特許 6781618 光変調器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6781618

(24)【登録日】2020年10月20日

(45)【発行日】2020年11月4日

(54)【発明の名称】光変調器

(51)【国際特許分類】

   G02F 1/025 20060101AFI20201026BHJP

   G02F 1/015 20060101ALI20201026BHJP

【ＦＩ】

   G02F1/025

   G02F1/015 505

【請求項の数】6

【全頁数】23

(21)【出願番号】特願2016-239861(P2016-239861)

(22)【出願日】2016年12月9日

(65)【公開番号】特開2018-97093(P2018-97093A)

(43)【公開日】2018年6月21日

【審査請求日】2019年2月21日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004226

【氏名又は名称】日本電信電話株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001243

【氏名又は名称】特許業務法人 谷・阿部特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】高橋 雅之

(72)【発明者】

【氏名】都築 健

(72)【発明者】

【氏名】武田 浩太郎

【審査官】 林 祥恵

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１３−２３５２４７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０１１２６１１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２０１３／０６２０９６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０２３３８７８（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−０２７１９９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 中国特許出願公開第１０５０４４９３１（ＣＮ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１０／０２９０７３２（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 PATEL, D. et al.，Design, analysis, and transmission system performance of a 41GHz silicon photonic modulator，OPTICS EXPRESS，２０１５年 ６月 １日，Vol. 23, No. 11，p.14263-14287

【文献】 BAHRAMI,H., et al.，Time-Domain large-signal modeling of traveling-wave modulators on SOI，JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY，２０１６年，Vol.34, No.11，p.2812-2823

【文献】 S. AKIYAMA, et al.，Low-chirp 10 Gbit/s InP-based Mach-Zehnder modulator driven by 1.2V single electrical signal，ELECTRONICS LETTERS，２００５年 １月 ６日，Vol.41, No.1，pp.40-41

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０２Ｆ １／００−１／１２５

ＪＳＴＰｌｕｓ／ＪＳＴＣｈｉｎａ／ＪＳＴ７５８０（ＪＤｒｅａｍＩＩＩ）

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数の容量性セグメントを備えた容量装荷型進行波電極を構成する１対２本のＲＦ電極と、
電圧固定電位を与える少なくとも１本の固定電位用電極と、
前記容量性セグメントと接続された第１導電型の半導体領域と、前記固定電位用電極と接続された第２導電型の半導体領域と、を含む領域であって、前記２つの導電型の半導体領域の境界となる２つのｐｎ接合部に沿うように２本の光導波路が形成された領域を複数含む光変調部と、を備えた光変調器であって、
前記光変調部は、前記２本の光導波路における前記ｐｎ接合部の向きとして、一方の分岐した光導波路と他方の分岐した光導波路とについて、光進行方向と垂直な方向でｐからｎへの向きとｎからｐへの向きとを含み、
さらに、前記光変調部は、前記ｐｎ接合部の向きが、前記光進行方向を軸に互いに反転する関係にある第１の領域と第２の領域とから構成されており、前記２つの領域の少なくとも一方の領域においては前記容量性セグメントが接続される前記第１導電型の半導体領域が２つに分離されており、
前記第１の領域では、前記光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸に対して、前記容量性セグメントよりも中心軸側に光導波路が設けられており、前記第２の領域では、前記容量性セグメントよりも外側に光導波路が設けられており、前記第１の領域と前記第２の領域とが少なくとも１つあること、
を特徴とする光変調器。

【請求項2】

複数の前記第１の領域と前記第２の領域との配置によって生じる、光導波路に沿った方向の構造上の周期が、前記光変調器の最大動作周波数である変調電気信号に対して分布定数回路と見なすことが出来ること、
を特徴とする請求項１に記載の光変調器。

【請求項3】

前記容量性セグメントの伸長部分の長さおよび幅が、前記第１の領域と前記第２の領域とでそれぞれ異なること、
を特徴とする請求項１に記載の光変調器。

【請求項4】

前記第１の領域と前記第２の領域とについて、前記光変調器の全体でそれぞれの領域の光導波路方向の長さの合計が等しいこと、
を特徴とする請求項３に記載の光変調器。

【請求項5】

前記固定電位用電極は、前記１対２本のＲＦ電極の間に配置され、かつバイアス電圧を
印加するように形成されたＤＣ電極からなるシングル電極構造であること、
を特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の光変調器。

【請求項6】

前記固定電位用電極は、前記１対２本のＲＦ電極の間に配置されたグランド電極および当該１対２本のＲＦ電極の外側に配置された２本のグランド電極からなるデュアル電極構造であること、
を特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の光変調器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、光通信システムや光情報処理システムにおいて用いられる光変調器に関する。特に、光変調器の位相変調時に発生するチャープ歪みを抑制し、波形品質の良い変調光を出力可能な光変調器を提供するための構造に関するものである。

【背景技術】

【0002】

マッハツェンダ（ＭＺ：Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）光変調器は、入力側の光導波路に入射した光を２つの光導波路（アーム）に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝播させた後に、再度合波させて出力する構造を持つ。２つに分岐された光導波路に設けられた位相変調部により、２つの光の位相を変化させることで、合波されるときの光の干渉条件を変え、出力光の強度や位相を変調することができ、波長依存性が小さく、原理的に波長チャープ成分が無い、高速な光変調器として光ファイバ通信に広く用いられている。

【0003】

位相変調部の光導波路を構成する材料としては、ＬｉＮｂＯ₃等の誘電体、ＩｎＰ，ＧａＡｓ，Ｓｉ等の半導体が用いられ、これらの光導波路近傍に配置された電極に変調電気信号を入力して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。特に、通信に用いられる赤外波長で吸収が少ないＳｉ（シリコン）により光導波路を構成したＳｉ光変調器は、高い屈折率により曲げ半径の小さな光回路を実現出来る為、次世代の小型変調モジュールや小型光送受信モジュールを実現できるデバイスとして、研究、開発がなされている。

【0004】

Ｓｉ光変調器は、Ｓｉ基板の表面を熱酸化した酸化膜（ＢＯＸ）層上にＳｉの薄膜を張り付けたＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板から構成される。ＳＯＩ層を光が導波できるようＳｉ薄膜を細線に加工して光導波路とした後、ｐ型・ｎ型の半導体となるようドーパントを注入し、光のクラッド層となるＳｉＯ₂の堆積、電極の形成等を行い、Ｓｉ光変調器を作製する。

【0005】

（従来のＳｉ光変調器の光導波路の基板断面構造）
図１に、従来のＳｉ光変調器の基本となる光導波路の基板断面構造図を示す。図１では光は紙面垂直方向に伝搬するものとする。このＳｉ光変調器の光導波路は、上下のＳｉＯ₂クラッド層１，３に挟まれたＳｉ層２で構成される。Ｓｉ層２中央の光を閉じ込めるためのＳｉ細線部は、周囲と厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる断面構造を取っている。

【0006】

このＳｉ層２中央の厚い部分を光導波路のコア部分２０１として、周囲のＳｉＯ₂クラッド層１，３との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路７を構成する。

