特許 6869854 電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6869854

(24)【登録日】2021年4月16日

(45)【発行日】2021年5月12日

(54)【発明の名称】電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02H 9/04 20060101AFI20210426BHJP

   H02M 1/00 20070101ALI20210426BHJP

【ＦＩ】

   H02H9/04 B

   H02M1/00 F

【請求項の数】4

【全頁数】27

(21)【出願番号】特願2017-167700(P2017-167700)

(22)【出願日】2017年8月31日

(65)【公開番号】特開2019-47609(P2019-47609A)

(43)【公開日】2019年3月22日

【審査請求日】2020年7月3日

(73)【特許権者】

【識別番号】000231464

【氏名又は名称】株式会社アルバック

(74)【代理人】

【識別番号】100104215

【弁理士】

【氏名又は名称】大森 純一

(74)【代理人】

【識別番号】100196575

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 満

(74)【代理人】

【識別番号】100168181

【弁理士】

【氏名又は名称】中村 哲平

(74)【代理人】

【識別番号】100144211

【弁理士】

【氏名又は名称】日比野 幸信

(72)【発明者】

【氏名】中島 研也

(72)【発明者】

【氏名】大橋 童吾

(72)【発明者】

【氏名】宮野 善識

(72)【発明者】

【氏名】海田 真行

【審査官】 下林 義明

(56)【参考文献】

【文献】 特開昭６２−００２７０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２００７−５１９３４０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１１５９０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−３５３０４９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｈ ９／００ − ９／０８

Ｈ０２Ｍ １／００ − １／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、
入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、
前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、
前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、
一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、
を有し、
前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、
前記主電源は、
直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、
前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、
前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、
前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、
前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続されたバイアス回路を有し、
前記バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置。

【請求項2】

直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、
入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、
前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、
前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、
一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、
を有し、
前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、
前記主電源は、
直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、
前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、
前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、
前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、
前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、
前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流高電圧点に接続され、
第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置。

【請求項3】

直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、
入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、
前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、
前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、
一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、
を有し、
前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、
前記主電源は、
直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、
前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、
前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、
前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、
前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、
前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流主電圧点に接続され、
第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流主電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置。

【請求項4】

直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、
入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、
前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、
を有し、
前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、
前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、
一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、
を有し、
前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、
前記主電源は、
直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、
前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、
前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、
前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、
前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、
前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流主電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、
前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流高電圧点に接続され、
第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流主電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波増幅器の半導体スイッチの過電圧を保護する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

Ｅ級増幅器・Ｆ級増幅器に代表される、チョークコイルと半導体スイッチおよび共振現象を利用した高周波増幅回路は、アンプの入力電圧に対して３〜４倍の電圧が定常的に発生することが知られている。ところが、近年プラズマプロセスにおいて、異常放電が発生した時に高速に半導体スイッチのゲートの発振を止めるアーク遮断動作や、ＲＦの出力を数μ秒〜数ｍ秒の周期で出力をＯＮ／ＯＦＦするＲＦパルス動作が求められている。

【0003】

このような動作をさせる際に、異常放電やプラズマ消失時の不整合の状態で半導体スイッチのゲートへの発振供給を止めると、反射電力が負荷で消費されない為、半導体スイッチで過電圧となり、インピーダンス状態によっては入力電圧の１０倍を超えるピーク電圧が発生する為、半導体スイッチの故障の原因になっていた。

【0004】

この現象を回避するために旧来よりさまざまな方法が提案されている。
半導体スイッチで過電圧を抑制するもっとも単純な方法として半導体スイッチにクランプ回路を接続する方式が最も簡単で効果があると考えられるが、定常状態で高周波増幅器の入力電圧に対して３〜４倍の電圧が半導体スイッチに発生する事から、従来技術では高コストという問題があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開昭６２−２７０８号公報

【非特許文献】

【0006】

【非特許文献1】T. Suetsugu and M. K. Kazimierczuk, “Design procedure for lossless voltage-clamped Class E amplifier with a transformer and a diode,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 20, no. 1, pp. 56-64, Jan. 2005.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

本発明が解決しようとする課題は、従来技術より低コストかつ過電圧に対するクランプ性能を向上させたクランプ回路を有する電源装置を提供することにある。

【0008】

また、本発明が解決しようとする課題は、高周波増幅器のスイッチ素子の過電圧故障を低減させた電源装置を実現することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

