特許 5769555 交流−直流電力変換器の制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5769555

(24)【登録日】2015年7月3日

(45)【発行日】2015年8月26日

(54)【発明の名称】交流−直流電力変換器の制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20150806BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 B

   H02M7/12 M

【請求項の数】5

【全頁数】27

(21)【出願番号】特願2011-191872(P2011-191872)

(22)【出願日】2011年9月2日

(65)【公開番号】特開2013-55780(P2013-55780A)

(43)【公開日】2013年3月21日

【審査請求日】2014年3月13日

(73)【特許権者】

【識別番号】304021277

【氏名又は名称】国立大学法人 名古屋工業大学

(73)【特許権者】

【識別番号】000191009

【氏名又は名称】新東工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100091281

【弁理士】

【氏名又は名称】森田 雄一

(72)【発明者】

【氏名】竹下 隆晴

(72)【発明者】

【氏名】小野江 祐希

(72)【発明者】

【氏名】瀧田 伸幸

【審査官】 今井 貞雄

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−２００４１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−００６５６４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／１２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧及び前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最大電圧相と中間電圧相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最小電圧相と中間電圧相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、
前記スイッチングパタンを決定することを特徴とする交流−直流電力変換器の制御装置。

【請求項2】

三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧に基づいて電源電圧位相角を演算する電源電圧位相角検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、入力力率角指令値、及び、前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち入力電流指令値の最大相と中間相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち入力電流指令値の最小相と中間相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、
前記スイッチングパタンを決定することを特徴とする交流−直流電力変換器の制御装置。

【請求項3】

三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧に基づいて電源電圧位相角を演算する電源電圧位相角検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、入力力率角指令値、及び、前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、前記入力力率角指令値、前記直流出力電圧指令値、及び、前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
前記入力力率角指令値が電気角で＋３０度〜−３０度の範囲外である場合には、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最大電圧相とその他の電圧相一相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最小電圧相とその他の電圧相一相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、
前記スイッチングパタンを決定することを特徴とする交流−直流電力変換器の制御装置。

【請求項4】

請求項２または３に記載した交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記交流−直流電力変換器の出力電力または出力電圧に応じて前記入力力率角指令値を演算する手段を備えたことを特徴とする交流−直流電力変換器の制御装置。

【請求項5】

請求項１〜４の何れか１項に記載した交流−直流電力変換器の制御装置であって、前記直流出力端子に直列にリアクトルとコンデンサとが接続されると共に、前記コンデンサに並列に負荷が接続されてなる交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記コンデンサの電圧指令値と電圧検出値とから直流出力電流指令値を演算する手段と、
前記直流出力電流指令値と直流出力電流検出値とから前記直流出力電圧指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする交流−直流電力変換器の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチを用いて多相交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器に関し、特に、直流出力電圧のリプルやスイッチング損失の低減、ノイズの抑制、入力力率の調整を可能にした交流−直流電力変換器の制御装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

特許文献１には、交流−直流電力変換器としての電流形電力変換器が記載されている。
図２１は、特許文献１に記載された電流形電力変換器とほぼ同様の回路である。図２１において、１０は三相交流電源、２０は負荷、１００は制御装置、Ｃ_ｆはＬＣフィルタを構成するコンデンサ、Ｌ_ｆは同じくリアクトル、Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎは半導体スイッチ（以下、単にスイッチともいう）、Ｌは平滑用のリアクトルである。なお、ｇ_ｕｐ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｗｐ，ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｎは、スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎに対するオン信号（駆動信号）である。
一般に、この種の電流形電力変換器では直流側にリアクトルＬが直列に接続されるので、電力変換器の制御に当たっては出力電圧の波形制御は行わず、交流側の電流高調波を抑制するために交流入力電流の波形制御に重点が置かれている。

【0003】

ここで、非特許文献１には、電圧形電力変換器の三角波比較方式ＰＷＭパタン発生法に対して双対な電流形電力変換器のＰＷＭパタン発生法が開示されている。
図２２は、非特許文献１における動作波形を示しており、対象とする電力変換器の構成は図２１と同様であるため、図２２では図２１に付した参照記号を用いている。

【0004】

非特許文献１では、入力電流を制御するため、制御装置１００において入力相電流指令値ｉ^＊_ｕｗ（＝（ｉ^＊_ｕ−ｉ^＊_ｗ）／３），ｉ^＊_ｖｕ，ｉ^＊_ｗｖを線間電圧実効値Ｅの入力電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと同相で与えている。これらの入力相電流指令値ｉ^＊_ｕｗ，ｉ^＊_ｖｕ，ｉ^＊_ｗｖと振幅Ｉ_ｄｃ／２の三角波キャリア信号とを比較し、その大小関係から得られる信号を簡単な論理回路に通すことにより、スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎのオン信号ｇ_ｕｐ〜ｇ_ｗｎが得られる。
図２２に示すように、例えばｕ相の入力電流波形ｉ_ｕは、指令値と同符号の電流パルスによって実現でき、その高調波成分を低減することができる。三角波キャリア信号の半周期において三相全体で３回の転流があり、出力電圧Ｖ_ｃの波形は、電源線間電圧の正の３レベルの電圧と零電圧とによって実現される。
また、出力電圧Ｖ_ｃの波形においては、最大電圧から零電圧に変化するスイッチングがあり、三相入力相電圧において最大電圧相から最小電圧相へ転流しているため、この転流ではスイッチング損失及びノイズが大きくなる。

【0005】

一方、非特許文献２には、ｐ側またはｎ側のスイッチのうち１つのスイッチを制御周期間導通させ続けると共に反対側のスイッチで転流を行い、転流回数を２回に低減すると同時に、スイッチング損失を低減するように電源の最大電圧相と最小電圧相との間の転流を行わないようにした制御方法が開示されている。
この制御方法によれば、交流入力電流の波形は指令値と同符号の電流パルスによって構成され、高調波電流が抑制されることになるが、直流出力電圧の波形は常に零電圧を含むため、出力電圧リプルは十分に低減されていない。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特許第３５９０１９５号公報（段落［０００２］〜［０００３］、図４等）

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、産業応用部門誌、Ｖｏｌ．１１６，Ｎｏ．１，ｐｐ．１０６−１０７（１９９６年）

