特許 6431493 光変調器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6431493

(24)【登録日】2018年11月9日

(45)【発行日】2018年11月28日

(54)【発明の名称】光変調器

(51)【国際特許分類】

   G02F 1/025 20060101AFI20181119BHJP

【ＦＩ】

   G02F1/025

【請求項の数】6

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2016-56213(P2016-56213)

(22)【出願日】2016年3月18日

(65)【公開番号】特開2017-173385(P2017-173385A)

(43)【公開日】2017年9月28日

【審査請求日】2017年7月26日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004226

【氏名又は名称】日本電信電話株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001243

【氏名又は名称】特許業務法人 谷・阿部特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】武田 浩太郎

(72)【発明者】

【氏名】都築 健

(72)【発明者】

【氏名】本田 健太郎

(72)【発明者】

【氏名】長谷 宗彦

(72)【発明者】

【氏名】中野 慎介

【審査官】 野口 晃一

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許出願公開第２０１５／０１１０５０１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２０１６／００５４６３９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２００２−２７７８４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 WOLF et al.，Electro-Optical Co-Design to Minimize Power Consumption of a 32 GBd Optical IQ-Transmitter Using InP MZ-Modulators，Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium，米国，IEEE，２０１５年１０月１１日，H.3，pp.117

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０２Ｆ １／００−１／１２５

１／２１−７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

差動型オープンコレクタドライバと、前記差動型オープンコレクタドライバに接続された１組のＲＦ電極を備えたマッハツェンダ型光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器に接続された終端抵抗とを備えるマッハツェンダ型光変調器であって、
前記終端抵抗は、前記ＲＦ電極のそれぞれに接続された１組の第１の抵抗と、前記第１の抵抗に接続された第２の抵抗と備え、
前記１組の第１の抵抗同士が、前記ＲＦ電極と接続された端部と逆側の端部で並列に接続され、前記逆側の端部には前記第２の抵抗が直列に接続され、前記第２の抵抗には、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に電圧を印加する電源が直列に接続され、
前記１組の第１の抵抗および第２の抵抗は、前記マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方について前記ＲＦ電極とインピーダンス整合されていることを特徴とする光変調器。

【請求項2】

差動型オープンコレクタドライバと、前記差動型オープンコレクタドライバに接続された１組のＲＦ電極を備えたマッハツェンダ型光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器に接続された終端抵抗とを備えるマッハツェンダ型光変調器であって、
前記終端抵抗は、前記ＲＦ電極のそれぞれに接続された１組の第１の抵抗と、前記第１の抵抗に接続された第２の抵抗と備え、
前記第２の抵抗は、それぞれが直列に接続された前記１組のＲＦ電極と前記１組の第１の抵抗の、ＲＦ電極と第１の抵抗間に、並列に接続され、前記第１の抵抗同士が、前記ＲＦ電極と接続された端部と逆側の端部で並列に接続され、前記逆側の端部には、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に電圧を印加する電源が直列に接続され、
前記１組の第１の抵抗および第２の抵抗は、前記マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方について前記ＲＦ電極とインピーダンス整合されていることを特徴とする光変調器。

【請求項3】

差動型オープンコレクタドライバと、前記差動型オープンコレクタドライバに接続された１組のＲＦ電極を備えたマッハツェンダ型光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器に接続された終端抵抗とを備えるマッハツェンダ型光変調器であって、
前記終端抵抗は、前記ＲＦ電極のそれぞれに接続された１組の第１の抵抗と、前記第１の抵抗に接続された第２の抵抗と備え、
前記第１の抵抗同士が、前記ＲＦ電極と接続された端部と逆側の端部で並列に接続され、前記逆側の端部には、前記第２の抵抗が容量を介して接地される回路と、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に電圧を印加する電源とが並列に接続され、
前記１組の第１の抵抗および第２の抵抗は、前記マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方について前記ＲＦ電極とインピーダンス整合されていることを特徴とする光変調器。

【請求項4】

前記電源は、前記１組のＲＦ電極の間に配置されたＤＣ電極に接続されることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。

【請求項5】

前記ＲＦ電極と、前記第１の抵抗との間にそれぞれインダクタが接続されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の光変調器。

【請求項6】

請求項１乃至５のいずれか１項に記載の光変調器は、マッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする光変調器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、光通信システムや光情報処理システムにおいて用いられる光変調器に関し、より詳細には、変調器駆動ドライバＩＣと集積された、低消費電力で、周波数特性に優れた、光変調器を提供するための構造に関するものである。

【背景技術】

【0002】

マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器は、光導波路に入射した光を２つの光導波路に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝搬させた後に、再度合波させる構造を持つ。２つに分岐された光導波路に設けられた位相変調部により、光導波路に入射した２つの光の位相を変化させ、２つの光が合波されるときの光の干渉条件を変え、光の強度及び位相を変調することができる。

【0003】

マッハツェンダ型光変調器において、光導波路を構成する材料として、ＬｉＮｂＯ₃等の誘電体、又はＩｎＰ、ＧａＡｓ及びＳｉ（シリコン）等の半導体が用いられる。これらの材料により構成された光導波路近傍に電極を配置して、電極に変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。

【0004】

光の位相を変化させる原理としては、ＬｉＮｂＯ₃においてはポッケルス効果、ＩｎＰ、ＧａＡｓにおいてはポッケルス効果や量子閉じ込めシュタルク効果（Ｑｕａｎｔｕｍ Ｃｏｎｆｉｎｅｄ Ｓｔａｒｋ Ｅｆｆｅｃｔ：ＱＣＳＥ）が主に用いられ、Ｓｉにおいてキャリアプラズマ効果が主に用いられる。

【0005】

高速で低消費電力な光通信を行うためには、変調速度が速く、駆動電圧の低い光変調器が必要となる。１０Ｇｂｐｓ以上の高速で、数ボルトの振幅電圧での光変調を行うためには、高速の電気信号と位相変調器の中を伝搬する光の速度とを整合させ、伝搬させながら相互作用を行うようにする進行波電極が必要となる。進行波電極で電極の長さを数ミリメートルから数十ミリメートルにした光変調器が実用化されている（例えば非特許文献１）。進行波電極を使用した光変調器においては、電気信号や光導波路を伝搬する光の強度を落とさずに伝搬することができるよう、低損失で反射の少ない電極構造および光導波路構造が求められる。

【0006】

また、マッハツェンダ型光変調器には、光導波路をＳｉにより構成したＳｉ光変調器がある。Ｓｉ光変調器は、Ｓｉ基板の表面を熱酸化した酸化膜（ＢＯＸ）層上にＳｉの薄膜を張り付けたＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板から構成される。ＳＯＩ層を光が導波できるように、酸化膜（ＢＯＸ）層上にＳｉ薄膜を細線に加工した後、ｐ型及びｎ型の半導体となるように細線のＳｉ薄膜にドーパントを注入し、光のクラッド層となるＳｉＯ₂の堆積、電極の形成等を行い作製する。このとき、光導波路は光損失が小さくなるように設計・加工する必要がある。光の損失発生を小さく抑えるとともに、高速電気信号の反射や損失を小さく抑えるように、ｐ型及びｎ型のドーピング、並びに電極の作成を行う必要がある。

【0007】

図１は、従来のＳｉ光変調器の基本となる光導波路１００の光の導波方向に垂直の方向の断面を示す図である。図１の光導波路１００は、ＳｉＯ₂クラッド層１１０と、ＳｉＯ₂クラッド層１１０上に形成されたＳｉ層１２０と、Ｓｉ層１２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層１３０を備える。