上記課題を解決するために、本発明は、直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、を有し、前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、を有し、前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、前記主電源は、直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続されたバイアス回路を有し、前記バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置である。
本発明は、直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、を有し、前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、を有し、前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、前記主電源は、直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流高電圧点に接続され、第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置である。
本発明は、直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、を有し、前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、を有し、前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、前記主電源は、直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流高電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流主電圧点に接続され、第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流主電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置である。この場合、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続されるようにすることもできる。
本発明は、直流主電圧点から直流主電圧を出力する主電源と、入力された前記直流主電圧から出力点に交流電圧を発生させる高周波増幅回路と、前記高周波増幅回路に駆動信号を出力し、前記高周波増幅回路を動作させる制御回路と、前記出力点の電圧を、所定のクランプ電圧でクランプするクランプ回路と、を有し、前記高周波増幅回路は、一端は前記直流主電圧点に接続され、他端は前記出力点に接続された主インダクタンス素子と、前記駆動信号によって制御され、前記出力点と接地電位との間を導通させ又は遮断させるスイッチング動作を行う主スイッチ素子と、一端が前記出力点と接続され他端が接地電位に接続された主キャパシタンス素子と、を有し、前記主スイッチ素子は、前記駆動信号により、前記スイッチング動作によって前記主インダクタンス素子と前記主キャパシタンス素子とに共振電流を流し、前記交流電圧に、前記直流主電圧の電圧値よりも接地電位から遠いピーク値を設けるように動作される電源装置であって、前記主電源は、直流高電圧を直流高電圧点に出力する第一直流電源と、前記直流高電圧が入力され、前記直流高電圧よりも接地電位に近い値の前記直流主電圧を前記直流主電圧点に出力する第二直流電源と、を有し、前記第一直流電源は、前記直流高電圧を前記直流高電圧点に出力する電圧源と、一端が前記直流高電圧点に接続され他端が接地電位に接続され、前記直流高電圧に充電される第一電源キャパシタンス素子とを有し、前記第二直流電源は一端が前記直流主電圧点に接続され他端が接地電位に接続された第二電源キャパシタンス素子を有し、前記クランプ回路は、保護用キャパシタンス素子と保護用整流素子と保護用インダクタンス素子とが設けられ、前記保護用キャパシタンス素子の一端と前記保護用整流素子の一端と前記保護用インダクタンス素子の一端とが接続された第一、第二バイアス回路と、補助インダクタンス素子と、を有し、前記第一バイアス回路では、前記保護用キャパシタンス素子の他端は前記出力点に接続され、前記保護用整流素子の他端と前記第二バイアス回路の前記保護用キャパシタンス素子の他端とは接続点で接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記第二バイアス回路では、前記保護用整流素子の他端は前記直流主電圧点に接続され、前記保護用インダクタンス素子の他端は接地電位に接続され、前記補助インダクタンス素子の一端は前記接続点に接続され、他端は前記直流高電圧点に接続され、第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流主電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続された電源装置である。この場合、第一、第二バイアス回路の前記保護用整流素子は、前記出力点の電圧が、前記直流高電圧点の電圧よりも接地電位から遠い前記クランプ電圧になったときに導通する向きで接続させることもできる。

【発明の効果】

【0010】

従来技術より低コストであり、過電圧に対するクランプ性能は向上され、スイッチ素子の故障は防止されている。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の第一例の電源装置

【図2】本発明の第二例の電源装置

【図3】本発明の第三例の電源装置

【図4】本発明の第四例の電源装置

【図5】本発明の第一例の電源装置の閉回路

【図6】本発明の第一例の電源装置の簡略化したクランプ回路

【図7】本発明の第一例の電源装置が定常状態から保護状態に移行したときの電圧関係

【図8】本発明の第二例の電源装置の閉回路

【図9】本発明の第二例の電源装置の簡略化したクランプ回路

【図10】本発明の第二例の電源装置が定常状態から保護状態に移行したときの電圧関係

【図11】本発明の第三例の電源装置の閉回路

【図12】本発明の第四例の電源装置の閉回路

【図13】第三例の電源装置の簡略化したクランプ回路

【図14】第四例の電源装置の簡略化したクランプ回路

【図15】本発明の第三例の電源装置が定常状態から保護状態に移行したときの電圧関係

【図16】本発明の第四例の電源装置が定常状態から保護状態に移行したときの電圧関係

【図17】高周波増幅回路に負荷側から印加される電圧と、出力点の電圧のピーク値との関係を示すグラフ

【図18】クランプ回路の有無に対する出力点の電圧を比較するグラフの比較

【図19】負荷側から出力端子に印加される電圧と、出力点の電圧のピーク値の関係を示すグラフ

【発明を実施するための形態】

【0012】

＜高周波電圧の生成＞
図１〜図４は本発明の第一例〜第四例の電源装置１〜４であり、各電源装置１〜４は、主電源２０と、高周波増幅回路２３と、フィルタ回路２４と、制御回路２６とを有している。
高周波増幅回路２３は、主インダクタンス素子Ｌ２と、主スイッチ素子ＳＷ３と、主キャパシタンス素子Ｃ２とを有している。

