特許 6832657 電流計測装置および電流計測方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6832657

(24)【登録日】2021年2月4日

(45)【発行日】2021年2月24日

(54)【発明の名称】電流計測装置および電流計測方法

(51)【国際特許分類】

   G01R 19/00 20060101AFI20210215BHJP

【ＦＩ】

   G01R19/00 A

【請求項の数】7

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2016-182305(P2016-182305)

(22)【出願日】2016年9月16日

(65)【公開番号】特開2018-44936(P2018-44936A)

(43)【公開日】2018年3月22日

【審査請求日】2019年8月1日

(73)【特許権者】

【識別番号】308033711

【氏名又は名称】ラピスセミコンダクタ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100079049

【弁理士】

【氏名又は名称】中島 淳

(74)【代理人】

【識別番号】100084995

【弁理士】

【氏名又は名称】加藤 和詳

(74)【代理人】

【識別番号】100099025

【弁理士】

【氏名又は名称】福田 浩志

(72)【発明者】

【氏名】斎藤 直孝

【審査官】 島▲崎▼ 純一

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１５−０３１５８２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−１５２４８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１６−０５７０７７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−０６５８６７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１９−５２７３４１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０１９６６２９（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０１Ｒ １９／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電流センサから出力される交流電力を直流電力に変換して出力端から出力する変換部と、
前記変換部の前記出力端に接続された第１のラインと、
前記第１のラインに接続された第１のキャパシタと、
前記直流電力によって前記第１のキャパシタが充電されている充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率に応じた値を導出する導出部と、
前記第１のライン上に設けられ、オン状態となることにより前記第１のキャパシタと前記変換部の前記出力端とを接続する第１のスイッチと、
前記第１のキャパシタに対して並列に設けられ、オン状態となることにより前記第１のキャパシタに蓄積された電荷を放電する第２のスイッチと、
前記変換部の前記出力端に接続された第２のラインと、
前記第２のラインに接続された第２のキャパシタと、
前記第２のライン上に設けられ、オン状態となることにより前記第２のキャパシタと前記変換部の前記出力端とを接続する第３のスイッチと、
前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチおよび前記第３のスイッチのオンオフの切り替えを制御する制御信号を出力する切替部と、
を含み、
前記導出部および前記切替部は、マイクロコンピュータによって構成され、前記マイクロコンピュータは、前記第２のキャパシタに蓄積された電力によって駆動され、
前記制御信号が出力されていない状態において、前記第１のスイッチがオフ状態、前記第２のスイッチ及び前記第３のスイッチがオン状態となるように前記第１乃至第３のスイッチが構成されている
電流計測装置。

【請求項2】

前記導出部は、前記充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率と、前記電流センサの変流比とを乗算することによって得られる値を、前記電流センサによってセンシングされた電流の実効値として導出する
請求項１に記載の電流計測装置。

【請求項3】

前記導出部は、前記充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率と、前記電流センサの変流比と、所定の係数と、を乗算することによって得られる値を、前記電流センサによってセンシングされた電流の実効値として導出する
請求項１に記載の電流計測装置。

【請求項4】

前記導出部は、前記充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率を、前記電流センサによってセンシングされた電流の実効値として導出する
請求項１に記載の電流計測装置。

【請求項5】

前記導出部は、前記充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率と、所定の補正係数と、を乗算することによって得られる値を、前記電流センサによってセンシングされた電流の実効値として導出する
請求項１に記載の電流計測装置。

【請求項6】

前記導出部は、
前記充電期間内の第１の時点における前記第１のキャパシタの電圧の計測値である第１の計測値を取得し、
前記第１の時点から所定期間が経過した後の前記充電期間内の第２の時点における前記第１のキャパシタの電圧の計測値である第２の計測値を取得し、
前記第１の計測値をＶｍ１、前記第２の計測値をＶｍ２、前記第１のキャパシタの静電容量をＣ、前記所定期間をΔｔとすると、Ｃ（Ｖｍ２−Ｖｍ１）／Δｔを演算することによって得られる値を、前記充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積された電荷の量の時間変化率として導出する
請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電流計測装置。

【請求項7】

前記切替部は、前記直流電力によって前記第１のキャパシタを充電する場合に、前記第１のスイッチをオン状態、前記第２のスイッチをオフ状態、前記第３のスイッチをオフ状態に切り替え、前記直流電力によって前記第２のキャパシタを充電する場合に、前記第１のスイッチをオフ状態、前記第３のスイッチをオン状態に切り替える
請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電流計測装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電流計測装置および電流計測方法に関する。

