特許 6046536 ＦＭ復調装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6046536

(24)【登録日】2016年11月25日

(45)【発行日】2016年12月14日

(54)【発明の名称】ＦＭ復調装置

(51)【国際特許分類】

   H03D 3/06 20060101AFI20161206BHJP

   H03D 3/00 20060101ALI20161206BHJP

【ＦＩ】

   H03D3/06 Z

   H03D3/00 D

【請求項の数】5

【全頁数】8

(21)【出願番号】特願2013-71841(P2013-71841)

(22)【出願日】2013年3月29日

(65)【公開番号】特開2014-197752(P2014-197752A)

(43)【公開日】2014年10月16日

【審査請求日】2016年2月2日

(73)【特許権者】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】新日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083194

【弁理士】

【氏名又は名称】長尾 常明

(72)【発明者】

【氏名】佐藤 裕樹

【審査官】 角張 亜希子

(56)【参考文献】

【文献】 特開昭６２−２４５７０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−２８６８２１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−３４５６７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開昭５７−２０１３７８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−１７０１７６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｄ１／００−５／００

Ｈ０３Ｈ１５／００−１５／０２

１９／００−２１／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力するＦＭ変調信号の周波数に応じた周波数で互いに１８０度位相差をもつ２相のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路と、
前記２相のスイッチング信号によってスイッチングされるスイッチとキャパシタで構成されたスイッチトキャパシタ回路により前記ＦＭ変調信号の中心周波数電流成分と周波数偏差電流成分を加算したＦＭ変調電流信号を生成するスイッチトキャパシタ電流出力回路と、
前記ＦＭ変調電流信号から前記中心周波数電流成分を引き算して前記周波数偏差電流成分を取り出すＦＭ復調回路と、
を備えることを特徴とするＦＭ復調装置。

【請求項2】

請求項１に記載のＦＭ復調装置において、
前記周波数偏差電流成分を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路を備えることを特徴とするＦＭ復調装置。

【請求項3】

請求項２に記載のＦＭ復調装置において、
前記電流／電圧変換回路は、前記中心周波数電流成分に対応する電圧信号と前記周波数偏差電流成分に対応する電圧信号との差分の電圧を出力することを特徴とするＦＭ復調装置。

【請求項4】

請求項１、２又は３に記載のＦＭ復調装置において、
前記スイッチトキャパシタ電流出力回路は、スイッチングノイズを除去する第１のローパスフィルタを備えることを特徴とするＦＭ復調装置。

【請求項5】

請求項１、２、３又は４に記載のＦＭ復調装置において、
前記ＦＭ復調回路は、前記ＦＭ変調電流信号から前記中心周波数電流成分を取り出す第２のローパスフィルタと、該第２のローパスフィルタで得られた前記中心周波数電流成分を前記ＦＭ変調電流信号から差し引く電流差引手段とを備えることを特徴とするＦＭ復調装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＦＭ変調信号をスイッチトキャパシタ電流出力回路に入力することで周波数信号を電流信号に変換してＦＭ復調信号を生成するＦＭ復調装置に関する。

【背景技術】

【0002】

特定の小電力無線等の狭帯域の分野に使用されるＦＭ復調方式として、位相検波方式がある。この位相検波方式では、移相器の回路のＱを高くすれば、ＦＭ変調信号の周波数偏差に対して急峻に位相変化する位相信号を得ることができるので、その位相信号を電圧に変換することで、ＦＭ変調信号が中心周波数に対する周波数偏差が小さい場合でも、Ｓ／Ｎ比の良好なＦＭ復調信号を得ることができる（特許文献１）。

【0003】

一般に移相器は、コイルとコンデンサからなる共振回路で構成され、ＦＭ変調信号を入力したときの出力信号の位相変化を利用するものであるが、ＩＦ周波数が４００ｋＨｚ〜数ＭＨｚで動作する移相器を構成しようとすると、インダクタンスの値が数百μＨ程度のコイルが必要となり、集積化が困難となって、そのコイルを外付けにしなければならない。