【非特許文献2】茂木進一、「三相電流形変換器のための新しい二相変調法の提案とその効果」、電気学会半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−１１−１、ｐｐ．１−６、（２０１１年）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

上述したように、従来の制御方法または制御装置では、スイッチング損失やノイズ、出力電圧リプルを十分に低減することができないという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、交流−直流電力変換器の制御周期におけるスイッチング損失、ノイズ及び出力電圧リプルの低減を可能にし、装置全体の小型化、低価格化を可能にした交流−直流電力変換器の制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧及び前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最大電圧相及び中間電圧相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最小電圧相及び中間電圧相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、前記スイッチングパタンを決定するものである。

【0010】

請求項２に係る発明は、三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧に基づいて電源電圧位相角を演算する電源電圧位相角検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、入力力率角指令値、及び、前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち入力電流指令値の最大相と中間相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち入力電流指令値の最小相と中間相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、前記スイッチングパタンを決定するものである。

【0011】

請求項３に係る発明は、三相交流電源の各相に接続される三つの交流入力端子が、互いに異なる２個の半導体スイッチを介して正の直流出力端子と負の直流出力端子とにそれぞれ接続され、前記半導体スイッチのオンオフ動作により、交流電圧を任意の大きさの直流電圧に変換する交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記三相交流電源の各相電圧を検出する電源電圧検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧に基づいて電源電圧位相角を演算する電源電圧位相角検出手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、入力力率角指令値、及び、前記交流−直流電力変換器の直流出力電圧指令値に基づいて前記交流−直流電力変換器の各相入力電流指令値を演算する入力電流指令値演算手段と、
前記三相交流電源の各相電圧、前記電源電圧位相角、前記入力力率角指令値、前記直流出力電圧指令値、及び、前記各相入力電流指令値から前記半導体スイッチのデューティ比を演算して前記半導体スイッチのスイッチングパタンを発生するデューティ比演算・オン信号発生手段と、
を備え、
前記デューティ比演算・オン信号発生手段は、
前記三相交流電源の各相電圧値の大小関係または前記各相入力電流指令値の大小関係が変化しない範囲において、
前記入力力率角指令値が電気角で＋３０度〜−３０度の範囲外である場合には、
正の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第１，第２の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最大電圧相とその他の電圧相一相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、正の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第３の半導体スイッチをオフさせ、かつ、
負の電圧を出力させる直流出力端子を、合計６個の前記半導体スイッチのうち第４，第５の半導体スイッチを介して、三つの交流入力端子のうち最小電圧相とその他の電圧相一相となる二相の交流入力端子にそれぞれ接続すると共に、負の電圧を出力させる直流出力端子と残り一相の交流入力端子との間の第６の半導体スイッチをオフさせるように、前記スイッチングパタンを決定するものである。

【0012】

請求項４に係る発明は、請求項２または３に記載した交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記交流−直流電力変換器の出力電力または出力電圧に応じて前記入力力率角指令値を演算する手段を備えたものである。

【0013】

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した交流−直流電力変換器の制御装置であって、前記直流出力端子に直列にリアクトルとコンデンサとが接続されると共に、前記コンデンサに並列に負荷が接続されてなる交流−直流電力変換器の制御装置において、
前記コンデンサの電圧指令値と電圧検出値とから直流出力電流指令値を演算する手段と、
前記直流出力電流指令値と直流出力電流検出値とから前記直流出力電圧指令値を演算する手段と、を備えたものである。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、スイッチング損失の低減により電力変換効率を向上させることができる。また、発生ノイズの低減によるノイズフィルタの小型化、出力電圧リプルの低減による出力フィルタの小型化が可能であり、装置全体の小型化、低価格化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。

【図2】各実施形態における半導体スイッチの構成例を示す図である。

【図3】第１実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段の基本原理を説明する波形図である。

【図4】第１実施形態における半導体スイッチのデューティ比を求めるための交流−直流電力変換器のモデルを示す図である。

【図5】図３（ａ）において、出力電圧指令値の符号を負にした場合の動作波形図である。

【図6】第１実施形態における入力電流指令値演算手段の構成を示すブロック図である。

【図7】第１実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段の動作波形図である。

【図8】第１実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段の構成を示すブロック図である。

【図9】図８におけるｐスイッチオン信号選択手段の主要部の論理回路例を示す図である。

【図10】本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。

【図11】第２実施形態における電源電圧位相角検出手段の構成を示すブロック図である。

【図12】第２実施形態における入力電流指令値演算手段の構成を示すブロック図である。

【図13】第２実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段の動作波形図である。

【図14】本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。

【図15】第３実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段の構成を示すブロック図である。

【図16】第２実施形態及び第３実施形態の動作波形図である。

【図17】第３実施形態の動作波形図である。

【図18】本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図である。

【図19】第４実施形態における入力力率角指令値演算手段の作用を説明するための入力ｕ相の等価回路及びそのベクトル図である。

【図20】本発明の第５実施形態の構成を示すブロック図である。

【図21】特許文献１に記載された電流形電力変換器と同様の回路を示す図である。

【図22】非特許文献１における動作波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
なお、以下の説明において参照する各図では、同一の機能を有する回路構成要素及び電気量等に同一の参照符号を付してある。

【0021】

図１は本発明の第１実施形態の構成を示すブロック図である。なお、この第１実施形態以降の各実施形態では、多相交流電源を三相として説明する。
図１において、交流−直流電力変換器は、三相交流電源１０と、その各相に接続されたリアクトルＬ_ｆと、各線間に接続されたコンデンサＣ_ｆと、三相の交流入力端子ｕ，ｖ，ｗと正負の直流出力端子ｐ，ｎとの間に接続された半導体スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎと、を備え、直流出力端子ｐ，ｎの相互間には負荷２０が接続されている。

【0022】

上記交流−直流電力変換器を制御する制御装置１００Ａは、三相交流電源１０の各相の電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを検出する電源電圧検出手段１１０と、前記電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと直流出力電圧指令値Ｖ_ｃ^＊とから各相の入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを演算する入力電流指令値演算手段１２０と、前記入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗから前記スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのデューティ比を演算し、各スイッチのオン信号を発生するデューティ比演算・オン信号発生手段１３０とを備え、最終出力として、ＰＷＭパタンである各スイッチのオン信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｗｐ，ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｎを得る。

