あるいはＥＢＧを用いることができる。符号２２４、２２５は、それぞれΣポート及びΔポートを示す。アンテナ２２０は、レーダ装置の受信用アンテナに用いられる。

【0057】

本実施形態のアンテナ２２０の放射特性を図１４に示す。同図（ａ）は、Σポート２２４から見たＡｚ和パターンを示し、同図（ｂ）は、Δポート２２５から見たＡｚ差パターンを示している。符号Ｓ４１〜Ｓ４３は、図１３に示す素子間隔（給電点間の距離）ｄｘをそれぞれ４．７５ｍｍ、５．６６ｍｍ、６．２２ｍｍに変化させたときのパターンを示している。また、符号Ｓ４４は、図３０（ｂ）示す従来のアレーアンテナ９００ｂの特性を、比較のために表示したものである。さらに、図１４に示す和パターン及び差パターンからディスクリカーブを算出した結果を図１５に示す。図１５に示すディスクリカーブより、本実施形態のアレーアンテナ２２０は、従来のアレーアンテナ９００ｂに比べて測角可能な範囲が明らかに広覆域であることがわかる。また、素子間隔ｄｘを上記のように変化させても、測角可能な範囲に大きな影響を与えないことから、素子間隔ｄｘを変えてビーム幅をある程度変化させることができる。

【0058】

一例として、図１４（ａ）に示す和パターンにおいて角度０°の利得と角度±６０°の利得とを比較すると、従来のアレーアンテナ９００ｂでは−１５ｄＢ程度劣化しているのに対し、ｄｘ＝５．６６ｍｍとしたときの本実施形態のアレーアンテナ２２０ではー５．５ｄＢ程度の劣化にとどまっており、広覆域化によりＳ／Ｎが改善されることになる。

【0059】

また、測角に必要な図１５に示すディスクリカーブに関して、従来のアレーアンテナ９００ｂでは±６０°を境に直線性が劣化し、それ以上の角度になると測角に曖昧性が生じている。これに対し、本実施形態のアレーアンテナ２２０のディスクリカーブは、±９０°にわたって測角に用いることが可能であり、測角に対する広覆域化が実現されていることがわかる。

【0060】

上記では、素子間隔ｄｘをある程度変化させても測角可能な範囲に大きな影響を与えないことを示したが、次に、誘電体基板２２１の横幅Ａｓｕbとして調整可能な範囲を以下に説明する。図１３に示すように、給電点から隣接するリムまでの距離をＳとするとき、誘電体基板２２１の横幅Ａｓｕbは、
Ａｓｕｂ＝ｄｘ＋Ｓ×２
で表される。

【0061】

ここで、ｄｘ＝５．６６ｍｍとしてＳの大きさを変化させたときのモノパルス差パターン及びディスクリカーブを、それぞれ図１６（ａ）及び（ｂ）に示す。ここでは、Ｓを２．５ｍｍ（符号Ｓ４５）、３．５ｍｍ（符号Ｓ４６）、４．５ｍｍ（符号Ｓ４７）、５ｍｍ（符号Ｓ４８）としたときのシミュレーション結果を示している。Ｓ＝２．５ｍｍのときは、ディスクリカーブの対称性が損なわれて適切な角度特性が得られなくなる。また、Ｓ＝４．５ｍｍ以上のときは、モノパルス差パターンのナル点が０°からずれてしまうことがわかる。これより、許容できるＡｓｕｂ／λ０の範囲は
０．９５<Ａｓｕｂ／λ０＜１．３ （３）
で与えられる。

【0062】

次に、送信アンテナと受信アンテナとを同一の誘電体基板上に配置した一体化アンテナについて、以下に説明する。まず、本発明による改善前の一体化アンテナの一例を、図１７を用いて以下に説明する。図１７は、改善前の一体化アンテナ９２０の構成を示す平面図である。一体化アンテナ９２０は、誘電体基板９２１の左側（−Ｘ方向）に送信アンテナ９２２が配置され、誘電体基板９２１の右側（＋Ｘ方向）には受信アンテナ９２３が配置されている。また、送信アンテナ９２２のさらに左側、送信アンテナ９２２と受信アンテナ９２３との間、及び受信アンテナ９２３のさらに右側、のそれぞれに金属板９２４、９２５、及び９２６が配置されている。