【0013】

主スイッチ素子ＳＷ３は、後述する出力点１２に接続された第一スイッチ端子と、接地電位に接続された第二スイッチ端子と、印加される電圧信号によって、第一スイッチ端子と第二スイッチ端子との間を接続又は遮断させる制御端子とを有している。主スイッチ素子ＳＷ３では、第一スイッチ端子と第二スイッチ端子の間は双方向に電流を流すことができる。

【0014】

ここでは、主スイッチ素子ＳＷ３はｎチャネルのＭＯＳトランジスタであり、第一スイッチ端子はドレイン端子、第二スイッチ端子はソース端子、制御端子はゲート端子であり、ドレイン端子をアノードとし、ソース端子をカソードとするｐｎ接合ダイオードが主スイッチ素子ＳＷ３の内部に形成されている。

【0015】

主電源２０は直流主電圧点１３を有しており、主電源２０は直流主電圧点１３から直流の直流主電圧を出力しており、主インダクタンス素子Ｌ２の他端は直流主電圧点１３に接続され主電源２０から直流主電圧が供給されている。

【0016】

上述したように、主スイッチ素子ＳＷ３の第二スイッチ端子は接地電位に接続されており、主スイッチ素子ＳＷ３の第一スイッチ端子は、主インダクタンス素子Ｌ２の一端に接続されている。

【0017】

主スイッチ素子ＳＷ３の第一スイッチ端子と、主インダクタンス素子Ｌ２の一端とが接続された部分を出力点１２とすると、主キャパシタンス素子Ｃ２の一端は出力点１２に接続され、他端は接地電位に接続されており、従って、主スイッチ素子ＳＷ３と主キャパシタンス素子Ｃ２とは並列接続されていることになる。

【0018】

主スイッチ素子ＳＷ３の制御端子は制御回路２６に接続され、制御回路２６が出力する駆動信号が制御端子に入力されており、その駆動信号によって主スイッチ素子ＳＷ３は導通と遮断とを交互に繰り返すようにされている。

【0019】

主スイッチ素子ＳＷ３が導通状態のときは、出力点１２と接地電位の間に電流が流れる状態になる。主電源２０から出力された電流が主インダクタンス素子Ｌ２を流れているときに主スイッチ素子ＳＷ３が導通すると、その電流は接地電位に流出する。

【0020】

そのような導通状態から主スイッチ素子ＳＷ３が遮断状態に転じ、出力点１２と接地電位との間が遮断されると、主インダクタンス素子Ｌ２に起電力が発生し、その起電力によって主インダクタンス素子Ｌ２が電流を供給し、その電流で主キャパシタンス素子Ｃ２が充電される。

【0021】

導通状態のとき、出力点１２は接地電位であるから、主スイッチ素子ＳＷ３が導通状態から遮断状態に転じるときには、第一、第二スイッチ端子間の電圧がゼロの状態で主スイッチ素子ＳＷ３が導通から遮断に転じている。

【0022】

主キャパシタンス素子Ｃ２が充電され、出力点１２の電位が上昇し、出力点１２の電位は直流主電圧よりも高電圧になる。
次いで、主インダクタンス素子Ｌ２から供給される電流が減少すると、充電された主キャパシタンス素子Ｃ２が放電を開始し、その放電によって主インダクタンス素子Ｌ２に電流が供給され、主電源２０の内部の後述する第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を充電する。

【0023】

主キャパシタンス素子Ｃ２の放電が進行して出力点１２の電位が下がり、主キャパシタンス素子Ｃ２が第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を充電する電流が停止すると、主インダクタンス素子Ｌ２に起電力が発生し、第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を充電する電流が維持される。

【0024】

このとき、出力点１２の極性は直流主電圧点１３とは反対の極性の電圧になる。また、直流主電圧点１３は接地電位に近い大きさであり、極性が変わるときに主スイッチ素子ＳＷ３が導通すると、主スイッチ素子ＳＷ３は、第一、第二スイッチ端子間の電圧がゼロに近い状態で遮断状態から導通状態に転じることになる。

【0025】

主インダクタンス素子Ｌ２の起電力によって第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を充電する電流は、逆方向に導通された主スイッチ素子ＳＷ３を流れ、主インダクタンス素子Ｌ２の起電力が消滅すると、上述したように、主電源２０から主インダクタンス素子Ｌ２に電流が供給され、主インダクタンス素子Ｌ２を流れた電流が接地電位に流出する。

【0026】

以上により、出力点１２には、主スイッチ素子ＳＷ３の導通と遮断の動作に伴って、略接地電位と、主インダクタンス素子Ｌ２の起電力により発生した高電圧との間で振幅する交流電圧が生成されている。

【0027】

出力点１２の電圧のうち、接地電位から最も離れた電圧をピーク値と呼ぶと、主スイッチ素子ＳＷ３と主インダクタンス素子Ｌ２とが生成するピーク値は、主電源２０が主インダクタンス素子Ｌ２に印加する電圧よりも高い電圧である。出力点１２の交流電圧は、周波数が高い高周波電圧である。