【背景技術】

【0002】

電流センサにおける電流センシング方式として、カレントトランス（ＣＴ）方式が広く用いられている。ＣＴ方式の電流センサは、変流器とも呼ばれる。ＣＴ方式の電流センサからの出力信号に基づいて、電流センサによってセンシングされた電流値に応じた出力値を生成する電流計測装置に関する技術として、例えば以下の技術が知られている。

【0003】

例えば、特許文献１には、電源ラインに装着された変流器を介して検出される電流を電圧に変換する電流・電圧変換素子を備え、該電流・電圧変換素子に生起された電圧を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧から電源ラインに流れる電流を計測する電流計測部と、変流器に生起された電力を整流して増幅器および電流計測部を駆動する内部電源電圧を生成する電源回路と、変流器から得られる電力を電流・電圧変換素子または電源回路に選択的に出力する切替回路と、を含む電流計測装置が記載されている。

【0004】

一方、特許文献２には、複数の電力線にそれぞれ取り付けられた複数の変流器からの電流により蓄電を行う蓄電手段と、各変流器からの電流に基づき、当該変流器が取り付けられた電力線を流れる電流を測定する電流測定手段と、複数の変流器の１つからの電流に基づき電流測定手段が測定を行い、これを、複数の変流器のそれぞれについて繰り返すように制御する制御手段とを備えた電流計測装置が記載されている。この電流計測装置において、電流測定手段および制御手段は、蓄電手段からの電力により動作する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２０１５−０３１５８２号公報

【特許文献2】特開２０１５−１５２４８８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

図１は、電流センサからの出力に基づいて、電流センサによってセンシングされた電流の大きさに応じた出力値を生成する電流計測装置１Ｘの構成の一例を示す図である。電流計測装置１Ｘは、ＣＴ方式の電流センサ（変流器）１００に接続されたＯＰアンプ（演算増幅器）２００、複数の抵抗素子Ｒ２０１〜Ｒ２０４およびＡＤ変換器２１０を含んで構成されている。演算増幅器２００および複数の抵抗素子Ｒ２０１〜Ｒ２０４によって構成される回路は、電流センサ１００から出力される交流信号の中点レベルを、ＡＤ変換器２１０に整合するレベルにシフトさせる機能を有する。ＡＤ変換器２１０は、ＯＰアンプ２００の出力信号を、所定のサンプリングレートでサンプリングすることにより交流信号波形を再現し、再現した交流信号波形に基づいて、電流センサによってセンシングされた電流の実効値を出力する。

【0007】

電流計測装置１Ｘにおける計測方式によれば、ＡＤ変換器２１０において、交流信号を、複数のサンプリング点においてサンプリングする必要があることから、測定時間が長くなる。また、交流信号が高周波である場合には、ＡＤ変換器２１０のサンプリングレートが不足して計測精度が低下する。

【0008】

また、電流計測装置１Ｘにおける計測方式によれば、計測可能な電流のダイナミックレンジは、ＡＤ変換器２１０に依存する。例えば、ＡＤ変換器２１０として一般的なマイクロコンピュータに内蔵されたものを用いる場合には、１０倍程度のダイナミックレンジしか得ることができない。

【0009】

また、電流計測装置１Ｘによれば、ＯＰアンプ２００によって電力が消費され、更にＯＰアンプ２００がリーク電流の発生源となることから、電流計測装置１Ｘの構成は、電流センサから供給される電力を電流計測装置自体の駆動電力として利用するエナジーハーベスティング技術を適用する電流計測装置としてベストな構成であるとはいえない。

【0010】

本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、従来よりも高い計測精度、ワイドダイナミックレンジおよび低消費電力を実現する電流計測装置および電流計測方法を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明に係る電流計測装置は、電流センサから出力される交流電力を直流電力に変換して出力端から出力する変換部と、前記変換部の前記出力端に接続された第１のラインと、前記第１のラインに接続された第１のキャパシタと、前記直流電力によって前記第１のキャパシタが充電されている充電期間内に前記第１のキャパシタに蓄積される電荷の量の時間変化率に応じた値を導出する導出部と、前記第１のライン上に設けられ、オン状態となることにより前記第１のキャパシタと前記変換部の前記出力端とを接続する第１のスイッチと、前記第１のキャパシタに対して並列に設けられ、オン状態となることにより前記第１のキャパシタに蓄積された電荷を放電する第２のスイッチと、前記変換部の前記出力端に接続された第２のラインと、前記第２のラインに接続された第２のキャパシタと、前記第２のライン上に設けられ、オン状態となることにより前記第２のキャパシタと前記変換部の前記出力端とを接続する第３のスイッチと、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチおよび前記第３のスイッチのオンオフの切り替えを制御する制御信号を出力する切替部と、を含み、前記導出部および前記切替部は、マイクロコンピュータによって構成され、前記マイクロコンピュータは、前記第２のキャパシタに蓄積された電力によって駆動され、前記制御信号が出力されていない状態において、前記第１のスイッチがオフ状態、前記第２のスイッチ及び前記第３のスイッチがオン状態となるように前記第１乃至第３のスイッチが構成されている。