【0063】

送信アンテナ９２２は、Ｅθ成分が水平となるように配列した素子アンテナ１０を、垂直方向（Ｙ方向）に６組配置した６×１の配列を有している。また、受信アンテナ９２３は、素子アンテナ１０を水平方向に２つ配置したモノパルス素子アンテナ２０を、垂直方向に６組配置した６×２の配列を有している。

【0064】

Ｅθ成分が水平となるように配列した素子アンテナ１０で構成された送信アンテナ９２２及び受信アンテナ９２３を誘電体基板９２１の水平方向に配置した改善前の一体化アンテナ９２０では、放射素子１１（１１ａ、１１ｂ）の導体面に垂直な電界を持つＴＭ表面波が伝播する。その結果、受信アンテナ９２３のモノパルス和差パターンには、図１８（ａ）、（ｂ）に符号Ｓ５１で例示するように細かなリップルが重畳している。また、図１８（ｃ）に例示するように、方位測定に用いるディスクリカーブにもその影響が現れ、測角する角度に曖昧性を生じさせる。なお、図１８では、比較のために図３０に示す従来の垂直偏波のアレーアンテナ９００ｂのパターンを、符号Ｓ４４で示している。

【0065】

さらに、送信アンテナ９２２と受信アンテナ９２３との間のアイソレーションを、モノパルス和パターンとモノパルス差パターンのそれぞれについて図１９（ａ）、（ｂ）に示す。同図には、送信アンテナ９２２と受信アンテナ９２３との間のアイソレーションとして不十分な−３０ｄＢ程度が示されているが、このようなアイソレーション特性の悪さがリップルを増大させている。

【0066】

そこで、送信アンテナと受信アンテナとの間の相互結合量を抑制する（アイソレーションを高める）方法として、送信アンテナと受信アンテナとの間にＥＢＧを配置する方法が知られている（参考文献：岡垣他、”ＥＢＧ装荷ＭＳＡに関する一検討”信学技報、ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ａ，ｐ２００５−１２７（２００５．１２））。ＥＢＧは、電磁波の波長より小さい周期構造で形成されると、周波数に応じて電磁波がその構造の中に存在できなくなり、電磁波を遮断することが可能となる。大きな反射板の上に装荷された誘電体基板上に生じやすいＴＭ表面波も、上記のＥＢＧを用いることで低減することができ、これにより不要な放射を抑制することができる。

【0067】

しかし、方位測角を行うために和／差のパターンを必要とするモノパルスアレーアンテナを備える一体化アンテナでは、送信アンテナ及び受信アンテナの周辺に単にＥＢＧを配置しただけでは、和差パターンを構成する素子パターンの対称性に問題が生じ、測角に必要なナル深度、ナルシフト等の特性が劣化してしまう。

【0068】

図１７に示す改善前の一体化アンテナ９２０の送信アンテナ９２２と受信アンテナ９２３との間に、ＥＢＧ９３１を配置した一体化アンテナ９３０の一例を、図２０の平面図に示す。また、一体化アンテナ９３０の受信アンテナ９２３について、モノパルス和パターン、モノパルス差パターン、及びディスクリカーブをシミュレーション解析した結果をそれぞれ図２１（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示す。同図では、周波数２５ＧＨｚ、２６．５ＧＨｚ、２８ＧＨｚでのパターンを、それぞれ符号Ｓ５３、Ｓ５４、Ｓ５５で示している。

【0069】

図２１に示すように、送信アンテナ９２２と受信アンテナ９２３との間にＥＢＧ９３１を配置することで、表面波によるリップルが比較的低減されている。しかし、測角に必要な図２１（ｂ）に示す差パターンは周波数特性が大きく、またナル深度が深く取れず、かつナルシフトを起こしている。その結果、同図（ｃ）に示すように、方位角の決定に用いるディスクリカーブもリニアリティが確保できておらず、かつ角度０°で最小値にならずにバイアス誤差が生じている。このようなディスクリカーブを用いると、方位角の測定に誤差が生じてしまう。ＥＢＧ９３１を備えた一体化アンテナ９３０では、差パターンの特性改善が必要となる。