【0004】

位相変化を、例えばローパスフィルタの位相変化点を利用して得る場合、移相器の位相変化量は周波数変化量に対して線形でないため、より大きな位相変化を得ようとすると、必然的にＦＭ復調信号の歪みが大きくなることがある。また、高次のフィルタは、回路規模も必然的に大きくなるため、消費電流やコストの面から不利となる。

【0005】

一方、ＦＭ復調方式の別の例としてパルスカウント方式がある。これは、入力するＦＭ変調信号を電圧に変換してから、ローパスフィルタにより積分する方式である。このパルスカウント方式は、非線形性を発生させる回路要素がないため、線形性が良好でＦＭ復調信号に発生する歪みが小さい。また、コイルが不要で高次フィルタも不要であり、位相検波方式で生じていた問題もない。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２０００−２３２３２３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

しかし、ＦＭ変調信号の中心周波数に対する周波数偏差が小さい狭帯域無線等の分野では、得られるＦＭ復調信号のレベルが小さくなり、Ｓ／Ｎ比が悪くなる傾向がある。Ｓ／Ｎ比が悪い理由は、ＦＭ復調信号のレベルが中心周波数と周波数偏差の割合で決まるためである。一般的には、この問題を解決する手法として、周波数偏差が大きい広帯域無線（ラジオ等）で使用する、あるいは中心周波数を低下させて周波数偏差との割合を大きくする手法がある。中心周波数を低下させる後者の手法は、位相検波方式にも適用することができるが、能動素子の１／ｆ雑音の影響を受け易いという問題がある。

【0008】

本発明の目的は、特定小電力無線機等の狭帯域用として使用でき、ＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比が良好で、ＦＭ復調信号の歪みも小さくできるようにしたＦＭ復調装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0009】

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のＦＭ復調装置は、入力するＦＭ変調信号の周波数に応じた周波数で互いに１８０度位相差をもつ２相のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成回路と、前記２相のスイッチング信号によってスイッチングされるスイッチとキャパシタで構成されたスイッチトキャパシタ回路により前記ＦＭ変調信号の中心周波数電流成分と周波数偏差電流成分を加算したＦＭ変調電流信号を生成するスイッチトキャパシタ電流出力回路と、前記ＦＭ変調電流信号から前記中心周波数電流成分を引き算して前記周波数偏差電流成分を取り出すＦＭ復調回路と、を備えることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調装置において、前記周波数偏差電流成分を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路を備えることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のＦＭ復調装置において、前記電流／電圧変換回路は、前記中心周波数電流成分に対応する電圧信号と前記周波数偏差電流成分に対応する電圧信号との差分の電圧を出力することを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項１、２又は３に記載のＦＭ復調装置において、前記スイッチトキャパシタ電流出力回路は、スイッチングノイズを除去する第１のローパスフィルタを備えることを特徴とする。
請求項５にかかる発明は、請求項１、２、３又は４に記載のＦＭ復調装置において、前記ＦＭ復調回路は、前記ＦＭ変調電流信号から前記中心周波数電流成分を取り出す第２のローパスフィルタと、該第２のローパスフィルタで得られた前記中心周波数電流成分を前記ＦＭ変調電流信号から差し引く電流差引手段とを備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、スイッチトキャパシタ電流出力回路のスイッチトキャパシタのキャパシタの容量値を適宜設定することが可能であり、これにより、ＦＭ復調信号のレベルを自由に設定することができる。このため、周波数偏差の小さい狭帯域無線にも使用可能な高いＳ／Ｎ比を実現することができるとともに、ユーザにおける自由度が高くなる。また、ＦＭ変調信号の周波数偏差電流成分を取り出すので、能動素子の電流容量が充分であれば歪みの小さいＦＭ復調信号を得ることができる。さらに、スイッチトキャパシタ電流出力回路のキャパシタの容量値は、１０００ｐＦ以上になることもあるが、使用するオペアンプアンプのドライブ能力を低く設定することができるので、実装面積を小さくすることができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の第１の実施例のＦＭ復調装置の回路図である。