【0028】

そのピーク値は、主電源２０から主インダクタンス素子Ｌ２に供給される直流主電圧よりも高くなるように設定されており、出力点１２に現れる高周波電圧は、その周波数の一周期の間に、直流主電圧よりも高い電圧になる期間を有している。

【0029】

出力点１２は、フィルタ回路２４を介して出力端子２５に接続されており、出力端子２５には、出力点１２に生成された高周波電圧と同周波数の高周波電圧が、フィルタ回路２４によってノイズが除去された状態で現れる。
出力端子２５は、スパッタリング装置のターゲットや、プラズマ生成装置の電極等の負荷に接続されており、負荷に高周波電圧を供給する。

【0030】

高周波増幅回路２３は、制御回路２６が主スイッチ素子ＳＷ３を動作させることで上述したように高周波電圧を生成しており、高周波電圧の振幅に伴い主インダクタンス素子Ｌ２と主キャパシタンス素子Ｃ２及び第二電源キャパシタンス素子Ｃ１との間に流れる電流は共振現象による共振電流であり、第一、第二スイッチ端子間の電圧が小さい状態で主スイッチ素子ＳＷ３が導通又は遮断するようになっている。このようなスイッチング動作は、高効率である。

【0031】

ここでは、フィルタ回路２４は、フィルタ用キャパシタンス素子Ｃ３と、フィルタ用インダクタンス素子Ｌ３と、出力キャパシタンス素子Ｃ４とを有しており、フィルタ用キャパシタンス素子Ｃ３とフィルタ用インダクタンス素子Ｌ３とは直列接続され、直列接続回路のフィルタ用インダクタンス素子Ｌ３側の端子が出力端子２５に接続され、フィルタ用キャパシタンス素子Ｃ３側の端子が出力点１２に接続されている。出力端子２５は、出力キャパシタンス素子Ｃ４によって接地電位に接続されている。

【0032】

このフィルタ回路２４は、高周波増幅回路２３で生成された出力点１２の高周波電圧を、発振周波数負荷に効率よく給電できるように調整されており、フィルタ回路２４を構成する素子の回路定数は、高周波増幅回路２３が出力する高周波電圧に含まれる高調波を除去し、高周波増幅回路２３から見たインピーダンスが所定のインピーダンスになるように調整されている。

【0033】

＜主電源＞
本発明の電源装置１〜４が有する主電源２０は、直流高電圧を直流高電圧点１１に出力する第一直流電源２１と、第一直流電源２１が出力する直流高電圧が入力され、直流高電圧よりも接地電位に近い値の直流主電圧を直流主電圧点１３から出力する第二直流電源２２と、を有している。

【0034】

第一直流電源２１は、直流高電圧を直流高電圧点１１に出力する電圧源ＤＣと、一端が直流高電圧点１１に接続され他端が接地電位に接続された第一電源キャパシタンス素子Ｃ０とを有しており、第一電源キャパシタンス素子Ｃ０は、直流高電圧に充電されている。

【0035】

第二直流電源２２は、二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２と、整流用インダクタンス素子Ｌ１と、第二電源キャパシタンス素子Ｃ１と、を有している。

【0036】

二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２は、直列接続されてスイッチ直列回路２８が構成されており、スイッチ直列回路２８の一端は直流高電圧点１１に接続され、他端は接地電位に接続され、スイッチ直列回路２８には直流高電圧が印加されるようになっている。

【0037】

二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２の制御端子はそれぞれ制御回路２６に接続されており、制御回路２６により、二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２のうち、一方が導通する間は他方は遮断するようにされ、二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２が交互に導通するようにされている。

【0038】

副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２同士が接続された点を副出力点１８とすると、二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２の動作により、副出力点１８には交流電圧が生成される。

【0039】

整流用インダクタンス素子Ｌ１の一端は副出力点１８に接続され、他端は直流主電圧点１３に接続されている。
第二電源キャパシタンス素子Ｃ１の一端は直流主電圧点１３に接続され、他端は接地電位に接続されている。

【0040】

制御装置２６が二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２を制御して、第二電源キャパシタンス素子Ｃ１が所定電圧に充電されており、その状態で二個の副スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２が交互に導通して副出力点１８に交流電圧が生成されているものとすると、交流電圧は、整流用インダクタンス素子Ｌ１と第二電源キャパシタンス素子Ｃ１によって整流平滑されて直流主電圧点１３に、予め設定された大きさの直流の直流主電圧が現れる。
上述したように、直流主電圧は直流高電圧よりも接地電位に近い値であり、第二直流電源２２は、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータと言える。

【0041】

＜クランプ回路＞
本発明の電源装置１〜４はそれぞれクランプ回路３１，３５〜３７を有している。

【0042】

出力端子２５に接続された負荷のインピーダンスが変動し、出力端子２５から出力された高周波電圧が反射して出力端子２５に戻ると、出力点１２に大きな電圧が発生し、主スイッチ素子ＳＷ３が破壊する虞がある。