【0023】

図２は、図１における交流−直流電力変換器のスイッチの構成例を示しており、ｕ相のスイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの構成を例示してある。
図２（ａ）は、出力電流Ｉ_ｄｃが常時、正（Ｉ_ｄｃ≧０）の場合に使用するスイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの例である。直流出力端子ｐに接続されるスイッチＳ_ｕｐには、交流電源１０（入力端子ｕ）から端子ｐに電流が流れるスイッチを用い、直流出力端子ｎに接続されるスイッチＳ_ｕｎには、端子ｎから交流電源１０（入力端子ｕ）に電流が流れるスイッチを用いる。

【0024】

図２（ｂ）は、出力電流Ｉ_ｄｃが常時、負（Ｉ_ｄｃ≦０）の場合に使用するスイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの例である。直流出力端子ｐに接続されるスイッチＳ_ｕｐには、端子ｐから交流電源１０（入力端子ｕ）に電流が流れるスイッチを用い、直流出力端子ｎに接続されるスイッチＳ_ｕｎには、交流電源１０（入力端子ｕ）から端子ｎに電流が流れるスイッチを用いる。
図２（ｃ）は、出力電流Ｉ_ｄｃの符号が正負の両方になるスイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの例であり、両スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎには双方向に電流が流れるスイッチを用いる。
ここで、図２（ａ）〜（ｃ）の構成は他のスイッチＳ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎについても同様である。

【0025】

図３は、第１実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の基本原理図であり、その動作の概要について以下に説明する。
図３（ａ）は、直流出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが高い場合であり、図３（ｂ）は低い場合である。
出力電圧Ｖ_ｃは平均値として出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃに一致しており、入力電流ｉ_ｕの基本波成分は入力力率１の入力電流指令値ｉ^＊_ｕに一致している。各スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎのオン信号ｇ_ｕｐ〜ｇ_ｗｎを発生するＰＷＭ制御法としては、電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと同相の入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗと、Ｉ_ｄｃ〜零、零〜−Ｉ_ｄｃの範囲で変化する２つの三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎとをそれぞれ比較し、その大小関係から直接、スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎのスイッチングパタンを得ている。

【0026】

電源電圧位相角θ〔ｒａｄ〕が、例えば、０＜θ＜π／３（ｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗ）の範囲では、端子ｐ側のスイッチは、スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐの電源の二相へ接続するオン信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｖｐのみが与えられ、端子ｎ側のスイッチは、スイッチＳ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの電源の二相へ接続するオン信号ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｎのみが与えられる。
このとき、ｐ側スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐの動作は、最大電圧ｅ_ｕから中間電圧ｅ_ｖへの転流、ｎ側スイッチＳ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎの動作は、最小電圧ｅ_ｗから中間電圧ｅ_ｖへの転流であり、最大電圧と最小電圧との間の転流ではなく、三相全体で転流回数を２回に低減できるので、スイッチング損失及びノイズを低減することができる。
図３（ａ）の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが高い場合には、出力電圧Ｖ_ｃの波形は、正の３レベルの入力線間電圧により実現され、零電圧まで下がらないので、出力電圧リプルを低減することが可能である。また、図３（ｂ）の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが低い場合には、出力電圧Ｖ_ｃの波形は、正の最大の入力線間電圧レベルを用いずに、低い２レベルの入力線間電圧と零電圧とによって実現されており、出力電圧リプルを低減できている。

【0027】

次に、デューティ比演算・オン信号発生手段１３０におけるデューティ比演算式を導出する。
出力瞬時電力ｐ_ｏｕｔは、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ及び出力電流Ｉ_ｄｃを用いて数式１により得ることができる。

【数1】

交流−直流電力変換器はコンデンサ等のエネルギーバッファを持たないので、出力瞬時電力ｐ_ｏｕｔと等しい入力瞬時電力ｐ_ｉｎが実現されるように入力電流指令値を定めることで、指令値通りの出力電圧Ｖ_ｃを得ることができる。

【0028】

ここで、図１の入力リアクトルＬ_ｆにおける電圧降下は電源電圧に比較して十分小さいと仮定し、これを無視して説明する。
三相交流電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗは、電源電圧実効値Ｅ、位相角θ（＝ωｔ）を用いて数式２により与えられる。

【数2】

なお、電源電圧実効値Ｅは、数式３に示すように、相電圧の２乗和の平方根により得られる。

【数3】

【0029】

電源電圧に対して入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗは、入力電流実効値指令値Ｉ^＊、入力力率角指令値ψ^＊を用いて数式４により表される。

【数4】

よって、入力瞬時電力ｐ_ｉｎは、数式２，４から数式５によって得ることができる。

【数5】

【0030】

入力力率角指令値ψ^＊は任意の値に設定可能であるが、入力電流実効値指令値Ｉ^＊については、前述したように入出力の瞬時電力をバランスさせる観点から、数式１〜数式５に基づいて数式６により求められる。

【数6】

【0031】

次に、図４は、各スイッチのデューティ比を求めるための交流−直流電力変換器のモデルを示している。
制御周期Ｔ_ｓ（三角波キャリア信号の半周期）は回路の時定数に比較して十分短いものとして、ここでは入力のＬＣフィルタを省略し、入力電圧及び出力電流を一定値と近似する。図４では、各相の電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを直流電圧源により、出力電流Ｉ_ｄｃを直流電流源によりそれぞれ表している。また、制御周期Ｔ_ｓ間の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗをそれぞれ一定値として扱う。
本実施形態では、スイッチング損失（スイッチング回数）及び出力電圧リプルを共に低減するために、導通させないスイッチを設けてあり、図４では、電源電圧位相角θが０＜θ＜π／３の範囲において、導通させないスイッチを破線で示している。

【0032】

なお、図４におけるスイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎは、例えば前述の図２（ｃ）のような双方向スイッチであり、これら６個の双方向スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎの制御周期Ｔ_ｓ間のデューティ比をそれぞれｄ_ｕｐ〜ｄ_ｗｎとする。
出力電流の連続性を確保し、入力線間電圧の短絡を引き起こさないように、直流出力端子ｐ，ｎにそれぞれ接続されるスイッチのうち何れかのスイッチを導通させることから、デューティ比について数式７，８が成立する。

【数7】

【数8】

【0033】

入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗは、デューティ比を用いて数式９〜数式１１によって表すことができる。