【発明の効果】

【0013】

本発明に係る電流計測装置および電流計測方法によれば、従来よりも高い計測精度、ワイドダイナミックレンジおよび低消費電力を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】電流計測装置の構成の一例を示す図である。

【図2】本発明の実施形態に係る電流計測装置の概略の構成を示す図である。

【図3】本発明の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。

【図4】本発明の実施形態に係るマイクロコンピュータによって実施される電流計測処理の流れの一例を示すフローチャートである。

【図5】本発明の実施形態に係る第１のキャパシタＣ１の充電期間内における電圧の時間推移を示すグラフである

【図6】本発明の実施形態に係る電流計測装置の回路構成の一例を示す図である。

【図7】本発明の実施形態に係る第１のキャパシタにおいて充電が行われている様子を示す電流計測装置の動作波形である。

【図8】本発明の実施形態に係る第２のキャパシタにおいて充電が行われている様子を示す電流計測装置の動作波形である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しつつ説明する。なお、各図面において同一または等価な構成要素および部分には同一の参照符号を付与し、重複する説明は適宜省略する。
[第１の実施形態]
図２は、本発明の実施形態に係る電流計測装置１の概略の構成を示す図である。図２には、電流計測装置１において計測される電流をセンシングする電流センサ１００が、電流計測装置１と共に示されている。初めに、電流センサ１００について説明する。

【0016】

図３は、電流センサ１００の構成の一例を示す図である。電流センサ１００は、カレントトランス（ＣＴ）方式の電流センサ（変流器）であり、リング状の磁気コア１０１と、磁気コア１０１に巻き付けられた巻き線１０２を含んで構成されている。電流センサ１００によってセンシングされる電流が流れる測定導体１５０は、磁気コア１０１の内側に挿通される。

【0017】

測定導体１５０に流れる交流電流（一次電流）Ｉ_１によって磁気コア１０１内に磁束Φが発生する。この磁束Φを打ち消すように、巻き線１０２に交流電流（二次電流）Ｉ_２が流れる。二次電流Ｉ_２の大きさは、測定導体１５０に流れる一次電流Ｉ_１に比例し、巻き線１０２の巻き数に応じた大きさとなる。換言すれば、電流センサ１００の変流比（ＣＴ比）は、巻き線１０２の巻き数によって定まる。

【0018】

図２に示すように、電流計測装置１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第３のスイッチＳＷ３、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２およびマイクロコンピュータ２０を含んで構成されている。

【0019】

ＡＣ／ＤＣ変換部１０は、電流センサ１００の巻き線１０２（図３参照）の両端に接続されており、電流センサ１００から出力される交流電力を直流電力に変換して出力端から出力する。ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端は、第１のラインＬ１および第２のラインＬ２に接続されている。

【0020】

第１のキャパシタＣ１は、電流センサ１００によってセンシングされた電流の計測に用いられるキャパシタである。第１のキャパシタＣ１は、一端が第１のラインＬ１に接続され、他端がグランドラインに接続されている。第２のスイッチＳＷ２は、一端が第１のラインＬ１に接続され、他端がグランドラインに接続されている。すなわち、第２のスイッチＳＷ２は、第１のキャパシタＣ１に対して並列に設けられている。第１のスイッチＳＷ１は、第１のラインＬ１上において、第１のキャパシタＣ１および第２のスイッチＳＷ２とからなる並列回路と、ＡＣ／ＤＣ変換部１０と、の間に設けられている。

【0021】

第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２はマイクロコンピュータ２０から供給される第１の制御信号Ａ１に応じてオンオフする。第１のスイッチＳＷ１がオン状態となることにより、第１のキャパシタＣ１とＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端とが接続される。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端から出力される直流電力によって第１のキャパシタＣ１が充電される。一方、第２のスイッチＳＷ２がオン状態となることにより、第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷が放電される。電流計測装置１において、第１のスイッチＳＷ１および第２のスイッチＳＷ２は、相補的にオンオフするように構成されている。すなわち、第１のスイッチＳＷ１スイッチがオン状態のとき、第２のスイッチＳＷ２がオフ状態となり、第１のスイッチＳＷ１スイッチがオフ状態のとき、第２のスイッチＳＷ２がオン状態となる。