【0070】

上記のような差パターンの特性劣化は、受信アンテナ９２３を構成する各モノパルス素子アンテナ２０において、ＥＢＧ９３１や誘電体基板９２１の端面効果により、左右の素子アンテナ１０の間で放射パターンに差異が発生するためと考えられる。直接的な要因は、それぞれの対をなす素子アンテナ１０の位置から左右（Ｘ方向）を見た電気的境界条件に、ＥＢＧ９３１や誘電体基板９２１の端面効果による大きな差異が生じることにある。

【0071】

そこで、本発明の第５の実施の形態に係る一体化アンテナでは、ＥＢＧの配置を好適に決定している。本実施形態の一体化アンテナの平面図を図２２に示す。図２２（ａ）に示す本実施形態の一体化アンテナ３００ａは、誘電体基板３０１の左側（−Ｘ方向）に送信アンテナ３０３を配置し、誘電体基板３０１の右側（＋Ｘ方向）には受信アンテナ３０４を配置している。送信アンテナ３０３は、Ｅθ成分が水平となるように配列した素子アンテナ１０を、垂直方向（Ｙ方向）に６組配置した６×１の配列を有している。また、受信アンテナ３０４は、素子アンテナ１０を水平方向に２つ配置したモノパルス素子アンテナ２０を、垂直方向に６組配置した６×２の配列を有している。

【0072】

本実施形態の一体化アンテナ３００ａでは、送信アンテナ３０３と受信アンテナ３０４との間にＥＢＧ３１１が配置されており、さらに、送信アンテナ３０３の左側と受信アンテナ３０４の右側の誘電体基板３０１の両端面に、それぞれＥＢＧ３１２及び３１３が配置されている。これにより、受信アンテナ３０４の左右両側に、それぞれＥＢＧ３１１とＥＢＧ３１３が配置される構成となる。送信アンテナ３０３の基板幅Ａｓｕb−１となるＥＢＧ３１２とＥＢＧ３１１との間隔は、式（２）を満たすように設定されている。また、受信アンテナ３０４の基板幅Ａｓｕb−２となるＥＢＧ３１３とＥＢＧ３１１との間隔は、式（３）を満たすように設定されている。

【0073】

また、図２２（ｂ）に示す本実施形態の一体化アンテナ３００ｂでは、図２２（ａ）に示す本実施形態の一体化アンテナ３００ａと比較して、さらにＥＢＧ３１５、３１８及びリム３１４、３１６、３１７、３１９が配置されている。具体的には、リム３１４、３１９が誘電体基板３０１の両端面とＥＢＧ３１２、３１３との間にそれぞれ配置され、ＥＢＧ３１５とリム３１６が送信アンテナ３０３とＥＢＧ３１１との間に配置され、リム３１７とＥＢＧ３１８がＥＢＧ３１１と受信アンテナ３０４との間に配置されている。送信アンテナ３０３の基板幅Ａｓｕb−１となるＥＢＧ３１２とＥＢＧ３１５との間隔は、式（２）を満たすように設定されている。また、受信アンテナ３０４の基板幅Ａｓｕb−２となるＥＢＧ３１３とＥＢＧ３１８との間隔は、式（３）を満たすように設定されている。

【0074】

上記のような配置により、送信アンテナ３０３を中心としてその左側にリム３１４及びＥＢＧ３１２、右側にＥＢＧ３１５及びリム３１６が相互に対称となるように配置された構成となっている。同様に、受信アンテナ３０４を中心としてその左側にリム３１７及びＥＢＧ３１８、右側にＥＢＧ３１３及びリム３１９が相互に対称となるように配置された構成となっている。送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４のそれぞれが、左右が対称となる位置に配置されることにより、本実施形態の一体化アンテナ３００ｂでは、電波的対称性を確保したものとなっている。すなわち、送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４を構成する例えば図４に示すそれぞれの素子アンテナ１０から左右を見た電波的条件を近づけることが可能となる。その結果、差パターンの対称性の改善が期待できる。

【0075】

また、本発明の第６の実施の形態に係る一体化アンテナ３２０を、図２３に示す。図２３は、本実施形態の一体化アンテナ３２０の構成を示す平面図である。本実施形態の一体化アンテナ３２０では、送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４を挟むように、それぞれリム３２２と３２３、及びリム３２４と３２５が配置されている。そして、送信アンテナ３０３側のリム３２３と受信アンテナ３０４側のリム３２４との間に、ＥＣＢ３２１が配置される構成となっている。リム３２２〜３２５は、いずれも金属板で形成されている。本実施形態でも、送信アンテナ３０３の基板幅Ａｓｕb−１となるリム３２２と３２３との間隔は、式（２）を満たすように設定されている。また、受信アンテナ３０４の基板幅Ａｓｕb−２となるリム３２４と３２５との間隔は、式（３）を満たすように設定されている。