【数9】

【数10】

【数11】

【0034】

数式７〜１１から各デューティ比を一意に決定することはできないので、後述するように拘束条件を与えてデューティ比を決定する。
制御周期Ｔ_ｓ間の出力電圧平均値Ｖ_ｃ（本文中では使用可能な文字に制限があるため、「 ￣ 」を省略する）は数式１２の上段により得られ、これを数式１，５，９〜１１を用いて変形すると、数式１２の下段に示すように出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ通りに制御されていることがわかる。

【数12】

【0035】

第１実施形態における各スイッチのデューティ比を導出する条件として、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ＞０として、電源電圧位相角が０＜θ＜π／３、すなわち、各相電圧の大小関係がｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗの場合につき考える。出力電圧リプルを小さくするため、直流出力端子ｐを入力最小電圧相ｗに、直流出力端子ｎを入力最大電圧相ｕにそれぞれ接続しない制約条件を設け、数式１３のようにデューティ比ｄ_ｗｐ，ｄ_ｕｎを零とする。

【数13】

【0036】

数式７〜１１から、数式１３の制約条件のもとで残りの各デューティ比ｄ_ｕｐ，ｄ_ｖｐ，ｄ_ｖｎ，ｄ_ｗｎを求めると、数式１４が得られる。

【数14】

【0037】

以下の表１は、ｐ側スイッチ及びｎ側スイッチにつきそれぞれ１つずつオンさせないスイッチの組み合わせと、各デューティ比とをまとめたものであり、全部で６通りのデューティ比のパタンｐ_ｄが得られる。
従って、デューティ比演算・オン信号発生手段１３０では、電源電圧位相角または入力電流指令値に応じて表１のデューティ比のパタンｐ_ｄを使用することにより、各スイッチのオン信号ｇ_ｕｐ〜ｇ_ｗｎを発生させることができる。

【表1】

【0038】

次に、図５は、図３（ａ）において、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃの符号を負にした場合のデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の動作説明図である。ここでは、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが負になるので、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗの波形も図３（ａ）に対して正負反転している。

【0039】

デューティ比演算・オン信号発生手段１３０は、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗと、Ｉ_ｄｃ〜零、零〜−Ｉ_ｄｃの範囲で変化する２つの三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎとをそれぞれ比較し、その大小関係から直接、スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎのスイッチングパタンを得る。例えば、電源電圧位相角が０＜θ＜π／３（ｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗ）の範囲では、出力電圧リプルを小さくするため、出力電圧の負側端子ｐを入力最大電圧相ｕに、出力電圧の正側端子ｎを入力最小電圧相ｗにそれぞれ接続しないという制約条件を設け、対応するスイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｗｎのデューティ比ｄ_ｕｐ，ｄ_ｗｎを共に零とするように、表１におけるデューティ比のパタンｐ_ｄ＝４を用いる。
このように出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが負の場合にも、出力電圧Ｖ_ｃの平均値を出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ通りに、入力電流ｉ_ｕの基本波成分を入力力率１の入力電流指令値ｉ^＊_ｕ通りに、それぞれ制御することができる。

【0040】

次いで、図１に示した制御装置１００Ａ内の各ブロックについて説明する。
図１の電源電圧検出手段１１０では、例えば、三相交流電源１０の電圧を星形結線した抵抗等により分圧し、電源１０の各相電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを検出する。図１では電源電圧から各相電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを検出しているが、フィルタコンデンサＣ_ｆの電圧を検出しても良い。

【0041】

図６は、図１の入力電流指令値演算手段１２０の構成を示すブロック図である。
この入力電流指令値演算手段１２０では、電源電圧実効値Ｅの二乗Ｅ^２を演算し、このＥ^２と、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃに比例するＶ^＊_ｃＩ_ｄｃとを用いて、数式１５により、電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと同相の入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを演算する。この数式１５は、数式４に数式２，６の関係を代入したものである。
なお、電源電圧実効値の二乗Ｅ^２は数式３に基づいて演算する。

【数15】

【0042】

数式１５において、出力電流Ｉ_ｄｃ（＞０）として検出値を用いることもできるが、表１のデューティ比の演算では入力電流指令値をＩ_ｄｃで除するので、Ｉ_ｄｃを正の任意の値に設定しても、デューティ比の演算結果に影響を与えない。従って、出力電流Ｉ_ｄｃを実際に検出する必要はなく、例えば、Ｉ_ｄｃ＝１と規格化して演算することができる。

【0043】

図７は、図１のデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の動作説明図であり、制御周期Ｔ_ｓ間のデューティ比と出力電圧波形とを示している。図７において、Ｔ_ｓは電源周期に比較して十分短いものとし、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを一定値としている。
図７（ａ）は、入力力率１で、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ（＞０）が高い場合、図７（ｂ）は、Ｖ^＊_ｃを図７（ａ）の１／２とした出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが低い場合、図７（ｃ）は、図７（ａ）のＶ^＊_ｃの符号を負にした場合である。電源電圧位相角θは０＜θ＜π／３であり、電源電圧値の大小関係はｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗである。
ここでは入力電流指令値を電源電圧と同相にしているので、図７（ａ），（ｂ）では電流指令値の大小関係がｉ^＊_ｕ＞ｉ^＊_ｖ＞ｉ^＊_ｗであり、図７（ｃ）ではｉ^＊_ｗ＞ｉ^＊_ｖ＞ｉ^＊_ｕである。

【0044】

図７（ａ）及び図７（ｂ）では、出力電圧リプルを小さくするため、直流出力端子ｐを入力最小電圧相ｗに接続せず、直流出力端子ｎを入力最大電圧相ｕに接続しない制約条件を設け、スイッチＳ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎに対するデューティ比ｄ_ｗｐ，ｄ_ｕｎを零とする。すなわち、表１におけるデューティ比のパタンｐ_ｄ＝１を用い、前述した数式１４のデューティ比を実現する。