【0043】

第一例〜第四例の電源装置１〜４のクランプ回路３１、３５〜３７には、出力点１２の電圧が、直流高電圧点１１や直流主電圧点１３の電圧よりも所定値だけ接地電位から遠くなったときに、クランプ回路３１、３５〜３７が動作して出力点１２の電圧がクランプされる。

【0044】

第一例〜第四例の電源装置１〜４のクランプ回路３１、３５〜３７には、一又は複数個のバイアス回路３２〜３４がそれぞれ設けられている。
各電源装置１〜４に設けられたバイアス回路３２〜３４は同一構造であり、バイアス回路３２〜３４は、保護用キャパシタンス素子Ｃ５と保護用整流素子Ｄ１と保護用インダクタンス素子Ｌ４とを有しており、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の一端と、保護用整流素子Ｄ１の一端と、保護用インダクタンス素子Ｌ４の一端とは中心点１４において互いに接続されている。

【0045】

＜第一例の電源装置のクランプ回路＞
先ず、図１の第一例の電源装置１のバイアス回路３２では、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端は出力点１２に接続され、保護用整流素子Ｄ１の他端は直流高電圧点１１に接続され、保護用インダクタンス素子Ｌ４の他端は接地電位に接続されている。

【0046】

高周波電圧のピーク値が設定された電圧よりも接地電位に近いときはクランプ回路３１は動作しない。
反射によって出力点１２の電圧が通常のピーク値よりも大きくなると、主スイッチ素子ＳＷ３が破壊する虞がある。

【0047】

本発明のクランプ回路３１、３５〜３７は、所定のクランプ電圧を有しており、高周波電圧のピーク値が、クランプ電圧よりも接地電位から遠くになるときにクランプ回路３１、３５〜３７が動作し、出力点１２の電圧をクランプする。

【0048】

直流主電圧点１３の電圧である直流主電圧をＶＤＣａｍｐで表すと、第二電源キャパシタンス素子Ｃ１は直流主電圧ＶＤＣａｍｐで充電されている。直流高電圧点１１の電圧である直流高電圧はＶＤＣｂｕｓで表す。

【0049】

図５の閉回路Ａは、第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を有する第二直流電源２２と、主インダクタンス素子Ｌ２と、保護用キャパシタンス素子Ｃ５と、保護用インダクタンス素子Ｌ４と、によって構成された閉回路であり、保護用キャパシタンス素子Ｃ５は、定常状態では、直流主電圧ＶＤＣａｍｐで充電されている。

【0050】

このとき、保護用整流素子Ｄ１の、中心点１４とは反対側の端子は直流高電圧ＶＤＣｂｕｓが印加されており、直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの値と、直流主電圧ＶＤＣａｍｐの値と、高周波電圧のピーク値との関係から、反射電圧が印加されない定常状態のときは、保護用整流素子Ｄ１は逆バイアス状態に置かれ、保護用整流素子Ｄ１には電流が流れないようになっている。

【0051】

出力点１２の電圧は、接地電位から最も遠い値であるピーク値と略接地電圧との間で振幅しており、出力点１２に現れる高周波電圧をスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)と表わすと、スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は、下記のように、高周波成分ＶＲＦ(ｔ)と直流電圧成分である直流主電圧ＶＤＣａｍｐとに分けることができる。

【0052】

ＶＳＷ３(ｔ) ＝ ＶＲＦ(ｔ)＋ＶＤＣａｍｐ
図６に定常状態の電圧関係を示す。

【0053】

保護用インダクタンス素子Ｌ４の両端に印加される電圧をＶｉｎｄ(ｔ)とし、保護用キャパシタンス素子Ｃ５に流れる交流電流による交流電圧成分をＶｃａｐ(ｔ)とすると、保護用インダクタンス素子Ｌ４の両端に印加される電圧Ｖｉｎｄ(ｔ)は、下記の(１)式のように表すことができる。

【0054】

【数1】

【0055】

保護用キャパシタンス素子Ｃ５には、交流の変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)と、直流電圧による直流電流とが流れるものとし、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量をｃとすると、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の交流電圧成分Ｖｃａｐ(ｔ)は下記(２)式のように表現できる。(２)式中、直流主電圧ＶＤＣａｍｐは、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の直流電圧成分である。