【0076】

さらに、本発明の第７の実施の形態に係る一体化アンテナ３３０を、図２４に示す。図２４は、本実施形態の一体化アンテナ３３０の構成を示す平面図である。本実施形態の一体化アンテナ３３０では、送信アンテナ３０３と受信アンテナ３０４との間にＥＢＧ３３１が配置され、送信アンテナ３０３の左側と受信アンテナ３０４の右側の誘電体基板３０１の両端面に、それぞれリム３３２と３３３が配置されている。リム３３２、３３３は、いずれも金属板で形成されている。本実施形態でも、受信アンテナ３０４の基板幅ＡｓｕbとなるＥＢＧ３３１とリム３３３との間隔は、式（３）を満たすように設定されている。

【0077】

上記の第５〜７実施形態の一体化アンテナ３００ａ、３００ｂ、３２０、３３０のいずれにおいても、送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４のそれぞれの左右両側に、ＥＢＧまたは金属板のリムが配置されている。第５の実施形態の一体化アンテナ３００ａと比較して、第６の実施形態の一体化アンテナ３２０では、誘電体基板３０１の左右両端に、ＥＢＧ３１２、３１３に代えてリム３２２、３２５が配置され、さらに、送信アンテナ３０３とＥＢＧ３２１の間、及び受信アンテナ３０４とＥＢＧ３２１の間に、それぞれリム３２３、３２４が配置されるといった点で相違している。また、第７の実施形態の一体化アンテナ３３０では、誘電体基板３０１の左右両端に、ＥＢＧ３１２、３１３に代えてリム３３２、３３３が配置されるといった点で相違している。

【0078】

図２２（ａ）、２３、２４に示す一体化アンテナ３００ａ、３２０、３３０について、受信アンテナ３０４の和パターン、差パターン、及びディスクリカーブをシミュレーション解析して比較した結果を、それぞれ図２５（ａ）、（ｂ）、及び（ｃ）に示す。ここで、符号Ｓ６１、Ｓ６２、Ｓ６３は、それぞれ一体化アンテナ３００ａ、３２０、３３０の解析結果を示している。また、比較のために従来のアレーアンテナ９００ｂのパターンを、符号Ｓ４４で示している。同図に示すように、本発明の第５〜７の実施形態の一体化アンテナ３００ａ、３２０、３３０のいずれの構成でも、和パターン、差パターン、及びディスクリカーブの特性が良好であり、それぞれの構成で大きな差は見られない。

【0079】

また、図１８（ｂ）、（ｃ）に示したＥＢＧを用いない本発明による改善前の一体化アンテナ９２０の差パターン及びディスクリカーブに比べて、一体化アンテナ３００ａ、３２０、３３０では、差パターンのリップルやディスクリカーブの直線性が大幅に改善されていることが、図２５（ｂ）、（ｃ）より明らかである。さらに、図２５（ｂ）より、差パターンのナル深度やナルシフトも大幅に改善されていることがわかる。図２５には、従来の垂直偏波のアレーアンテナ９００ｂを用いたときの各パターン（Ｓ４４）を併せて示しているが、これに比べて±９０°方向での利得が向上し、方位測定をする為に必要なディスクリカーブの角度に対する曖昧性も無くなっている。第５〜７実施形態の一体化アンテナ３００ａ、３２０、３３０によれば、広覆域にわたって測角が可能な受信アンテナ３０４が実現できる。

【0080】

送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４が搭載されている誘電体基板３０１の反対側の面には、それぞれのアンテナ給電回路が搭載されているが、送信アンテナ３０３と受信アンテナ３０４との間に位置する基板の裏面にも送受信用マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）を搭載する場合には、アンテナ給電回路とＭＩＣとの間の干渉を低減させる必要がある。このような干渉を低減させるには、第５の実施形態の一体化アンテナ３００ａ及び第７の実施形態の一体化アンテナ３３０に比べて、第６の実施形態の一体化アンテナ３２０や第５の実施形態の一体化アンテナ３００ｂの構成がより好ましい。その理由を、代表として第６の実施形態を用いて説明する。

