特許 5918512 Ｈ型ブリッジ回路およびモータ駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】5918512

(24)【登録日】2016年4月15日

(45)【発行日】2016年5月18日

(54)【発明の名称】Ｈ型ブリッジ回路およびモータ駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/06 20060101AFI20160428BHJP

   H02P 6/22 20060101ALI20160428BHJP

   H02M 7/5387 20070101ALI20160428BHJP

【ＦＩ】

   H02P6/02 341J

   H02P6/02 341M

   H02M7/5387 Z

【請求項の数】9

【全頁数】27

(21)【出願番号】特願2011-254210(P2011-254210)

(22)【出願日】2011年11月21日

(65)【公開番号】特開2013-110862(P2013-110862A)

(43)【公開日】2013年6月6日

【審査請求日】2014年11月6日

(73)【特許権者】

【識別番号】303046277

【氏名又は名称】旭化成エレクトロニクス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100066980

【弁理士】

【氏名又は名称】森 哲也

(74)【代理人】

【識別番号】100109380

【弁理士】

【氏名又は名称】小西 恵

(74)【代理人】

【識別番号】100103850

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 秀▲てつ▼

(72)【発明者】

【氏名】関 博

【審査官】 池田 貴俊

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００９−２９６８５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−３５４８７３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−１６０９５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−１３６４５２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００５／０２７６５８１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００２−１９１１２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１０４１１５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−２２６７７８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ６／０６

Ｈ０２Ｍ ７／５３８７

Ｈ０２Ｐ ６／２２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１の電源と第２の電源との間に直列に接続される第１及び第２のトランジスタと、
前記第１の電源と前記第２の電源との間に直列に接続される第３及び第４のトランジスタと、
前記第１及び第２のトランジスタの接続点と前記第３及び第４のトランジスタの接続点との間に接続される負荷に流れる電流を検出し、当該検出に応じた信号を出力する電流モニタ回路と、
前記電流モニタ回路の出力信号と前記負荷の通電方向を切り換える切換信号とを入力し、当該入力にしたがって前記第１、第２、第３及び第４のトランジスタの駆動をそれぞれ制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
前記第１及び第４のトランジスタをオンにし、前記第２及び前記第３のトランジスタをオフにして、前記負荷に対して第１の通電を行う第１の通電制御と、
前記第１のＭＯＳトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第３のトランジスタのオフを維持し、前記第２のトランジスタをオフからオンに切り換え、前記第４のＭＯＳトランジスタをオンからオフに切り換える第１のノンオーバーラップ制御と、
前記第１のＭＯＳトランジスタのオフを維持し、前記第２のトランジスタのオンを維持し、前記第３のトランジスタをオフからオンに切り換え、前記第４のトランジスタのオフを維持して、前記負荷に対して前記第１の通電とは逆の第２の通電を行う第２の通電制御と、
前記第１のトランジスタのオフを維持し、前記第３のトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第２のトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第４のトランジスタをオフからオンに切り換える第２のノンオーバーラップ制御と、を行い、
前記第１および前記第２のノンオーバーラップ制御を行うノンオーバーラップ期間において、前記電流モニタ回路の出力信号に応じて前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタが切り換えられることを特徴とするＨ型ブリッジ回路。

【請求項2】

前記電流モニタ回路は、前記第１および第２のノンオーバーラップ制御の期間において前記負荷に流れる電流をそれぞれ検出することを特徴とする請求項１に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項3】

前記第２のトランジスタは、第５のトランジスタと、前記第５のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用の第６のトランジスタとから構成され、
前記第４のトランジスタは、第７のトランジスタと、前記第７のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用の第８のトランジスタとから構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項4】

前記電流モニタ回路は、
前記第５のトランジスタをオフにし、前記第６のトランジスタをオンにして、前記負荷に流れる電流を検出する第１の電流モニタ回路と、
前記第７のトランジスタをオフにし、前記第８のトランジスタをオンにして、前記負荷に流れる電流を検出する第２の電流モニタ回路と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項5】

前記電流モニタ回路は、
前記第１のトランジスタのソースとドレイン間の電圧を検出し、当該検出に基づいて前記負荷に流れる電流を検出する第１の電流モニタ回路と、
前記第３のトランジスタのソースとドレイン間の電圧を検出し、当該検出に基づいて前記負荷に流れる電流を検出する第２の電流モニタ回路と、
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項6】

前記第１および第２のノンオーバーラップ制御の期間は、前記電流モニタ回路の出力信号と予め定めてある遅延時間とに応じて決定することを特徴とする請求項１乃至請求項５のうちの何れか１項に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項7】

前記第１及び第３のトランジスタはＰＭＯＳトランジスタであり、前記第２及び第４のトランジスタはＮＭＯＳトランジスタであり、前記第１の電源は正電源であり、前記第２の電源は負電源又はグランドであることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れか１項に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項8】

前記第２及び第４のトランジスタはＮＭＯＳトランジスタであり、前記第１及び第３のトランジスタはＮＭＯＳトランジスタであり、前記第１の電源は正電源であり、前記第２の電源は負電源又はグランドであることを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れか１項に記載のＨ型ブリッジ回路。

【請求項9】

請求項１乃至請求項８のうちの何れか１項に記載のＨ型ブリッジ回路を備え、前記Ｈ型ブリッジ回路がモータのコイルを駆動することを特徴とするモータ駆動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＭＯＳトランジスタなどで構成されるＨ型ブリッジ回路などに関する。

【背景技術】

【0002】

従来、モータなどを駆動するための回路として、モータなどのコイルに電流を供給するＨ型ブリッジ回路（フルブリッジ回路）が知られている。図１９〜図２２、そのＨ型ブリッジ回路の各動作時における電流経路を示す。
このＨ型ブリッジ回路は、例えば図１９に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とを備え、電源ＶＤＤと電源ＶＳＳとに接続される。そして、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３のドレイン同士の接続部と、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４のドレイン同士の接続部との間に、負荷としてコイル５が接続される。

【0003】

ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートには制御信号ＰＧ１、ＰＧ２が入力され、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートには制御信号ＮＧ１、ＮＧ２が入力される。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。

【0004】

次に、このような従来のＨ型ブリッジ回路において、負荷としてモータのコイル５を接続し、モータを駆動制御する場合の動作例について説明する。
図２３は、この動作例の場合の各部の信号の波形例を示す。図２３において、ＯＵＴ１、ＯＵＴ２はモータのコイル５の両端の電圧、ＩＤＤは電源ＶＤＤからＨ型ブリッジ回路に供給される電流、ＩＬはモータのコイル５に流れる電流を示す。
図１９〜図２３を参照して、モータが正転動作から逆転動作に移行する時の電流経路について説明する。

【0005】

図２３の時刻ｔ１以前のモータの正転動作時には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の各ゲートの制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベル、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の各ゲートの制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルとなる（図２３（Ａ）〜（Ｄ）参照）。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンであり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフである。

【0006】

したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図１９に示すように、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに至る。
その後、図２３の時刻ｔ１において、モータが正転動作から逆転動作に切り換わるときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の各ゲートの制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベルからＨレベルに変化し、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の各ゲートの制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルからＬレベルに変化する。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンからオフに切り換わり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフからオンに切り換わる。

【0007】

しかし、その切り換わる瞬間には、図２０に示すように、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ２の寄生ダイオードＤ２、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。この逆流電流は、コイル５に蓄積された電荷が無くなるまで流れ続ける。
図２３の時刻ｔ２において、コイル５の電荷が無くなると、図２１に示すように、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３を経由して電源ＶＳＳに至るようになる。