【0007】

光導波路７の両側のスラブ領域２０２には、高濃度ｐ型半導体層２１１、高濃度ｎ型半導体層２１４が設けられる。更に、光導波路７のコア中央部には、ドーピングにより中濃度ｐ型半導体層２１２、中濃度ｎ型半導体層２１３からなるｐｎ接合構造が形成されて、図１の左右両端より変調電気信号とバイアス電圧が印加されている。

【0008】

中濃度ｐ型半導体層２１２、中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造は、間にドーピングされていないｉ型（真性）半導体を挟んだｐｉｎ構造としても良い。

【0009】

光導波路７は、このｐｎ接合部に沿うように（紙面垂直方向に）光を伝播させる。図１に図示は無いが、両端の高濃度半導体層２１１、２１４に接する金属の進行波電極を設けている。この進行波電極より、ｐｎ接合部に、ＲＦ（高周波）の変調電気信号とともに逆バイアス電圧（図１では右から左の向きの電界となる）を印加する。

【0010】

このような構造により、光導波路コア２０１内部のキャリア密度を変化させ、光導波路の屈折率を変える（キャリアプラズマ効果）ことで、光の位相を変調することができる。

【0011】

導波路寸法はコア／クラッドとなる材料の屈折率に依存するため、一意には決定できない。図１のような、光導波路コア部分２０１と両側のスラブ領域２０２を備えるリブ型シリコン導波路構造とした場合の寸法の一例を挙げると、導波路コア幅４００〜６００（ｎｍ）×高さ１５０〜３００（ｎｍ）×スラブ厚５０〜２００（ｎｍ）×長さ数（ｍｍ）程度になる。

【0012】

高速で低消費電力な光通信を行うためには、変調速度が速く、駆動電圧の低い光変調器が必要となる。１０Ｇｂｐｓ以上の高速で数ボルトの電圧振幅で光変調を行うためには、高速の変調電気信号と光導波路を伝播する光の速度を整合(位相速度整合)させ、電気信号を伝搬させながら光と相互作用を行う進行波型の電極が必要となる。

【0013】

この進行波型電極の光変調器では、電極を伝播する変調電気信号や導波路を伝播する光の強度を落とさずに相互作用することができるよう、低損失で反射の少ない電極構造および光導波路構造が求められる。

【0014】

変調電気信号の反射を小さくする為には、光変調器に変調電気信号を供給する為のドライバの出力インピーダンスと光変調器の電気的特性インピーダンスの整合が重要である。しかし、この電気的特性インピーダンスの値と前述の位相速度整合の条件は、進行波電極の幅、間隔といった構造パラメータによって、電気的特性インピーダンスを決めるインダクタンスとキャパシタンスが一意に決まる為に、双方が理想的な値と条件を同時に満たすような設計は一般に困難である。

【0015】

（容量装荷型進行波電極）
これを解決する為に、進行波電極に複数の容量性セグメントを取り付け、その容量性セグメントを通じて、位相変調部に変調電気信号を供給する構造とした容量装荷型進行波電極が用いられている。（例えば非特許文献１や２）
容量装荷型進行波電極を用いることによって、進行波電極の幅、間隔だけではなく、容量性セグメントの大きさや長さ、複数のセグメントを進行波電極に取り付ける際の光導波路方向に沿った間隔や周期、容量性セグメントから進行波電極までの距離といった構造パラメータの自由度が増える。これによって、進行波電極の電気的伝送路としてのインダクタンスとキャパシタンスを任意に調整し、特性インピーダンスと位相速度整合の双方が理想的な値を同時に持つ光変調器を設計することが出来る。

【0016】

容量性セグメントの大きさや周期は自由に設計して良いが、複数の容量性セグメントを進行波電極に装荷する周期、間隔が大きすぎると、進行波電極の特性インピーダンスに不連続点が生じてしまい、反射波が生じて特性が劣化する。従って、進行波電極の特性インピーダンスに不連続点を生じないように、複数の容量性セグメントを装荷する周期は最大動作周波数の変調電気信号の進行波電極における波長からみて十分に小さく分布定数回路と見なせる周期(一般には波長の１/１０以下程度)である必要がある。一例として、最大動作周波数が50ＧＨｚである場合には、容量性セグメントを進行波電極に取り付ける周期は、進行波電極の長手方向に沿って少なくとも200μｍ以下である必要がある。

【0017】

（シングル電極構造の光変調器）
さらに、光変調器には、シングル電極型（またはｓｅｒｉｅｓ−ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ型）と呼ばれる電極構造を用いるタイプがある。このような、シングル電極構造のＳｉ光変調器では、差動の変調電気信号を供給されるＲＦ電極と固定電位を与えられるＤＣ電極が電気的に独立しており、ｐｎ接合に逆バイアスを印加する際、ＲＦ電極への積極的なバイアス電圧印加が必要ではなくなる。このため、ＲＦ電極にバイアスを印加させるためのバイアスティや、ドライバＩＣとＲＦ電極との間に設置するＤＣブロックのためのコンデンサなどが不要になるなど、構成が簡単にできるというメリットを持つ。

【0018】

（従来のシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器）
図２に、従来のシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器であるＳｉ光変調器の平面図を、図３にそのIII−III断面構造図を示す。（例えば非特許文献１、２参照）
図２の平面図では、左側からの光入力が光導波路７ａ、７ｂに分岐され、上下のＲＦ電極５ａ、５ｂと、中央の固定電位用電極であるＤＣ電極６の間の変調電気信号（ＲＦ信号）による電界で位相変調された後、結合され、右端より変調光として光出力されて、シングル電極構造のマッハツェンダ光変調器を構成している。

【0019】

図２のIII−III部分の断面構造を示す図３の断面構造図では、図１と同様の断面構造を持つ光導波路を左右対称に２つ並べた基本構造をしている。

【0020】

図３では、クラッド層３上面の左右両側に、１対の差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を伝搬させるための１対２本の高周波線路（ＲＦ電極５ａ、５ｂ）を持ち、クラッド層３内部の中央には、共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極６を持つことが示されている。

【0021】

さらに、図２にも示すように、ＲＦ電極５ａ、５ｂには容量装荷型進行波電極としてＴ字型の容量性セグメント８ａ、８ｂが設けられている。Ｔ字型の容量性セグメント８ａ、８ｂは、同形同大の２つのセグメントの対であり、ＤＣ電極６に向けてＴ字型の横棒部分（容量部分）を向き合う形で形成されている。これらのセグメントの対が複数、電極の長手方向（光信号の伝播方向）に並んで、一定の周期で設けられている。図２では、Ｔ字型の横棒部分（容量部分）の長さをＬ、Ｔ字型の縦棒部分（伸長部分）の長さ（伸長長さ）をＧ、隣り合うＴ字型の横棒部分の間隔をＬｇとしている。

【0022】

この容量性セグメント８ａ、８ｂによって、ＲＦ信号を位相変調部に入力し、かつ容量性セグメントの形状や大きさ、周期、間隔を調整して、進行波電極の電気的伝送路としての特性インピーダンスと位相速度を決めるインダクタンスとキャパシタンスを任意に調整することができる。

