特許 6341514 誘導加熱装置の制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6341514

(24)【登録日】2018年5月25日

(45)【発行日】2018年6月13日

(54)【発明の名称】誘導加熱装置の制御方法

(51)【国際特許分類】

   H05B 6/06 20060101AFI20180604BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20180604BHJP

【ＦＩ】

   H05B6/06 361

   H02M7/48 E

【請求項の数】3

【全頁数】7

(21)【出願番号】特願2015-5530(P2015-5530)

(22)【出願日】2015年1月15日

(65)【公開番号】特開2016-131134(P2016-131134A)

(43)【公開日】2016年7月21日

【審査請求日】2017年3月7日

(73)【特許権者】

【識別番号】000005902

【氏名又は名称】株式会社三井Ｅ＆Ｓホールディングス

(74)【代理人】

【識別番号】100091306

【弁理士】

【氏名又は名称】村上 友一

(74)【代理人】

【識別番号】100152261

【弁理士】

【氏名又は名称】出口 隆弘

(74)【代理人】

【識別番号】100174609

【弁理士】

【氏名又は名称】関 博

(72)【発明者】

【氏名】難波 秀之

(72)【発明者】

【氏名】井藤 大輔

(72)【発明者】

【氏名】野津 匡史

(72)【発明者】

【氏名】内田 直喜

【審査官】 土屋 正志

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００２−３１３５４７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特公昭５８−５１３９６（ＪＰ，Ｂ２）

【文献】 特開２００７−２４４００３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２６７５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０９−９２４４７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０５Ｂ ６／０６

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０５Ｂ ６／０６

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

順変換部と逆変換部、及び制御部を備えた電力変換手段を備え、前記逆変換部に加熱コイルが接続された誘導加熱装置の制御方法であって、
前記電力変換手段は、前記加熱コイルへの出力電圧が予め定められた指令電圧と一致するように、順変換位相制御角を制御する信号を前記順変換部へ出力すると共に、
前記順変換位相制御角が予め定めた値よりも小さい場合に、前記逆変換部に対して、前記加熱コイルへの出力電流と出力電圧の位相角である逆変換位相角を増大させる信号を出力し、
前記逆変換部を構成するスイッチング素子の損失が、予め定められた許容値に達した場合に、前記逆変換位相角の増大を停止させることを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。

【請求項2】

前記電力変換手段には、前記順変換位相制御角を制御する信号を生成する順変換位相制御部と、前記逆変換位相角を増大させる信号を生成する逆変換位相制御部とが設けられ、
前記順変換位相制御角を前記逆変換位相制御部に出力し、
前記逆変換位相制御部は、前記順変換位相制御角が前記予め定めた値となるように、前記逆変換位相角を制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置の制御方法。

【請求項3】

前記電力変換手段には、マイクロプロセッサユニットを有する損失計算部が設けられ、前記スイッチング素子の損失計算を成すことを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱装置の制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電磁誘導により被加熱物を加熱する誘導加熱装置の制御方法に係り、特に、ビレットヒータやバーヒータとして採用される誘導加熱装置に好適な制御方法に関する。

【背景技術】

【0002】

電磁誘導により被加熱物を加熱する際、部材温度の変化に伴う性質変化や、加熱対象物の違いにより、被加熱部材の固有抵抗が変化すると、電源部からの出力電圧や出力電流が定格値に達することによる頭打ちとなり、高電力での加熱が困難となる場合がある。

【0003】

このような課題に対し、電流型共振インバータでは、特許文献１に開示されているように被加熱物のコンダクタンス変動に対し、電流、電圧の位相角を制御することで、所望する電力の確保を図ることで対応することが知られている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特公昭５８−５１３９６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１に開示されている技術では、運転周波数の低い誘導溶解炉を対象として技術説明が成されている。しかし、これを高い周波数用途に適用した場合には、次のような問題が生じる虞がある。すなわち、電力を維持するために出力電圧を高めた状態で運転する場合には、サイリスタに印加される逆電圧も大きくなる。このような状態において、出力電流と出力電圧の位相角を大きくした場合、スイッチング損失（逆回復損失）が多くなり、サイリスタの許容損失（全損失）を超えることとなってしまい、機器の損傷を招く虞がある。