【0008】

その後、図２３の時刻ｔ３において、モータが逆転動作から正転動作に切り換わる瞬間においても、図２２に示すように、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ４の寄生ダイオードＤ４、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ１の寄生ダイオードＤ１、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。この逆流電流は、図２３の時刻ｔ４まで流れ続けることになる。

【0009】

このようなＨ型ブリッジ回路における逆流電流を防止する方法として、モータの正転動作と逆転動作の切り換え時に、ノンオーバーラップ期間を設ける方法が知られている（例えば特許文献１）。
この従来方法では、図２４に示すＨ型ブリッジ回路のＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の駆動制御は、図２５に示すような制御信号ＰＧ１、ＰＧ２、ＮＧ１、ＮＧ２が使用される。また、その駆動制御には、モータの正転動作と逆転動作の切り換えを行う正逆制御信号ＨＡＬＬが使用される。

【0010】

この従来方法では、図２５に示すように、第１動作モード期間Ｔ１と第２動作モード期間Ｔ２とがある。そして、正逆制御信号ＨＡＬＬがＬレベルのときには第１動作モード期間Ｔ１となり、正逆制御信号ＨＡＬＬがＨレベルのときには第２動作モード期間Ｔ２となる。
また、第１動作モード期間Ｔ１は、図２５に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３、および正転動作期間Ｔ１４からなる。第２動作モード期間Ｔ２は、図２５に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３、および逆転動作期間Ｔ２４からなる。

【0011】

図２５の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ１内の正転動作期間Ｔ１４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３の制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベル、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４の制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルとなる（図２５（Ｂ）〜（Ｅ）参照）。このときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンであり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフである。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、電源ＶＤＤからの電流が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに至る。

【0012】

しかし、時刻ｔ１において、正逆制御信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化して、第１動作モード期間Ｔ１から第２動作モード期間Ｔ２に変化すると、上記の電流経路が変更を開始する。
第２動作モード期間Ｔ２のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、制御信号ＰＧ１がＰＷＭ信号となり（図２５（Ｂ）参照）、これによりＭＯＳトランジスタＴｒ１がＰＷＭ制御される。ＰＷＭ制御期間Ｔ２１が終了すると、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行するが、このノンオーバーラップ期間Ｔ２２は予め設定された任意の時間である。

【0013】

ノンオーバーラップ期間Ｔ２２の初期におけるコイル５の電流の経路は、図２４に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに戻り、時間の経過とともにコイル５の電流ＩＬは減少する（図２５（Ｉ）参照）。
図２５の時刻ｔ２において、コイル５の電流ＩＬがほぼ０〔ｍＡ〕になったときに（図２５（Ｉ）参照）、制御信号ＮＧ１をＬレベルからＨレベルに切り換え、制御信号ＮＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換え、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフが切り換える。この場合には、ローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフが切り換わっても、電源ＶＤＤへの逆転電流は発生しない。また、Ｈ型ブリッジ回路の出力端子のキックバック電圧も発生しない。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0014】

【特許文献1】特開２００９−２９６８５０号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0015】

しかしながら、上記の従来方法では、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２をモータの電気的な時定数よりも長く設定した場合には、コイル５の電流ＩＬが０〔ｍＡ〕の期間を十分に確保できる。このため、上記のように、コイル５の電流ＩＬが０〔ｍＡ〕になったときに、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフが切り換えれば、電源ＶＤＤへの逆転電流は発生しない。しかし、Ｈ型ブリッジ回路への電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤの供給のタイミングが遅れてしまうので、モータの回転数が低下し効率が悪くなることがある。

【0016】

逆に、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２をモータの電気的な時定数よりも短く設定すると、以下の事態が発生する。
すなわち、図２６（Ｉ）に示すように、コイル５の電流ＩＬが流れている時刻ｔ２において、制御信号ＮＧ１、ＮＧ２の切り換えが起こり（図２６（Ｄ）（Ｅ）参照）、Ｈ型ブリッジ回路のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフの切り換えが発生する。このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２内において、電源ＶＳＳからＭＯＳトランジスタＴｒ３の寄生ダイオードＤ３、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ２の寄生ダイオードＤ２、および電源ＶＤＤの電流経路で逆流電流が流れる。

【0017】

ステップダウンコンバート型の電源を用いている場合、その電源は回路から電源側に電流を引くことができないため、コイル５の還流電流を電源に流し込もうとすると、電源の電位が上昇する。
上記方法のように、逆流電流が発生した瞬間、電源ＶＤＤの電位が上昇する。Ｈ型ブリッジ回路とその制御回路を同じ電源で駆動させる方法をとった場合、電源ＶＤＤの上昇により電流経路を指定するための制御回路を故障させるおそれがある。

【0018】

このような問題があるので、ノーオーバーラップ期間を最適な値に設定する必要がある。しかし、モータのコイルのインダクタ成分や抵抗成分によって電気的な時定数が異なるため、コイルに蓄積された電荷が消失する時間が異なる。
従って、使用するコイルに応じてノーオーバーラップ期間を設定する必要がある。さらに、動作電圧や動作温度によってもコイルに蓄積される電荷量が異なるので、最適なノーオーバーラップ期間の設定は困難である。

【0019】

そこで本発明の目的は、上述の事情に鑑み、モータに適用した場合に、回転効率を犠牲にすることなく、逆流電流の発生を防止できるようにしたＨ型ブリッジ回路などを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0020】

上記の課題を解決して本発明の目的を達成するために、本発明は、以下のように構成される。
本発明は、第１の電源と第２の電源との間に直列に接続される第１及び第２のトランジスタと、前記第１の電源と前記第２の電源との間に直列に接続される第３及び第４のトランジスタと、前記第１及び第２のトランジスタの接続点と前記第３及び第４のトランジスタの接続点との間に接続される負荷に流れる電流を検出し、当該検出に応じた信号を出力する電流モニタ回路と、前記電流モニタ回路の出力信号と前記負荷の通電方向を切り換える切換信号とを入力し、当該入力にしたがって前記第１、第２、第３及び第４のトランジスタの駆動をそれぞれ制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第１及び第４のトランジスタをオンにし、前記第２及び前記第３のトランジスタをオフにして、前記負荷に対して第１の通電を行う第１の通電制御と、前記第１のＭＯＳトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第３のトランジスタのオフを維持し、前記第２のトランジスタをオフからオンに切り換え、前記第４のＭＯＳトランジスタをオンからオフに切り換える第１のノンオーバーラップ制御と、前記第１のＭＯＳトランジスタのオフを維持し、前記第２のトランジスタのオンを維持し、前記第３のトランジスタをオフからオンに切り換え、前記第４のトランジスタのオフを維持して、前記負荷に対して前記第１の通電とは逆の第２の通電を行う第２の通電制御と、前記第１のトランジスタのオフを維持し、前記第３のトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第２のトランジスタをオンからオフに切り換え、前記第４のトランジスタをオフからオンに切り換える第２のノンオーバーラップ制御と、を行い、前記第１および前記第２のノンオーバーラップ制御を行うノンオーバーラップ期間において、前記電流モニタ回路の出力信号に応じて前記第２のトランジスタ及び前記第４のトランジスタを切り換える。

【0021】

また、本発明において、前記電流モニタ回路は、前記第１および第２のノンオーバーラップ制御の期間において前記負荷に流れる電流をそれぞれ検出する。
さらに、本発明において、前記第２のトランジスタは、第５のトランジスタと、前記第５のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用の第６のトランジスタとから構成され、前記第４のトランジスタは、第７のトランジスタと、前記第７のトランジスタに比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用の第８のトランジスタとから構成される。