【0022】

第２のキャパシタＣ２は、マイクロコンピュータ２０を駆動するための駆動電力を蓄積しておくためのキャパシタである。第２のキャパシタＣ２は、一端が第２のラインＬ２に接続され、他端がグランドラインに接続されている。第３のスイッチＳＷ３は、第２のラインＬ２上において、第２のキャパシタＣ２と、ＡＣ／ＤＣ変換部１０と、の間に設けられている。

【0023】

第３のスイッチＳＷ３は、マイクロコンピュータ２０から供給される第２の制御信号Ａ２に応じてオンオフする。第３のスイッチＳＷ３がオン状態となることにより、第２のキャパシタＣ２とＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端とが接続される。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端から出力される直流電力によって第２のキャパシタＣ２が充電される。

【0024】

マイクロコンピュータ２０は、その機能構成として、導出部２１および切替部２２を有している。導出部２１は、第１のラインＬ１に接続されている。導出部２１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から出力される直流電力によって第１のキャパシタＣ１が充電されている充電期間内の互いに異なる２つの時点において、第１のキャパシタＣ１の充電電圧を計測する。導出部２１は、計測した充電電圧に基づいて、充電期間内に第１のキャパシタＣ１に蓄積される電荷の量の時間変化率Ｘに応じた値を導出する。

【0025】

例えば、導出部２１は、充電期間内に第１のキャパシタＣ１に蓄積される電荷の量の時間変化率Ｘと、電流センサ１００の変流比Ｎと、を乗算することによって得られる値（Ｎ・Ｘ）を電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳとして導出する。

【0026】

また、例えば、導出部２１は、充電期間内に第１のキャパシタＣ１に蓄積される電荷の量の時間変化率Ｘと、電流センサ１００の変流比Ｎと、所定の補正係数Ｍと、を乗算することによって得られる値（Ｍ・Ｎ・Ｘ）を電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳとして導出してもよい。

【0027】

また、例えば、導出部２１は、第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘまたはこれに補正係数Ｍを乗算した値（Ｍ・Ｘ）を、電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値として導出してもよい。

【0028】

切替部２２は、第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２および第３のスイッチＳＷ３のオンオフの切り替えを制御する。

【0029】

マイクロコンピュータ２０は、第２のキャパシタＣ２に充電された電力によって駆動される。すなわち、本実施形態に係る電流計測装置１は、電流センサ１００から供給される電力によって動作することが可能であり、外部電源が不要である。

【0030】

以下に、電流計測装置１の動作について説明する。初期状態において、第２のキャパシタＣ２には電荷が蓄積されておらず、マイクロコンピュータ２０に電力は供給されていない。従って、初期状態においてマイクロコンピュータ２０は停止しており、第１の制御信号Ａ１および第２の制御信号Ａ２を供給する信号ラインは、ハイインピーダンス状態である。この状態において、第１のスイッチＳＷ１はオフ状態、第２のスイッチＳＷ２はオン状態、第３のスイッチＳＷ３はオン状態となる。

【0031】

測定導体１５０に交流電流が流れると、電流センサ１００から交流電力が出力される。電流センサ１００から出力された交流電力は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０によって直流電力に変換される。初期状態において第３のスイッチＳＷ３はオン状態となるため、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端から出力される直流電力によって、第２のキャパシタＣ２が充電される。これにより、マイクロコンピュータ２０に駆動電力が供給され、マイクロコンピュータ２０が起動する。マイクロコンピュータ２０が起動するとマイクロコンピュータ２０に内蔵されたタイマー回路が動作を開始する。マイクロコンピュータ２０の起動後、所定期間が経過するとマイクロコンピュータ２０は電流計測処理を開始する。

【0032】

図４は、マイクロコンピュータ２０によって実施される電流計測処理の流れの一例を示すフローチャートである。

【0033】

ステップＳ１において、マイクロコンピュータ２０の切替部２２は、例えばハイレベルの制御信号Ａ２を出力することにより、第３のスイッチＳＷ３をオフ状態にする。これにより第２のキャパシタＣ２は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から切り離されるが、マイクロコンピュータ２０は、第２のキャパシタＣ２に蓄積された電力によって動作を継続することが可能である。

