特許 6232220 発振回路の調整方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6232220

(24)【登録日】2017年10月27日

(45)【発行日】2017年11月15日

(54)【発明の名称】発振回路の調整方法

(51)【国際特許分類】

   H03B 5/32 20060101AFI20171106BHJP

   H03B 5/36 20060101ALI20171106BHJP

   H03B 5/02 20060101ALI20171106BHJP

   H03B 1/00 20060101ALI20171106BHJP

【ＦＩ】

   H03B5/32 Z

   H03B5/36

   H03B5/02 Z

   H03B1/00 D

【請求項の数】3

【全頁数】8

(21)【出願番号】特願2013-145084(P2013-145084)

(22)【出願日】2013年7月11日

(65)【公開番号】特開2015-19241(P2015-19241A)

(43)【公開日】2015年1月29日

【審査請求日】2016年6月1日

(73)【特許権者】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】新日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083194

【弁理士】

【氏名又は名称】長尾 常明

(72)【発明者】

【氏名】稲垣 武

(72)【発明者】

【氏名】大和田 宙

(72)【発明者】

【氏名】芳賀 旭洋

【審査官】 ▲高▼橋 義昭

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００３−１５２４５４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−３０４００８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１０−０６３７５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００１−２１７６４９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２０８４９０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００３／００９０２９７（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００５−３０３６３９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−０６０６８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−０１７２５７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−１１６４８７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００７／００９０８８９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００２−２０４１２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００２／０１２５９６５（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０３Ｂ ５／３２

Ｈ０３Ｂ １／００

Ｈ０３Ｂ ５／０２

Ｈ０３Ｂ ５／３６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１の反転増幅器と、該第１の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続した振動子とを有する発振コア回路を備え、前記第１の反転増幅器の前記出力側に一端が接続された第１の容量と、該第１の容量の他端に入力側が接続された第２の反転増幅器と、該第２の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続された第１の抵抗と、前記第２の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続された第２の容量と、前記第２の反転増幅器の出力側と前記第１の反転増幅器の入力側との間に接続された第３の容量とを備える補正回路を設けた発振回路の回路定数を設定する発振回路の調整方法であって、
前記振動子を取り外し、前記振動子の接続されていた箇所に前記振動子の等価並列容量よりも小さな値の容量を接続した状態で、前記第１の反転増幅器と、前記第１の容量と、前記第２の反転増幅器と、前記第３の容量とからなる一巡回路の増幅率Ａを０＜Ａ≦１になるように調整する第１のステップと、
前記振動子を取り外し、前記振動子が接続されていた箇所に前記振動子の等価並列容量より大きな値の容量を接続した状態で、前記振動子の共振周波数において前記振動子の等価直列抵抗よりも大きな値の負性抵抗が得られるように、前記第１の抵抗の値を調整する第２のステップと、
を備え、自励発振防止と適切な負性抵抗特性を両立させるようにしたことを特徴とする発振回路の調整手法。

【請求項2】

請求項１に記載の発振回路の調整方法において、
前記第１のステップは、前記第１の容量と前記第２の容量の値の比を調整することを特徴とする発振回路の調整方法。

【請求項3】

請求項１又は２に記載の発振回路の調整方法において、
前記第２のステップは、前記第３の容量の値を一定として前記第１の抵抗の値を調整することを特徴とする発振回路の調整方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、コルピッツ型発振回路の調整方法に関する。

【背景技術】

【0002】

図３（ａ）に最も基本的なコルピッツ型の発振回路を示す。発振コア回路１０は、反転増幅器１１、値がＲｆの帰還抵抗１２、値がＣｇの負荷容量１３、値がＲｄのダンピング抵抗１４、値がＣｄの負荷容量１５からなり、水晶振動子２０を駆動する。図３（ｂ）は水晶振動子２０の等価回路であり、値がＲ１の等価直列抵抗２１、値がＣ１の等価直列容量２２、値がＬ１の等価直列インダクタンス２３、値がＣ０の水晶振動子端子間容量２４を有する。