【0023】

図３の断面図に示すように、１対２本のＲＦ電極５ａ、５ｂに接続された容量性セグメント８ａ、８ｂの間のＳｉ層２には、バイアス電圧を印加する固定電位用電極であるＤＣ電極６を挟んで、マッハツェンダ光変調器の両アームを構成する２つの光導波路７ａ、７ｂが設けられている。光導波路７ａ、７ｂ内には、ｐｎ接合構造が左右対称に形成されている。容量性セグメント８ａ、８ｂは、ビア４ａ、４ｂ（貫通電極）でそれぞれＳｉ層２の両端の高濃度ｐ型半導体層２１１に電気的に接続している。

【0024】

ＤＣ電極６は同様に中央の高濃度ｎ型半導体層２１４に接続しており、ＤＣ電極６にＲＦ電極５ａ、５ｂに対してプラスの電圧を印加することで、光導波路７ａ、７ｂの左右２つのｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。これらの電極と半導体層はそれぞれ、電極の長手方向（光導波路の光伝播方向、紙面垂直方向）に延在して１ないし複数のビア４ａ、４ｂにより電気的に接続されているのは以後同様である。

【0025】

なおここでは、ＲＦ電極がｐ型半導体層に、ＤＣ電極はｎ型半導体層に接する例で説明をしたが、逆にＲＦ電極がｎ型半導体層に、ＤＣ電極がｐ型半導体層に接していても良い。このときＤＣ電極に印加するバイアス電圧は、ＲＦ電極に対してマイナスの電圧を印加することで、ｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0026】

【非特許文献1】David Patel, Samir Ghosh, Mathieu Chagnon, Alireza Samani,Venkat Veerasubramanian, Mohamed Osman, and David V. Plant,「Design, analysis, and transmission system performance of a 41 GHz silicon photonic modulator」 Opt. Express vol.23, no.11, pp.14263-14275, 2015.

【非特許文献2】Hadi Bahrami, Hassan Sepehrian, Chul Soo Park, Leslie Ann Rusch, and Wei Shi,「Time-Domain Large-Signal Modeling of Traveling-Wave Modulators on SOI」 J. Lightw. Technol., vol. 34, no. 11, pp. 2812-2823, 2016.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0027】

波形品質が良く、長距離伝送可能な光変調信号を得るためには、チャープ歪みの少ない変調信号を生成することができる光変調器が必要となる。ここでＭＺ型光変調器のチャープ（chirp）とは、主に位相変調部の２つの光導波路の間で、信号光が受ける位相変化量や、光の損失に差がある時に発生する、変調出力光の信号歪のことである。

【0028】

図４の（ａ）にチャープ歪みの無い場合，（ｂ）にチャープ歪みの有る場合の光導波路および光変調器出力光の位相平面図を示す。両図は、電気変調信号を変化させた場合に、ＭＺ型光変調器の光導波路７ａ，７ｂをそれぞれ通過した２つの光と、７ａ，７ｂからの２つの光が合波された光変調器の出力光の、位相と振幅の変化の関係を示す図である。

【0029】

図４（ａ）に示すように、２つの光導波路７ａ，７ｂでの位相変化が等しいと、光変調器の出力光は、位相平面図上を直線的に位相０からπの状態に変化する。

【0030】

一方、図４（ｂ）には、２つの光導波路７ａ，７ｂでの位相変化の効率が異なる場合を示す。図４（ｂ）では、光導波路７ｂの位相変化の効率が光導波路７ａより悪い場合を示している。この場合、位相平面図上を移動する光変調器の出力光の軌跡は直線的ではなくなり、変調後の位相も０、πからずれた位相状態になる。光導波路７ａ，７ｂ間で光の損失に差がある時にも同様に振幅がずれ、位相平面図上を移動する光変調器の出力光は直線的ではなくなる。このような位相、振幅のずれがチャープ歪みとなる。

【0031】

Ｓｉ光変調器の製造工程では、Ｓｉ層にｐ型・ｎ型のドーパントを注入するインプラ（Ｉｍｐｌａｎｔａｔｉｏｎ）工程で、マスクずれなどに起因するｐｎ接合位置のずれ（ｏｆｆｓｅｔ）が発生すると、光変調特性が劣化する要因となる。

【0032】

マッハツェンダ光変調器の製造工程でこのようなマスクずれによるｐｎ接合位置のずれ（例えば図２では上下方向、図３では左右方向）が発生した場合、マッハツェンダ光変調器を構成する２本の光導波路でドーピング構造が対称なため、例えば一方の導波路ではｐ型層が大きく、もう一方の導波路ではｐ型層が小さくなる。このため２本の導波路間で変調効率及び損失に差が生じ、合波された変調光信号はチャープ歪みをもつことになる。

【0033】

一般にＳｉ光変調器素子作製時のマスク合わせの精度は±３０ｎｍ程度で、この程度のマスクずれが一般に起こり得る。数十ｎｍのずれは測定することが難しく、通常の製造方法では±５０ｎｍ以下の作製精度を保証することは困難である。実際にこのような問題は一般的に起きることが知られており、非特許文献１においても、プロセス誤差によってマッハツェンダ光変調器を構成する２つの光導波路の位相変化効率が異なってしまうことが報告されている。

【0034】

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、マスクずれなどによる位相変調時のチャープを抑制し、波形品質の良い、光変調器を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0035】

本発明は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。

【0036】

（発明の構成１）
複数の容量性セグメントを備えた容量装荷型進行波電極を構成する１対２本のＲＦ電極と、
電圧固定電位を与える少なくとも１本の固定電位用電極と、
前記容量性セグメントと接続された第１導電型の半導体領域と、前記固定電位用電極と接続された第２導電型の半導体領域と、を含む領域であって、前記２つの導電型の半導体領域の境界となる２つのｐｎ接合部に沿うように２本の光導波路が形成された領域を複数含む光変調部と、を備えた光変調器であって、
前記光変調部は、前記２本の光導波路における前記ｐｎ接合部の向きとして、一方の分岐した光導波路と他方の分岐した光導波路とについて、光進行方向と垂直な方向でｐからｎへの向きとｎからｐへの向きとを含み、
さらに、前記光変調部は、前記ｐｎ接合部の向きが、前記光進行方向を軸に互いに反転する関係にある第１の領域と第２の領域とから構成されており、前記２つの領域の少なくとも一方の領域においては前記容量性セグメントが接続される前記第１導電型の半導体領域が２つに分離されており、
前記第１の領域では、前記光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸に対して、前記容量性セグメントよりも中心軸側に光導波路が設けられており、前記第２の領域では、前記容量性セグメントよりも外側に光導波路が設けられており、前記第１の領域と前記第２の領域とが少なくとも１つあること、
を特徴とする光変調器。

【0039】

（発明の構成２）
複数の前記第１の領域と前記第２の領域との配置によって生じる、光導波路に沿った方向の構造上の周期が、前記光変調器の最大動作周波数である変調電気信号に対して分布定数回路と見なすことが出来ること、
を特徴とする発明の構成１に記載の光変調器。