【0034】

ステップＳ２において、マイクロコンピュータ２０の切替部２２は、例えばハイレベルの制御信号Ａ１を出力することにより、第１のスイッチＳＷ１をオン状態にするとともに第２のスイッチＳＷ２をオフ状態にする。これにより、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端から出力される直流電力によって、第１のキャパシタＣ１が充電される。

【0035】

ここで、図５は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から出力される直流電力によって第１のキャパシタＣ１が充電されている充電期間内における第１のキャパシタＣ１の充電電圧の時間推移を示すグラフである。図５に示すように、第１のキャパシタＣ１の充電電圧は、充電時間に比例して大きくなる。

【0036】

ステップＳ３において、マイクロコンピュータ２０の導出部２１は、時刻ｔ１における第１のキャパシタＣ１の充電電圧を計測し、計測によって得られた計測値Ｖｍ１をデジタル値に変換してメモリに記憶する。

【0037】

ステップＳ４において、マイクロコンピュータ２０の導出部２１は、計測値Ｖｍ１の取得後、所定期間Δｔが経過したか否かを判断し、所定期間Δｔが経過したものと判断すると、処理をステップＳ５に移行する。

【0038】

ステップＳ５において、マイクロコンピュータ２０の導出部２１は、時刻ｔ２における第１のキャパシタＣ１の充電電圧を計測し、計測によって得られた計測値Ｖｍ２をデジタル値に変換してメモリに記憶する。

【0039】

ステップＳ６において、マイクロコンピュータ２０の導出部２１は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までに第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘと、電流センサ１００の変流比（ＣＴ比）Ｎとを乗算した値を、電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳとして導出する。具体的には、マイクロコンピュータ２０の導出部２１は、下記の（１）式および（２）式を演算する。なお、（１）式において、Ｃは、第１のキャパシタＣ１の静電容量である。
Ｘ＝Ｃ（Ｖｍ２−Ｖｍ１）／Δｔ ・・・（１）
Ｉ_ＲＭＳ＝Ｎ・Ｘ ・・・（２）
時刻ｔ１から時刻ｔ２までに第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘは、当該期間内における第１のキャパシタＣ１の充電電流の平均値に相当し（Ｉ＝Ｑ／Δｔ）、従って電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値に相当する。従って、当該期間内において第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘと、電流センサ１００の変流比Ｎとを乗算することで、電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳを導出すことができる。なお、回路の影響により、計測値Ｖｍ１およびＶｍ２が誤差を含んでいる場合には、補正係数Ｍを用いて、下記の（３）式に従い実効値Ｉ_ＲＭＳを導出してもよい。
Ｉ_ＲＭＳ＝Ｍ・Ｎ・Ｘ ・・・（３）
また、電流計測装置１は、電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値を導出するものとして構成されていてもよく、この場合、（１）式によって導出される第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘまたはこれに補正係数Ｍを乗算した値（Ｍ・Ｘ）を、電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値として導出してもよい。

【0040】

ステップＳ７において、マイクロコンピュータ２０の切替部２２は、例えばローレベルの制御信号Ａ１を出力することにより、第１のスイッチＳＷ１をオフ状態にするとともに第２のスイッチＳＷ２をオン状態にする。これにより、第１のキャパシタＣ１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から切り離されるとともに第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷が放電される。

【0041】

ステップＳ８において、マイクロコンピュータ２０の切替部２２は、例えばローレベルの制御信号Ａ２を出力することにより、第３のスイッチＳＷ３をオン状態にする。これによりＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端から出力される直流電力によって、第２のキャパシタＣ２が充電される。なお、第３のスイッチＳＷ３をオン状態にしてから所定期間経過後にステップＳ１〜Ｓ８の処理を繰り返し実施するようにしてもよい。

【0042】

このように、電流計測装置１は、電流計測を行う場合に、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端を第１のキャパシタＣ１に接続して、第１のキャパシタＣ１の充電電圧の計測値Ｖｍ１、Ｖｍ２に基づいて、電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳまたは電流センサ１００の二次電流Ｉ_２を導出する。一方、電流計測装置１は、電流計測を行わない期間においては、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端を第２のキャパシタＣ２に接続して、マイクロコンピュータ２０の駆動するための電力を第２のキャパシタＣ２に蓄える。