【0003】

等価直列抵抗２１による損失を補って発振を持続させる為には、発振周波数において発振コア回路１０の水晶振動子接続端子間に抵抗値Ｒ１以上の負性抵抗を有する必要がある。また発振開始時においては、等価直列抵抗２１の値Ｒ１は大きくなるため、一般に発振コア回路１０の負性抵抗はその値Ｒ１の３〜５倍が要求される。

【0004】

図３（ｃ）に発振コア回路１０の負性抵抗の周波数特性を示す。反転増幅器１１のトランスコンダクタンスをｇｍとし、水晶振動子２０の接続端子の全容量をそれぞれＣＧ，ＣＣとし、簡単のためにダンピング抵抗１４の値Ｒｄをゼロとすると、容量ＣＣ，ＣＧのリアクタンスが帰還抵抗１２の値Ｒｆより小さい高周波数帯では、負性抵抗（-Ｒｉで表す）は、次の式（１）で表される。

【0005】

また、低周波数帯では容量ＣＣ，ＣＧのリアクタンスが大きくなるため、帰還抵抗１２の影響により負性抵抗Ｒｉが減少し、負性抵抗Ｒｉの極性が正負切り替わるカットオフ周波数ｆｃが式（２）のように表される。

【0006】

ここで、式（２）のＣは水晶振動子２０から見た容量であり、図３（ａ）ではＣｇとＣｄの直列容量Ｃｇ×Ｃｄ／（Ｃｇ＋Ｃｄ）となる。一方、式（１）のＣＣ，ＣＧは水晶振動子２０の接続端子の全容量であり、発振コア回路１０の容量Ｃｇ，Ｃｄだけでなく水晶振動子端子間容量Ｃ０も含まれるため、負性抵抗は図３（ｃ）に示すように容量Ｃ０が大きくなるほど小さくなり、特に高周波ではその傾向が強く、発振し難くなる。

【0007】

また、図３（ｃ）および式（２）で示されるカットオフ周波数ｆｃは、低周波側の発振範囲を制限するが、水晶振動子の基本共振周波数で発振させるか又はその高次共振周波数（主に３次）で発振させるかにより適宜設定される。

【0008】

基本共振周波数で発振させる場合には、ひと組の回路定数で広い周波数範囲で発振可能となるように出来るだけ低いカットオフ周波数ｆｃに設定される。一方、高次共振周波数で発振させる場合は、水晶振動子の持つ基本共振周波数や他の高次共振周波数での発振を避けるため、ひと組の回路定数で発振可能な周波数範囲を狭く区切り、所望の高次共振周波数以外の周波数帯では負性抵抗Ｒｉがゼロもしくは非常に小さくなるようにカットオフ周波数ｆｃおよび周波数特性を設定する。

【0009】

このように発振コア回路１０には、水晶振動子端子間容量Ｃ０が付加しても所望の発振周波数帯で充分に大きな負性抵抗が得られるようにする必要がある。

【0010】

そこで、水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減する方法として、特許文献１に示されるような回路が提案されている。図４に示す特許文献１の構成は、図３（ａ）の発振コア回路１０に補正回路３０Ａを追加した構成となっている。

【0011】

補正回路３０Ａは、反転増幅器３１、値がＲｂの帰還抵抗３２、値がＣａの入力直列容量３３、値がＣｃの出力直列容量３４、および値がＲａの入力直列抵抗３６で構成され、入力直列抵抗３６と帰還抵抗３２の値の比（Ｒｂ／Ｒａ）および出力直列容量３４の値Ｃｃを調整して、発振コア回路１０の入力側に補正回路３０Ａによる交流成分を注入することで、水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0012】

【特許文献1】特許第３９９８２３３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0013】

ところで、図４の構成は、反転増幅回路１１，３１の一方の出力を他方の入力に接続した一巡回路となっていることから、一巡利得と位相回転の状態によっては、負性抵抗による発振ではなく、水晶振動子２０を接続していない状態でも反転増幅器１１，３１により発振が持続される自励発振を引き起こす場合がある。