【0008】

Ｓｉ層１２０は、光を閉じ込めるために厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造を取っており、中央の厚い部分のコア層となるリブ部１０１と、リブ部１０１の両側のスラブ部１０２及びスラブ部１０３とから構成される。リブ部１０１は、周囲のＳｉＯ₂クラッド層１１０及び１３０との屈折率差を利用して紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込めている。

【0009】

Ｓｉ層１２０のスラブ部１０２の、リブ部１０１と反対側の端部は、高濃度ｐ型半導体領域１２３となり、Ｓｉ層１２０のスラブ部１０３の、リブ部１０１と反対側の端部は、高濃度ｎ型半導体領域１２４となる。また、Ｓｉ層１２０のスラブ部１０２のリブ部１０１側と、リブ部１０１のスラブ部１０２側とは、中濃度ｐ型半導体領域１２１となる。また、Ｓｉ層１２０のスラブ部１０３のリブ部１０１側と、リブ部１０１のスラブ部１０３側とは、中濃度ｎ型半導体領域１２２となる。

【0010】

高濃度ｐ型半導体領域１２３と中濃度ｐ型半導体領域１２１との境界は接しており、高濃度ｎ型半導体領域１２４と中濃度ｎ型半導体領域１２２との境界も接している。これらの境界は重なり合ってドーピングがなされていても良い。また、リブ部１０１は、中濃度ｐ型半導体領域１２１と中濃度ｎ型半導体領域１２２とが接するｐｎ接合構造となる。また、他の例として中濃度ｐ型半導体領域１２１と中濃度ｎ型半導体領域１２２との間にｉ型（真性）半導体領域が挟まれたｐｉｎ接合構造としてもよい。

【0011】

図１に図示はないが高濃度ｐ型半導体領域１２３に接する金属電極及び高濃度ｎ型半導体領域１２４に接する金属電極を設け、ｐｎ接合部に金属電極よりＲＦ（高周波）の変調電気信号とともに逆バイアス電界（図１では右から左）を印加する。これにより、光導波路１００のコア層内部のキャリア密度を変化させ、光導波路の屈折率を変えて、光の位相を変調することができる（キャリアプラズマ効果）。

【0012】

導波路寸法はコア／クラッドとなる材料の屈折率に依存するため、一意には決定できないが、図１に記載のような光導波路１００のリブ部（コア層）とスラブ部１０２及び１０３を備えるリブ導波路の構造とした場合の一例を挙げると、リブ部１０１の幅（導波路コア幅）４００〜６００（ｎｍ）×高さ１５０〜３００（ｎｍ）×スラブ部の厚さ５０〜２００（ｎｍ）×長さ数（ｍｍ）程度になる。

【0013】

図２は、従来のＳｉ光変調器２００を示す平面図である。また、図３は、図２のＡ−Ａ´における断面図である。図２のＳｉ光変調器２００は、シングル電極と呼ばれる構造のマッハツェンダ型光変調器であり（例えば非特許文献２参照）、入力光導波路２１１と、入力光導波路２１１からの光が分岐されて導波される光導波路２１２及び２１３と、光導波路２１２からの光と光導波路２１３からの光とを合波する出力光導波路２１４とを備える。光導波路２１２の基板縁側の脇には差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための高周波線路（ＲＦ電極）２２１が形成され、光導波路２１３の基板縁側の脇にも差動のＲＦ信号）を入力するためのＲＦ電極２２２が形成され、光導波路２１２と２１３との間には共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極２２３が形成される。光導波路２１２及び２１３は、図１の光導波路１００と同様の断面構造を持つ光導波路を左右対称に２つ並べた構造をしている。

【0014】

入力光導波路２１１からの光が、光導波路２１２と２１３とに分岐される。光導波路２１２を導波する光は、ＲＦ電極２２１とＤＣ電極２２３との間に印加される変調電気信号（ＲＦ信号）により位相変調され、光導波路２１３を導波する光は、ＲＦ電極２２２とＤＣ電極２２３の間に印加される変調電気信号（ＲＦ信号）により位相変調される。光導波路２１２及び光導波路２１３を導波する位相変調された光は、結合されて出力光導波路２１４から出力される。

【0015】

図３を参照すると、Ｓｉ光変調器２００は、ＳｉＯ₂クラッド層１１０と、ＳｉＯ₂クラッド層１１０上に形成されたＳｉ層１２０と、Ｓｉ層１２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層１３０を備える。

【0016】

Ｓｉ層１２０は、第１のコア層となる第１のリブ部１０１−１と、第２のコア層となる第２のリブ部１０１−２と、第１のリブ部１０１−１の第２のリブ部１０１−２とは反対側に配置された第１のスラブ部１０２−１と、第２のリブ部１０１−２の第１のリブ部１０１−１とは反対側に配置された第２のスラブ部１０２−２と、第１のリブ部１０１−１と第２のリブ部１０１−２との間に配置された第３のスラブ部１０３とから構成される。

【0017】

Ｓｉ層１２０の第１のスラブ部１０２−１の、第１のリブ部１０１−１と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１２３−１となり、第３のスラブ部１０３の、第１のリブ部１０１−１と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１２４となる。また、第１のスラブ部１０２−１の第１のリブ部１０１−１側と、第１のリブ部１０１−１の第１のスラブ部１０２−１側とは、中濃度ｐ型半導体領域１２１−１となる。また、第３のスラブ部１０３の第１のリブ部１０１−１側と、第１のリブ部１０１−１の第３のスラブ部１０３側とは、中濃度ｎ型半導体領域１２２−１となる。

【0018】

一方で、Ｓｉ層１２０の第２のスラブ部１０２−２の、第２のリブ部１０１−２と反対側の端部は、高濃度ｐ型半導体領域１２３−２となり、第３のスラブ部１０３の、第２のリブ部１０１−２と反対側の端部は、高濃度ｎ型半導体領域１２４となる。また、第２のスラブ部１０２−２の第２のリブ部１０１−２側と、第２のリブ部１０１−２の第２のスラブ部１０２−２側とは、中濃度ｐ型半導体領域１２１−２となる。また、第３のスラブ部１０３の第２のリブ部１０１−２側と、第２のリブ部１０１−２の第３のスラブ部１０３側とは、中濃度ｎ型半導体領域１２２−２となる。

【0019】

ＲＦ電極２２１は、高濃度ｐ型半導体領域１２３−１に接しており、ＲＦ電極２２２は高濃度ｐ型半導体領域１２３−２に接しており、ＤＣ電極２２３は高濃度ｎ型半導体領域１２４に接している。ＤＣ電極２２３にＲＦ電極２２１及び２２２に対してプラスの電圧を印加することで、ＤＣ電極２２３の両脇の２つのｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。

【0020】

図４は、従来のマッハツェンダ型光変調器４００を示す平面図である。また、図５は、図４のＢ−Ｂ´における断面図である。図４のマッハツェンダ型光変調器４００は、デュアル電極と呼ばれる構造のマッハツェンダ型光変調器であり、入力光導波路４１１と、入力光導波路４１１からの光が分岐されて導波される光導波路４１２及び４１３と、光導波路４１２からの光と光導波路４１３からの光とを合波する出力光導波路４１４とを備える。光導波路４１２の基板中心側の脇には差動のＲＦ信号を入力するためのＲＦ電極４２１が形成され、光導波路４１３の基板中心側の脇にも差動のＲＦ信号を入力するためのＲＦ電極４２２が形成される。また、光導波路４１２の基板縁側の脇にはグラウンド電極４２３が形成され、光導波路４１３の基板縁側の脇にもグラウンド電極４２４が形成される。また、ＲＦ電極４２１と４２２との間にはグラウンド電極４２５が形成される。光導波路４１２及び４１３は、図１の光導波路１００と同様の断面構造を持つ光導波路を左右対称に２つ並べた構造をしている。