【0040】

（発明の構成３）
前記容量性セグメントの伸長部分の長さおよび幅が、前記第１の領域と前記第２の領域とでそれぞれ異なること、
を特徴とする発明の構成１に記載の光変調器。

【0041】

（発明の構成４）
前記第１の領域と前記第２の領域とについて、前記光変調器の全体でそれぞれの領域の光導波路方向の長さの合計が等しいこと、
を特徴とする発明の構成３に記載の光変調器。

【0042】

（発明の構成５）
前記固定電位用電極は、前記１対２本のＲＦ電極の間に配置され、かつバイアス電圧を印加するように形成されたＤＣ電極からなるシングル電極構造であること、
を特徴とする発明の構成１から４のいずれかに記載の光変調器。

【0043】

（発明の構成６）
前記固定電位用電極は、前記１対２本のＲＦ電極の間に配置されたグランド電極および当該１対２本のＲＦ電極の外側に配置された２本のグランド電極からなるデュアル電極構造であること、
を特徴とする発明の構成１から４のいずれか１項に記載の光変調器。

【発明の効果】

【0044】

本発明に係る光変調器においては、インプラ時のマスクずれによるｐｎ接合位置のずれ（ｏｆｆｓｅｔ量）は、マッハツェンダ光変調器を構成する２本の導波路での変調効率への影響が均等になるように配置されるため、信号品質の良い光変調器の実現が可能となる。このため、光変調時のチャープ歪み発生を抑制した、波形品質の良い光変調器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0045】

【図1】従来のＳｉ光変調器の光導波路の断面構造図である。

【図2】従来のシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器であるＳｉ光変調器の平面図である。

【図3】図２のＳｉ光変調器の断面構造図である。

【図4】チャープ歪みの無い場合（ａ）と、チャープ歪みの有る場合（ｂ）の、光導波路および光変調器出力光の位相平面図である。

【図5】本発明の第１の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図6】図５のＶＩ−ＶＩ断面構造図である。

【図7】図５のＶＩＩ−ＶＩＩ断面構造図である。

【図8】本発明の第１の実施形態によるマッハツェンダ光変調器のＤＣ電極６の構成例を示す平面図である。

【図9】本発明の第２の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図10】本発明の第３の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図11】本発明の第４の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図12】本発明の第５の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図13】本発明の第６の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図14】本発明の第７の実施形態によるシングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【図15】本発明の第８の実施形態によるデュアル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【発明を実施するための形態】

【0046】

以下に、本発明をＳｉマッハツェンダ光変調器に適用した場合の実施形態を示す。

【0047】

以下の実施例における容量性セグメントの形状や個数は一例であり、所望の変調器長や変調周波数に応じて、容量性セグメントの形状、大きさや配置する周期や間隔、個数を調整すれば良い。

【0048】

例えば、容量性セグメントの形状は以下の実施例ではＴ字型のものを例示するが、Ｌ字型やＩ型も可能である。

【0049】

（実施例１）
図５は、本発明の第１の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0050】

但し、図５においては簡潔な表現とするために、光入力から光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸の上に位置するＤＣ電極６は記載していない。

【0051】

図５に示すように、本発明の実施例１に係る光変調器は、その変調部が両アームともに、光導波路の光の伝播方向の入力側に位置する第１領域（断面ＶＩ−ＶＩの点線囲み部分）と出力側に位置する第２領域（断面ＶＩＩ−ＶＩＩの点線囲み部分）とに分けられている。そして、これら２つの領域が光伝播方向に交互に反復して複数設けられている。

【0052】

２つの領域の内部にはそれぞれｐ型およびｎ型の半導体領域が設けられ、領域の中で２つの導電型の半導体領域の境界となる２つのｐｎ接合部に沿うように２本の光導波路が形成されて、光変調部を構成している。

【0053】

また、隣接する２つの領域で、半導体のドーピング状態（ｐ型、ｎ型などの半導体の導電型、極性）は同じパターン配置で逆（例えばｐ型の部分に対してはｎ型、ｎ型の部分に対してはｐ型）となるようにドーピングされている。

【0054】

信号やバイアス電圧の極性を逆にすれば、これらの半導体の導電型は、互いに入れ替えて配置することも可能であるので、以下、一方（例えばｐ型、またはｎ型）の半導体の導電型を第１導電型、他方（前記ｐ型に対しｎ型、またはｎ型に対しｐ型）の半導体の導電型を第２導電型と呼ぶ。本発明においては一般性を失うことなく便宜上、容量性セグメントと接続された半導体領域を第１導電型と、ＤＣ電極（固定電位用電極）と接続された半導体領域を第２導電型とすることができる。

【0055】

なお、図２の従来例の平面図においては、電極の接続部となる高濃度の半導体領域（２１１，２１４）と、２つのｐｎ接合を構成する中濃度の半導体領域（２１２、２１３）を区分して表現していたが、以下の本発明の実施例の平面図においては簡単のため、ドーピング濃度の違いは無視して、単にｐ型、ｎ型あるいは第１導電型、第２導電型のみで区分して表記している。

【0056】

さて、図５の本発明の実施例１において、例えば上側のアームのＲＦ電極５ａの備える容量性セグメントは、第１領域の第１の容量性セグメント８a1よりも、第２領域の第２の容量性セグメント８ａ2の方が、ＲＦ電極５ａからの伸長部分（逆Ｔ字型の縦棒部分）の長さが長い。伸長部分の長さをそれぞれＧａ1，Ｇａ2とすると、Ｇａ1＜Ｇａ2となっている。

【0057】

これによって、第１領域の容量性セグメント８ａ1は、光導波路７ａより外側に位置するのに対して、第２領域の容量性セグメント８ａ2は、光導波路７ａをまたいで形成されて、その逆Ｔ字型の横棒部分が光導波路７ａより変調器の中心側に位置している。その結果、第２領域では第１領域に対して半導体領域の導電型のパターンが反転されているのにもかかわらず、第２領域の容量性セグメント８ａ2は、第１領域の容量性セグメント８a1と同じ第１導電型の半導体領域に接続することができる。

【0058】

下側のアームのＲＦ電極５ｂに接続する２つの容量性セグメント８ｂ1、８ｂ2も、同様に上側のアームと同じ第１導電型の半導体領域に接続することができる。

【0059】

したがって、両アームとも容量性セグメントは必ずp型またはn型のどちらか一方のみに接続され、ＲＦ信号を位相変調部に入力することが出来る構造を備えている。

【0060】

なお、容量性セグメントのＴ字型の横棒部分の長さＬは、各領域の半導体領域の光導波路方向の長さ（幅）と等しく図示されているが、必ずしも等しくする必要は無い。

【0061】

（実施例１の断面構造）
図６、図７には、図５のＶＩ−ＶＩ（第１領域）、ＶＩＩ−ＶＩＩ（第２領域）断面での半導体のドーピング状態と、容量性セグメントの接続形態について示す。