【0056】

【数2】

【0057】

(１)式、(２)式より、保護用インダクタンス素子Ｌ４の両端の電圧Ｖｉｎｄ(ｔ)は、下記(３)式のように表現することができる。

【0058】

【数3】

【0059】

保護用整流素子Ｄ１が導通する閾値電圧をＶｄｔｈで表すと、定常状態において、保護用整流素子Ｄ１が導通しない条件は次の(４)式の通りである。

【0060】

【数4】

【0061】

よって、保護用整流素子Ｄ１が導通しない条件は下記(５)式で表すことができる。

【0062】

【数5】

【0063】

スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)のピーク値は、直流主電圧ＶＤＣａｍｐの値や主インダクタンス素子Ｌ２や主キャパシタンス素子Ｃ２のインピーダンスの値等によって決定される値であり、上記(５)式について、閾値電圧Ｖｄｔｈと、(５)式の積分項とが、直流高電圧ＶＤＣｂｕｓに対して無視できるほど小さいものと仮定すると、

【0064】

ＶＳＷ３(ｔ)＜ＶＤＣｂｕｓ＋ＶＤＣａｍｐ
であり、スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)のピーク値が直流主電圧ＶＤＣａｍｐの４倍に達するまでクランプ回路３１を動作させない場合は、下記(６)式が成立するように、直流主電圧ＶＤＣａｍｐと直流高電圧ＶＤＣｂｕｓとの値を設定する。

【0065】

【数6】

【0066】

上記(６)式は下記(７)式に変形することができる。

【0067】

【数7】

【0068】

(７)式より、高周波増幅回路２３に、直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの１／３の直流電圧が印加されるまでは保護用整流素子Ｄ１は導通しないことがわかる。

【0069】

定常状態から保護状態に移行する条件は、保護用整流素子Ｄ１が導通する条件であるので、図７のように保護用整流素子Ｄ１に加わる電圧が閾値電圧Ｖｄｔｈを超えたときであると言える。

【0070】

定常状態から保護状態に移行し、保護用整流素子 Ｄ１が導通した直後では、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の直流成分である直流主電圧ＶＤＣａｍｐは変動していないとすると、出力点１２のスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)はキルヒホッフ則により下記(８)式、(９)式で表現できる。

【0071】

【数8】

【0072】

(９)式の積分項中の変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)は主インダクタンス素子Ｌ２と主キャパシタンス素子Ｃ２とフィルタ回路２４とに流れる電流の総和であり、変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)の値は、負荷インピーダンスや、保護状態が発生する直前の主インダクタンス素子Ｌ２に流れていた電流の大きさに依存するので、積分項の値を小さくすることが望ましい。

【0073】

ここで理想的な保護状態を開始できる条件は保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量ｃを∞としたときであることは明らかであり、∞にしたときは下記(１０)式が成立する。

【0074】

【数9】

【0075】

ここで保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量ｃを∞とした場合でも、定常状態において保護用キャパシタンス素子Ｃ５に電流が流れると、抵抗損による電力損失が発生する。そのため、定常状態における保護用キャパシタンス素子Ｃ５の変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)はなるべく小さい値にすることが望ましい。

【0076】

保護用整流素子Ｄ１の浮遊容量の静電容量値をＣｄ１とし、その浮遊容量に流れる電流をＩｄ(ｔ)とし、保護用インダクタンス素子Ｌ４のインダクタンス値をＬｉｎｄとし、そのインダクタンス値Ｌｉｎｄに流れる電流をＩｉｎｄ(ｔ)とすると、電流Ｉｄ(ｔ)と電流Ｉｉｎｄ(ｔ)とは、下記(１１)式と下記(１２)式とで表され、保護状態中の変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)は下記(１３)式で表される。

【0077】

【数10】

【0078】

変位電流Ｉｃａｐ(ｔ)は小さい方が望ましいから、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量ｃは小さい値のものを用いることが望ましく、上記(１３)式から、保護用インダクタンス素子Ｌ４のインダクタンス値Ｌｉｎｄは大きい方が望ましい。

【0079】

実際の回路に用いられるインダクタンス素子やキャパシタンス素子は、有限のインピーダンス値を持つ。また、実際の動作の際には定常状態と保護状態の繰り返しが発生するので、インダクタンス値Ｌｉｎｄの値と静電容量ｃの値とは、適切な時間で保護状態から定常状態に戻ることができるような値の素子が用いられる。

【0080】

＜第二例の電源装置のクランプ回路＞
次に、第二例の電源装置２は図２に示されており、そのクランプ回路３５は、二個のバイアス回路３３，３４を有している。

【0081】

二個のバイアス回路３３、３４のうち一方のバイアス回路３３は、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端が出力点１２に接続され、他方のバイアス回路３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端は、一方のバイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１の他端に接続されている。

【0082】

保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端が出力点１２に接続された一方のバイアス回路３３を第一バイアス回路３３と呼び、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端が、一方のバイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１の他端に接続されたバイアス回路３４を第二バイアス回路３４と呼ぶと、第二バイアス回路３４の保護用整流素子Ｄ１の他端は直流高電圧点１１に接続されている。