【0021】

入力光導波路４１１からの光が、光導波路４１２と４１３とに分岐される。光導波路４１２を導波する光は、ＲＦ電極４２１とグラウンド電極４２３との間に印加される変調電気信号（ＲＦ信号）により位相変調され、光導波路４１３を導波する光は、ＲＦ電極４２２とグラウンド電極４２４の間に印加される変調電気信号（ＲＦ信号）により位相変調される。光導波路４１２及び光導波路４１３を導波する位相変調された光は、結合されて出力光導波路４１４から出力される。

【0022】

図５を参照すると、マッハツェンダ型光変調器４００は、ＳｉＯ₂クラッド層４１０と、ＳｉＯ₂クラッド層４１０上に形成されたＳｉ層４２０と、Ｓｉ層４２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層４３０を備える。

【0023】

Ｓｉ層４２０は、第１のコア層となる第１のリブ部１０１−１と、第１のリブ部１０１−１の基板縁側に配置された第１のスラブ部１０２−１と、第１のリブ部１０１−１の基板中心側に配置された第２のスラブ部１０３−１とから構成される。

【0024】

Ｓｉ層４２０の第１のスラブ部１０２−１の、第１のリブ部１０１−１と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１２３−１となり、第２のスラブ部１０３−１の、第１のリブ部１０１−１と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１２４−１となる。また、第１のスラブ部１０２−１の第１のリブ部１０１−１側と、第１のリブ部１０１−１の第１のスラブ部１０２−１側とは、中濃度ｐ型半導体領域１２１−１となる。また、第２のスラブ部１０３−１の第１のリブ部１０１−１側と、第１のリブ部１０１−１の第２のスラブ部１０３−１側とは、中濃度ｎ型半導体領域１２２−１となる。

【0025】

ＲＦ電極４２１は、高濃度ｎ型半導体領域１２４−１に接しており、グラウンド電極４２３は高濃度ｐ型半導体領域１２３−１に接している。グラウンド電極４２５は半導体層には接していないが、ＲＦ電極４２１に対してグラウンド電極４２３および４２５でＧＳＧの高周波伝送線路を形成することで、特性インピーダンスの調整、伝送特性の向上を行うことができる。また、ＲＦ電極がグラウンド電極に囲われているため、信号の漏洩が少なく、クロストークや伝播損失の少ない光変調器を形成することが可能となる。

【0026】

Ｓｉ光変調器の高周波伝送線路としての特性インピーダンスは、Ｓｉ層のｐｎ接合部の容量が大きく影響する。このため、シングル電極のマッハツェンダ型光変調器の特性インピーダンスは、シングルエンドでは２５Ω程度であり、差動駆動とすることで５０Ω程度にすることができる。一方、デュアル電極のマッハツェンダ型光変調器は、特性インピーダンスの調整が比較的容易であり、シングルエンドで５０Ω程度、差動駆動で１００Ω程度にすることが可能であり、シングル電極のＳｉ光変調器よりも高い特性インピーダンスとすることができる。

【0027】

大容量・低消費電力の光通信を行うためには、高速で光を変調することが可能な光変調器、および消費電力が低い変調器駆動ドライバＩＣが必要となる。図２に記載のシングル電極のマッハツェンダ型光変調器の特性インピーダンスは、シングルエンドで２５Ω程度、差動駆動とすることで５０Ω程度になるが、一般的な変調器駆動ドライバＩＣであるバックターミネーション型のドライバは、測定器が一般的にシングルエンド５０Ω、差動１００Ωであるため、送端抵抗に５０Ωの抵抗を入れて５０Ω出力としている。このため、シングルエンドで出力された５０Ωのドライバ信号を５０Ωの差動信号に変換する、不平衡−平衡変換回路（バラン回路）等が必要となる。

【0028】

一方、オープンコレクタドライバは、送端抵抗がなく、どのようなインピーダンスの光変調器でも接続することが可能である。このため、オープンコレクタドライバを使用すると、送端抵抗で消費される電力が削減できるとともに、差動駆動のドライバＩＣを利用することができ、電力効率の高い、低消費電力な光変調器を提供することができる。

【0029】

図６は、一般的なオープンコレクタドライバの構成を示す回路図である。図６のオープンコレクタドライバ６００は、最終段トランジスタ６０１と、トランジスタ６０１のベース（ゲート）に接続された入力端子６０２と、トランジスタ６０１のコレクタ（ドレイン）に接続された出力端子６０３と、トランジスタ６０１のエミッタ（ソース）に接続された抵抗６０４と、抵抗６０４に接続された電流源６０５と、電流源６０５に接続されたグランド端子６０６とを備える。出力端子６０３は被駆動体６１０に接続されている。

【0030】

オープンコレクタドライバ６００は、一般にバックターミネーション型のドライバと比べて送端抵抗で消費される電力が削減されるため、電力効率が高いという事が知られている（たとえば非特許文献３）。また接続される被駆動体６１０のみがトランジスタ６０１の負荷として扱われる。従ってバックターミネーション型ドライバのように被駆動体を送端抵抗のインピーダンスに合わせて設計する必要が無く、被駆動体の設計自由度が高い事が知られている。

【0031】

一方でコレクタ端子である出力端子６０３は解放されているため、被駆動体６１０からみたオープンコレクタドライバ６００は非常に高いインピーダンスになっている。このため被駆動体６１０をオープンコレクタドライバ６００に接続した場合、被駆動体６１０に対してオープンコレクタドライバ６００は高インピーダンスとなり、オープンコレクタドライバ６００へのＲＦ信号入力は出力端子６０３において大きく反射する。また、オープンコレクタドライバ６００に対して被駆動体６１０は低インピーダンスになっているためオープンコレクタドライバ６００から被接続体６１０への入力も、被駆動体６１０の接続点６１１で反射が起こる。従って両反射により入力信号の共振が起こり発振の原因となる。

【0032】

この入力信号の反射の影響を抑えるために、被駆動体６１０とオープンコレクタドライバ６００の接続距離（図６の出力端子６０３と接続点６１１との間の距離）を、ＲＦ信号の波長より十分短くする必要がある（一般に１／１０〜１／２０程度）。接続距離をＲＦ信号の波長より十分短くした場合、被駆動体６１０はインピーダンスがどのような値であっても反射の影響なく駆動することが可能となる。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0033】

【非特許文献1】五井一宏，小田研二，日下裕幸，小川 憲介， Tsung-Yang Liow， Xiaoguang Tu， Guo-Qiang Lo， Dim-Lee Kwong，「Ｓｉ Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒプッシュプル変調器の２０Ｇｂｐｓ二値位相変調特性」２０１２年電子情報通信学会ソサイエティ大会，Ｃ−３−５０，２０１２．

【非特許文献2】Po Dong,Long Chen,and Young-kai Chen, 「High-speed low-voltage single-drive push-pull silicon Mach-Zehnder modulators」 Opt. Express vol.20, no.6, pp.6163-6169, 2012.