【0045】

表１のパタンｐ_ｄ＝１において、スイッチＳ_ｕｐのデューティ比ｄ_ｕｐ＝ｉ^＊_ｕ／Ｉ_ｄｃに相当するオン信号ｇ_ｕｐは、入力電流指令値ｉ^＊_ｕと、零〜Ｉ_ｄｃの間で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｐとを比較し、ｉ^＊_ｕ＞Ｔ_ｐの信号として得られる。また、スイッチＳ_ｖｐのオン信号ｇ_ｖｐは、ｉ^＊_ｕ＜Ｔ_ｐの信号として得られる。
同じくパタンｐ_ｄ＝１において、スイッチＳ_ｗｎのデューティ比ｄ_ｗｎ＝ｉ^＊_ｗ／−Ｉ_ｄｃに相当するオン信号ｇ_ｗｎは、入力電流指令値ｉ^＊_ｗと、−Ｉ_ｄｃ〜零の間で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｎとを比較し、ｉ^＊_ｗ＜Ｔ_ｎの信号として得られる。また、スイッチＳ_ｖｎのオン信号ｇ_ｖｎは、ｉ^＊_ｗ＞Ｔ_ｎの信号として得られる。

【0046】

図７（ａ）の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが高いときには、出力電圧Ｖ_ｃは−ｅ_ｗｕ，ｅ_ｖｗ，ｅ_ｕｖの３レベルの正の電圧により指令値通りの電圧を実現している。図７（ｂ）の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが低いときには、ｅ_ｖｗ，ｅ_ｕｖ，零の３レベルの電圧を出力し、最大電圧である−ｅ_ｗｕを出力していない。従って、図７（ａ），（ｂ）共に出力電圧リプルを低減できている。

【0047】

図７（ｃ）では、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃの符号が負であるため、直流出力端子ｐを入力最大電圧相ｕに接続せず、直流出力端子ｎを入力最小電圧相ｗに接続しない制約条件を設け、スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｗｎに対するデューティ比ｄ_ｕｐ，ｄ_ｗｎを零とする。すなわち、表１におけるデューティ比のパタンｐ_ｄ＝４を用いる。

【0048】

表１のパタンｐ_ｄ＝４において、スイッチＳ_ｗｐのデューティ比ｄ_ｗｐ＝ｉ^＊_ｗ／Ｉ_ｄｃに相当するオン信号ｇ_ｗｐは、入力電流指令値ｉ^＊_ｗと、零〜Ｉ_ｄｃの間で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｐとを比較し、ｉ^＊_ｗ＞Ｔ_ｐの信号として得られる。また、スイッチＳ_ｖｐのオン信号ｇ_ｖｐは、ｉ^＊_ｗ＜Ｔ_ｐの信号として得られる。
同じくパタンｐ_ｄ＝４において、スイッチＳ_ｕｎのデューティ比ｄ_ｕｎ＝ｉ^＊_ｕ／−Ｉ_ｄｃに相当するオン信号ｇ_ｕｎは、入力電流指令値ｉ^＊_ｕと、−Ｉ_ｄｃ〜零の間で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｎとを比較し、ｉ^＊_ｕ＜Ｔ_ｎの信号として得られる。また、スイッチＳ_ｖｎのオン信号ｇ_ｖｎは、ｉ^＊_ｕ＞Ｔ_ｎの信号として得られる。
図７（ｃ）の出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃが負のときの出力電圧Ｖ_ｃの波形は、図７（ａ）の出力電圧Ｖ_ｃを正負反転した波形に相当し、ｅ_ｗｕ，−ｅ_ｖｗ，−ｅ_ｕｖの３レベルの負の電圧によって構成されるので、出力電圧リプルを低くできると共に、指令値通りの電圧を実現している。

【0049】

図８は、図１のデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の構成を示すブロック図である。
デューティ比演算・オン信号発生手段１３０では、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗをコンパレータに入力して三角波キャリア発生手段１３１からの三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎとそれぞれ比較し、その結果をＱ_ｕｐ〜Ｑ_ｗｎとして出力する。ここで、三角波キャリア信号Ｔ_ｐはＩ_ｄｃ〜零の範囲で変化し、三角波キャリア信号Ｔ_ｎは零〜−Ｉ_ｄｃの範囲で変化するものである。三角波のピーク値Ｉ_ｄｃ，−Ｉ_ｄｃは、実際の検出電流を用いる必要はなく、入力電流指令値演算手段１２０において用いた値に設定すれば良い。

【0050】

上記の比較結果Ｑ_ｕｐ〜Ｑ_ｗｎは、表２に示すデューティ比信号に相当している。ただし、表２のデューティ比は、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗが比較される三角波キャリア信号の範囲内の値であるときに成立するものである。

【表2】

【0051】

一方、図８のオンスイッチパタン選択手段１３２は、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗの最大、中間、最小（すなわち大小関係）を判別する。
この大小関係を判別するために、まず、入力電流指令値の差ｉ^＊_ｕｖ，ｉ^＊_ｖｗ，ｉ^＊_ｗｕを数式１６により計算する。

【数16】

【0052】

表３は、入力電流指令値の大小判別とデューティ比のパタン選択との関係を示している。
オンスイッチパタン選択手段１３２は、数式１６により求めた電流指令値の差ｉ^＊_ｕｖ，ｉ^＊_ｖｗ，ｉ^＊_ｗｕの符号から、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗの最大、中間、最小を判別することができる。更に、最大電流指令値の入力相と直流出力端子ｐ、最小電流指令値の入力相と直流出力端子ｎをそれぞれ接続しないように、表１のデューティ比のパタンｐ_ｄを選択して出力する。

【表3】

【0053】

図８のｐスイッチオン信号選択手段１３３では、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗとＩ_ｄｃ〜零の範囲で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｐとの比較結果Ｑ_ｕｐ，Ｑ_ｖｐ，Ｑ_ｗｐと、デューティ比のパタンｐ_ｄとを用いて，ｐ側スイッチＳ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐのオン信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｗｐを発生する。
具体的には、表１のデューティ比のパタンｐ_ｄのデューティ比を実現するように、表２の比較結果Ｑ_ｕｐ，Ｑ_ｖｐ，Ｑ_ｗｐが発生するデューティ比をそれぞれ割り振ればよい。例えば、デューティ比のパタンｐ_ｄ＝１では、ｄ_ｕｐ＝ｉ^＊_ｕ／Ｉ_ｄｃ，ｄ_ｖｐ＝１−ｉ^＊_ｕ／Ｉ_ｄｃであるから、比較結果Ｑ_ｕｐがｉ^＊_ｕ／Ｉ_ｄｃのデューティ比に相当する信号であり、オン信号は、ｇ_ｕｐ＝Ｑ_ｕｐ，ｇ_ｖｐ＝Ｑ_ｕｐの反転信号，ｇ_ｗｐ＝０によって得られる。