【0043】

図６は、電流計測装置１の具体的な回路構成の一例を示す図である。ＡＣ／ＤＣ変換部１０は、ダイオードＤ１〜Ｄ５からなるブリッジ回路によって構成されている。

【0044】

第１のスイッチＳＷ１は、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２およびトランジスタＱ１、Ｑ２を含んで構成されている。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ２は、メインスイッチとして機能する。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ１は、トランジスタＱ２のオンオフを制御する制御用スイッチとして機能する。トランジスタＱ２は、ゲートが抵抗素子Ｒ１を介してＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端に接続され、ソースが第１のラインＬ１の高電位側に接続され、ドレインが第１のラインＬ１の低電位側に接続されている。トランジスタＱ１は、ドレインがトランジスタＱ２のゲートに接続され、ソースがグランドラインに接続されている。トランジスタＱ１のゲートには、マイクロコンピュータ２０から供給される第１の制御信号Ａ１が入力される。抵抗素子Ｒ２は、一端がトランジスタＱ１のゲートに接続され、他端がトランジスタＱ２のソース（グランドライン）に接続されている。

【0045】

マイクロコンピュータ２０の起動前においては、制御信号Ａ１を供給する信号ラインがハイインピーダンス状態となり、トランジスタＱ１およびＱ２はオフ状態となる。トランジスタＱ２がオフ状態となることで、第１のキャパシタＣ１はＡＣ／ＤＣ変換部１０から切り離される。マイクロコンピュータ２０の起動後に、マイクロコンピュータ２０からハイレベルの制御信号Ａ１が供給されることで、トランジスタＱ１およびＱ２はオン状態となる。トランジスタＱ２がオン状態となることで、第１のキャパシタＣ１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から出力される直流電力によって充電される。電流計測後に、マイクロコンピュータ２０からローレベルの制御信号Ａ１が供給されることで、トランジスタＱ１およびＱ２はオフ状態となる。トランジスタＱ２がオフ状態となることで、第１のキャパシタＣ１はＡＣ／ＤＣ変換部１０から切り離される。

【0046】

第２のスイッチＳＷ１は、抵抗素子Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５およびトランジスタＱ３、Ｑ４を含んで構成されている。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ４は、メインスイッチとして機能する。ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ３は、トランジスタＱ４のオンオフを制御する制御用スイッチとして機能する。トランジスタＱ４は、ゲートが抵抗素子Ｒ３を介してＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端に接続され、ドレインが抵抗素子Ｒ４を介して第１のラインＬ１に接続され、ソースがグランドラインに接続されている。トランジスタＱ３は、ドレインがトランジスタＱ４のゲートに接続され、ソースがグランドラインに接続されている。トランジスタＱ３のゲートには、マイクロコンピュータ２０から供給される第１の制御信号Ａ１が入力される。抵抗素子Ｒ５は、一端がトランジスタＱ３のゲートに接続され、他端がトランジスタＱ３のソース（グランドライン）に接続されている。

【0047】

マイクロコンピュータ２０の起動前においては、制御信号Ａ１を供給する信号ラインがハイインピーダンス状態となり、トランジスタＱ３はオフ状態、トランジスタＱ４はオン状態となる。トランジスタＱ４がオン状態となることで、第１のキャパシタＣ１に残留する電荷が放電される。マイクロコンピュータ２０の起動後に、マイクロコンピュータ２０からハイレベルの制御信号Ａ１が供給されることで、トランジスタＱ３はオン状態、トランジスタＱ４はオフ状態となる。トランジスタＱ４がオフ状態となることで、第１のキャパシタＣ１が充電可能な状態となる。電流計測後に、マイクロコンピュータ２０からローレベルの制御信号Ａ１が供給されることで、トランジスタＱ３はオフ状態、トランジスタＱ４はオン状態となる。トランジスタＱ４がオン状態となることで、第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷が放電される。

【0048】

第３のスイッチＳＷ３は、抵抗素子Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０およびトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７を含んで構成されている。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ７は、メインスイッチとして機能する。ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ６およびｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴで構成されるトランジスタＱ５は、トランジスタＱ７のオンオフを制御する制御用スイッチとして機能する。トランジスタＱ７は、ゲートが抵抗素子Ｒ１０を介してグランドラインに接続され、ソースが第２のラインＬ２の高電位側に接続され、ドレインが第２のラインＬ２の低電位側に接続されている。トランジスタＱ６は、ドレインがトランジスタＱ７のゲートに接続され、ドレインがＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端に接続されている。トランジスタＱ５は、ドレインがトランジスタＱ６のゲートに接続され、ソースがグランドラインに接続されている。トランジスタＱ５のゲートには、マイクロコンピュータ２０から供給される第２の制御信号Ａ２が入力される。抵抗素子Ｒ８は、一端がトランジスタＱ５のゲートに接続され、他端がトランジスタＱ２のソース（グランドライン）に接続されている。抵抗素子Ｒ９は、一端がＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端に接続され、他端がトランジスタＱ５のドレインに接続されている。抵抗素子Ｒ１０は、一端がトランジスタＱ７のゲートに接続され、他端がグランドラインに接続されている。