【非特許文献3】N. Wolf, L. Yan, J.-H. Choi, T. Kapa, S. Wunsch, R. Klotzer, K.-O. Velthaus, H.-G. Bach, M. Schell, 「Electro-Optical Co-Design to Minimize Power Consumption of a 32 GBd Optical IQ-Transmitter Using InP MZ-Modulators」2015 IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS 2015), H.3, pp.117, 2015.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0034】

図７は、マッハツェンダ型光変調器に差動型オープンコレクタドライバを接続した光変調器の構成を示す平面図である。差動型オープンコレクタドライバ７１０の差動出力端子７１１にはマッハツェンダ型光変調器７２０の高周波伝送線路（ＲＦ電極）７２１の入力パッド７２３と接続されており、差動出力端子７１２にはＲＦ電極７２２の入力パッド７２４と接続されている。マッハツェンダ型光変調器７２０のＲＦ電極７２１は、終端抵抗７３０の入力端子７３４を介して抵抗７３１が接続され、ＲＦ電極７２２は、終端抵抗７３０の入力端子７３５を介して抵抗７３２が接続される。このとき差動型オープンコレクタドライバ７１０の被駆動体は、ＲＦ電極７２１および７２２、並びに抵抗７３１および７３２になる。また、オープンコレクタドライバ７１０の動作点に合わせるため、ＲＦ電極７２１および７２２と抵抗７３１および７３２へは、端子７３３において電位（Ｖｃｃ）を与えている。

【0035】

マッハツェンダ型光変調器７２０のＲＦ電極７２１および７２２の特性インピーダンスと、抵抗７３１および７３２のインピーダンスとが一致している場合は、オープンコレクタドライバ７１０からの入力信号の反射点はＲＦ電極７２１の入力パッド７２３およびＲＦ電極７２２の入力パッド７２４となる。この場合、オープンコレクタドライバ７１０とＲＦ電極７２１および７２２との間の接続距離（差動出力端子７１１と入力パッド７２３との間の距離、および差動出力端子７１２と入力パッド７２４との間の距離）を、ＲＦ電極７２１および７２２に印加するＲＦ信号の波長より十分短くすることで、入力パッド７２３および７２４における反射の影響を抑えることが出来る。このとき、ＲＦ電極７２１および７２２の特性インピーダンスと抵抗７３１および７３２のインピーダンスとは、整合していればどんな値をもって良い。

【0036】

一方で、ＲＦ電極７２１および７２２の特性インピーダンスと、抵抗７３１および７３２のインピーダンスとが不一致であった場合、およびＲＦ電極７２１および７２２の途中で反射の起きる構造である場合、またはＲＦ電極７２１および７２２に構造上の欠陥である欠陥部７２７があった場合は、ドライバからの信号反射点は抵抗７３１および７３２、または欠陥部７２７となる。

【0037】

一般に、マッハツェンダ型光変調器のＲＦ電極はｍｍオーダーを超える長さのため、反射による共振が起こる距離（差動出力端子７１１と欠陥部７２７または入力端子７３４との間の距離、および差動出力端子７１２と入力端子７３５との間の距離）がＲＦ信号の波長より十分短くならない。従って、ＧＨｚ帯のＲＦ信号を入力すると、差動出力端子７１１と入力端子７３４との間において、ＲＦ電極７２１の途中の欠陥部７２７における信号の反射と、差動出力端子７１１における信号の反射とで共振が起きてしまう。反射による共振が起きた場合、ＲＦ電極７２１（および７２２）を伝播する高周波信号には、エネルギーの漏洩、反射の増大や透過損失の増大などの伝搬特性の劣化が生じる。さらに、特定の周波数で発生する共振は、オープンコレクタドライバ７１０内での反射量の変動をおこし、ドライバＩＣの意図しない発振による異常動作、ノイズの増大などの原因となる。従って、マッハツェンダ型光変調器７２０のＲＦ電極７２１および７２２の特性インピーダンスの値と抵抗７３１および７３２のインピーダンスの値とは完全に整合し、かつＲＦ電極７２１および７２２と抵抗７３１および７３２との間には反射点がないことが望ましい。

【0038】

また、Ｓｉ光変調器は、光導波路は極力曲げず、ＲＦ電極を曲げることで、光の入出力部とＲＦ信号の入出力部を異なる箇所に配置する。図８は、ＲＦ電極に屈曲部を設けて光の入出力部とＲＦ信号の入出力部を異なる箇所に配置したマッハツェンダ光変調器の構成を示す図である。

【0039】

図８のマッハツェンダ型光変調器８００は、マッハツェンダ型光変調器８２０のＲＦ電極８２１および８２２の入力側に曲線部８２４および８２５を設け、ＲＦ電極８２１および８２２の電極端および差動型オープンコレクタドライバ８１０の差動出力端子８１１および８１２を入力光導波路８０１から離間させている。また、マッハツェンダ型光変調器８２０のＲＦ電極８２１および８２２の出力側にも曲線部８２６および８２７を設け、ＲＦ電極８２１および８２２の電極端および終端抵抗９３０の入力端子８３４および８３５を出力光導波路８０４から離間させている。

【0040】

しかし、マッハツェンダ型光変調器のＲＦ電極に曲線部が設けられ、高周波伝送線路が屈曲している場合、高周波伝送線路内の曲線部はＲＦ信号の反射点となり、その部分での反射と、オープンコレクタドライバとの接続端の反射を節とする高周波信号の共振を起こすことがある。さらに、差動信号を伝播させるマッハツェンダ型光変調器において、高周波伝送線路であるＲＦ電極に曲線部が有り、２本のＲＦ電極の長さに差があると、対になる差動信号の信号間に位相の差が生じる。信号間に位相差がある状態は、伝搬する差動信号に本来の差動信号である差動モードとノイズとなるコモンモードとの２つのモードが混在した状態であると考えることができる。差動モードとコモンモードとが混在した状態で長いＲＦ電極に信号を伝播させると、ＲＦ電極を屈曲した方向と逆方向に再度曲げて、伝搬線路長の差を解消しても、２つのモードでは伝搬速度が異なるため、コモンモードを消滅させることができなくなる。差動モードとコモンモードとでは特性インピーダンスの値が異なるため、終端抵抗においてコモンモードの反射が発生する。この反射が、オープンコレクタドライバとマッハツェンダ型光変調器との接続部における反射を節とする高周波信号の共振を起こすことがある。

【0041】

このように、オープンコレクタドライバを使用したマッハツェンダ型光変調器は、差動型オープンコレクタドライバの信号の差動出力端子とＲＦ電極との間の反射が大きいため、ＲＦ電極上に別の反射点があるような場合、および終端抵抗における反射があると、信号の出力端子とＲＦの反射点との間において高周波信号の共振が起こり易い。

【0042】

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、差動出力のオープンコレクタドライバに接続した光変調器の、終端抵抗またはドライバ出力端でのコモンモードの反射を抑制することで、周波数応答特性の劣化、ドライバ特性の劣化を抑えた光変調器の構造を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0043】

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、差動型オープンコレクタドライバと、前記差動型オープンコレクタドライバに接続された１組のＲＦ電極を備えたマッハツェンダ型光変調器と、前記マッハツェンダ型光変調器に接続された終端抵抗とを備えるマッハツェンダ型光変調器であって、前記終端抵抗は、前記ＲＦ電極のそれぞれに接続された１組の第１の抵抗と、前記第１の抵抗に接続された第２の抵抗と備え、前記１組の第１の抵抗および第２の抵抗は、前記マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方について前記ＲＦ電極とインピーダンス整合されていることを特徴とする。

【0044】

また、本発明の第２の態様は、第１の態様の光変調器であって、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗は、それぞれ直列に接続され、前記第２の抵抗には、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に印加する電源が接続されることを特徴とする。

【0045】

また、本発明の第３の態様は、第１の態様の光変調器であって、前記第２の抵抗は、前記１組の第１の抵抗の間に接続され、前記第１の抵抗のそれぞれに、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に印加する電源が接続されることを特徴とする。

【0046】

また、本発明の第４の態様は、第１の態様の光変調器であって、前記第１の抵抗および前記第２の抵抗は、それぞれ直列に接続され、前記第２の抵抗には、容量を介して接地され、前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との間に、前記それぞれのＲＦ電極、前記１組の第１の抵抗および前記第２の抵抗に印加する電源が接続されることを特徴とする。