【0081】

第６の実施形態の一体化アンテナ３２０の断面図を図２６に示す。ここでは、送信アンテナ３０３及びその左右に配置されたリム３２２、３２３のみを表示しているが、以下の説明は、受信アンテナ３０４及びその左右に配置されたリム３２４、３２５についても同様である。誘電体基板３０１の送信アンテナ３０３が搭載されている面とは反対側の面に地板３０２が形成され、地板３０２を挟んでＭＩＣ用基板（ＲＦ回路基板）３２６（３２６ａ、３２６ｂ）が配置されている。さらに、ＭＩＣ用基板３２６を保護する金属筺体３２７が設けられ、金属筺体３２７の内面に吸収体３２８が配置されている。

【0082】

図２６では、ＭＩＣ用基板３２６の素子アンテナ１０の下部に位置する領域を符号３２６ａで示し、ＥＢＧ３２１の下部に位置する領域を符号３２６ｂで示している。ＭＩＣ用基板３２６の領域３２６ａには、アンテナ給電回路が搭載される。第６実施形態の一体化アンテナ３２０では、第２ポール１３及びリム３２２〜３２５は、誘電体基板３０１を貫通して地板３０２に接続されている。

【0083】

一体化アンテナ３２０を一体化基板で製作する場合には、ポール１２、１３、及びリム３２２〜３２５は、実際にはスルーホールで構成される。その際、図２７に示すように、第１ポール１２だけでなく、第２ポール１３及びリム３２２、３２３、３２４（リム３２４は図示せず）もＭＩＣ用基板３２６を貫通するように形成するのが、製作上容易である。以下では、ＭＩＣ用基板３２６を貫通させた第２ポール１３及びリム３２３を、それぞれ貫通ポール１３’、貫通リム３２３’と称する。シミュレーション解析によれば、ＭＩＣ用基板３２６を貫通する貫通ポール１３’及び貫通リム３２３’が放射特性に与える影響は少ない。

【0084】

一体化アンテナ３２０を上記のような構成にすることにより、貫通リム３２３’でＭＩＣ用基板３２６を領域３２６ａと領域３２６ｂとに電気的に切り離すことが可能となる。これにより、領域３２６ｂに送受信用ＭＩＣを集積させたとき、送信アンテナ３０２と送受信用ＭＩＣとの間の干渉を低減させることが可能となる。

【0085】

以上の理由により、送信アンテナ３０３と受信アンテナ３０４を一体化した一体化アンテナでは、第５実施形態及び第７実施形態の一体化アンテナ３００ａ及び３３０に比べて、第６実施形態の一体化アンテナ３２０あるいは第５実施形態の一体化アンテナ３００ｂがより好ましい。しかしながら、送信アンテナ３０３及び受信アンテナ３０４を単体で構成する場合には、リム３２３、３２４、３１４、３１５、３１７、３１９を設けない第５実施形態の一体化アンテナ３００ａあるいは第７実施形態の一体化アンテナ３３０が、簡易な構成で製作が容易になるといった特徴がある。

【0086】

上記の本発明の各実施形態では、素子アンテナ１０がプリント化ダイポールアンテナとなっている場合を中心に説明したが、これに限定されず、磁流を波源とする素子アンテナを用いる場合には、本発明のアンテナ及び一体化アンテナを適用することが可能となる。一例として、パッチアンテナの励振方法はプリント化ダイポールアンテナとは異なるが、励振後の電磁界分布は図３に示したプリント化ダイポールと基本的には同じ作用をしている。パッチアンテナでは、マイクロストリップ線路による共平面給電方式や同軸給電方式、あるいは電磁結合給電方式などが含まれることは言うまでもない。一例として、電磁結合によるパッチアンテナの本発明の実施例を図２８、図２９に示した。

【0087】

図１に示したプリント化ダイポールの素子アンテナ１０は放射素子１１（１１ａ、１１ｂ）と伝送線路１０４がポール１２で接続されていたが、図２８に示すアンテナ３４０ａ及び図２９に示すアンテナ３４０ｂでは、素子アンテナ３４１と伝送線路３４５は地板３４３に設けた電磁結合孔３４６を通じ、電磁界の相互誘導作用を利用して接続されている。そのために、電磁結合型のパッチアンテナと呼称している。