【0062】

図６に示す図５のＶＩ−ＶＩ断面図（第１領域）は、実質的に従来例の断面図（図３）と同一である。但し見易さのため、ＤＣ電極６は省略している。

【0063】

図７に示す図５のＶＩＩ−ＶＩＩ断面図（第２領域）も同様に、ＤＣ電極６は省略している。しかし図７の第２領域の断面図では、従来例の断面図（図３）と異なり、容量性セグメント８ａ2、８ｂ2のＴ字型の縦棒部分は第１領域よりも長く、光導波路７ａ、７ｂをまたいで形成されている。

【0064】

また、図５からもわかるように、第２領域では従来例と異なり、Ｓｉ層２の半導体領域は、光導波路７ａ、７ｂに対応する２つの半導体領域が分離して形成されている。これは以下の理由による。

【0065】

図６の第１領域においては、従来例（図３）と同様に、容量性セグメント８ａ1、８ｂ1に接続されない半導体領域（光導波路７ａ、７ｂに挟まれた半導体領域２１４）は、バイアスのためにはどちらのアームの側からも電気的に同電位でよい。したがって、単に単一の半導体領域として中央に形成して、ＤＣ電極６を接続してバイアス電圧を印加すればよい。

【0066】

一方、図７の第２領域においては、第１領域よりも延長して２本の光導波路の間に配置される両アームからの容量性セグメント８ａ2、８ｂ2は、光導波路７ａ、７ｂに挟まれた同一導電型の半導体領域に接続される。しかし、容量性セグメント８ａ2、８ｂ2によって印加されるＲＦ信号は差動信号であり極性は逆であるから、同一導電型の半導体領域であっても電気的には分離される必要があり、ｐｎ接合を含む半導体領域としても２つに分離して形成されなければならない。

【0067】

第２領域において、このｐｎ接合を含む別々の２つの半導体領域にバイアス電圧を印加するためには、容量性セグメントには接続されない反対側の２つの半導体領域（２本の光導波路の外側で、光導波路とＲＦ電極の間の、第２導電型の半導体領域）は、任意の形状や任意の層のＤＣ電極を用いてそれぞれを接続し、同一電位としてバイアス電圧を印加できるようにすれば良い。

【0068】

（実施例１のＤＣ電極）
図８には、実施例１のＤＣ電極の一例として、ＤＣ電極６に、第２領域の両アーム側の２つの半導体領域を接続するＤＣ電極分岐６ａ、６ｂを設けた実施例を示した。このような形状を用いることで、反対のドーピング極性（第２導電型）の半導体領域すべてにバイアス電圧を印加できるようにした構造を示した。

【0069】

以下の実施例２以降の説明（図９〜１４）においてもＤＣ電極の記載は省略しているが、図８と同様な分岐を有するＤＣ電極を第２領域に採用することができる。

【0070】

実施例１の以上のような構造を、光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸（ＤＣ電極６の中心線の位置に相当）を中心にした容量性セグメントと光導波路の相対的位置関係に着目してまとめると、以下のように言うことができる。

【0071】

すなわち、本発明の容量装荷型進行波電極を有する光変調器は、
その光変調部が、光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸に対して、容量性セグメントよりも中心軸側に光導波路が設けられた第１領域と、容量性セグメントよりも外側に光導波路が設けられた第２領域とで構成されており、前記第１領域と前記第２領域とが少なくとも１つある光変調器であるということができる。

【0072】

（実施例１のインプラマスクずれによる特性劣化の防止効果）
ここで、本発明の素子作製時にインプラを行う際の、インプラマスクずれによる特性劣化の防止効果について述べる。

【0073】

本実施例１の構造では、インプラ時のマスクずれによるｐｎ接合位置のずれ（ｏｆｆｓｅｔ量）による影響は、第１領域と第２領域で、プラスとマイナスで相殺できる。すなわち、第１領域と第２領域でｐｎ接合の向き（半導体のドーピング状態）が光進行方向を軸に互いに反転する関係となるようにドーピングされているので、第１領域において、ｐ型層が多くなるようにインプラマスクがずれてしまった場合、同一マスクで形成される第２領域ではｐ型層が少なくなるようにずれる。このため、マッハツェンダ光変調器を構成する２本の導波路での変調効率の差は少なくなり、信号品質の良い光変調器の実現が可能となる。

【0074】

本実施例１では第１および第２領域は、光の伝播方向について、各々の領域の全長に対する長さの合計の割合が概ね１／２となっている。ｐｎ接合位置のずれによる変調特性の変化を、第１領域と第２領域で相殺するためには、変調特性の変化が第１領域と第２領域で逆方向でありながら、絶対値を等しくする必要がある。このため、第１領域と第２領域の長さの総和をほぼ等しくさせる必要があり、各々の領域の光の伝播方向についての長さの総和が変調部の領域全長に対する割合を概ね１／２としている。

【0075】

この実施例１の説明では、第１領域でＲＦ電極がｐ型半導体層と接しており、ＤＣ電極はｎ型半導体層と接している例で示したが、第１領域でＲＦ電極がｎ型半導体層と接しており、ＤＣ電極はｐ型半導体層と接していても、同じ効果を得ることができる。

【0076】

また、ＲＦ電極は高周波信号の減衰を防止するため、抵抗率の低い金属を使用した配線が好ましいが、ＤＣ電極は金属ではなく、半導体層の導電性を利用した配線で置き換えることも可能である。その際ＤＣ電極は、第１領域または第２領域の全域に渡ってある必要はなく、一部に接触しているだけでも良い。

【0077】

本発明の構成は、容量性セグメントよりも中心軸側に光導波路が設けられた第１領域と、容量性セグメントよりも外側に光導波路が設けられた第２領域を作ることで、pドープ領域のみ、またはｎドープ領域のみにＲＦ電極が接続されるようになっている。このため、ＤＣバイアスは一つのみで良く、光変調器の制御端子の削減や、制御回路の簡単化が図れる。

【0078】

また、一般的に光導波路の交差は光の損失を生じさせる。さらに、交差をさせる為にリブ導波路から細線導波路へのモード変換が必要である為、モード変換による光の損失とモード変換の為の領域を設ける必要がある。しかし、本発明においては、そのような光導波路の交差は無く、インプラマスクのズレを補償することが出来る。

【0079】

（第１領域と第２領域の構造の条件）
ここで、本発明における第１領域と第２領域の順番や、大きさ、間隔等の構造の条件について述べる。

【0080】

まず、本発明のマスクずれによるｐｎ接合位置のずれを第１領域と第２領域で相殺できる効果を最も発揮する条件１として、第１領域と第２領域について、変調器全体でそれぞれの領域の光導波路方向の長さの合計が等しくなる必要がある。

【0081】

さらに変調電気信号の最大動作周波数を考えた場合、第１領域と第２領域のＲＦ電極の構造によって生じる特性インピーダンスの変化が変調電気信号の波長に対して十分小さく、分布定数回路と見なせるようにし、変調電気信号の反射点とならないための条件２として、第１領域と第２領域の組み合わせによって出来る周期構造の長さが、変調電気信号の最大動作周波数のＲＦ電極における波長の１/１０以下程度である必要がある。