【図2】本発明の第２の実施例のＦＭ復調装置の回路図である。

【図3】図２のＦＭ復調装置の動作波形図である。

【図4】本発明の第３の実施例のＦＭ復調装置の回路図である。

【図5】Ｓ字カーブ波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のＦＭ復調装置を示す。図１において、１０は入力するＦＭ変調信号（Ｆ₀ ±Ｆ_DEV ）から１８０度位相差をもつ２相の矩形波ＣＬＫ，ＣＬＫＢを生成するスイッチング信号生成回路、２０は２相の矩形波ＣＬＫ，ＣＬＫＢを入力して周波数に対応したＦＭ変調電流信号を生成するスイッチトキャパシタ電流出力回路、３０はＦＭ復調回路、４０は電流／電圧変換回路である。ＦＭ変調信号のうちのＦ₀は中心周波数、Ｆ_DEVは偏差分周波数である。

【0013】

スイッチトキャパシタ電流出力回路２０では、キャパシタＣ１、そのキャパシタＣ１に直列接続され矩形波ＣＬＫでスイッチングされるスイッチＳＷ１、そのキャパシタＣ１に並列接続され矩形波ＣＬＫＢでスイッチングされるスイッチＳＷ２によってスイッチトキャパシタ回路が構成されている。そして、そのスイッチトキャパシタ回路からなる等価抵抗に生じる電圧が基準電圧Ｖ_REF と一致するように、トランジスタＱ１のベース電圧を制御するオペアンプ２１を備える。

【0014】

ＦＭ復調回路３０は、オペアンプ２１の出力電圧によってベース電圧が制御されるトランジスタＱ２，Ｑ３、トランジスタＱ２のコレクタ電流を平均化する平均化回路３１、およびカレントミラー接続されたトランジスタＱ４，Ｑ５によって構成されている。トランジスタＱ３，Ｑ５は請求項の電流差引手段を構成する。

【0015】

電流／電圧変換回路４０は、トランジスタＱ３のコレクタ電流からトランジスタＱ５のコレクタ電流を減算した電流を入力して、電圧信号に変換する。

【0016】

さて、スイッチトキャパシタ電流出力回路２０のトランジスタＱ１のコレクタに流れるＦＭ変調電流Ｉは、矩形波ＣＬＫの周波数をＦ_CLK （＝Ｆ₀ ±Ｆ_DEV ）、コンデンサＣ１の容量値をＣ１、Ｉ_F0 を中心周波数電流成分、Ｉ_FDEV を周波数偏差電流成分とすると、
Ｉ＝Ｖ_REF ×Ｆ_CLK ×Ｃ１
Ｉ＝（Ｖ_REF ×Ｆ₀ ×Ｃ１）±（Ｖ_REF ×Ｆ_DEV ×Ｃ１）
＝Ｉ_F0 ±Ｉ_FDEV （１）
で表すことができ、このＦＭ変調電流ＩがトランジスタＱ２，Ｑ３にミラーされてそのコレクタ電流となる。

【0017】

トランジスタＱ４のコレクタには平均化回路３１によって中心周波数電流成分Ｉ_F0 が流れ、トランジスタＱ４からトランジスタＱ５のコレクタにミラーされる。よって、電流／電圧変換回路４０には、トランジスタＱ３のコレクタに流れるＦＭ変調電流「Ｉ_F0 ±Ｉ_FDEV 」から、トランジスタＱ５のコレクタに流れる中心周波数電流成分Ｉ_F0 を差し引いた電流である周波数偏差電流成分±Ｉ_FDEV が流れる。