【0049】

マイクロコンピュータ２０の起動前においては、制御信号Ａ２を供給する信号ラインがハイインピーダンス状態となり、トランジスタＱ５およびＱ６はオフ状態、トランジスタＱ７はオン状態となる。トランジスタＱ７がオン状態となることで、第１のキャパシタＣ１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から出力される直流電力によって充電される。マイクロコンピュータ２０の起動後に、マイクロコンピュータ２０からハイレベルの制御信号Ａ２が供給されることで、トランジスタＱ５およびＱ６はオン状態となり、これによってトランジスタＱ７はオフ状態となる。トランジスタＱ７がオフ状態となることで、第２のキャパシタＣ２はＡＣ／ＤＣ変換部１０から切り離される。電流計測後にマイクロコンピュータ２０からローレベルの制御信号Ａ２が供給されることで、トランジスタＱ５およびＱ６はオフ状態、トランジスタＱ７はオン状態となる。トランジスタＱ７がオン状態となることで、第１のキャパシタＣ１は、ＡＣ／ＤＣ変換部１０から出力される直流電力によって充電される。

【0050】

電流計測装置１は、更に、ダイオードＤ６、Ｄ７を有している。ダイオードＤ６は、アノードがトランジスタＱ７のドレインに接続され、カソードが第２のキャパシタＣ２の一端に接続されている。ダイオードＤ６は、第２のキャパシタＣ２に蓄積された電荷の逆流を防止する機能を有する。ダイオードＤ７は、カソードが電源入力端子３０に接続され、アノードが第２のキャパシタＣ２の一端に接続されている。すなわち、電流計測装置１は、電源入力端子３０に接続された外部電源をマイクロコンピュータ２０を駆動するための電源として用いることも可能な構成となっている。ダイオードＤ７は、ダイオードＤ６と同様、第２のキャパシタＣ２に蓄積された電荷の逆流を防止する機能を有する。

【0051】

電流計測装置１は、更に、直列接続された抵抗素子Ｒ６およびＲ７からなる分圧回路を有している。分圧回路は一端が第１のキャパシタＣ１の一端に接続され、他端がグランドラインに接続されている。抵抗素子Ｒ６と抵抗素子Ｒ７との接続点は、マイクロコンピュータ２０の導出部２１に組み込まれているＡＤ変換器（図示せず）に接続されている。分圧回路は、抵抗素子Ｒ６およびＲ７の抵抗値に応じた分圧比で第１のキャパシタＣ１の充電電圧を分圧する。分圧回路は、分圧によって得られる電圧を抵抗素子Ｒ６と抵抗素子Ｒ７との接続点から出力し、これをマイクロコンピュータ２０に供給する。このように分圧回路は、第１のキャパシタＣ１の充電電圧のレベルをマイクロコンピュータ２０に入力可能な電圧レベルにまで低下させる。なお、第１のキャパシタＣ１の充電電圧のレベルがマイクロコンピュータ２０に入力可能レベルである場合には、分圧回路は不要である。

【0052】

第１のキャパシタＣ１は、充電期間内において電流計測を行うことができるだけの静電容量を有していればよく、第１のキャパシタＣ１として例えば、電解コンデンサを好適に用いることができる。

【0053】

第２のキャパシタＣ２は、少なくともマイクロコンピュータ２０が電流計測を行っている間、マイクロコンピュータ２０の駆動を維持できるだけの蓄電能力を備えていることが必要である。第２のキャパシタＣ２として、静電容量が比較的大きい電気二重層キャパシタを好適に用いることができる。

【0054】

抵抗素子Ｒ１〜Ｒ１０、トランジスタＱ１〜Ｑ７、ダイオードＤ１〜Ｄ７、第１のキャパシタＣ１、第２のキャパシタＣ２は、例えば、ディスクリート部品として構成されていてもよく、これらの回路素子およびマイクロコンピュータ２０は、例えば、単一のプリント基板上に搭載されていてもよい。

【0055】

図７は、第１のキャパシタＣ１において充電が行われている様子を示す電流計測装置１の動作波形である。図７には、充電電流が１０ｍＡの場合および１００ｍＡときの第１のキャパシタＣ１の電圧波形が示されている。また、図７には、第１の制御信号Ａ１および第２の制御信号Ａ２の信号波形および第２のキャパシタＣ２の電圧波形も示されている。