【0082】

一例として、変調電気信号の最大動作周波数が50ＧＨｚとした場合には、条件２から進行波電極が持つ構造の周期は少なくとも200μｍ以下である必要があると同時に、条件１を実現する為には、第１領域と第２領域に含まれる容量性のセグメントの光導波路方向の長さＬは最大でも100μｍ以下とした上で、等しい数の第１領域と第２領域を任意の順序で配置すれば良い。実施例１の図５、図８では簡単の為、光入力側から第１領域と第２領域がこの順に複数、交互に配置されている構成を例示したが、第１領域と第２領域とがそれぞれ少なくとも１つあればよく、第２領域、第１領域の順でもよい。

【0083】

（実施例２）
図９は、本発明の第２の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0084】

実施例１では、第１領域と第２領域を１つづつ交互に配置した。しかし、実施例１で示した条件１と条件２を満たす場合には、第１領域と第２領域を任意の順番で配置して良いことから、第１領域と第２領域の順序が１つづつ交互ではない場合を示した。

【0085】

一例として、最大動作周波数が50ＧＨｚとして場合には、条件２から進行波電極が持つ第１領域１，第２領域の組み合わせによって出来る周期構造の光導波路方向の長さは、少なくとも200μｍ以下である必要がある。同時に、条件１を実現する為に、第１領域と第２領域に含まれる各容量性のセグメントの光導波路方向の長さを等しく、それぞれ50μｍ程度とした。このような条件で、等しい数の第１領域と第２領域を任意の順番で配置してよい。

【0086】

図９には、光の伝播方向に順に、第１領域を１つと第２領域を２つ、その後に第１領域を１つ配置した４つの領域を組とした例を示す。４つの領域を組とした構造の、光導波路方向の周期の長さをＡとした。領域の組の中で第１領域と第２領域の長さの合計のバランスが保たれていればよく、この配置例に限らない。周期Ａの各組の間の間隔は、組の中の領域の間の間隔よりも広くとってもよい。この場合も本発明の効果は実施例１と同様である。

【0087】

（実施例３）
図１０は、本発明の第３の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0088】

実施例１と２では、第１領域の容量性セグメントと第２領域の容量性セグメントの光伝播方向の長さＬを等しいものとして配置した。しかし、実施例１で示した条件１と条件２を満たし、さらに変調器全体で第１領域と第２領域それぞれの長さの総和が等しくなれば本発明の効果を発揮する。したがって、第１領域の容量性セグメントと第２領域の容量性セグメントの、光導波路方向に沿った長さを異なるものとすることができる。

【0089】

図１０では、第１領域の容量性セグメントの長さをＬ、第２領域の容量性セグメントの長さを２Ｌとして、第２領域の左右に１つずつ第１領域を設けた３つの領域の組を基本の配置構造パターンとして、光導波路方向の長さの周期をＡとした例を示している。組となっている領域の中で長さのバランスは保たれているので、周期Ａの各組の間の間隔は、組の中の領域の間の間隔よりも広くとってもよい。この場合も本発明の効果は実施例１と同様である。

【0090】

（実施例４）
図１１は、本発明の第４の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0091】

実施例１では、複数の容量性セグメントの間の、光導波路に沿った方向の間隔Ｌｇが等しい場合を示した。しかし、実施例１で示した条件１と条件２を満たし、さらに変調器全体で第１領域と第２領域の総和が等しくなれば本発明の効果を発揮することから、第１容量性セグメントと第２容量性セグメントのセグメント間の間隔Ｌｇは異なるものとすることもできる。

【0092】

図１１では、同じ長さの第１領域の容量性セグメントと第２領域の容量性セグメントを１つづつ間隔Ｌｇ1で配置して２つ１組として、組の間の間隔をより広いＬｇ2とした例を示している。組の間の間隔Ｌｇ2は、ＲＦ電極の伝送路としての特性インピーダンスに不連続点を生じない程度の長さ、例えば光変調器の最大動作周波数である変調電気信号のＲＦ電極における波長の１/１０程度を上限とする。

【0093】

実施例２から実施例４のメリットは、容量装荷型進行波電極において、容量性セグメントの形状、配置等の設計自由度により、電気的伝送路として進行波電極に所望のインダクタンスとキャパシタンスを得ることが出来る点にある。その自由度を担保することによって、より優れた変調特性の光変調器を構成できる。

【0094】

ここで、容量装荷型進行波電極により、キャパシタンスの調整自由度を向上させる具体例を述べる。

【0095】

容量装荷型進行波電極における容量性セグメントの光導波路方向に沿った長さＬをより短くし、進行波電極への取り付け間隔Ｌｇを広くとれば、進行波電極全体の長さに対して、ＰＮ接合のキャパシタンスが小さくなる。このようにして、従来のＳｉ光変調器より小さいキャパシタンスを得ることが出来る。

【0096】

次に、容量装荷型進行波電極のインダクタンスの調整自由度を向上させる具体例について述べる。

【0097】

従来のＳｉ光変調器においては、進行波電極の間隔を広げることで、より大きいインダクタンスが得られるが、同時に進行波電極の間隔に起因するキャパシタンスが小さくなってしまう。しかし、容量装荷型進行波電極においては、進行波電極の間隔を広げた上で、容量性セグメントの伸長部分の長さＧを伸ばすことで、図２における上下方向に対向した容量性セグメント８ａ、８ｂの容量部分の間隔に起因するキャパシタンスを生じさせることができる。これによって、キャパシタンスを維持しながら、大きいインダクタンスを得ることができる。

【0098】

また、本発明の特徴として、図５に示すように、容量性セグメントの伸長部分の長さＧが長いものと、短いものが存在する。このことから、容量性セグメントの対向する間隔が大きくキャパシタンスの小さい８ａ1と８ｂ1の組に加え、容量性セグメントの対向する間隔が小さくキャパシタンスの大きい８ａ2と８ｂ2の組が存在し、２種類のキャパシタンスを作りだすことができる。これによって、従来の容量装荷型光変調器よりも自由にインダクタンスとキャパシタンスの組を作り出すことができ、特性インピーダンスと位相速度の設計の自由度はさらに増している。

【0099】

（実施例５）
図１２は、本発明の第５の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0100】

実施例１から４では、光導波路は直線形状として、容量性セグメントのＲＦ電極からの伸長部分の長さ（Ｔ字型の縦棒部分の長さ）Ｇを第１領域または第２領域において変化させることで、一方の例えば第１導電性の半導体領域のみに差動信号が入力されるような構造とした。

【0101】

しかし、容量性セグメントの伸長部分の長さＧを変化させなくても、光進行方向を軸にした場合に、２つの領域それぞれにおいて、光導波路をその軸から平行移動して蛇行させて曲げて配置してもよい。２本の光導波路の配置間隔を第１領域と第２領域において変化させることによって、容量性セグメントの形状は同じままで全ての領域で２つの導電性の半導体領域のいずれかのみに差動信号が入力されるような構造とすることができる。