【0022】

また、本発明において、前記電流モニタ回路は、前記第５のトランジスタをオフにし、前記第６のトランジスタをオンにして、前記負荷に流れる電流を検出する第１の電流モニタ回路と、前記第７のトランジスタをオフにし、前記第８のトランジスタをオンにして、前記負荷に流れる電流を検出する第２の電流モニタ回路と、を備える。
さらに、本発明において、前記電流モニタ回路は、前記第１のトランジスタのソースとドレイン間の電圧を検出し、当該検出に基づいて前記負荷に流れる電流を検出する第１の電流モニタ回路と、前記第３のトランジスタのソースとドレイン間の電圧を検出し、当該検出に基づいて前記負荷に流れる電流を検出する第２の電流モニタ回路と、を備える。

【発明の効果】

【0023】

このように本発明では、負荷に流れる電流を検出するようにしたので、この検出電流を基に、ノンオーバーラップ制御の期間において負荷に電流が流れなくなるタイミングを判定することが可能となる。
このため、本発明では、ノンオーバーラップ制御において、負荷の電流がほぼ０〔ｍＡ〕になったときに、ローサイド側のトランジスタのオンオフを切り換えることが可能となり、高電位の電源側に対して逆流電流が流れるのを防止が可能となり、負荷の両端にキックバック電圧が発生することを防止することが可能となる。

【0024】

したがって、本発明によれば、モータの駆動に適用する場合に、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なノンオーバーラップ期間を設けることが可能となって、モータの回転効率の低下を防止することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0025】

【図1】本発明のＨ型ブリッジ回路の実施形態の構成の概要を示す図である。

【図2】第１実施形態の具体的な構成を示す回路図である。

【図3】第１実施形態をモータの駆動に適用した場合の動作例を説明する、各部の波形例を示す波形図である。

【図4】第１実施形態において、モータの正転動作時およびＰＷＭ制御時の電流経路を説明する図である。

【図5】第１実施形態において、モータのＰＷＭ制御時の回生電流を説明する図である。

【図6】第１実施形態において、モータの逆転動作時およびＰＷＭ制御時の電流経路を説明する図である。

【図7】第１実施形態において、モータのＰＷＭ制御時の回生電流を説明する図である。

【図8】第１実施形態において、ノンオーバーラップ制御時の回生電流を説明する図である。

【図9】第１実施形態において、ノンオーバーラップ制御時の回生電流を説明する図である。

【図10】第１実施形態において、ＰＷＭ制御時のコイルに流れる電流のモニタリングの状態を説明する図である。

【図11】第１実施形態において、ノンオーバーラップ制御時のコイルに流れる電流のモニタリングの状態を説明する図である。

【図12】本発明のＨ型ブリッジ回路の第２実施形態の構成を示す図である。

【図13】第２実施形態をモータの駆動に適用した場合の動作例を説明する、各部の波形例を示す波形図である。

【図14】第２実施形態において、モータの正転動作時の電流経路を説明する図である。

【図15】第２実施形態において、ノンオーバーラップ制御時の回生電流を説明する図である。

【図16】第２実施形態において、モータの逆転動作時の電流経路を説明する図である。

【図17】第２実施形態において、ノンオーバーラップ制御時の回生電流を説明する図である。

【図18】本発明のＨ型ブリッジ回路の第２実施形態の変形例の構成を示す図である。

【図19】従来回路、およびその従来回路におけるモータの正転動作時の電流経路を示す図である。

【図20】従来回路において、モータの正転動作から逆転動作への切り換え時の電流経路を示す図である。

【図21】従来回路におけるモータの逆転動作時の電流経路を示す図である。

【図22】従来回路において、逆転動作から正転動作への切り換え時の電流経路を示す図である。

【図23】従来回路のトランジスタの駆動制御時の各部の波形例を示す図である。

【図24】従来回路、およびコイル電流の回生時における電流経路を説明する図である。

【図25】従来回路において、トランジスタを従来方法で駆動制御する場合の各部の波形例を示す図である。

【図26】その従来方法の課題を説明するための波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0026】

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態の構成）
図１は、本発明のＨ型ブリッジ回路の第１実施形態の構成を概要を示す図である。
この第１実施形態に係るＨ型ブリッジ回路は、図１に示すように、Ｈ型ブリッジ１と、電流モニタ回路２、３と、制御回路４とを備えている。

【0027】

Ｈ型ブリッジ１は、図１に示すように、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とを備えている。ＭＯＳトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のそれぞれは、寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。
ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４とは直列接続され、この直列回路が高電位側の電源ＶＤＤと低電位側の電源ＶＳＳとの間に接続される。

【0028】

このＨ型ブリッジ１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１とＭＯＳトランジスタＴｒ３の共通接続部が出力端子６と接続され、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４の共通接続部が出力端子７と接続されている。そして、その接続端子６、７間に負荷としてコイル５が接続される。
電流モニタ回路２は、コイル５に流れる電流を検出（測定）し、この検出に応じた信号を電流判定信号ＭＯＮＩ２として出力する。電流モニタ回路３は、コイル５に流れる電流を検出し、この検出に応じた電流判定信号ＭＯＮＩ２として出力する。

【0029】

制御回路４は、負荷であるコイル５の通電方向を切り換える切換信号ＨＡＬＬと、電流モニタ回路２、３から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とを入力する。そして、制御回路４は、それらの入力信号にしたがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を駆動制御する制御信号ＰＧ１、ＰＧ２と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４を駆動制御する制御信号ＮＧ１、ＮＧ２をそれぞれ生成する。

【0030】

この生成された制御信号ＰＧ１、ＰＧ２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートに入力され、駆動制御される。また、制御信号ＮＧ１、ＮＧ２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートに入力され、駆動制御される。
図２は、第１実施形態のＨ型ブリッジ１および電流モニタ回路２、３の具体的な構成を示す図である。

【0031】

図２に示すＨ型ブリッジ１では、図１に示すローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のそれぞれは、トランジスタサイズが異なる大小２つのＮ型のＭＯＳトランジスタから構成される。
ＭＯＳトランジスタＴｒ３は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１に比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用のＭＯＳトランジスタＴｒ３２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２は、寄生ダイオードＤ３１、Ｄ３２を有する。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１のゲートと電源ＶＳＳとの間にプルダウン抵抗Ｒ３１が接続されている。

【0032】

同様に、ＭＯＳトランジスタＴｒ４は、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１に比べてトランジスタサイズが小さな電流測定用のＭＯＳトランジスタＴｒ４２とからなり、これらが並列に接続されている。ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２は、寄生ダイオードＤ３４、Ｄ４２を有する。また、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１のゲートと電源ＶＳＳとの間にプルダウン抵抗Ｒ４１が接続されている。

【0033】

電流モニタ回路２は、図２に示すように、電流検出用のＭＯＳトランジスタＴｒ３２と、スイッチ部２１と、電流判定部２２と、を備えている。
スイッチ部２１は、制御信号ＮＧ１が入力される入力端子２１０と、制御回路４によってオンオフ制御される４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４とを備えている。
スイッチＳＷ１は、入力端子２１０とＭＯＳトランジスタＴｒ３１のゲートとの間に接続され、オンすることにより制御信号ＮＧ１をＭＯＳトランジスタＴｒ３１のゲートに印加できるようになっている。スイッチＳＷ２は、入力端子２１０とＭＯＳトランジスタＴｒ３２のゲートとの間に接続され、オンすることにより制御信号ＮＧ１をＭＯＳトランジスタＴｒ３２のゲートに印加できるようになっている。