【0014】

本来、図４の回路では水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減するために、入力直列抵抗３６と帰還抵抗３２との比（Ｒｂ／Ｒａ）を調整するが、これにより同時に補正回路３０Ａの利得が変化し一巡利得も変化するため、自励発振の防止と負性抵抗特性の調整の切り分けが出来ず、回路定数の調整が難しいという問題がある。

【0015】

さらに、図４の回路では出力直列容量３４の値Ｃｃも調整するが、出力直列容量３４は水晶振動子２０の接続端子に接続されているため、調整により水晶振動子２０の接続端子のインピーダンスが変化し、発振特性に与える影響が大きいという問題がある。

【0016】

本発明の目的は、発振特性に大きな影響を与える回路利得と振動子の接続端子のインピーダンスを変化させることなく、最適な負性抵抗特性が得られるよう回路定数を調整することが出来る発振回路の調整方法を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0017】

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明の発振回路の調整方法は、第１の反転増幅器と、該第１の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続した振動子とを有する発振コア回路を備え、前記第１の反転増幅器の前記出力側に一端が接続された第１の容量と、該第１の容量の他端に入力側が接続された第２の反転増幅器と、該第２の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続された第１の抵抗と、前記第２の反転増幅器の入力側と出力側との間に接続された第２の容量と、前記第２の反転増幅器の出力側と前記第１の反転増幅器の入力側との間に接続された第３の容量とを備える補正回路を設けた発振回路の回路定数を設定する発振回路の調整方法であって、前記振動子を取り外し、前記振動子の接続されていた箇所に前記振動子の等価並列容量よりも小さな値の容量を接続した状態で、前記第１の反転増幅器と、前記第１の容量と、前記第２の反転増幅器と、前記第３の容量とからなる一巡回路の増幅率Ａを０＜Ａ≦１になるように調整する第１のステップと、前記振動子を取り外し、前記振動子が接続されていた箇所に前記振動子の等価並列容量より大きな値の容量を接続した状態で、前記振動子の共振周波数において前記振動子の等価直列抵抗よりも大きな値の負性抵抗が得られるように、前記第１の抵抗の値を調整する第２のステップと、を備え、自励発振防止と適切な負性抵抗特性を両立させるようにしたことを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の発振回路の調整方法において、前記第１のステップは、前記第１の容量と前記第２の容量の値の比を調整することを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載の発振回路の調整方法において、前記第２のステップは、前記第３の容量の値を一定として前記第１の抵抗の値を調整することを特徴とする。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、自励発振を防止し、発振周波数での十分な負性抵抗により、起動不良や発振停止等の不具合のない発振回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0019】

【図1】本発明の実施例のコルピッツ型の発振回路の回路図である。

【図2】（ａ）は本発明による一巡回路の利得調整回路の回路図、（ｂ）は負性抵抗特性の調整回路の回路図である。

【図3】（ａ）は従来のコルピッツ型の発振回路の回路図、（ｂ）は水晶振動子の等価回路図、（ｃ）は負性抵抗の周波数特性図である。

【図4】水晶振動子端子間容量の影響を低減する方法を実施した従来のコルピッツ型の発振回路の回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0020】

図１に本発明の１つの実施例のコルピッツ型の発振回路を示す。本実施例の発振回路は、コルピッツ型の発振コア回路１０と水晶振動子２０と補正回路３０で構成される。発振コア回路１０は、反転増幅器１１、値がＲｆの帰還抵抗１２、値がＣｇの負荷容量１３、値がＲｄのダンピング抵抗１４、値がＣｄの負荷容量１５からなる。補正回路３０は、反転増幅器３１、値がＲｂの帰還抵抗３２、値がＣａの入力直列容量３３、値がＣｃの出力直列容量３４、値がＣｂの帰還容量３５からなる。

【0021】

補正回路３０の入力直列容量３３は、「入力直流成分をカットし交流成分をバイパスする機能」と「帰還容量３５との容量比（Ｃａ／Ｃｂ）により補正回路３０の利得を設定する機能」を担う。出力直列容量３４は、「出力直流成分をカットし交流成分をバイパスする機能」と「水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減するために発振コア回路１０の入力に注入する交流成分の位相を調整する機能」を担う。帰還抵抗３２は、「反転増幅器３１の自己バイアス機能」と「入力直列容量３３、帰還抵抗３２とのＣＲ時定数による周波数特性の調整」を担う。ここで、各素子はそれぞれ２つの機能を有しているが、１つ目の機能については素子値の制限が比較的緩いため、各素子の値Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ、Ｒｂは、２つ目の機能に対する最適値を選択するようにする。