【0047】

また、本発明の第５の態様は、第２の態様の光変調器であって、前記電源は、前記１組のＲＦ電極の間に配置されたＤＣ電極に接続されることを特徴とする。

【0048】

また、本発明の第６の態様は、第１乃至第５のいずれか１つの態様の光変調器であって、前記ＲＦ電極と、前記第１の抵抗との間にそれぞれインダクタが接続される。

【0049】

また、本発明の第７の態様は、第１乃至第６のいずれか１つの態様の光変調器が、マッハツェンダ型光変調器であることを特徴とする。

【発明の効果】

【0050】

本発明に係る光変調器は、コモンモードの反射が無いため、伝送線路の曲線部によるコモンモード信号の影響を防止することができる。これにより意図しない共振による異常動作、ノイズの増大などのドライバ特性の劣化や、光変調器の周波数応答特性の劣化による、高速変調時の波形品質の劣化を防ぐことができる。さらに、送信光信号内あるいは送信・受信間の信号のクロストークの増大などの悪影響を改善することを可能としている。このため、高周波特性に優れた、波形品質の良い、光変調器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0051】

【図1】従来のＳｉ光変調器の基本となる光導波路の光の導波方向に垂直の方向の断面を示す図である。

【図2】従来のシングル電極マッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図3】図２のＡ−Ａ´における断面図である。

【図4】従来のデュアル電極マッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図5】図４のＢ−Ｂ´における断面図である。

【図6】従来のオープンコレクタドライバを示す回路構成図である。

【図7】差動型オープンコレクタドライバを使用したマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図8】ＲＦ電極に屈曲部を設けて光の入出力部とＲＦ信号の入出力部を異なる箇所に配置した従来のマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図9】本発明の第１の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図10】図９のＣ−Ｃ´における断面図である。

【図11】本発明の第２の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図12】本発明の第３の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図13】本発明の第４の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図14】本発明の第５の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図15】本発明の第６の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図16】本発明の第７の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器を示す平面図である。

【図17】本発明の第７の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器の光の導波方向の断面を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0052】

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

【0053】

［第１の実施形態］
図９は、本発明の第１の実施形態に係る光変調器の構成を示す平面図である。図９の光変調器９００は、差動型オープンコレクタドライバ９１０と、差動型オープンコレクタドライバ９１０に接続されたシングル電極のＳｉマッハツェンダ型光変調器９２０と、マッハツェンダ型光変調器９２０に接続された終端抵抗９３０とを備える。マッハツェンダ型光変調器９２０は、入力光導波路９０１と、入力光導波路９０１からの光が分岐されて導波される光導波路９０２及び９０３と、光導波路９０２からの光と光導波路９０３からの光とを合波する出力光導波路９０４とを備える。

【0054】

光導波路９０２の基板縁側の脇には差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための高周波線路（ＲＦ電極）９２１が形成され、光導波路９０３の基板縁側の脇にも差動のＲＦ信号を入力するためのＲＦ電極９２２が形成される。また、光導波路９０２と９０３との間には共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極９２３が形成される。ＲＦ電極９２１の差動型オープンコレクタドライバ９１０側には曲線部９２４が形成され、終端抵抗９３０側に曲線部９２６が形成されている。ＲＦ電極９２２の差動型オープンコレクタドライバ９１０側には曲線部９２５が形成され、終端抵抗８３０側に曲線部９２７が形成されている。ＲＦ電極９２１は、差動型オープンコレクタドライバ９１０の差動出力端子９１１、および終端抵抗９３０の入力端子９３５と信号線により接続されている。ＲＦ電極９２２は、差動型オープンコレクタドライバ９１０の差動出力端子９１２、および終端抵抗９３０の入力端子９３６と信号線により接続されている。

【0055】

終端抵抗９３０の入力端子９３５は抵抗９３１（抵抗値Ｒ１）を介して抵抗９３３（抵抗値Ｒ３）の一端に接続され、入力端子９３６は抵抗９３２（抵抗値Ｒ２）を介して抵抗９３３の一端に接続されている。抵抗９３３の他端は端子９３４（電位ＶＣＣ）に接続され、差動型オープンコレクタドライバ９１０の動作点に合わせるため、ＲＦ電極９２１および９２２と、抵抗９３１、９３２および９３３へ電位を与えている。

【0056】

図１０は、マッハツェンダ型光変調器９００のＣ−Ｃ´における断面図である。図１０を参照すると、マッハツェンダ型光変調器９００は、ＳｉＯ₂クラッド層１０１０と、ＳｉＯ₂クラッド層１０１０上に形成されたＳｉ層１０２０と、Ｓｉ層１０２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層１０３０とを備える。

【0057】

また、Ｓｉ層１０２０は、第１のコア層となる第１のリブ部１０２１−１と、第２のコア層となる第２のリブ部１０２１−２と、第１のリブ部１０２１−１の第２のリブ部１０２１−２とは反対側に配置された第１のスラブ部１０２２−１と、第２のリブ部１０２１−２の第１のリブ部１０２１−１とは反対側に配置された第２のスラブ部１０２２−２と、第１のリブ部１０２１−１と第２のリブ部１０２１−２との間に配置された第３のスラブ部１０２３とから構成される。

【0058】

また、マッハツェンダ型光変調器９００のＳｉ層１０２０の第１のスラブ部１０２２−１の、第１のリブ部１０２１−１と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１０４３−１となり、第３のスラブ部１０２３の、第１のリブ部１０２１−１と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１０４４となる。また、第１のスラブ部１０２２−１の第１のリブ部１０２１−１側と、第１のリブ部１０２１−１の第１のスラブ部１０２２−１側とは、中濃度ｐ型半導体領域１０４１−１となる。また、第３のスラブ部１０２３の第１のリブ部１０２１−１側と、第１のリブ部１０２１−１の第３のスラブ部１０２３側とは、中濃度ｎ型半導体領域１０４２−１となる。

【0059】

一方で、Ｓｉ層１０２０の第２のスラブ部１０２２−２の、第２のリブ部１０２１−２と反対側の端部は、高濃度ｐ型半導体領域１０４３−２となり、第３のスラブ部１０２３の、第２のリブ部１０２１−２と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１０４４となる。また、第２のスラブ部１０２２−２の第２のリブ部１０２１−２側と、第２のリブ部１０２１−２の第２のスラブ部１０２２−２側とは、中濃度ｐ型半導体領域１０４１−２となる。また、第３のスラブ部１０２３の第２のリブ部１０２１−２側と、第２のリブ部１０２１−２の第３のスラブ部１０２３側とは、中濃度ｎ型半導体領域１０４２−２となる。

【0060】

また、ＲＦ電極９２１は、高濃度ｐ型半導体領域１０４３−１に接しており、ＲＦ電極９２２は高濃度ｐ型半導体領域１０４３−２に接しており、ＤＣ電極１０２４は高濃度ｎ型半導体領域１０４４に接している。ＤＣ電極９２３にＲＦ電極９２１及び１０２２に対してプラスの電圧を印加することで、ＤＣ電極９２３の両脇の１組のｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。ＤＣ電極９２３には、端子９０５が接続されている。高濃度ｐ型半導体領域上にあるＲＦ電極９２１および９２２の電位は、高濃度ｎ型半導体領域上にあるＤＣ電極９２３の電位より低い必要があるため、高濃度ｎ型半導体領域上にあるＤＣ電極９２３には電位ＶＤＤを印加し、電位を高くしている。