【0034】

スイッチＳＷ３は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３２のゲートとドレインとの間に接続され、オンすることによりＭＯＳトランジスタＴｒ３２をダイオード接続することができるようになっている。スイッチＳＷ４は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３２のゲートと電流判定部２２との間に接続され、オンすることによりＭＯＳトランジスタＴｒ３２のゲートと電流判定部２２とを電気的に接続できるようになっている。

【0035】

電流モニタ回路３は、図２に示すように、電流検出用のＭＯＳトランジスタＴｒ４２と、スイッチ部３１と、電流判定部３２と、を備えている。
スイッチ部３１は、制御信号ＮＧ２が入力される入力端子３１０と、制御回路４によってオンオフ制御される４つのスイッチＳＷ５〜ＳＷ８とを備えている。
スイッチＳＷ５は、入力端子３１０とＭＯＳトランジスタＴｒ４１のゲートとの間に接続され、オンすることにより制御信号ＮＧ２をＭＯＳトランジスタＴｒ４１のゲートに印加できるようになっている。スイッチＳＷ６は、入力端子３１０とＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートとの間に接続され、オンすることにより制御信号ＮＧ２をＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートに印加できるようになっている。

【0036】

スイッチＳＷ７は、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートとドレインとの間に接続され、オンすることによりＭＯＳトランジスタＴｒ４２をダイオード接続することができるようになっている。スイッチＳＷ８は、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートと電流判定部３２との間に接続され、オンすることによりＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートと電流判定部３２とを電気的に接続できるようになっている。

【0037】

次に、電流判定部２２、３２の具体的な構成について、図２を参照して説明する。
電流判定部２２は、図２に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ８とＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ９とが直列に接続され、この直列回路が電源ＶＤＤと電源ＶＳＳとの間に接続される。また、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１０と抵抗Ｒと直列に接続され、この直列回路が電源ＶＤＤと電源ＶＳＳとの間に接続される。

【0038】

ＭＯＳトランジスタＴｒ９とＭＯＳトランジスタＴｒ１０とは、カレンミラーを構成するようになっている。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ９、Ｔｒ１０の各ゲートは共通接続され、この共通接続部がＭＯＳトランジスタＴｒ９のドレインに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＴｒ１０と抵抗Ｒとの共通接続部がシュミットトリガ回路ＳＨ２の入力端子に接続され、シュミットトリガ回路ＳＨ２の出力端子から電流判定信号ＭＯＮＩ２を出力するようになっている。シュミットトリガ回路ＳＨ２の出力端子と電源ＶＳＳとの間にプルダウンスイッチＳＷ２２が接続されている。

【0039】

電流判定部３２は、図２に示すように、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＴｒ５とＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ６とが直列に接続され、この直列回路が電源ＶＢＢと電源ＶＳＳとの間に接続される。また、Ｐ型のＭＯＳトランジスタＴｒ７と抵抗Ｒと直列に接続され、この直列回路が電源ＶＤＤと電源ＶＳＳとの間に接続される。
ＭＯＳトランジスタＴｒ６とＭＯＳトランジスタＴｒ７とは、カレンミラーを構成するようになっている。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ６、Ｔｒ７の各ゲートは共通接続され、この共通接続部がＭＯＳトランジスタＴｒ６のドレインに接続されている。

【0040】

ＭＯＳトランジスタＴｒ７と抵抗Ｒとの共通接続部がシュミットトリガ回路ＳＨ１の入力端子に接続され、シュミットトリガ回路ＳＨ１の出力端子から電流判定信号ＭＯＮＩ１を出力するようになっている。シュミットトリガ回路ＳＨ１の出力端子と電源ＶＳＳとの間にプルダウンスイッチＳＷ３２が接続されている。

【0041】

（第１実施形態の動作）
次に、第１実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
この動作例は、Ｈ型ブリッジ１の負荷であるコイル５としてモータのコイルを接続し、モータを駆動制御する場合について説明する。
このモータの駆動制御のために、制御回路４にはモータの正転と逆転の動作を切り換える切換信号ＨＡＬＬと、電流モニタ回路２、３から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とが入力される。

【0042】

制御回路４は、切換信号ＨＡＬＬと電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とにしたがって、図３に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を駆動制御する制御信号ＰＧ１、ＰＧ２と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４を駆動制御する制御信号ＮＧ１、ＮＧ２とを、それぞれ生成する。
この動作例では、図３に示すように、第１動作モード期間Ｔ１と第２動作モード期間Ｔ２とがあり、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルのときに第１動作モード期間Ｔ１となり、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルのときに第２動作モード期間Ｔ２となる。

【0043】

また、第１動作モード期間Ｔ１は、図３に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３、および正転動作期間Ｔ１４からなる。第２動作モード期間Ｔ２は、図３に示すように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３、および逆転動作期間Ｔ２４からなる。
図３の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ１内の正転動作期間Ｔ１４には、図３（Ｂ）（Ｄ）のように制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベルになり、図３（Ｃ）（Ｅ）のように制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルになる。このときには、制御回路４が、スイッチ部２１のスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオンにし、スイッチＳＷ３、ＳＷ４をオフにし、スイッチ部３１のスイッチＳＷ５、ＳＷ６をオンにし、スイッチＳＷ７、ＳＷ８をオフにする。

【0044】

このため、正転動作期間Ｔ１４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４１、Ｔｒ４２はオンになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３１、Ｔｒ３２はオフになる。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図４に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の両端の出力電圧ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、ＨレベルとＬレベルになる（図３（Ｆ）（Ｇ）参照）。

【0045】

また、このときには、電流モニタ回路２、３はコイル５に流れる電流ＩＬをモニタしておらず、スイッチＳＷ２２、Ｓ３２はオンしているので、電流判定部２２、３２から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２はＬレベルとなる（図３（Ｈ）（Ｉ）参照）。
図３の時刻ｔ１において、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、第１動作モード期間Ｔ１から第２動作モード期間Ｔ２に変化する。

【0046】

第２動作モード期間Ｔ２のうち、最初のＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、制御信号ＰＧ２、ＮＧ１、ＮＧ２に変化はなく（図３（Ｃ）〜（Ｅ）参照）、制御信号ＰＧ１だけがＬレベルからＰＷＭ信号に変化する（図３（Ｂ）参照）。ＰＷＭ信号は、図３（Ｂ）示すようにＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す信号である。
このため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンのときには電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが流れ、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフのときにはその電流ＩＤＤが０〔ｍＡ〕となる（図３（Ｊ）参照）。これに伴い、コイル５の両端の電圧ＯＵＴ１が図３（Ｆ）のように変化し、その電圧ＯＵＴ２はＬレベルを維持する（図３（Ｇ）参照）。

【0047】

このようにＰＷＭ制御期間Ｔ２１では、ＭＯＳトランジスタＴｒ１はオフとオンの期間を交互に繰り返す。
このため、制御信号ＰＧ１がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフのときには、電源ＶＤＤから電流ＩＤＤの供給がないが、コイル５は電源ＶＤＤからの電流供給が断たれてから放電を開始する。したがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフのときには、図５に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタ３１の寄生ダイオードＤ３１およびＭＯＳトランジスタ３２の寄生ダイオードＤ３２、コイル５、ＭＯＳトランジスタ４１、４２、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。

【0048】

ここで、寄生ダイオードＤ３１、Ｄ３２のしきい値電圧をＶＦ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１のオン抵抗をＲ４１、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２のオン抵抗をＲ４２とすると、コイル５に蓄積されたエネルギー損失ＥＬは、次式のようになる。
ＥＬ＝（ＶＦ×ＩＬ）＋ＩＬ^２ ×〔Ｒ４１×Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）〕
このため、コイル５に蓄積されたエネルギーは上記のエネルギー損失ＥＬによって消失するので、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに減少する（図３（Ｋ）参照）。