【0083】

第一、第二バイアス回路３３、３４の保護用インダクタンス素子Ｌ４側の端子は接地電位に接続されている。
第一バイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１の他端と、第二バイアス回路３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の他端とが接続された点を接続点１５と呼ぶと、接続点１５は補助インダクタンス素子Ｌ５によって直流高電圧点１１に接続されている。

【0084】

第二例の電源装置２のクランプ回路３５の閉回路を図８に示す。このクランプ回路３５でも、第一例のクランプ回路３１と同様に、直流主電圧ＶＤＣａｍｐで充電された第二電源キャパシタンス素子Ｃ１を有する第二直流電源２２と、主インダクタンス素子Ｌ２と、保護用キャパシタンス素子Ｃ５と、保護用インダクタンス素子Ｌ４と、によって構成された閉回路Ａを有している。

【0085】

定常状態では、保護用キャパシタンス素子Ｃ５は直流主電圧ＶＤＣａｍｐで充電され、第一、第二バイアス回路３３、３４の保護用整流素子Ｄ１の他端にはそれぞれ直流高電圧ＶＤＣｂｕｓが印加されており、保護用整流素子Ｄ１は逆バイアス状態に置かれ、電流が流れないようになっている。

【0086】

定常状態において、第一バイアス回路３３の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の両端の交流電圧成分をＶｃａｐ５(ｔ)とし、保護用整流素子Ｄ１の両端の直流電圧成分をＶｄ１(ｔ)とし、その浮遊容量の静電容量値をＣｄ１とする。また、第二バイアス回路３４の保護用インダクタンス素子Ｌ４の両端の電圧をＶｉｎｄ６(ｔ)とすると、下記(１４)式が成立する。そのときのクランプ回路３５の電圧状態を図９に示す。

【0087】

【数11】

【0088】

定常状態では、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用整流素子Ｄ１は導通していない。第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値をそれぞれＣｃ５、Ｃｃ６とし、流れる交流の変位電流をＩｃａｐ５(ｔ)、Ｉｃａｐ６(ｔ)とし、変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)、Ｉｃａｐ６(ｔ)により発生する交流電圧成分をＶｃａｐ５(ｔ)、Ｖｃａｐ６(ｔ)とすると、それらの交流電圧成分Ｖｃａｐ５(ｔ)、Ｖｃａｐ６(ｔ)と、第一バイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１の両端の直流電圧成分Ｖｄ１(ｔ)とは、下記(１５)〜(１７)式で表わされる。

【0089】

【数12】

【0090】

(１４)〜(１７)式から下記(１８)式が得られる。

【0091】

【数13】

【0092】

第一バイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１が導通する閾値電圧をＶｄ１ｔｈとし、第二バイアス回路３４の保護用整流素子Ｄ１が導通する閾値電圧をＶｄ２ｔｈとすると、第一、第二バイアス回路３３，３４が導通しない条件は、下記(１９)式で表すことができる。

【0093】

【数14】

【0094】

以上により、スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は下記(２０)、(２１)式のようにまとめられる。

【0095】

【数15】

【0096】

上記(２１)式についての閾値電圧Ｖｄ１ｔｈ、Ｖｄ２ｔｈの値と積分項の値とが、直流高電圧ＶＤＣｂｕｓに対して無視できる程度に小さく、上記式(１９)は、下記(２２)式に変形することができる。

【0097】

スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)のピーク値が直流主電圧ＶＤＣａｍｐの４倍に達するまでクランプ回路３５を動作させない場合は、下記(２２)式が成立するように、直流主電圧ＶＤＣａｍｐの値と直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの値とは設定される。

【0098】

【数16】

【0099】

上記(２２)式を整理すると、

【0100】

【数17】

【0101】

と表すことができ、定常状態で直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの２／３の直流電圧が高周波増幅回路２３に印加されても保護用整流素子Ｄ１は導通せず、クランプ回路３５に電流は流れないことが分かる。
保護用整流素子Ｄ１に閾値電圧を超える電圧が印加されると、クランプ回路３５は導通し、保護状態に移行する(図１０)。

【0102】

定常状態から保護状態に移行し、保護用整流素子Ｄ１が導通した直後では、第一バイアス回路３３の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の充電電圧は変化しておらず、直流主電圧ＶＤＣａｍｐであると見なすことができる。

【0103】

第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の変位電流をＩｃａｐ５(ｔ)、Ｉｃａｐ６(ｔ)とすると、出力点１２のスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は、キルヒホッフ則により、下記(２４)、(２５)式のように表現することができる。

【0104】

【数18】

【0105】

上記(２５)式中の変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)は、主インダクタンス素子Ｌ２と主キャパシタンス素子Ｃ２とフィルタ回路２４とに流れる電流の総和であり、変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)の大きさは、負荷インピーダンスや、保護状態が発生する直前の主インダクタンス素子Ｌ２に流れていた電流に依存するので、影響を小さくすることが望ましい。