【0061】

終端抵抗９３０は、従来の図８のマッハツェンダ型光変調器８００における終端抵抗８３０の抵抗８３１および８３２に加えて、さらに抵抗９３３が追加されている。終端抵抗９３０は、抵抗９３１、９３２および９３３の抵抗値を適切に設定することで、差動モードのインピーダンスとコモンモードのインピーダンスを独立に設計することができる。つまり、マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方についてＲＦ電極とインピーダンス整合するように設計する。

【0062】

ここで、抵抗９３１、９３２および９３３の抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、
Ｒ１＝Ｒ２＝（Ｚｅ−Ｚｏ）／２
Ｒ３＝Ｚｅ
の関係が成り立つ。Ｚｅは抵抗９３３の差動モードのインピーダンス、Ｚｏはコモンモードのインピーダンスとなる。Ｚｅ、Ｚｏともに、マッハツェンダ型光変調器のＲＦの特性インピーダンスの差動モードおよびコモンモードの値と合わせることで、ＲＦ電極と終端抵抗の反射を抑えることができる。

【0063】

マッハツェンダ型光変調器のＲＦの特性インピーダンスの差動モードおよびコモンモードの値と合わせるように、終端抵抗９３０の各抵抗値を設計することにより、マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方についてＲＦ電極とインピーダンス整合され、光変調器のＲＦ電極９２１および９２２において発生したコモンモード信号を反射なく吸収することができる。

【0064】

［第２の実施形態］
図１１は、本発明の第２の実施形態に係る光変調器の構成を示す平面図である。図１１のマッハツェンダ型光変調器１１００は、差動型オープンコレクタドライバ１１１０と、差動型オープンコレクタドライバ１１１０に接続されたシングル電極のＳｉマッハツェンダ型光変調器１１２０と、マッハツェンダ型光変調器１１２０に接続された終端抵抗１１３０とを備える。マッハツェンダ型光変調器１１２０は、入力光導波路１１０１と、入力光導波路１１０１からの光が分岐されて導波される光導波路１１０２及び１１０３と、光導波路１１０２からの光と光導波路９０３からの光とを合波する出力光導波路９０４とを備える。

【0065】

光導波路１１０２の基板縁側の脇には差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための高周波線路（ＲＦ電極）１１２１が形成され、光導波路１１０３の基板縁側の脇にも差動のＲＦ信号を入力するためのＲＦ電極１１２２が形成される。また、光導波路１１０２と１１０３との間には共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極１１２３が形成される。ＲＦ電極１１２１は、差動型オープンコレクタドライバ１１１０の差動出力端子１１１１、および終端抵抗１１３０の入力端子１１３５と信号線により接続されている。ＲＦ電極１１２２は、差動型オープンコレクタドライバ１１１０の差動出力端子１１１２、および終端抵抗１１３０の入力端子１１３６と信号線により接続されている。ＤＣ電極１１２３には、端子１１０５が接続され、電位ＶＤＤが与えられている。

【0066】

終端抵抗１１３０の入力端子１１３５は抵抗１１３１（抵抗値Ｒ１）を介して端子１１３４に接続され、入力端子１１３６は抵抗１１３２（抵抗値Ｒ２）を介して端子１１３４に接続されている。入力端子１１３５と抵抗１１３１との間の通信線と、入力端子１１３６と抵抗１１３２との間の通信線と、の間には抵抗１１３３（抵抗値Ｒ３）が接続されている。端子１１３４は電源（電位ＶＣＣ）に接続され、差動型オープンコレクタドライバ１１１０の動作点に合わせるため、ＲＦ電極１１２１および１１２２と、抵抗１１３１、１１３２および１１３３へ電位を与えている。

【0067】

終端抵抗１１３０は、従来の図８のマッハツェンダ型光変調器８００における終端抵抗８３０の抵抗８３１および８３２に加えて、さらに抵抗１１３３が追加されている。終端抵抗１１３０は、抵抗１１３１、１１３２および１１３３の抵抗値を適切に設定することで、差動モードのインピーダンスとコモンモードのインピーダンスを独立に設計する。つまり、マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方についてＲＦ電極とインピーダンス整合するように設計する。

【0068】

ここで、抵抗１１３１、１１３２および１１３３の抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、
Ｒ１＝Ｒ２＝Ｚｅ
Ｒ３＝２ＺｅＺｏ／（Ｚｅ−Ｚｏ）
の関係が成り立つ。Ｚｅは抵抗９３３の差動モードのインピーダンス、Ｚｏはコモンモードのインピーダンスとなる。Ｚｅ、Ｚｏともに、マッハツェンダ型光変調器のＲＦの特性インピーダンスの差動モードおよびコモンモードの値と合わせることで、マッハツェンダ型光変調器におけるコモンモードと差動モード両方についてＲＦ電極とインピーダンス整合され、ＲＦ電極と終端抵抗の反射を抑えることができる。

【0069】

マッハツェンダ型光変調器のＲＦの特性インピーダンスの差動モードおよびコモンモードの値と合わせるように、終端抵抗９３０の各抵抗値を設計することにより、光変調器のＲＦ電極９２１および９２２において発生したコモンモード信号を反射なく吸収することができる。

【0070】

［第３の実施形態］
図１２は、本発明の第３の実施形態に係る光変調器の構成を示す平面図である。図１２の光変調器１２００は、第１の実施形態の図９のマッハツェンダ型光変調器９００の終端抵抗９３０の抵抗９３１、９３２および９３３に加えて、更に容量（１２３４）を加えている。

【0071】

具体的には、終端抵抗１２３０の入力端子１２３６は抵抗１２３１（抵抗値Ｒ１）を介して抵抗１３３３（抵抗値Ｒ３）の一端に接続され、入力端子１２３７は抵抗１２３２（抵抗値Ｒ２）を介して抵抗１２３３の一端に接続されている。抵抗９３３の他端は容量１２３４の一端に接続され、容量１２３４の他端は接地されている。抵抗１２３１と抵抗１２３３との間には端子１２３５が接続され、差動型オープンコレクタドライバ１２１０の動作点に合わせるため、ＲＦ電極１２２１および１２２２と、抵抗１２３１、１２３２および１２３３と、容量１２３４へ電位ＶＣＣを与えている。

【0072】

終端抵抗１２３０は、コモンモード用の抵抗１２３１、１２３２および１２３３の抵抗値を適切に設定することで、差動モードのインピーダンスとコモンモードのインピーダンスを独立に設計することが出来る。抵抗値の設定は第１の実施形態において用いた式を使えば良い。適切に設計した終端抵抗１２３０を用いれば、マッハツェンダ型光変調器のＲＦ電極１２２１および１２２２において発生したコモンモード信号を、反射なく吸収することができる。また、容量１２３４は、端子１２３５からの電位ＶＣＣが抵抗１２３３にかかり電力消費することを防ぐために設置してある。これによって第１の実施形態のマッハツェンダ型光変調器９００と比べて、抵抗（９３３）で消費される電力を削減できるため、第１の実施形態よりも低消費電力の構成となる。

【0073】

［第４の実施形態］
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る光変調器の構成を示す平面図である。図１３の光変調器１３００は、第１の実施形態の図９の光変調器９００の電源ＶＤＤに接続する端子９０５をなくし、終端抵抗９３０の電源ＶＣＣに接続する端子９３４にＤＣ電極９２３を接続した例である。

【0074】

具体的には、終端抵抗１３３０の入力端子１３３５は抵抗１３３１（抵抗値Ｒ１）を介して抵抗１３３３（抵抗値Ｒ３）の一端に接続され、入力端子１３３６は抵抗１３３２（抵抗値Ｒ２）を介して抵抗１３３３の一端に接続されている。抵抗１３３３の他端は電源１３０５を介してマッハツェンダ型光変調器１３２０のＤＣ電極１３２３に接続され、さらに電源（電位ＶＣＣ）に接続された端子１３３４にも接続される。