【0049】

一方、制御信号ＰＧ１がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図４に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２を経由して電源ＶＳＳに至る。このとき、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに増加する（図３（Ｋ）参照）。

【0050】

このように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図３（Ｋ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が小さくなっていくため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１の終了時は開始時と比較して電流ＩＬは小さくなる。
また、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１内であって、電源ＶＤＤからの最後の電流ＩＤＤの供給中に、スイッチ部３１のスイッチＳＷ５をオンからオフに切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１は、制御信号ＮＧ２の供給が停止されるので、オンからオフに切り換わる。

【0051】

さらに、この時には、スイッチ部３１のスイッチＳＷ６をオンからオフ、スイッチＳＷ７オフからオンにそれぞれ切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２は、制御信号ＮＧ２の供給が停止されるので、オンからダイオード接続に変更される。また、スイッチＳＷ８はオフからオンになり、スイッチＳＷ３２はオンからオフに切り換えるので、電流モニタ回路３はコイル５に流れる電流ＩＬの検出（モニタ）ができるようになる。

【0052】

このときのＨ型ブリッジ１のＭＯＳトランジスタＴｒ４２と電流判定部３２との接続状態を示すと、図１０のようになる。
このときには、図１０に示すように、Ｈ型ブリッジ１には、電源ＶＤＤ、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２、および電源ＶＳＳの経路で電流が流れている。また、Ｈ型ブリッジ１のＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートは、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２のドレインと電流判定部３２のＭＯＳトランジスタＴｒ５のゲートに接続された状態である。このとき、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２は、飽和領域で動作している。飽和ドレイン電圧をＶｄｓａｔ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２の閾値をＶｔとすると、ＯＵＴ２からＶｄｓａｔ＋Ｖｔ〔Ｖ〕が出力される。

【0053】

Ｈ型ブリッジ１のＭＯＳトランジスタＴｒ４２のサイズ（トランジスタサイズ）と電流判定部３２のＭＯＳトランジスタＴｒ５のサイズの比をＮ：１にすることにより、電流判定部３２のＭＯＳトランジスタＴｒ５には、Ｈ型ブリッジ１に流れる電流の１／Ｎ倍のミラー電流が流れる。さらに、このミラーした電流は抵抗Ｒによって電圧に変換され、シュミットトリガ回路ＳＨ１に入力される。

【0054】

その後、図３の時刻ｔ２になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行する。
ノンオーバーラップ期間Ｔ２２に移行すると、図８に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２の寄生ダイオードＤ３１、Ｄ３２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２、および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図３（Ｋ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる。

【0055】

ノンオーバーラップ期間Ｔ２２中におけるＨ型ブリッジ１のＭＯＳトランジスタＴｒ４２と電流判定部３２との接続状態を示すと、図１１のようになる。
このときには、図１１に示すように、Ｈ型ブリッジ１には、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ３１、Ｄ３２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２、および電源ＶＳＳの経路で電流が流れている。また、Ｈ型ブリッジ１のＭＯＳトランジスタＴｒ４２のゲートは、ＭＯＳトランジスタＴｒ４２のドレインと電流判定部３２のＭＯＳトランジスタＴｒ５のゲートに接続された状態である。

【0056】

そして、コイル５に流れる電流ＩＬがほぼ０〔ｍＡ〕になると、電流判定部３２のＭＯＳトランジスタＴｒ７に流れる電流はほぼ０〔ｍＡ〕になる。このため、抵抗Ｒで変換される電圧も０〔Ｖ〕付近の電圧となる。この０〔Ｖ〕付近の電圧が、シュミットトリガ回路ＳＨ１に入力される。これにより、シュミットトリガ回路ＳＨ１から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１は、ＬレベルからＨレベルに変化する（図３（Ｈ）参照）。電流判定信号ＭＯＮＩ１は、図２に示すように制御回路４に入力される。

【0057】

そして、図３の時刻ｔ３において、電流判定信号ＮＯＮＩ１がＬレベルからＨレベルに変化すると、制御回路４は、制御信号ＮＧ１をＬレベルからＨレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換える。
このときには、スイッチ部２１では、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフからオンに切り換え、スイッチＳＷ３、ＳＷ４をオフのままとする。また、スイッチ部３１では、スイッチＳＷ５、ＳＷ６をオフからオンに切り換え、スイッチＳＷ７、ＳＷ８をオンからオフに切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２はオフからオンになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２はオンからオフになる。また、電流判定部２２のスイッチＳＷ２２はオンのままとし、電流判定部３２のスイッチＳＷ３２はオフからオンにする。

【0058】

しかし、このときには、回生電流は完全に消費しているため、上記のようにＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えても、逆流電流やキックバック電圧は発生しない。
このため、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なタイミングでローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えを行うことができる。

【0059】

ここで、図３の時刻ｔ３において、上記のようにＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換え、これと同時にＭＯＳトランジスタＴｒ２をオンにすると、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４２に貫通電流が流れ、Ｈ型ブリッジ１が故障するおそれがある。
そこで、制御回路４は、時刻ｔ３においてＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えたのち、貫通電流が発生しない程度の遅延時間ｔｄを持たせ、時刻ｔ４において、制御信号ＰＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換え（図３（Ｃ）参照）、ＭＯＳトランジスタＴｒ２をオンさせている。

【0060】

このため、制御回路４は、電流モニタ回路３から出力される電流判定信号ＮＯＮＩ１と予め定めてある遅延時間ｔｄとに応じて、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２を決定することになる。このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２の最適化を図ることができる。
図３の時刻ｔ４において、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２が終了すると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３に移行する。

【0061】

ＰＷＭ制御期間Ｔ２３では、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１、ＮＧ２に変化はなく（図３（Ｂ）（Ｄ）（Ｅ）参照）、制御信号ＰＧ２だけがＨレベルからＰＷＭ信号に変化する（図３（Ｃ）参照）。ＰＷＭ信号は、図３（Ｃ）示すようにＨレベルとＬレベルを交互に繰り返す信号である。
このため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３では、ＭＯＳトランジスタＴｒ２がオンのときには電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが流れ、ＭＯＳトランジスタＴｒ２がオフのときにはその電流ＩＤＤが０〔ｍＡ〕となる（図３（Ｊ）参照）。これに伴い、コイル５の両端の電圧のうち電圧ＯＵＴ１が図３（Ｆ）はＬレベルを維持し、その電圧ＯＵＴ２は変化する（図３（Ｇ）参照）。

【0062】

このようにＰＷＭ制御期間Ｔ２３では、ＭＯＳトランジスタＴｒ２はオフとオンの期間を交互に繰り返す。
このため、ＰＷＭ制御信号ＰＧ２がＨレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２がオフのときには、図７に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４１、Ｄ４２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。このコイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに減少する（図３（Ｋ）参照）。

【0063】

一方、制御信号ＰＧ２がＬレベルであってＭＯＳトランジスタＴｒ２がオンのときには、再び電源ＶＤＤからの電流供給が開始される。すなわち、図６に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２を経由して電源ＶＳＳに至る。このとき、コイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに増加する（図３（Ｋ）参照）。