【0102】

すなわち、例えば図１２に示す実施例５のように、全ての容量性セグメントの伸長部の長さＧを同じとして、一列に配置する。

【0103】

実施例５の第１領域においては、実施例１の第１領域と同様な光導波路と半導体領域の配置として、容量性セグメントの横棒部分よりも中心側に光導波路を設ける。実施例５の第２領域においては、第１領域よりも２本の光導波路の間隔を広げて、容量性セグメントの横棒部分よりも外側に平行移動した光導波路が設けられた構造とする。

【0104】

この場合、第２領域においては光導波路を平行移動したのと同じだけ２つの半導体領域も平行移動して、間隔を広げるようにする。このような構造を反復することによって、光導波路は蛇行構造の経路となるが、容量性セグメントは同一形状のまま一列に並んだ配置とすることができる。

【0105】

（実施例６）
図１３は、本発明の第６の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。実施例６では、実施例５において光変調器全体としての光進行方向を軸にした時に、ｐｎ接合が逆向きとなる配置を設けず、光導波路の引き回しによって第１領域と第２領域において光の進行方向を反転させ、光導波路中の光が進行方向に対して受けるｐｎ接合の位置ずれの方向を逆転させることで、ｐｎ接合の位置ずれを補償し、本発明の効果を発揮するようにした構成例である。

【0106】

すなわち、図１３に示す実施例６では、全ての容量性セグメントの伸長長さＧを同じとして、一列に配置している。かつ実施例６では、第１領域および第２領域において半導体領域のｐｎ接合の向きを同じとしている。すなわち、実施例６では、第１領域、第２領域ともにＲＦ電極に近い側の半導体領域が第１導電型の半導体領域であり、容量性セグメントに接続されており、光変調器の中心軸側の半導体領域が第２の導電型の半導体領域であって、図示しないＤＣ電極に接続されている。

【0107】

実施例６では、第１領域では実施例１と同様な光導波路と半導体領域の配置であり、容量性セグメントよりも中心側に光導波路を設け、通常の方向（図の左から右、変調器全体からみて入力側から出力側）に光を伝播させて変調する。

【0108】

次の第２領域においては、容量性セグメントの横棒部分よりも外側の部分（ＲＦ電極との間の部分）を経由して光導波路を引き回し、第２領域の半導体領域のｐｎ接合面を第１領域とは反対方向（右から左、変調器全体からみて出力側から入力側）に光を伝播させて変調した後、第２領域の２つの半導体領域の間を通って、次の第１領域に光を伝播させる。

【0109】

この構造を繰り返して配置することによって、光導波路の形状、光の伝播経路はより複雑となるが、容量性セグメントは同一形状のまま一列に並んだ配置とすることができる。

【0110】

このような構造によっても、各領域の光導波路における光進行方向を軸にした場合、第１領域と第２領域でｐｎ接合の向き（半導体のドーピング状態）が反転するので、マスクずれによるチャープ歪みの発生を抑制可能である。

【0111】

実施例５、実施例６のいずれの構造においても、光導波路の形状は複雑となるが、容量性セグメントの形状は２つの領域で同じにできるので、進行波型電極としての特性インピーダンスを、より均一なものとすることができる。

【0112】

（実施例５、６の効果）
実施例１〜４では、光導波路に対して垂直方向に対抗する容量性セグメントの間隔が第１領域と第２領域で異なるために、容量性セグメントの間隔に起因するキャパシタンスが第１領域と第２領域で異なり、第１領域と第２領域の特性インピーダンスは異なった。この特性インピーダンスの不均一により、変調電気信号の反射点とならいないようにする為に、第１領域と第２領域の組み合わせによって出来る周期構造の長さが、変調電気信号の最大動作周波数のＲＦ電極における波長の１/１０以下程度である必要があり、変調電気信号の最大動作周波数が50ＧＨｚとした場合には、進行波電極が持つ構造の周期は少なくとも200μｍ以下である必要があるとした。

【0113】

しかし、将来的の技術発展により変調電気信号の最大動作周波数が大きくなると、第１、第２領域の配置によって生じる構造周期(実施例２〜４における周期Ａ )をさらに小さくする必要があり、第１、第２領域の設計や、プロセスにおいて制約が出てくる可能性がある。例えば、領域が小さければ、光導波路垂直方向のプロセス誤差の影響が大きくなる。これに対し、実施例５、６ではインピーダンスの不均一を無くすることができ、設計やプロセスにおける上記のような制約を緩和することが出来る。

【0114】

（実施例７）
図１４は、本発明の第７の実施形態による、シングル電極構造の容量装荷型進行波電極を用いたマッハツェンダ光変調器の構成を示す平面図である。

【0115】

実施例５、６では光導波路の蛇行により特性インピーダンスの不均一を解決したが、実施例７では、実施例１〜４と同様に光導波路は直線形状のまま、容量性セグメントの伸長部分（縦棒部分）の長さおよび幅を第１の領域と前記第２の領域でそれぞれ異なるように変化させることで、特性インピーダンスの不均一を解消する構造を示す。

【0116】

具体的には、容量性セグメントの設計において、Ｔ字型の縦棒部分（伸長部分）の長さＧが長ければ、その容量性セグメントを含む微小領域のキャパシタンスは大きくなり、Ｔ字型の縦棒部分（伸長部分）の太さ（幅）が太ければ、その容量性セグメントを含む微小領域のインダクタンスは小さくなるという特性を利用する。

【0117】

以下、実施例７の図１４を例に領域ごとの特性インピーダンスを検討する。

【0118】

図１４に示すように、実施例７の光変調器では、図５の実施例１と同様に、第１領域(断面ＶＩを囲む領域)に比べて第２領域(断面ＶＩＩを囲む領域)では、容量性セグメントの伸長部分の長さが長くなっている。この結果、第２領域では、光導波路に対して垂直方向に対向する容量性セグメント８ａ2、８ｂ2の横棒部分（容量部分）の間隔が第１領域より狭くなっており、第２領域のキャパシタンスは第１領域より大きい。特性インピーダンスはインダクタンスとキャパシタンスの比で決まるため、そのままでは第１領域の方が、第２領域よりも特性インピーダンスが大きくなり不均一となってしまう。

【0119】

これに対して、図１４に示すように、よりキャパシタンスが小さい第１領域のＴ字型の容量性セグメント８ａ1、８ｂ1の縦棒部分（伸長部分）の太さ（幅）をより太くすることで、第１領域のインダクタンスを小さくし、第１領域の特性インピーダンスを下げ、第２領域と同程度にすることが出来る。

【0120】

これによって、第１領域と第２領域の特性インピーダンスの不均一性を補償し、通常の容量性装荷電極のように設計することが出来る。

【0121】

（実施例８）
実施例１〜７では、図２に挙げたようなシングル電極構造のマッハツェンダ光変調器に本発明を適応する場合を示した。シングル電極構造のマッハツェンダ光変調器では、前述のように、ＲＦ電極を伝搬する差動信号はグランドと結合していないため、バイアス回路などの構成が簡単になるというメリットがある。