【0075】

本実施形態のマッハツェンダ型光変調器１３００は、第１の本実施形態のマッハツェンダ型光変調器９００の効果に加えて、電位ＶＣＣを基準とする。従って、ＤＣ電極１３２３に電位を与える電源１３０５は、第１の実施形態のマッハツェンダ型光変調器９００においてＤＣ電極９２３に印加する電位ＶＤＤより小さくすることができる。

【0076】

なお、ＶＣＣの電位は、終端抵抗１３３０の抵抗１３３１、１３３２および１３３３において電圧降下するため、電位ＶＤＤはゼロとしてもｎ型半導体領域上のＤＣ電極１３２３はｐ型半導体領域上のＲＦ電極１３２１および１３２２より高くなる。従って、端子１３３４とＤＣ電極１３２３との間に電源１３０５は設けず、短絡していても良い。また電源１３０５は、抵抗１３３１と１３３３との間でもよい。さらに、本実施形態は、前述の第２の実施形態および第３の実施形態に適用することも可能である。

【0077】

［第５の実施形態］
図１４は、本発明の第５の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器の構成を示す平面図である。図１２のマッハツェンダ型光変調器１２００は、第１の実施形態の図９のマッハツェンダ型光変調器９００の終端抵抗９３０にインダクタを加えた例である。

【0078】

具体的にはマッハツェンダ型光変調器１４２０のＲＦ電極１４２１と終端抵抗１４３０の入力端子１４３５との間にインダクタ１４０５が接続され、ＲＦ電極１４２２と入力端子１４３６との間にインダクタ１４０６が接続される。

【0079】

終端抵抗１４３０とマッハツェンダ型光変調器１４２０との接続点である入力端子１４３５および１４３６においては、理想上はインピーダンス連続点とみなせるが、実際には電極パッドが存在するため寄生容量が付く。このため、入力端子１４３５および１４３６はインピーダンス不連続点になり、反射点となる。本実施形態においては、ＲＦ電極１４２１と入力端子１４３５との間にインダクタ１４０５を接続し、ＲＦ電極１４２２と入力端子１４３６との間にインダクタ１４０６を接続したことにより、入力端子１４３５および１４３６寄生容量によるインピーダンス不整合を補償した。

【0080】

なお、インダクタは入力端子１４３５と抵抗１４３１との間、および入力端子１４３６と抵抗１４３２との間にあっても良いし、差動型オープンコレクタドライバ１４１０の差動出力端子１４１１とマッハツェンダ型光変調器１４２０のＲＦ電極１４２１との間、および差動出力端子１４１２とＲＦ電極１４２２との間に配置しても良い。さらに、本実施形態は、前述の第２の実施形態、第３の実施形態および第５の実施形態に適用することも可能である。

【0081】

［第６の実施形態］
図１５は本発明の第６の実施形態に係る光変調器の構成を示す平面図である。図１５のマッハツェンダ型光変調器１５００は、差動型オープンコレクタドライバ１５１０と、差動型オープンコレクタドライバ１５１０に接続されたデュアル電極のＳｉマッハツェンダ型光変調器１５２０と、マッハツェンダ型光変調器１５２０に接続された終端抵抗１５３０とを備える。

【0082】

マッハツェンダ型光変調器１５２０は、入力光導波路１５０１と、入力光導波路１５０１からの光が分岐されて導波される光導波路１５０２及び１５０３と、光導波路１５０２からの光と光導波路１５０３からの光とを合波する出力光導波路１５０４とを備える。

【0083】

光導波路１５０２の基板中心側の脇には差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための高周波伝送線路（ＲＦ電極）１５２１が形成され、光導波路１５０３の基板中心側の脇にも差動のＲＦ信号を入力するためのＲＦ電極１５２２が形成される。また、光導波路１５０２の基板縁側の脇にはグラウンド電極１５２３が形成され、光導波路１５０３の基板縁側の脇にもグラウンド電極１５２４が形成される。ＲＦ電極１５２１と１５２４との間にはグラウンド電極１５２５が形成される。ＲＦ電極１５２１の差動型オープンコレクタドライバ１５１０側は差動型オープンコレクタドライバ１５１０の差動出力端子１５１１と信号線により接続されている。ＲＦ電極１５２１の終端抵抗１５３０側は終端抵抗１５３０の入力端子１５３４と信号線により接続されている。ＲＦ電極１５２２の差動型オープンコレクタドライバ１５１０側は差動型オープンコレクタドライバ１５１０の差動出力端子１５１２と信号線により接続されている。ＲＦ電極１５２２の終端抵抗１５３０側は終端抵抗１５３０の入力端子１５３５と信号線により接続されている。

【0084】

終端抵抗１５３０の入力端子１５３５は抵抗１５３１（抵抗値Ｒ１）を介して抵抗１５３３（抵抗値Ｒ３）の一端に接続され、入力端子１５３６は抵抗１５３２（抵抗値Ｒ２）を介して抵抗１５３３の一端に接続されている。抵抗１５３３の他端は電源（電位ＶＣＣ）に接続された端子１５３４に接続され、差動型オープンコレクタドライバ１５１０の動作点に合わせるため、ＲＦ電極１５２１および１５２２と、抵抗１５３１、１５３２および１５３３へ電位を与えている。

【0085】

図１６は、マッハツェンダ型光変調器１５００のＤ−Ｄ´における断面図である。図１６を参照すると、マッハツェンダ型光変調器１５００は、ＳｉＯ₂クラッド層１６１０と、ＳｉＯ₂クラッド層１６１０上に形成されたＳｉ層１６２０と、Ｓｉ層１６２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層１６３０とを備える。

【0086】

また、Ｓｉ層１６２０は、第１のコア層となる第１のリブ部１６２１−１と、第１のリブ部１６２１−１の基板縁側に配置された第１のスラブ部１６２２−１と、第１のリブ部１６２１−１の基板中心側に配置された第２のスラブ部１６２３−１とから構成される。

【0087】

また、マッハツェンダ型光変調器１５００のＳｉ層１６２０の第１のスラブ部１６２２−１の、第１のリブ部１６２１−１と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１６４３−１となり、第２のスラブ部１６２３−１の、第１のリブ部１６２１−１と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１６４４−１となる。また、第１のスラブ部１６２２−１の第１のリブ部１６２１−１側と、第１のリブ部１６２１−１の第１のスラブ部１６２２−１側とは、中濃度ｐ型半導体領域１６４１−１となる。また、第２のスラブ部１６２３−１の第１のリブ部１６２１−１側と、第１のリブ部１６２１−１の第２のスラブ部１６２３−１側とは、中濃度ｎ型半導体領域１６４２−１となる。

【0088】

また、ＲＦ電極１５２１は、高濃度ｎ型半導体領域１６４４−１に接しており、グラウンド電極１５２３は高濃度ｐ型半導体領域１６４３−１に接している。グラウンド電極１５２５は半導体層には接していないが、ＲＦ電極１５２１に対してグラウンド電極１５２３および１５２５でＧＳＧの高周波伝送線路を形成することで、特性インピーダンスの調整、伝送特性の向上を行うことができる。また、ＲＦ電極がグラウンド電極に囲われているため、信号の漏洩が少なく、クロストークや伝播損失の少ない光変調器を形成することが可能となる。