【0006】

そこで本発明では、被加熱部材の固有抵抗に変化が生じた場合であっても、高い出力電力を維持することができ、かつ機器の損傷を防ぐことのできる誘導加熱装置の制御方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記目的を達成するための本発明に係る誘導加熱装置の制御方法は、順変換部と逆変換部、及び制御部を備えた電力変換手段を備え、前記逆変換部に加熱コイルが接続された誘導加熱装置の制御方法であって、前記電力変換手段は、前記加熱コイルへの出力電圧が予め定められた指令電圧と一致するように、順変換位相制御角を制御する信号を前記順変換部へ出力すると共に、前記順変換位相制御角が予め定めた値よりも小さい場合に、前記逆変換部に対して、前記加熱コイルへの出力電流と出力電圧の位相角である逆変換位相角を増大させる信号を出力し、前記逆変換部を構成するスイッチング素子の損失が、予め定められた許容値に達した場合に、前記逆変換位相角の増大を停止させることを特徴とする。

【0008】

また、上記のような特徴を有する誘導加熱装置の制御方法において、前記電力変換手段には、前記順変換位相制御角を制御する信号を生成する順変換位相制御部と、前記逆変換位相角を増大させる信号を生成する逆変換位相制御部とが設けられ、前記順変換位相制御角を前記逆変換位相制御部に出力し、前記逆変換位相制御部は、前記順変換位相制御角が前記予め定めた値となるように、前記逆変換位相角を制御するようにすると良い。
さらに、上記のような特徴を有する誘導加熱装置の制御方法において、前記電力変換手段には、マイクロプロセッサユニットを有する損失計算部が設けられ、前記スイッチング素子の損失計算を成すようにすると良い。

【発明の効果】

【0009】

上記のような特徴を有する誘導加熱装置の制御方法は、被加熱部材の固有抵抗に変化が生じた場合であっても、高い出力電力を維持することができる。また、逆回復損失の増大による機器の損傷を防ぐこともできる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施形態に係る制御方法を実施するための誘導加熱装置の一例である。

【図2】電力変換手段における出力電流と出力電圧の波形を示すグラフである。

【図3】サイリスタに流れる逆回復時の電圧と電流の様子を説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、本発明の誘導加熱装置の制御方法に係る実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。

【0012】

まず、本実施形態に係る制御方法を適用する誘導加熱装置の一例について、図１を参照して説明する。図１に示す誘導加熱装置１０は、電力変換手段１２と、加熱コイル２６、及び制御部２８を基本として構成されている。

【0013】

電力変換手段１２は、３相交流電源１４に接続された順変換部１６（コンバータ）と、順変換部１６の出力側に配置される逆変換部１８（インバータ）を基本とし、逆変換部１８は、加熱コイル２６との間に並列コンデンサ２０を配置して、並列共振回路を構成している。順変換部１６は、スイッチング素子にサイリスタ１６ａを採用している。逆変換部１８は、電流型のインバータであり、スイッチング素子に、抵抗１８ｃとコンデンサ１８ｄから成るスナバとサイリスタ１８ａ１（１８ａ２，１８ｂ１，１８ｂ２）を並列接続したものを採用している。順変換部１６と逆変換部１８との間には、ＤＣＬ２２（ＤＣリアクトル：平滑コイル）を設けている。また、逆変換部１８と並列コンデンサ２０との間には、Ｌｃｍ２４が設けられている。なお、逆変換部１８では、サイリスタの代わりに、ＩＧＢＴとダイオードを直列接続したものを採用しても良い。
図１では、加熱コイルと被加熱物をインダクタンスＬと等価並列抵抗Ｒｐにより表現している。