【0088】

図２８では、同図（ａ）にアンテナ３４０ａの平面図を示し、同図（ｂ）に断面図を示している。アンテナ３４０ａは、誘電体基板３４２上に形成された素子アンテナ３４１を挟んで、金属板のリム３４７が左右対称に配置されている。２つのリム３４７は、ともに地板３４３に電気的に接続されている。地板３４３を挟んで誘電体基板３４２とは反対側の面に別の誘電体基板３４４が配置されており、別の誘電体基板３４４にはマイクロ波線路である伝送線路３４５が配置されている。素子アンテナ３４１と伝送線路３４５は、上記説明のように、地板３４３に設けた電磁結合孔３４６を通じて電磁界の相互誘導作用を利用して接続されている。

【0089】

また、図２９では、同図（ａ）にアンテナ３４０ｂの平面図を示し、同図（ｂ）に断面図を示している。アンテナ３４０ｂは、リム３４７に代えてＥＢＧ３４８が、素子アンテナ３４１を挟んで左右対称に配置されている。ＥＢＧ３４８は、誘電体基板３４２の上面に配置されている。その他の構造は、アンテナ３４０ａと同じである。

【0090】

図３は、プリント化ダイポールアンテナやパッチアンテナの電磁界分布を示した図である。同図からも分るように、パッチアンテナの寸法２ａは、誘電体基板３４２の実効比誘電率をεeff,自由空間波長をλ0とすると、通常次式（４）を満たすように設定される。

＝（１／２）（λg） （４）

【0091】

即ち、２ａは実効比誘電率を考慮した実効波長λgの半波長となるように決定される。
図３に示したパッチの電界分布からもわかるように、中心ｙ軸上の電界は零であるのでパッチの寸法２ａを半分の大きさａにしてもアンテナとして動作する。パッチアンテナを小型化したい場合に使う手法で、別名１／４波長長方形パッチとも呼ばれる。図２８、図２９にその実施例を示している。

【0092】

その場合、アンテナの長さａは

で決定される。このような小型化をはかったパッチアンテナを素子アンテナとして、図１３に示すような位相比較モノパルスアンテナとして使用する場合、理想的な差パターンを得るには前記式（３）を修正する必要がある。

【0093】

通常のパッチアンテナから小型化を図った場合に、位相比較モノパルスアンテナが小さくなる寸法Ｑは次式（６）により求めることができる。
Ｑ＝２＊（２ａ−ａ）＝２ａ （６）
従って，Ｑをλ0で規格化すると次式（７）を得る。

【0094】

従って、小型化をはかった１／４波長長方形パッチアンテナ用として適した位相比較モノパルスアンテナのＡｓｕｂは、式（３）から式（７）を考慮した値にする必要がある。
即ち、１／４波長長方形パッチアンテナを位相比較モノパルスアンテナとして使用する場合、理想的な差パターンを得るには次式（８）を満たすようにＡｓｕｂを決定する必要がある。
０．９５−Ｑ/λ０<Ａｓｕｂ／λ０＜１．３−Ｑ/λ０ （８）

【0095】

なお、本実施の形態における記述は、本発明に係るアンテナ及び一体化アンテナの一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態におけるアンテナ等の細部構成及び詳細な動作等に関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

【符号の説明】

【0096】

１０、３４１ 素子アンテナ
１１ 放射素子
１２、１３ ポール
２０ モノパルス素子アンテナ
１００、２００、２１０、２２０、３４０ａ、３４０ｂ アンテナ
１０１、１０３、２１１、２２１、３０１、３４２、３４４ 誘電体基板
１０２、３０２、３４３ 地板
１０４、３４５ 伝送線路
１１１、１１２、２０１、２０２、２１２、２１３、２２２、２２３、３１４、３１６、３１７、３１９、３２２〜３２５、３３２、３３３、３４７ リム
２２４ Σポート
２２５ Δポート
３０３ 送信アンテナ
３０４ 受信アンテナ
３００ａ、３００ｂ、３２０、３３０ 一体化アンテナ
３１１、３１２、３１３、３２１、３３１、３４８ ＥＢＧ
３２６ ＭＩＣ用基板
３４６ 電磁結合孔

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】