【0064】

このように、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３には、ＭＯＳトランジスタＴｒ２はＰＷＭ信号によりＰＷＭ駆動をするので、図３（Ｋ）に示すようにコイル５の電流ＩＬは増減を繰り返す。しかし、ＰＷＭ信号のデューティー比が大きくなっていくため、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３の終了時は開始時と比較して電流ＩＬは大きくなる。
そして、図３の時刻ｔ５になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ２３を終了し、逆転動作期間Ｔ２４に移行する。

【0065】

逆転動作期間Ｔ２４には、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＨレベルであり（図３（Ｂ）（Ｄ）参照）、制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＬレベルとなる（図３（Ｃ）参照）。
このため、逆転動作期間Ｔ２４には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４１、Ｔｒ４２はオフになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３１、Ｔｒ３２はオンになる。したがって、モータの逆転動作時の電流経路は、図６に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２を経由して電源ＶＳＳに至る。

【0066】

また、このときには、電流モニタ回路２、３はコイル５に流れる電流ＩＬをモニタしておらず、ＳＷ２２、２３はオンしているので、電流判定部２２、３２から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２はＬレベルとなる（図３（Ｈ）（Ｉ）参照）。
図３の時刻ｔ６において、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、第２動作モード期間Ｔ２から第１動作モード期間Ｔ１に移行する。

【0067】

第１動作モード期間Ｔ１に移行すると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１では、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＨレベルであり（図３（Ｂ）（Ｄ）参照）、制御信号ＰＧ２がＰＷＭ信号となり（図３（Ｃ）参照）、ＮＧ２はＬレベルである（図３（Ｅ）参照）。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４１、Ｔｒ４２はオフを維持し、ＭＯＳトランジスタＴｒ２はＰＷＭ駆動され、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２はオンを維持する。

【0068】

また、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１内であって、電源ＶＤＤからの最後の電流ＩＤＤの供給中に、スイッチ部２１のスイッチＳＷ１をオンからオフに切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１は、制御信号ＮＧ１の供給が停止されるので、オンからオフに切り換わる。
さらに、この時には、スイッチ部２１のスイッチＳＷ２をオンからオフ、スイッチＳＷ３をオフからオンにそれぞれ切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３２は、制御信号ＮＧ１の供給が停止されるので、オンからダイオード接続に変更される。また、スイッチＳＷ４はオフからオンになり、スイッチＳＷ２２はオンからオフに切り換えるので、電流モニタ回路２はコイル５に流れる電流ＩＬのモニタができるようになる。

【0069】

そして、図３の時刻ｔ７になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１１が終了し、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行する。
ノンオーバーラップ期間Ｔ１２に移行すると、図９に示すように、電源ＶＳＳ、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２の寄生ダイオードＤ４１、Ｄ４２、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３２、および電源ＶＳＳの電流経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。この回生電流ＩＬは、時間の経過に伴い減少し、図３（Ｋ）に示すようにほぼ０〔ｍＡ〕となる。

【0070】

ノンオーバーラップ期間Ｔ１２中の時刻ｔ８において、コイル５の電流ＩＬが０〔ｍＡ〕になると（図３（Ｋ）参照）、電流モニタ回路２の電流判定部２２から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ２がＬレベルからＨレベルに変化する（図３（Ｉ）参照）。このとき、制御回路４は、制御信号ＮＧ１をＨレベルからＬレベルに切り換えるとともに、制御信号ＮＧ２をＬレベルからＨレベルに切り換える。

【0071】

また、このときには、スイッチ部２１では、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフからオンに切り換え、スイッチＳＷ３、ＳＷ４をオンからオフに切り換える。また、スイッチ部３１では、スイッチＳＷ５、ＳＷ６をオフからオンに切り換え、スイッチＳＷ７、ＳＷ８をオフに保つ。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ３２はオンからオフになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２はオフからオンになる。また、電流判定部２２のスイッチＳＷ２２はオフからオンとし、電流判定部３２のスイッチＳＷ３２はオンに保つ。

【0072】

図３の時刻ｔ９になると、ノンオーバーラップ期間Ｔ１２を終了し、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３に移行する。
ＰＷＭ制御期間Ｔ１３では、制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルであり（図３（Ｃ）（Ｅ）参照）、制御信号ＰＧ１がＰＷＭ信号となり（図３（Ｂ）参照）、制御信号ＮＧ２はＨレベルである（図３（Ｅ）参照）。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１はＰＷＭ駆動され、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３１、Ｔｒ３２はオフを維持し、ＭＯＳトランジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２はオンを維持する。

【0073】

図３の時刻ｔ１０になると、ＰＷＭ制御期間Ｔ１３を終了し、上記の正転動作期間Ｔ１４となる。
以上のように、第１実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、Ｔ１２において、電流モニタ回路２、３がコイル５に流れる電流をそれぞれ検出し、コイル５に電流が流れなくなったときに電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２を出力するようにした。

【0074】

このため、第１実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ２２、Ｔ１２において、コイルの電流がほぼ０〔ｍＡ〕になったときに、ローサイド側のトランジスタＴｒ３１、Ｔｒ４１のオンオフを切り換えることができるので、電源ＶＤＤ側に対して逆流電流が流れるのを防止ができ、コイルの両端にキックバック電圧が発生することを防止できる。
したがって、第１実施形態によれば、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なノンオーバーラップ期間を設定することができ、モータの回転効率の低下を防止することができる。

【0075】

（第２実施形態の構成）
図１２は、本発明のＨ型ブリッジ回路の第２実施形態の構成を概要を示す図である。
この第２実施形態に係るＨ型ブリッジ回路は、図１２に示すように、Ｈ型ブリッジ１と、電流モニタ回路２Ａ、３Ａと、制御回路４Ａとを備えている。
Ｈ型ブリッジ１は、図１に示すＨ型ブリッジ１と構成が同一であるので、同一構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。
電流モニタ回路２Ａは、コイル５に流れる電流を検出（測定）し、その検出に応じた信号を電流判定信号ＭＯＮＩ１として出力する。電流モニタ回路３Ａは、コイル５に流れる電流を検出し、その検出に応じた電流判定信号ＭＯＮＩ２として出力する。

【0076】

制御回路４Ａは、コイル５の通電方向を切り換える切換信号ＨＡＬＬと、電流モニタ回路２Ａ、３Ａから出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とを入力する。そして、制御回路４Ａは、それらの入力信号にしたがって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を駆動制御する制御信号ＰＧ１、ＰＧ２と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４を駆動制御する制御信号ＮＧ１、ＮＧ２をそれぞれ生成する。

【0077】

この生成された制御信号ＰＧ１、ＰＧ２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のゲートに入力され、駆動制御される。また、制御信号ＮＧ１、ＮＧ２は、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のゲートに入力され、駆動制御される。
電流モニタ回路２Ａは、図１２に示すように、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、スイッチＳＷ１１と、基準電圧発生回路２５と、比較回路（コンパレータ）２６と、プルダウン用のスイッチＳＷ２７を備えている。

【0078】

抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２は直列に接続され、抵抗Ｒ１の一端がＭＯＳトランジスタＴｒ１のソースに接続され、もう一端はＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレインに接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部は、スイッチＳＷ１１を介して比較回路２６の一方の入力端子に接続されている。スイッチＳＷ２７は比較回路２６の出力ＭＯＮＩ１と電源ＶＳＳとの間に接続されている。

【0079】

基準電圧発生回路２５は、基準電圧ＲＥＦ１は発生し、これを比較回路２６の他方の入力端端子に出力する。比較回路２６は、スイッチＳＷ１１がオンのときに、抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部の電圧を入力し、この入力電圧を基準電圧ＲＥＦ１と比較し、この比較に応じた信号を電流判定信号ＭＯＮＩ１として出力する。
電流モニタ回路３Ａは、図１２に示すように、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、スイッチＳＷ１２と、基準電圧発生回路３５と、比較回路３６と、プルダウン用のスイッチＳＷ３７を備えている。