【0018】

以上から、スイッチトキャパシタ電流出力回路２０のキャパシタＣ１の容量値Ｃ１を大きくすると、周波数偏差電流成分Ｉ_FDEV のレベルを大きくすることができ、これによってＦＭ復調信号のＳ／Ｎ比を良好にすることができる。また、ＦＭ変調信号の周波数変化を電流変化に変換して取り出すので、能動素子の電流容量が充分、つまり線形な領域で動作させれば、歪みの小さいＦＭ復調信号を得ることができる。さらに、位相検波方式のような共振周波数を持たないために、あらゆる周波数に対応することができ、汎用性をもつ。さらに、スイッチトキャパシタ電流出力回路２０のキャパシタＣ１の容量値Ｃ１を調整することで、希望するレベルのＦＭ復調信号を得ることができるので、ユーザにとって自由度が高くなる。さらに、スイッチトキャパシタ電流出力回路２０のキャパシタＣ１の容量値は、１０００ｐＦ以上になることもあるが、使用するオペアンプアンプ２１のドライブ能力を低く設定することができるので、集積化した際の実装面積を小さくすることができる

【0019】

＜第２の実施例＞
図２に本発明のＦＭ復調装置の第２の実施例を示す。ここでは、スイッチトキャパシタ電流出力回路２０において、トランジスタＱ１のコレクタからオペアンプ２１の非反転入力端子への帰還経路に抵抗Ｒ１とキャパシタＣ２からなるローパスフィルタ２２を挿入し、このローパスフィルタ２２によって、スイッチＳＷ１，ＳＷ２によるスイッチングノイズを除去している。また、ＦＭ復調回路３０において、平均化回路３１を、抵抗Ｒ２とキャパシタＣ３によるローパスフィルタで構成し、トランジスタＱ２のコレクタ電流から電流成分Ｉ_FDEV を除去している。

【0020】

図２のノードＮ１〜Ｎ６の信号波形を図３に示した。入力するＦＭ変調信号の周波数が高いほどノードＮ６の周波数偏差電流成分Ｉ_FDEV のレベルが高くなり、周波数が低いほど周波数偏差電流成分Ｉ_FDEV のレベルが低くなっていることが分かる。

【0021】

＜第３の実施例＞
図４に本発明のＦＭ復調装置の第３の実施例を示す。ここでは、電流／電圧変換回路４０をオペアンプ４１と抵抗Ｒ４によって構成している。また、トランジスタＱ４とカレントミラー接続されるトランジスタＱ６を接続して、そのコレクタに抵抗Ｒ３を接続する。そして、トランジスタＱ３、Ｑ５のコレクタ共通接続点をオペアンプ４１の反転入力端子に、トランジスタＱ６のコレクタと抵抗Ｒ３の共通接続点を非反転入力端子に接続している。

【0022】

本実施例では、抵抗Ｒ３に中心周波数電流成分Ｉ_F0 に依存する電圧Ｖ₀ が発生し、抵抗Ｒ４に周波数偏差電流成分Ｉ_FDEV に依存するする電圧が発生するので、オペアンプ４１の出力電圧Ｖ_OUT （ＦＭ復調信号）に、図５に示すようなＳ字カーブ特性を持たせることが可能となる。この出力電圧Ｖ_OUT は、式（１）から、
Ｖ_OUT ＝Ｖ₀ ±Ｉ_FDEV ×Ｒ４
＝（Ｖ_REF ×Ｆ₀ ×Ｃ１×Ｒ３）±（Ｖ_REF ×Ｆ_DEV ×Ｃ１×Ｒ４） （２）
となる。右辺の第１項は復調直流電圧、第２項は復調信号電圧である。

【0023】

このように、Ｓ字カーブ特性を得ることができるので、ＦＭ変調信号の中心周波数Ｆ₀を容易に検出することができるようになる。

【符号の説明】

【0024】

１０：スイッチング信号生成回路
２０：スイッチトキャパシタ電流出力回路、２１：オペアンプ、２２：ローパスフィルタ
３０：ＦＭ復調回路、３１：ローパスフィルタ
４０：電流／電圧変換回路、４１：オペアンプ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】