【0089】

グラウンド電極１５２３および１５２４には、端子１５０５が接続されている。高濃度ｎ型半導体領域上にあるＲＦ電極１５２１および１５２２の電位は、高濃度ｐ型半導体領域上にあるグラウンド電極１５２３の電位より高い。従って、高濃度ｎ型半導体領域上にあるグラウンド電極１５２３および１５２４に印加する電位ＶＤＤはＶＣＣより低くする、または接地しても良い。

【0090】

本実施形態は、第１の実施形態のシングル電極のマッハツェンダ型光変調器９００と同様の効果を得ることができる。なお、第１乃至第５の実施形態のマッハツェンダ型光変調器の終端抵抗を、本実施形態のデュアル電極のマッハツェンダ型光変調器に接続しても良い。

【0091】

［第７の実施形態］
図１７は、本発明の第７の実施形態に係るマッハツェンダ型光変調器の光の導波方向の断面を示す図である。図１７のマッハツェンダ型光変調器１７００は、第１の実施形態の図９のマッハツェンダ型光変調器９００のｐ型半導体領域とｎ型半導体領域を反転させた例である。図１７を参照すると、マッハツェンダ型光変調器１７００は、ＳｉＯ₂クラッド層１８１０と、ＳｉＯ₂クラッド層１８１０上に形成されたＳｉ層１８２０と、Ｓｉ層１８２０上に形成されたＳｉＯ₂クラッド層１８３０とを備える。

【0092】

また、Ｓｉ層１８２０は、第１のコア層となる第１のリブ部１８２１−１と、第２のコア層となる第２のリブ部１８２１−２と、第１のリブ部１８２１−１の第２のリブ部１８２１−２とは反対側に配置された第１のスラブ部１８２２−１と、第２のリブ部１８２１−２の第１のリブ部１８２１−１とは反対側に配置された第２のスラブ部１８２２−２と、第１のリブ部１８２１−１と第２のリブ部１８２１−２との間に配置された第３のスラブ部１８２３とから構成される。

【0093】

また、マッハツェンダ型光変調器１７００のＳｉ層１８２０の第１のスラブ部１８２２−１の、第１のリブ部１８２１−１と反対側は、高濃度ｎ型半導体領域１８４３−１となり、第３のスラブ部１８２３の、第１のリブ部１８２１−１と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１８４４となる。また、第１のスラブ部１８２２−１の第１のリブ部１８２１−１側と、第１のリブ部１８２１−１の第１のスラブ部１８２２−１側とは、中濃度ｎ型半導体領域１８４１−１となる。また、第３のスラブ部１８２３の第１のリブ部１８２１−１側と、第１のリブ部１８２１−１の第３のスラブ部１８２３側とは、中濃度ｐ型半導体領域１８４２−１となる。

【0094】

一方で、Ｓｉ層１８２０の第２のスラブ部１８２２−２の、第２のリブ部１８２１−２と反対側の端部は、高濃度ｎ型半導体領域１８４３−２となり、第３のスラブ部１８２３の、第２のリブ部１８２１−２と反対側は、高濃度ｐ型半導体領域１８４４となる。また、第２のスラブ部１８２２−２の第２のリブ部１８２１−２側と、第２のリブ部１８２１−２の第２のスラブ部１８２２−２側とは、中濃度ｎ型半導体領域１８４１−２となる。また、第３のスラブ部１８２３の第２のリブ部１８２１−２側と、第２のリブ部１８２１−２の第３のスラブ部１８２３側とは、中濃度ｐ型半導体領域１８４２−２となる。

【0095】

また、ＲＦ電極１７２１は、高濃度ｎ型半導体領域１８４３−１に接しており、ＲＦ電極１７２２は高濃度ｎ型半導体領域１８４３−２に接しており、ＤＣ電極１７２３は高濃度ｐ型半導体領域１８４４に接している。ＤＣ電極１７２３にＲＦ電極１７２１及び１７２２に対してマイナスの電圧を印加することで、ＤＣ電極１７２３の両脇の２つのｐｎ接合部にバイアスを印加することができる。ＤＣ電極１７２３には、電源（電位ＶＤＤ）が接続された端子が接続されている。高濃度ｐ型半導体領域上にあるＤＣ電極１７２３の電位は、高濃度ｎ型半導体領域上にあるＲＦ電極１７２１および１７２２のより高い必要がある。そのため、ＤＣ電極１７２３に接続する端子は、接地されていても良い。

【符号の説明】

【0096】

１００、２１１〜２１４、４１１〜４１４、８０１〜８０４、９０１〜９０４、１１０１〜１１０４、１２０１〜１２０４、１４０１〜１４０４ 光導波路
１０１、１０１−１、１０１−２、１０２１−１、１０２１−２、１６２１−１、１６２１−２、１８２１−１、１８２１−２ リブ部
１０２、１０２−１、１０２−２、１０３、１０２２−１、１０２２−２、１０２３、１６２２−１、１６２２−２、１６２３−１、１６２３−２、１８２２−１、１８２２−２、１８２３ スラブ部
１１０、１３０、１０１０、１０３０、１６１０、１６３０、１８１０、１８３０ Ｓｉクラッド層
１２０、１０２０、１６２０、１８２０ Ｓｉ層
１２１、１２１−１、１２１−２、１０４１−１、１０４１−２、１６４１−１、１６４１−２、１８４２−１、１８４２−２ 中濃度ｐ型半導体領域
１２２、１２２−１、１２１−２、１０４２−１、１０４２−２、１６４２−１、１６４２−２、１８４１−１、１８４１−２ 中濃度ｎ型半導体領域
１２３、１２３−１、１２３−２、１０４３−１、１０４３−２、１６４３−１、１６４３−２、１８４４ 高濃度ｐ型半導体領域
１２４、１２４−１、１２４−２、１０４４、１６４４−１、１６４４−２、１８４３−１、１８４３−２ 高濃度ｎ型半導体領域
２２１、２２２、４２１、４２２、７２１、７２２、８２１、８２２、９２１、９２２、１１２１、１１２２、１２２１、１２２２、１３２１、１３２２、１４２１、１４２２、１５２１、１５２２ ＲＦ電極
２２３、８２３、１１２３、１２２３、１３２３、１４２３ ＤＣ電極
４２３〜４２５、１５２３〜１５２５ グラウンド電極
６００ オープンコレクタドライバ
６０１ トランジスタ
６０２、６０３、６０６、７３３、８３３、９３４、９０５、１１０５、１１３４、１２０５、１２３５、１３３４、１４０７、１４３４、１５０５、１５３４ 端子
６０４、７３１、７３２、８３１、８３２、９３１〜９３３、１１３１〜１１３３、１２３１〜１２３３、１３３１〜１３３３、１４３１〜１４３３、１５３１〜１５３３ 抵抗
６０５ 電流源
６１０ 被駆動体
６１１ 接続点
７１０、８１０、９１０、１１１０、１２１０、１３１０、１４１０、１５１０ 差動型オープンコレクタドライバ
７１１、７１２、８１１、８１２、９１１、９１２、１１１１、１１１２、１２１１、１２１２、１４１１、１４１２、１５１１、１５１２ 差動出力端子
７２０、８２０、９２０、１１２０、１２２０、１３２０、１４２０、１５２０ マッハツェンダ型光変調器
７２３、７２４、８２８、８２９、１４２４、１４２５ 入力パッド
７２７ 欠陥部
７３０、８３０、９３０、１１３０、１２３０、１３３０、１４３０、１５３０ 終端抵抗
７３４、７３５、８３４、８３５、９３５、９３６、１１３５、１１３６、１２３６、１２３７、１３３５、１３３６、１４３５、１４３６、１５３５、１５３６ 入力端子
８２４〜８２７、９２４〜９２７ 曲線部
１２３４ 容量
１３０５ 電源
１４０５、１４０６ インダクタ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】