【0022】

従来構成と同様、本発明の発振回路の構成でも、反転増幅回路１１，３１の一方の出力を他方の入力に接続した一巡回路となっていることから、一巡利得と位相回転の状態によっては、負性抵抗による発振ではなく、水晶振動子２０が接続されていない状態でも反転増幅器１１，３１により発振が持続される自励発振を引き起こす場合がある。

【0023】

そこで、図２（ａ）に示す一巡回路の利得調整回路により、自励発振を防止する回路定数を選定する。図１の水晶振動子２０を取り除き、発振コア回路１０と補正回路３０を接続する配線を切断し、発振コア回路１０の入力から補正回路３０の出力までの利得を調整する。ここで、発振コア回路１０は、水晶振動子端子間容量Ｃ０が大きくなると回路利得が低下するが、発振の諸特性にとって回路利得の低下は望ましくない。

【0024】

よって、自励発振を防止し且つ出来るだけ回路利得を得る条件として、発振コア回路１０の水晶振動子接続端子間に、水晶振動子端子間容量Ｃ０の想定する最小値Ｃ０ｍｉｎの容量を接続したときに、図２（ａ）に示す一巡回路の利得調整回路の利得Ａが、全周波数帯域において０＜Ａ≦１となるように、入力直列容量３３と帰還容量３５の比（Ｃａ/Ｃｂ）による補正回路３０の利得を調整する。

【0025】

これによって、実際に水晶振動子２０が接続されたときには、自励発振が誘発されず負性抵抗による安定な発振が得られる。なお、本発明の調整手法では、容量ＣａとＣｂの比を一定に保つことで、一巡利得調整後の補正回路３０の利得は常に一定値になるようにする。

【0026】

次に、図２（ｂ）に示す負性抵抗特性の調整回路により、所望周波数帯で最適な負性抵抗特性が得られるように回路定数を選定する。図３（ｃ）に示したように、負性抵抗Ｒｉは水晶振動子端子間容量Ｃ０が大きいほど小さくなることから、発振コア回路１０の水晶振動子２０の接続端子間に、水晶振動子端子間容量Ｃ０の想定する最大値Ｃ０ｍａｘの容量を接続して、負性抵抗特性を調整する。

【0027】

水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減するために、従来は、発振コア回路１０の入力に注入する交流成分の位相調整において、容量Ｃｃを可変していたが、本発明の調整方法では容量Ｃｃを一定値（例えば容量Ｃａと同一にする）として抵抗値Ｒｂを可変する。よって、本調整により水晶振動子２０の接続端子のインピーダンスを大きく変化させることはない。

【0028】

なお、対応周波数を大きく変化させる場合には、従来と同様に発振コア回路１０の負荷容量１３，１５および帰還抵抗１２の値Ｃｇ，Ｃｄ，Ｒｆを可変して、カットオフ周波数ｆｃを調整すればよい。

【0029】

以上より、本発明の発振回路およびその調整方法によれば、水晶振動子端子間容量Ｃ０の影響を低減する補正回路３０を備えた発振回路によって、発振特性に大きな影響を与える回路利得と水晶振動子接続端子のインピーダンスを変化させることなく、最適な負性抵抗特性が得られるように回路定数を調整することが出来る発振回路を実現できる。

【符号の説明】

【0030】

１０：発振コア回路、１１：反転増幅器、１２：帰還抵抗、１３：負荷容量、１４：ダンピング抵抗、１５：負荷容量
２０：水晶振動子、２１：等価直列抵抗、２２：等価直列容量、２３：等価直列インダクタンス
３０，３０Ａ：補正回路、３１：反転増幅器、３２：帰還抵抗、３３：入力直列容量、３４：出力直列容量、３５：帰還容量、３６：入力直列抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】