【0014】

制御部２８は、順変換位相制御部３０と逆変換位相制御部３２、および損失計算部３４を基本として構成されている。順変換位相制御部３０は、順変換部１６の順変換位相制御角αを制御し、出力電圧の調整を行うための制御信号を出力する部位である。順変換位相制御部３０の出力側には、パルス生成部３６が設けられ、順変換位相制御部３０からの出力信号に基づいて、順変換点弧パルスを生成し、順変換部１６へと出力する。順変換位相制御部３０には、電力変換手段１２から出力される出力電流Ｉｉｖの電圧（出力電圧Ｖｍｆと称す）の指令値（Ｖｍｆ指令値）を定める信号や、出力電圧Ｖｍｆと出力電流Ｉｉｖとの位相角制御用の設定値を定める信号、出力電圧Ｖｍｆのフィードバック信号、および順変換部１６の出力電流Ｉｄｃのフィードバック信号などが入力され、これらの信号に基づいて、順変換位相制御角αが導きだされ、パルス生成部３６へと出力される。なお、順変換位相制御部３０からは、後述する逆変換位相制御部３２に対し、順変換位相制御角αを定める信号が出力される。ここで、順変換位相角制御角αを求める信号の出力経路には、順変換位相制御のための信号によるループと逆変換位相制御のための信号によるループとの制御干渉を防ぐために遅延回路３８が設けられている。

【0015】

逆変換位相制御部３２は、位相角制御用設定値、順変換位相制御角α、順変換部１６の出力電流Ｉｄｃのフィードバック、出力電圧Ｖｍｆのフィードバック、サイリスタ１８ｂの損失許容値、およびサイリスタ１８ｂの損失計算値等の各種入力信号に基づいて、逆変換点弧各λや、逆変換位相角θ（λ≒θ）を求め、パルス生成部４０へと出力する。パルス生成部４０は、逆変換位相制御部３２からの出力信号を受け、逆変換部１８に対して逆変換点弧パルスを出力する。

【0016】

損失計算部３４は、逆変換部１８におけるスイッチング素子を構成するサイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の損失を求める役割を担う。ここで、サイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の損失は、サイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２に対する通電損失（順方向損失）と、逆回復損失（スイッチング損失）の和によって求められる。損失計算部３４には、サイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の損失を算出するためのマイクロコンピュータが備えられている。算出された損失値は、位相角制御部３２に出力される。

【0017】

上記のような構成の誘導加熱装置１０をビレットヒータに適用した場合、被加熱部材であるビレットの材質や形態（直径）の変化により、コイルの等価抵抗（等価並列抵抗Ｒｐ）が変化する。例えば、ビレットの直径を変化させる場合、太材に比べて細材を加熱する際には、等価並列抵抗Ｒｐが大きくなる。ここで、加熱コイル２６に投入される電力Ｗは、数式１で求めることができる。

【数1】

・・・（１）

【0018】

数式１から理解できるように、等価並列抵抗Ｒｐが増大した場合には、加熱コイル２６に投入される電力Ｗの値が小さくなる。ここで、出力電圧Ｖｍｆが定格電圧よりも低い場合には、出力電圧Ｖｍｆを上昇させることで電力Ｗの向上を図ることができる。しかし、電流型インバータの場合、出力電圧Ｖｍｆが定格電圧に至っていない場合であっても、出力電流Ｉｉｖが定格値に達してしまっている場合には、出力電圧Ｖｍｆを上昇させることができない。

【0019】

これに対し、以下のようなパワーマッチング制御を行うことにより、出力電流Ｉｉｖを変化させることなく、出力電圧Ｖｍｆを増大させ、出力電力Ｗの増分を図ることができる。

【0020】

以下、上記のような構成の誘導加熱装置によるパワーマッチング制御について説明する。なお、電力変換手段１２からの出力電流Ｉｉｖと出力電圧Ｖｍｆとの関係を図２に示す。

【0021】

まず、電力変換手段１２における順変換部１６と逆変換部１８に電力が供給された後、制御部２８は逆変換部１８に対し、電力変換手段１２の出力電流Ｉｉｖと出力電圧Ｖｍｆの位相角θが、予め定められた位相角θ０となるように制御する制御信号を出力するフィードバック制御を行う。また、このフィードバック制御と共に、制御部２８は順変換部１６に対し、出力電圧Ｖｍｆが予め定められた指令電圧（Ｖｍｆ指令値）と一致するように、順変換制御角αを制御する制御信号を出力するフィードバック制御を行う。

【0022】

順変換部１６の出力電圧Ｖｄｃと電力変換手段１２の出力電圧Ｖｍｆは、Ｖｍｆ＝Ｖｄｃ／（０．９×ＣＯＳθ）の関係にある。このため、出力電圧ＶｍｆをＶｍｆ指令値に一致させるための順変換制御角αは、数式２に基づいて求めることができる。