【0080】

抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４は直列に接続され、抵抗Ｒ３の一端がＭＯＳトランジスタＴｒ２のソースに接続され、もう一端はＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレインに接続されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の共通接続部は、スイッチＳＷ１２を介して比較回路３６の一方の入力端子に接続されている。スイッチＳＷ３７は比較回路３６の出力ＭＯＮＩ２と電源ＶＳＳとの間に接続されている。

【0081】

基準電圧発生回路３５は、基準電圧ＲＥＦ２は発生し、これを比較回路３６の他方の入力端端子に出力する。比較回路３６は、スイッチＳＷ１２がオンのときに、抵抗Ｒ３、Ｒ４の共通接続部の電圧を入力し、この入力電圧を基準電圧ＲＥＦ２と比較し、この比較に応じた信号を電流判定信号ＭＯＮＩ２として出力する。

【0082】

（第２実施形態の動作）
次に、第２実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
この動作例は、Ｈ型ブリッジ１の負荷であるコイル５としてモータのコイルを接続し、モータを駆動制御する場合について説明する。
このモータの駆動制御のために、制御回路４Ａにはモータの正転と逆転の動作を切り換える切換信号ＨＡＬＬと、電流モニタ回路２Ａ、３Ａから出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とが入力される。

【0083】

制御回路４Ａは、切換信号ＨＡＬＬと電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２とにしたがって、図１３に示すように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を駆動制御する制御信号ＰＧ１、ＰＧ２と、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４を駆動制御する制御信号ＮＧ１、ＮＧ２とを、それぞれ生成する。
この動作例では、図１３に示すように、第１動作モード期間Ｔ３と第２動作モード期間Ｔ４とがあり、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルのときに第１動作モード期間Ｔ３となり、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルのときに第２動作モード期間Ｔ４となる。

【0084】

また、第１動作モード期間Ｔ３は、図１３に示すように、ノンオーバーラップ期間Ｔ３１と正転動作期間Ｔ３２からなる。第２動作モード期間Ｔ４は、図１３に示すように、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１と逆転動作期間Ｔ４２からなる。
図１３の時刻ｔ１以前であって、第１動作モード期間Ｔ３内の正転動作期間Ｔ３２には、図１３（Ｂ）（Ｄ）のように制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＬレベルになり、図１３（Ｃ）（Ｅ）のように制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＨレベルになる。このため、正転動作期間Ｔ３２には、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオンになり、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオフになる。

【0085】

したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図１４に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ４を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、コイル５の両端の電圧ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、ＨレベルとＬレベルになる（図１３（Ｆ）（Ｇ）参照）。
また、このときには、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２はオフ、スイッチＳＷ２７、ＳＷ３７はオンしており、電流モニタ回路２Ａ、３Ａはコイル５に流れる電流ＩＬをモニタしていないので、比較回路２６、３６から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２はＬレベルとなる（図１３（Ｈ）（Ｉ）参照）。

【0086】

図１３の時刻ｔ１において、切換信号ＨＡＬＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、第１動作モード期間Ｔ３から第２動作モード期間Ｔ４に移行する。
第２動作モード期間Ｔ４のノンオーバーラップ期間Ｔ４１に移行しても、制御信号ＰＧ２、ＮＧ１、ＮＧ２に変化はなく（図１３（Ｃ）〜（Ｅ）参照）、時刻ｔ１において制御信号ＰＧ１だけがＬレベルからＨレベルに変化する（図１３（Ｂ）参照）。これにより、コイル５の一端の電圧ＯＵＴ１はＬレベルよりもダイオード電圧分だけ低いレベルとなり、その他端の電圧ＯＵＴ２はＬレベルのままである（図１３（Ｇ）（Ｈ）参照）。

【0087】

このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１には、図１５に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ３、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ４、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。このコイル５の電流ＩＬは時間の経過とともに減少する（図１３（Ｋ）参照）。
また、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１が開始されると、制御回路４Ａは電流モニタ２ＡのスイッチＳＷ１１をオンし、スイッチＳＷ２７をオフする。電流モニタ回路２Ａはコイル５に流れる電流（回生電流）のモニタリングを開始する。このモニタリングが開始されると、比較回路２６は、ＭＯＳトランジスタＴｒ１のソース−ドレイン間の電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した電圧と基準電圧ＲＥＦ１との比較を開始する。

【0088】

このとき、コイル５に流れる電流ＩＬは寄生ダイオードＤ３を経由しているので、寄生ダイオードＤ３のしきい値電圧をＶＦ〔Ｖ〕とすると、コイル５の一端の電圧ＯＵＴ１は−ＶＦ〔Ｖ〕となり、電源ＶＤＤと出力端子６との間の電圧は、（ＶＤＤ＋ＶＦ）〔Ｖ〕となる。このため、比較回路２６の入力電圧は、（Ｒ２×ＶＤＤ−Ｒ１×ＶＦ）／（Ｒ１＋Ｒ２）〔Ｖ〕となる。

【0089】

コイル５に流れる電流ＩＬは、寄生ダイオードＤ３とＭＯＳトランジスタＴｒ４を通過するため、時間の経過に伴い小さくなり、ほぼ０〔ｍＡ〕になると出力端子６の電圧ＯＵＴ１は０〔Ｖ〕となる。その電圧ＯＵＴ１が０〔Ｖ〕になると、比較回路２６の入力電圧は基準電圧ＲＥＦ１よりも高くなるので、時刻ｔ２において、比較回路２６から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ１はＬレベルからＨレベルに変化する（図１３（Ｈ）参照）。

【0090】

制御回路４Ａは、電流判定信号ＭＯＮＩ１がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングで、制御信号ＮＧ１をＬレベルからＨレベルに切り換え、かつ、制御信号ＮＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３はオフからオンに切り換わり、ＭＯＳトランジスタＴｒ４はオンからオフに切り換わる。また、ＳＷ１１をオンからオフに切り換え、ＳＷ２７をオフからオンに切り換える。この時、Ｈ型ブリッジ１を流れる回生電流は完全に消費しているため、Ｈ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフを切り替えても、逆流電流やキックバック電圧は発生しない。

【0091】

このため、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なタイミングでローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えを行うことができる。
ここで、図１３の時刻ｔ２において、上記のようにＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフを切り換え、これと同時にＭＯＳトランジスタＴｒ２をオンにすると、ＭＯＳトランジスタＴｒ２とＭＯＳトランジスタＴｒ４に貫通電流が流れ、Ｈ型ブリッジ１が故障するおそれがある。

【0092】

そこで、制御回路４Ａは、時刻ｔ２においてＨ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフを切り換えたのち、貫通電流が発生しない程度の遅延時間ｔｄを持たせ、時刻ｔ３において、制御信号ＰＧ２をＨレベルからＬレベルに切り換え（図１３（Ｃ）参照）、ＭＯＳトランジスタＴｒ２をオンさせている。
このため、制御回路４Ａは、電流モニタ回路２Ａから出力される電流判定信号ＮＯＮＩ１と予め定めてある遅延時間ｔｄとに応じて、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１を決定することになる。このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１の最適化を図ることができる。