【0054】

なお、図８のｎスイッチオン信号選択手段１３４では、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗと−Ｉ_ｄｃ〜零の範囲で変化する三角波キャリア信号Ｔ_ｎとの比較結果Ｑ_ｕｎ，Ｑ_ｖｎ，Ｑ_ｗｎと、デューティ比のパタンｐ_ｄとを用いて，ｎ側スイッチＳ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのオン信号ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｎを発生する。

【0055】

表４は、デューティ比のパタンｐ_ｄに対するｐスイッチオン信号選択手段１３３及びｎスイッチオン信号選択手段１３４の動作をまとめたものである。

【表4】

【0056】

次に、図９は、ｐスイッチオン信号選択手段１３３において、一例としてスイッチＳ_ｕｐのオン信号ｇ_ｕｐを実現するオン信号選択手段の論理回路例である。
表４より、オン信号ｇ_ｕｐは、デューティ比のパタンｐ_ｄ＝１，ｐ_ｄ＝６のとき比較結果Ｑ_ｕｐを、ｐ_ｄ＝２のとき比較結果Ｑ_ｖｐの反転信号を、ｐ_ｄ＝５のとき比較結果Ｑ_ｗｐの反転信号を、それぞれ出力する。デューティ比のパタンｐ_ｄが１，２，５，６のそれぞれの状態を表す信号としてｐ_ｄ１，ｐ_ｄ２，ｐ_ｄ５，ｐ_ｄ６を定義すれば、図９の論理回路が得られる。他のオン信号を発生する回路についても、同様に構成することができる。

【0057】

なお、本実施形態の三角波キャリア発生手段１３１により用いた２つの三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎは同相であるが、本実施形態は、互いに逆相や位相差を持たせた三角波キャリア信号を用いても実現可能である。更に、キャリア信号として、三角波の代わりに傾きが正または負の鋸歯状波を用いることもできる。この場合、２つのキャリア信号の鋸歯状波の傾きの選び方として、正正、正負、負正、負負などの組み合わせを制御周期ごとに選ぶこともできる。
また、本実施形態における電源電圧検出手段１１０はあくまで一例であり、出力として線間電圧を検出してもよいし、電源電圧の振幅を一定値とみなして、電源電圧の正負を検出するだけでも実現可能である。

【0058】

次いで、図１０は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態に係る制御装置１００Ｂは、第１実施形態の制御装置１００Ａに入力力率の調整機能を追加したものである。
すなわち、図１０において、制御装置１００Ｂは電源電圧位相角検出手段１４０を備えており、電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗから位相角θを検出して入力電流指令値演算手段１２０に出力する。入力電流指令値演算手段１２０では、入力力率角指令値ψ^＊に従って入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを演算し、出力する。
なお、電源電圧検出手段１１０及びデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の機能は、第１実施形態と同様である。

【0059】

図１１は、電源電圧位相角検出手段１４０の構成を示すブロック図であり、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）を用いている。
図１１において、波形整形回路１４１は、電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの零クロスを検知し、π／３ごとに変化する電源１周期当たり３パルスの信号θ_ｏを発生する。また、カウンタ１４２は、信号θ_ｏに対応した信号θ_ｐを発生する。位相比較器１４３は、信号θ_ｏと信号θ_ｐとの位相角誤差Δθを検出し、この位相角誤差Δθが減少するように発振器１４４の出力パルスｐの周波数を調整する。この出力パルスｐをカウンタ１４２が計数することにより、カウンタ１４２の出力値が電源電圧位相角θになる。

【0060】

図１２は、図１０における入力電流指令値演算手段１２０の構成を示すブロック図である。入力電流指令値演算手段１２０は、数式４に数式２，６の関係を代入し、数式１７によって入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを演算する。

【数17】

【0061】

図１２に示すように、数式１７の右辺の分子は、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃと直流出力電流Ｉ_ｄｃとの積により演算される。ここで、出力電流Ｉ_ｄｃの値は、第１実施形態と同様に、入力電流指令値演算手段１２０及びデューティ比演算・オン信号発生手段１３０におけるＩ_ｄｃと同じ値にすることで、正の任意の値に設定することができる。
また、数式１７の右辺の分母については、数式３を用いて電源電圧実効値Ｅを演算すると共に、入力力率角指令値ψ^＊から三角関数テーブルを用いて入力力率指令値ｃｏｓψ^＊を求め、これらを乗じてＥｃｏｓψ^＊を演算する。更に、数式１７の右辺の電流指令値振幅の係数√（２／３）を乗じることにより、入力電流指令値振幅√２Ｉ^＊が演算される。

【0062】

数式１７における入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗの位相角は、入力力率角指令値ψ^＊と電源電圧位相角θとから得られる。更に、三角関数テーブルを用いて、各入力相の余弦ｃｏｓ（θ＋ψ），ｃｏｓ（θ＋ψ^＊−２π／３），ｃｏｓ（θ＋ψ^＊＋２π／３）を得て、これらの余弦値に前記入力電流指令値振幅√２Ｉ^＊を乗じることにより、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを得る。
これらの入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを、図８に示したデューティ比演算・オン信号発生手段１３０に入力することによりデューティ比が演算され、各スイッチＳ_ｕｐ〜Ｓ_ｗｎのオン信号ｇ_ｕｐ〜ｇ_ｗｎが演算される。

【0063】

次に、図１３は第２実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段１３０の動作波形図であり、制御周期Ｔ_ｓ間のデューティ比、入力電流及び出力電圧波形を示している。Ｔ_ｓは電源周期に比較して十分短いものとして、入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗを一定値としている。
図１３（ａ）は図７（ｂ）の波形に等しく、出力電圧指令値Ｖ_ｃ^＊＞０、入力力率角指令値ψ^＊＝０の場合である。また、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）に対して入力力率角指令値ψ^＊＝−π／３とした場合である。