【数2】

・・・（２）
ここで、Ｖｉｎは、順変換部１６へ入力される３相交流電源１４からの電圧である（順変換位相制御ループ）。

【0023】

順変換位相制御ループにより求められる順変換制御角αは、パルス生成部３６に入力されると共に、遅延回路３８を介して逆変換位相制御部３２に入力される。逆変換位相制御部３２では、入力された順変換制御角αと、予め定められた制御角基準値α０とを比較し、順変換制御角αが、制御角基準値α０に一致するようにフィードバック制御する。

【0024】

具体的には、順変換制御角αが、制御角基準値α０よりも小さい場合には、出力電流Ｉｉｖと出力電圧Ｖｍｆの位相角θを増大させる制御信号をパルス生成部４０に出力する。一方、順変換制御角αが、制御角基準値α０よりも大きい場合には、位相角θを減少させる制御信号をパルス生成部４０に出力するというものである。ここで、位相角θの変更制御は、出力電流Ｉｉｖの周波数を制御することにより実施することができる（逆変換位相制御ループ）。

【0025】

逆変換位相制御ループにおいて、位相角θを増大させた場合、サイリスタ１８ａ１，１８ａ２あるいはサイリスタ１８ｂ１，１８ｂ２に流れる逆方向電流（リカバリー電流Ｉｒ）の電圧（逆バイアス電圧Ｖｒ）が大きくなる。このため、逆バイアス電圧Ｖｒとリカバリー電流Ｉｒにより求められるサイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の逆回復損失が大きくなる。よって、本実施形態では、逆変換位相制御ループ中における逆変換部１８のサイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の逆回復損失を計算する。そして、サイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２に対する通電電流値（出力電流Ｉｄｃ）とサイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の抵抗値に基づいて算出される通電損失と、前述の逆回復損失との和により求められるサイリスタ１８ａ１〜１８ｂ２の損失の値が、予め定められた許容値に達した場合に、逆変換位相制御ループにおいて、位相角θを増大させる信号の出力を停止させる。

【0026】

本実施形態で定義・監視する逆回復損失は、損失計算部３４に設けられたマイクロコンピュータにより算出される。マイクロコンピュータには、例えば、逆バイアス電圧Ｖｒの値に基づく比例値として逆回復損失を求める対象表やグラフが記憶されており、逆バイアス電圧Ｖｒを算出することで、逆回復損失を求めることができる。

【0027】

サイリスタ１８ａ１，１８ａ２を通っていた電流が、サイリスタ１８ｂ１，１８ｂ２のゲートＯＮにより転流する。サイリスタに逆方向の電流（リカバリー電流Ｉｒ）が流れる。（図３参照）。このリカバリー電流Ｉｒが流れた際に生じる電圧が逆バイアス電圧Ｖｒである。ここで、転流余裕角をｑ（図２参照）、リカバリー係数をｋとすると、電圧Ｖｓｗと、逆バイアス電圧Ｖｒは、それぞれ数式３、４により求めることができる。

【数3】

・・・（３）

【数4】

・・・（４）

【0028】

数式２〜４を参照すると、位相角θが大きくなると、出力電圧Ｖｍｆが大きくなり、逆バイアス電圧Ｖｒも大きくなることがわかる。

【0029】

このように、実施形態に係る制御方法を採用した場合、被加熱部材の固有抵抗に変化が生じた場合であっても、高い出力電力を維持することができる。

【符号の説明】

【0030】

１０………誘導加熱装置、１２………電力変換手段、１４………三層交流電源、１６………順変換部、１６ａ………サイリスタ、１８………逆変換部、１８ａ１〜１８ｂ２………サイリスタ、１８ｃ………抵抗、１８ｄ………コンデンサ、２０………並列コンデンサ、２２………ＤＣＬ、２４………Ｌｃｍ、２６………加熱コイル、２８………制御部、３０………電圧制御部、３２………位相角制御部、３４………損失計算部、３６………パルス生成部、３８………遅延回路、４０………パルス生成部。

【図1】

【図2】

【図3】