【0093】

図１３の時刻ｔ３において、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１が終了すると、逆転動作期間Ｔ４２に移行する。
逆転動作期間Ｔ４２には、図１３（Ｂ）〜（Ｅ）に示すように、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１はＨレベル、制御信号ＰＧ２、ＮＧ２はＬレベルである。このため、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３はオンとなり、ＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ４はオフとなる。したがって、モータの正転動作時の電流経路は、図１６に示すように、電源ＶＤＤからの電流ＩＤＤが、ＭＯＳトランジスタＴｒ２、コイル５、およびＭＯＳトランジスタＴｒ３を経由して電源ＶＳＳに至る。このときには、出力端子６、７の電圧ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、ＬレベルとＨレベルになる（図１３（Ｆ）（Ｇ）参照）。

【0094】

図１３の時刻ｔ４において、切換信号ＨＡＬＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、制御回路４Ａは、図１３（Ｃ）に示すように制御信号ＰＧ２をＬレベルからＨレベルに切り換えるので、ＭＯＳトランジスタＴｒ２がオンからオフになる。
また、時刻ｔ４には逆転動作期間Ｔ４２が終了し、第２動作モード期間Ｔ４から第１動作モード期間Ｔ３に移行する。

【0095】

第１動作モード期間Ｔ３のノンオーバーラップ期間Ｔ３１に移行しても、制御信号ＰＧ１、ＮＧ１、ＮＧ２に変化はなく（図１３（Ｃ）〜（Ｅ）参照）、時刻ｔ４において制御信号ＰＧ２だけがＬレベルからＨレベルに変化する（図１３（Ｃ）参照）。これにより、コイル５の一端の電圧ＯＵＴ１はＬレベルよりもダイオード電圧分だけ低いレベルとなり、その他端の電圧ＯＵＴ２はＨレベルのままである（図１３（Ｆ）（Ｇ）参照）。

【0096】

このため、ノンオーバーラップ期間Ｔ３１には、図１７に示すように、電源ＶＳＳ、寄生ダイオードＤ４、コイル５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３、および電源ＶＳＳの経路で電流ＩＬが回生電流として流れる。このコイル５の電流ＩＬは、時間の経過とともに０〔ｍＡ〕に近づいていく（図１３（Ｋ）参照）。
また、ノンオーバーラップ期間Ｔ３１が開始されると、制御回路４Ａは電流モニタ３ＡのスイッチＳＷ１２をオンし、スイッチＳＷ３７をオフする。電流モニタ回路３Ａはコイル５に流れる電流のモニタリングを開始する。このモニタリングが開始されると、比較回路３６は、ＭＯＳトランジスタＴｒ２のソース−ドレイン間の電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧と基準電圧ＲＥＦ２との比較を開始する。

【0097】

コイル５に流れる電流ＩＬは、時間の経過に伴い小さくなり、ほぼ０〔ｍＡ〕になると出力端子６の電圧ＯＵＴ２は０〔Ｖ〕となる。その電圧ＯＵＴ２が０〔Ｖ〕になると、比較回路３６の入力電圧は基準電圧ＲＥＦ２よりも高くなるので、時刻ｔ５において、比較回路３６から出力される電流判定信号ＭＯＮＩ２はＬレベルからＨレベルに変化する（図１３（Ｉ）参照）。

【0098】

制御回路４Ａは、電流判定信号ＭＯＮＩ２がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングで、制御信号ＮＧ１をＨレベルからＬレベルに切り換え、かつ、制御信号ＮＧ２をＬレベルからＨレベルに切り換える。これにより、ＭＯＳトランジスタＴｒ３はオンからオフに切り換わり、ＭＯＳトランジスタＴｒ４はオフからオンに切り換わる。また、スイッチＳＷ１２をオンからオフに切り換え、ＳＷ３７をオフからオンに切り換える。

【0099】

この時、Ｈ型ブリッジ１を流れる回生電流は完全に消費しているため、Ｈ型ブリッジ１のローサイド側のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフを切り替えても、逆流電流やキックバック電圧は発生しない。
このため、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なタイミングでローサイド側のＭＯＳトランジスタのオンオフの切り換えを行うことができる。

【0100】

図１３の時刻ｔ６において、制御回路４Ａは、図１３（Ｂ）に示すように制御信号ＰＧ１をＨレベルからＬレベルに切り換えるので、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がオフからオンになる。また、時刻ｔ６にはノンオーバーラップ期間Ｔ３１が終了し、正転動作期間Ｔ３２に移行する。

【0101】

以上のように、第２実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１、Ｔ３１において、電流モニタ回路２Ａ、３Ａがコイル５に流れる電流をそれぞれ検出し、コイル５に電流が流れなくなったときに電流判定信号ＭＯＮＩ１、ＭＯＮＩ２を出力するようにした。
このため、第２実施形態では、ノンオーバーラップ期間Ｔ４１、Ｔ３１において、コイルの電流がほぼ０〔ｍＡ〕になったときに、ローサイド側のトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のオンオフを切り換えることができるので、電源ＶＤＤ側に対して逆流電流が流れるのを防止ができ、コイルの両端にキックバック電圧が発生することを防止できる。

【0102】

したがって、第２実施形態によれば、モータの電気的時定数、モータの動作電圧や温度などの動作環境にかかわらず、最適なノンオーバーラップ期間を設定することができ、モータの回転効率の低下を防止することができる。

【0103】

（その他の実施形態など）
（１）上記の実施形態では、Ｈ型ブリッジ１のハイサイド側のトランジスタをＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２とし、そのローサイド側のトランジスタをＮ型のＭＯＳトランジスタＴｒ３、Ｔｒ４とした。この場合には、電源ＶＤＤは正の電源となり、電源ＶＳＳは負の電源またはグランドとなる。
（２）上記の実施形態の変形例として、Ｈ型ブリッジ１のハイサイド側のトランジスタをＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２からＮ型のＭＯＳトランジスタに置き換えても良い。
（３）本発明の第２実施形態の変形例について、図１８を参照して説明する。
この変形例は、図１２に示す第２実施形態の構成を基本にし、以下の構成を追加したものである。すなわち、図１８に示すように、抵抗Ｒ２と出力端子６との間にスイッチＳＷ２８を接続し、抵抗Ｒ４と出力端子７との間にスイッチＳＷ３８を接続し、スイッチＳＷ２８はスイッチＳＷ１１と、スイッチＳＷ３８はスイッチＳＷ２２と同期させてスイッチングさせるようにした。
Ｈ型ブリッジ回路１の各トランジスタとコイル５の抵抗成分よりも電流モニタ回路２Ａ、３Ａの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗値がが十分に大きい場合は、図１２の第２実施形態２の構成で良いが、チップ面積の制約上、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を大きくできない場合、リーク電流が発生し、Ｈ型ブリッジ回路１の動作に影響を及ぼすおそれがある。その場合は、図１８の変形例のように、スイッチＳＷ２８、スイッチ３８を追加することにより、リーク電流を抑制することが可能となる。

【産業上の利用可能性】

【0104】

本発明のＨ型ブリッジ回路は、家庭製品、工業用・医療用機器などの駆動源となる各種のモータの他に、ボイスモータなどの駆動に適用することができる。

【符号の説明】

【0105】

Ｔｒ１〜Ｔｒ４・・・ＭＯＳトランジスタ
Ｔｒ３１、Ｔｒ３２、Ｔｒ４１、Ｔｒ４２・・・ＭＯＳトランジスタ
ＳＷ１〜ＳＷ８・・・スイッチ
１・・・Ｈ型ブリッジ
２、３、２Ａ、３Ａ・・・電流モニタ回路
４、４Ａ・・・制御回路
５・・・コイル（負荷）
２１、３１・・・スイッチ部
２２、３２・・・電流判定部
２５、３５・・・基準電圧発生回路
２６、３６・・・比較回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】