【0064】

図１３（ａ）では、入力電流指令値の大小関係がｉ^＊_ｕ＞ｉ^＊_ｖ＞ｉ^＊_ｗとなっており、表４のデューティ比のパタンｐ_ｄ＝１が選択され、ｐ側スイッチはデューティ比ｄ_ｕｐ，ｄ_ｖｐに、ｎ側スイッチはデューティ比ｄ_ｖｎ，ｄ_ｗｎに値をそれぞれ持つ。入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び出力電圧Ｖ_ｃは、制御周期Ｔ_ｓの平均値としてそれぞれの指令値に一致した値が得られている。
図１３（ｂ）では、入力力率角指令値ψ^＊＝−π／３としているため、入力電流指令値の大小関係がｉ^＊_ｕ＞ｉ^＊_ｗ＞ｉ^＊_ｖとなっており、表４のデューティ比のパタンｐ_ｄ＝６が選択され、ｐ側スイッチはデューティ比ｄ_ｕｐ，ｄ_ｗｐに、ｎ側スイッチはデューティ比ｄ_ｗｎ，ｄ_ｖｎにそれぞれ値を持つ。入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ及び出力電圧Ｖ_ｃは、制御周期Ｔ_ｓの平均値としてそれぞれの指令値に一致した値が得られている。

【0065】

図１４は、本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態の制御装置１００Ｃでは、入力力率角指令値ψ^＊が大きくなったときに電流指令値の大小関係が変化しても、電源電圧の大小関係を優先してデューティ比のパタンを選択することにより、出力電圧リプルを低減する。
制御装置１００Ｃ内のデューティ比演算・オン信号発生手段１３０Ｃにおいて、第１実施形態のデューティ比演算・オン信号発生手段１３０に、新たに電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗと入力力率角指令値ψ^＊と出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃとが入力されており、これらに基づいてスイッチのオン信号及びキャリア信号の選択を変更している。
なお、図１４の電源電圧検出手段１１０は第１実施形態における電源電圧検出手段１１０と、図１４の電源電圧位相角検出手段１４０，入力電流指令値演算手段１２０は、第２実施形態における電源電圧位相角検出手段１４０、入力電流指令値演算手段１２０と、それぞれ同じ機能を有している。

【0066】

図１５は、第３実施形態におけるデューティ比演算・オン信号発生手段１３０Ｃの構成を示すブロック図である。
入力電流指令値ｉ^＊_ｕ，ｉ^＊_ｖ，ｉ^＊_ｗと三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎとはそれぞれ６個の比較器により比較され、比較結果Ｑ_ｕｐ〜Ｑ_ｗｎを得る。三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎは、それぞれＩ_ｄｃ〜零、零〜−Ｉ_ｄｃの範囲で変化する波形である。比較結果Ｑ_ｕｐ〜Ｑ_ｗｎから各スイッチのオン信号を選択するが、その選択基準は電源電圧値の大小関係に基づいている。ここで、三角波キャリア信号の変化範囲を決定するＩ_ｄｃの値については、第１実施形態と同様に、入力電流指令値演算手段１２０におけるＩ_ｄｃと同じ値にすることで、正の任意の値に設定することができる。

【0067】

図１５の符号演算器１３５によって出力電圧指令値Ｖ_ｃ^＊の符号（±１）を演算し、この符号を電源電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗに乗じて基準電圧値ｅ_０ｕ，ｅ_０ｖ，ｅ_０ｗを得る。オンスイッチパタン選択手段１３２では、基準電圧値ｅ_０ｕ，ｅ_０ｖ，ｅ_０ｗの大小関係を判別するために基準電圧値の差ｅ_０ｖ，ｅ_０ｗ，ｅ_０ｕを数式１８により計算する。

【数18】

【0068】

表５は、基準電圧値の大小判別とデューティ比のパタン選択とを示している。基準電圧値の差電圧ｅ_０ｕｖ，ｅ_０ｖｗ，ｅ_０ｗｕの符号から、基準電圧値の最大、中間、最小を判別することができる。入力力率角指令値ψ^＊により、電流指令値の大小関係が変化しても、電源電圧の大小関係を優先してデューティ比のパタンを選択することにより、出力電圧リプルを低減する。
入力力率角指令値については、−π／２＜ψ^＊＜−π／６、−π／６≦ψ^＊≦π／６、π／６＜ψ^＊＜π／２に分け、基準電圧値の大小関係を優先して、正の電圧を出力させる直流出力端子はできるだけ入力電圧の高い電圧相に、負の電圧を出力させる直流出力端子はできるだけ入力電圧の低い電圧相にそれぞれ接続する。

【表5】

【0069】

表６は、表５により決まったデューティ比のパタンを実現するオン信号選択動作表であり、各パタンに応じたオン信号は先に示した表４と同様である。
なお、三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎについては、入力力率角指令値ψ^＊が−π／６≦ψ^＊≦π／６の場合には同相とし、これ以外の場合には、逆相を選択する。

【表6】

【0070】

次に、図１６は、電源電圧の大小関係がｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗであり、電源電圧位相角が１２[ｄｅｇ]の場合の、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ＞０と入力力率角指令値ψ^＊＝−π／６を与えたときの動作波形であり、図１６（ａ）は第２実施形態を、図１６（ｂ）は第３実施形態をそれぞれ示している。
図１６（ａ）の第２実施形態では、入力電流指令値の大小関係がｉ^＊_ｕ＞ｉ^＊_ｗ＞ｉ^＊_ｖであり、この大小関係に基づいて表４からデューティ比のパタンｐ_ｄ＝６が選択される。この第２実施形態では入力電流指令値の大小関係を優先しているために、出力電圧Ｖ_ｃの波形は負の電圧−ｅ_ｖｗを用いることになり、出力電圧リプルが大きくなる。
一方、図１６（ｂ）の第３実施形態では、入力力率角指令値ψ^＊＝−π／６であるため、電源電圧の大小関係がｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞ｅ_ｗである基準電圧の大小関係ｅ_０ｕ＞ｅ_０ｖ＞ｅ_０ｗに基づいて、表５からデューティ比のパタンｐ_ｄ＝１が選択される。この第３実施形態では電源電圧の大小関係を優先しているために、出力電圧Ｖ_ｃの波形は正の電圧または零を用いることになり、第２実施形態よりも出力電圧リプルを抑制できている。

【0071】

図１７は、第３実施形態における動作波形であり、入力力率角指令値ψ^＊＝−π／３を与えた場合のものである。この動作波形は、第２実施形態の図１３（ｂ）の動作波形と同じ条件である。第２実施形態では三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎを同相としたのに対し、第３実施形態では、入力力率角指令値ψ^＊＝−π／３において三角波キャリア信号Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎとして逆相を選択するので、図１７の動作波形が得られ、出力電圧Ｖ_ｃの波形のリプルを抑制できている。