【0056】

第２の制御信号Ａ２がハイレベルに遷移し、これに続いて第１の制御信号Ａ１がハイレベルに遷移することで、第１のキャパシタＣ１において充電が開始され、時間経過に伴って、第１のキャパシタＣ１の電圧（充電電圧）が大きくなることが確認された。また、充電電流の大きさに応じて第１のキャパシタＣ１の充電電圧の時間変化率（すなわち、蓄積電荷量の時間変化率）が変化することが確認された。

【0057】

第１のキャパシタＣ１における蓄積電荷量の時間変化率は、第１のキャパシタＣ１における充電電流に相当し、従って、電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値に相当する。従って、第１のキャパシタＣ１における蓄積電荷量の時間変化率に基づいて、電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値を導出することができる。

【0058】

一方、第１のキャパシタＣ１において充電が行われている間（すなわち電流計測期間中）第２のキャパシタＣ２の電圧は、マイクロコンピュータ２０を駆動可能な略一定レベルに維持されていることが確認された。

【0059】

図８は、第２のキャパシタＣ２において充電が行われている様子を示す電流計測装置１の動作波形である。図８には、充電電流が１０ｍＡの場合および１００ｍＡのときの第２のキャパシタＣ２の電圧波形が示されている。また、図８には、ＡＣ／ＤＣ変換部１０の出力端の電圧波形も示されている。図８に示すように、充電電流の大きさに応じた傾きで、第２のキャパシタＣ２の電圧（充電電圧）が増加し、第２のキャパシタＣ２において、マイクロコンピュータ２０を駆動可能な電圧レベルで充電が行われていることが確認された。

【0060】

以上の説明から明らかなように、電流計測装置１は、電流センサ１００の二次電流Ｉ_２を整流した直流電流によって第１のキャパシタＣ１を充電し、充電期間内の異なる時点において第１のキャパシタＣ１における充電電圧を計測する。電流計測装置１は、充電電圧の各計測値Ｖｍ１およびＶｍ２から、当該期間Δｔにおいて第１のキャパシタＣ１に蓄積された電荷の量の時間変化率Ｘ（＝Ｃ（Ｖｍ２−Ｖｍ１）／Δｔ）を導出し、この時間変化率Ｘに基づいて、電流センサ１００によってセンシングされた電流（一次電流Ｉ_１）の実効値Ｉ_ＲＭＳまたは電流センサ１００の二次電流Ｉ_２の実効値を導出する。

【0061】

本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、ＡＤ変換器によって交流信号波形をサンプリングすることを要しないので、図１に示す電流計測装置１Ｘと比較して、高い計測精度を実現することができる。

【0062】

また、本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、比較的小さい電流を計測する場合でも、充電期間内において第１のキャパシタＣ１の電圧を取得する時刻ｔ１と時刻ｔ２との間隔を長くすることで、電流の計測精度を確保することができる。従って、本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、計測可能な電流の範囲を大きくすること、すなわちワイドダイナミックレンジを実現することができる。

【0063】

また、本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、電流計測を行わない期間においては、電流センサ１００から供給される電力を第２のキャパシタＣ２に蓄積しておき、第２のキャパシタＣ２に蓄積した電力によってマイクロコンピュータ２０が駆動されるので外部電源が不要である。このように、電流計測装置１においてエナジーハーベスティング技術を適用することで、メンテナンスフリーの電流計測装置を実現することができる。

【0064】

また、本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、電力を消費するＯＰアンプを必要とせず、第１のラインＬ１および第２のラインＬ２に電力を消費する要素およびリーク電流を生じさせる要素が接続されていない。従って、本発明の実施形態に係る電流計測装置１は、電流センサ１００から供給される電力の利用効率が高く、エナジーハーベスティング技術を適用する電流計測装置の構成として理想的であるといえる。

【0065】

このように、本発明の実施形態に係る電流計測装置１によれば、従来よりも高い計測精度、ワイドダイナミックレンジおよび低消費電力を実現することができる。

【符号の説明】

【0066】

１ 電流計測装置
１０ ＡＣ／ＤＣ変換部
２０ マイクロコンピュータ
２１ 導出部
２２ 切替部
Ｃ１ 第１のキャパシタ
Ｃ２ 第２のキャパシタ
ＳＷ１ 第１のスイッチ
ＳＷ２ 第２のスイッチ
ＳＷ３ 第３のスイッチ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】