【0122】

しかし、マッハツェンダ光変調器には、固定電位用電極を差動信号を伝送する１対２本のＲＦ電極の間に少なくとも１本、および２本のＲＦ電極の外側に２本の、少なくとも計３本の固定電位用電極を設ける、デュアル電極構造と呼ばれる別のタイプのものも存在する。このデュアル電極構造の固定電位用電極は通常、グランド（接地電位）に接続されるので、グランド電極と呼ばれる。

【0123】

デュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器では、ＲＦ電極を伝搬する差動信号は、ＲＦ電極と平行に沿ったグランド電極と結合する為に、クロストークに強いといったメリットがある。

【0124】

図１５に示した本発明の実施例８は、このようなデュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器に容量装荷型進行波電極を適用した実施例の平面図を示す。

【0125】

図１５の実施例８では、光入力は中央のグランド電極１６ｃの下で２つの光導波路７ａ、７ｂ(アーム)に分岐され、ＲＦ電極１５ａ、１５ｂと外側のグランド電極１６ａ、１６ｂの間に設けられた２つの光変調部で光変調されて、合成出力される。

【0126】

ＲＦ電極１５ａと外側のグランド電極１６ａの間、ＲＦ電極１５ｂと外側のグランド電極１６ｂの間に設けられた２つの光変調部には、それぞれ第１および第２領域が交互に設けられており、第１および第２領域の中央部のｐｎ接合に沿って光導波路７ａ、７ｂが通過して光信号が変調される構造となっている。

【0127】

交互に設けられた第１および第２領域においては、半導体のドーピング状態（ｐ型、ｎ型などの半導体の導電型、極性）は同じパターン配置で逆（例えばｐ型の部分に対してはｎ型、ｎ型の部分に対してはｐ型）となるようにドーピングされている。

【0128】

また、半導体のドーピング状態のパターンおよび電極の配置は、光入力の軸線となる中央のグランド電極１６ｃの中心線を挟んで上下に線対称となるように配置されている。

【0129】

たとえば図１５上側の光導波路７ａに沿ったアームにおいて、光導波路の光の伝播方向の入力側に位置する第１領域においては、ＲＦ電極１５ａから容量性セグメント１８ａ1が、また外側のグランド電極１６ａから容量性セグメント１８ａｇ1が、Ｔ字型の横棒部分を向き合う形で光導波路７ａを挟んで突出して設けられており、これら２つの容量性セグメントはそれぞれ対応する導電型の半導体領域に接続されている。

【0130】

同様に、第１領域の光出力側に隣接して位置する第２領域においては、ＲＦ電極１５ａから容量性セグメント１８ａ2が、またグランド電極１６ａから容量性セグメント１８ａｇ2が、Ｔ字型の横棒部分を向き合う形で突出して設けられている。

【0131】

但し、第２領域においては、ＲＦ電極１５ａからの容量性セグメント１８ａ2のＴ字型の縦棒部分の長さが第１領域の容量性セグメント１８ａ1よりも長く、光導波路７ａをまたいで越えた部分まで延びており、そこで第１領域の容量性セグメント１８ａ1と同じ導電型の半導体領域に接続されている。

【0132】

また、第２領域のグランド電極１６ａから伸びる容量性セグメント１８ａｇ2は、第１領域の容量性セグメント１８ａｇ2と同じ形状ではあるが、単に電気的特性の整合のために設けられており、半導体領域には接続されていない点で異なっている。そして、第２領域において、どちらの容量性セグメントにも接続されない半導体領域は、下側のアームの光導波路７ｂの側の対応する領域とともに、下層のメタル配線によってグランドとのみ接続されている。

【0133】

以上説明したように、実施例８のデュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器においても、光変調部の領域が、ｐｎ接合の向きが、光進行方向を軸に互いに反転する関係にある第１の領域と第２の領域から構成されており、前記２つの領域の少なくとも一方の領域においては前記容量性セグメントが接続される前記第１導電型の半導体領域が２つに分離されている、ということができる。

【0134】

また、光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸（グランド電極１６ｃの中心線の位置に相当）を中心にしたＲＦ電極の容量性セグメントと光導波路の相対的位置関係に着目して、上記説明の第１領域と第２領域を入れ替えれば、以下のように言うこともできる。

【0135】

すなわち、本発明の容量装荷型進行波電極を有する光変調器は、
その光変調部が、光進行方向に沿った方向の変調器の中心軸に対して、容量性セグメントよりも中心軸側に光導波路が設けられた第１領域と、容量性セグメントよりも外側に光導波路が設けられた第２領域とで構成されており、前記第１領域と前記第２領域とが少なくとも１つある光変調器である。

【0136】

このような構成によって、デュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器にも、マスクずれによる光変調時のチャープ歪み発生を抑制可能な容量装荷型進行波電極を適用することができる。前述のように、デュアル電極構造のマッハツェンダ光変調器においてはバイアス印加する為の電極が存在せず、任意の変調器バイアス動作点を設定することができないが、グランド電極を有するのでクロストークに強いマッハツェンダ光変調器を実現可能である。

【産業上の利用可能性】

【0137】

以上述べたように本発明に係る光変調器においては、シングル電極構造、デュアル電極構造のいずれのマッハツェンダ光変調器においても、インプラ時のマスクずれによるｐｎ接合位置のずれ（ｏｆｆｓｅｔ量）に起因する位相変化を相殺できるため、マッハツェンダ光変調器を構成する２本の導波路での変調効率の差が少なく、信号品質の良い光変調器の実現が可能となる。

【0138】

また、高周波電気信号の伝播に伴う減衰により、ＲＦ電極の入力側と出力側で、変調効率の差を相殺できる効率が異なることに対し、ＲＦ電極の入力側と出力側で第１領域と第２領域の長さを変えることで、さらに変調効率の対称性の良い光変調器を実現することも可能である。

【0139】

このため、インプラ時のマスクずれによるｐｎ接合位置のずれに起因する光変調時のチャープ歪み発生を抑制した、波形品質の良い光変調器を提供することができる。

【符号の説明】

【0140】

１，３ ＳｉＯ₂クラッド層
２ Ｓｉ層
２０１ 光導波路コア部分
２０２ スラブ領域
２１１ 高濃度ｐ型半導体層
２１２ 中濃度ｐ型半導体層
２１３ 中濃度ｎ型半導体層
２１４ 高濃度ｎ型半導体層
４ａ、４ｂ ビア（貫通電極）
５ａ、５ｂ、１５ａ、１５ｂ ＲＦ電極
６ ＤＣ電極
６ａ、６ｂ ＤＣ電極分岐
７、７ａ、７ｂ 光導波路
８ａ、８ｂ、８ａ１、８ａ２、８ｂ１、８ｂ２、１８ａ１、１８ａｇ１、１８ａ２、１８ａｇ２ 容量性セグメント
１６ａ、１６ｂ、１６ｃ グランド電極

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】