【0072】

図１８は、本発明の第４実施形態の構成を示すブロック図である。この実施形態の制御装置１００Ｄは、図１４の入力力率角指令値ψ^＊を与える入力力率角指令値演算手段１５０を備えており、この演算手段１５０は電源力率を１に制御するように入力力率角指令値ψ^＊を決定する。
図１８における入力力率角指令値演算手段１５０以外のブロックは、図１４の第３実施形態と同様である。ただし、入力力率角指令値演算手段１５０では、入力電流指令値演算手段１２０によって得られる電源電圧実効値Ｅを演算に用いている。

【0073】

ここで、電源高調波を抑制するためのリアクトルＬ_ｆとコンデンサＣ_ｆとからなるＬＣフィルタにより、入力電流指令値と電源電流との間に位相差を持つので、入力電流を力率１に制御したとしても、電源力率は必ずしも１にならない。そこで、入力力率角指令値演算手段１５０として、ＬＣフィルタに流れ込む進相電流が無視できなくなる軽負荷時などにおいて、電源力率を１に制御する方法について説明する。

【0074】

図１９（ａ）はＬＣフィルタを有する入力ｕ相の等価回路であり、図１９（ｂ）はそのベクトル図である。
図１９（ａ）では、交流−直流電力変換器に対するｕ相の入力電流指令値ｉ^＊_ｕを電流源にて示している。ｉ^＊_ｕ＝０としたとき、ＬＣフィルタのコンデンサ電流Ｉ_ｃｕは数式１９により表される。

【数19】

【0075】

通常、ＬＣフィルタの共振周波数は電源周波数より十分高く、数式１９においてωＬ_ｆ−１／３ωＣ_ｆ＜０の関係が得られるので、Ｉ_ｑ＞０となり、コンデンサ電流Ｉ_ｃｕは進み電流となる。
図１９（ｂ）及び数式２０に示すように、電源電流Ｉ_ｓｕを有効電流成分Ｉ_ｐのみとして電源力率１を実現するためには、数式２１に従って入力電流指令値Ｉ^＊_ｕを与えればよい。
すなわち、図１９（ｂ）に示す入力力率角指令値ψ^＊を与えることで、電源力率１を実現することができる。

【数20】

【数21】

【0076】

電源力率１としたときの入力有効電流実効値Ｉ_ｐは、出力電圧指令値Ｖ^＊_ｃ、出力電流検出値Ｉ_ｄｃ、電源電圧実効値Ｅを用いて、数式６においてψ^＊＝０を代入することにより数式２２によって得ることができる。

【数22】

【0077】

なお、損失を考慮する場合には、損失分に相当した有効電流を数式２２の右辺に加算して対応することができる。一方、電源電圧実効値Ｅと数式１９との関係から、コンデンサＣ_ｆに流れる無効電流Ｉ_ｑは数式２３により得られる。

【数23】

【0078】

数式２２，２３を用いて、図１９（ｂ）のベクトル関係から、入力力率角指令値ψ^＊は数式２４によって与えられる。

【数24】

なお、この実施形態の入力力率角指令値演算手段１５０は、図１０の第２実施形態における入力力率角の調整にも適用可能である。

【0079】

次いで、図２０は本発明の第５実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態は、図２０に示すように、直流出力端子ｐ，ｎに直列にリアクトルＬとコンデンサＣとが接続され、コンデンサＣに並列に負荷２０が接続された交流−直流電力変換器において、コンデンサＣの直流電圧を制御する制御系を備えたものである。

【0080】

図２０に示す制御装置１００Ｅは、コンデンサＣの両端の電圧検出値Ｖ_ｄｃ及びコンデンサ電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊が入力されて直流出力電流指令値Ｉ_ｄｃ^＊を演算する直流出力電流指令値演算手段１６０と、直流出力電流指令値Ｉ_ｄｃ^＊及び直流出力電流検出値Ｉ_ｄｃが入力されて図１４における出力電圧指令値Ｖ_ｃ^＊を演算する直流出力電圧指令値演算手段１７０と、を備えている。
直流出力電流指令値演算手段１６０では、数式２５に示す電圧偏差ΔＶ_ｄｃに対して、数式２６に示すように、電圧制御系の比例ゲインＫ_ＰＶと積分ゲインＫ_ＩＶとを持つＰＩ（比例積分）制御を施して直流出力電流指令値Ｉ_ｄｃ^＊を演算する。

【数25】

【数26】

【0081】

直流出力電圧指令値演算手段１７０では、数式２７に示す電流偏差ΔＩ_ｄｃに対して、数式２８に示すように、電流制御系の比例ゲインＫ_ＰＩと積分ゲインＫ_ＩＩとを持つＰＩ制御を施して出力電圧指令値Ｖ_ｃ^＊を演算する。

【数27】

【数28】

【0082】

本実施形態では、電圧制御系及び電流制御系にＰＩ制御を用いているが、二自由度制御などの他の制御法を用いても良い。
なお、この実施形態における直流出力電流指令値演算手段１６０及び直流出力電圧指令値演算手段１７０を、図１の第１実施形態に係る制御装置１００Ａや図１０の第２実施形態に係る制御装置１００Ｂに適用して直流出力電流Ｉ_ｄｃやコンデンサ電圧Ｖ_ｄｃを制御することも可能である。

【符号の説明】

【0083】

１０：三相交流電源
２０：負荷
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ：制御装置
１１０：電源電圧検出手段
１２０：入力電流指令値演算手段
１３０，１３０Ｃ：オンデューティ比演算・オン信号発生手段
１３１：三角波キャリア発生手段
１３２：オンスイッチパタン選択手段
１３３：ｐスイッチオン信号選択手段
１３４：ｎスイッチオン信号選択手段
１３５：符号演算器
１４０：電源電圧位相角検出手段
１４１：波形整形回路
１４２：カウンタ
１４３：位相比較器
１４４：発振器
１５０：入力力率角指令値演算手段
１６０：直流出力電流指令値演算手段
１７０：直流出力電圧指令値演算手段
Ｌ_ｆ，Ｌ：リアクトル
Ｃ_ｆ，Ｃ：コンデンサ
ｕ，ｖ，ｗ：交流入力端子
ｐ，ｎ：直流出力端子
Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ：半導体スイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】