【0106】

ここで理想的な保護状態を開始できる条件は、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用整流素子Ｄ１と保護用キャパシタンス素子Ｃ５とで構成され、出力点１２と直流高電圧点１１とを接続する電流経路が小さいインピーダンスであることであり、そのインピーダンスは、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値Ｃｃ５、Ｃｃ６を無限大にしたときが最も小さくなり、下記(２６)式のようになる。

【0107】

【数19】

【0108】

ここで第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値Ｃｃ５、Ｃｃ６をそれぞれ∞とした場合でも、定常状態中に第一、第二のバイアス回路３３，３４に電流が流れると、抵抗損による電力損失が発生する。

【0109】

従って、第一、第二バイアス回路３３，３４のインピーダンスを大きくし、第一、第二バイアス回路３３，３４に流れる電流を、定常状態においても小さくすることが望ましい。

【0110】

そのため、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用インピーダンス素子Ｌ４や、補助用インダクタンス素子Ｌ５のインダクタンス値は大きいものを用いると共に、保護用整流素子Ｄ１の浮遊容量や、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量ｃは小さい値のものを用いることが望ましい。

【0111】

＜第三例、第四例の電源装置３、４のクランプ回路＞
図３は第三例の電源装置３の回路を示しており、第三例の電源装置３のクランプ回路３６内において補助インダクタンス素子Ｌ５の他端が直流高電圧点１１ではなく直流主電圧点１３に接続された点以外は第二例の電源装置２と同じである。定常状態中に形成される閉回路を図１１に示す。

【0112】

また、図４は第四例の電源装置４を示しており、第四例の電源装置４のクランプ回路３７内において、第二バイアス回路３４の保護用整流素子Ｄ１の他端が直流高電圧点１１ではなく直流主電圧点１３に接続された点以外は第二例の電源装置２と同じである。定常状態中に形成される閉回路を図１２に示す。

【0113】

図１１，１２の閉回路Ａ中の保護用キャパシタンス素子Ｃ５は、主インダクタンス素子Ｌ２と保護用インダクタンス素子Ｌ４とを経由した電流で、直流主電圧ＶＤＣａｍｐに充電されている。

【0114】

図１１の第三例の電源装置３では、閉回路Ｇ中の保護用整流素子Ｄ１は直流主電圧ＶＤＣａｍｐで逆バイアスされ、閉回路Ｈ中の保護用キャパシタンス素子Ｃ５は直流主電圧ＶＤＣａｍｐに充電され、閉回路Ｆ中の保護用整流素子Ｄ１は直流高電圧ＶＤＣｂｕｓで逆バイアスされている。

【0115】

図１２の第四例の電源装置４では、閉回路Ｂ中の保護用整流素子Ｄ１は直流高電圧ＶＤＣｂｕｓで逆バイアスされ、閉回路Ｃ中の保護用キャパシタンス素子Ｃ５は直流高電圧ＶＤＣｂｕｓに充電され、閉回路Ｊ中の保護用整流素子Ｄ１は直流主電圧ＶＤＣａｍｐで逆バイアスされている。

【0116】

また、第三、第四例の電源装置３，４の閉回路Ａでは、保護用キャパシタンス素子Ｃ５は高周波増幅回路２３の出力点１２に接続されている。
第三、第四例の電源装置３，４の簡略化したクランプ回路３６、３７を、図１３，１４に示す。高周波増幅回路２３のスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は、高周波成分ＶＲＦ(ｔ)と直流主電圧ＶＤＣａｍｐとに分けてある。
高周波増幅回路２３の内部インピーダンスは無視できるほど小さい。

【0117】

クランプ回路３６，３７には、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値Ｃｃ５，Ｃｃ６と、保護用インダクタンス素子Ｌ４のインダクタンス値Ｌｉｎｄ４，Ｌｉｎｄ６と、第一バイアス回路３３の保護用整流素子Ｄ１の浮遊容量Ｃｄ１と、補助インダクタンス素子Ｌ５のインダクタンス値Ｌｉｎｄ５と、によるハイパスフィルタ回路が形成されており、そのハイパスフィルタ回路には、第二バイアス回路３４の保護用整流素子Ｄ１が接続されている。

【0118】

定常状態において、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の両端の交流電圧成分をＶｃａｐ５(ｔ)、Ｖｃａｐ６(ｔ)とし、保護用整流素子Ｄ１の両端の直流電圧成分をＶｄ１(ｔ)、Ｖｄ２(ｔ)とすると、第三例、第四例の電源装置３，４の第二バイアス回路３４の保護用インダクタンス素子Ｌ４に印加される電圧は下記(２７)式で表される。

【0119】

【数20】

【0120】

定常状態では保護用整流素子Ｄ１は導通しておらず、保護用キャパシタンス素子Ｃ５の変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)、Ｉｃａｐ６(ｔ)による交流電圧成分Ｖｃａｐ５(ｔ)、Ｖｃａｐ６(ｔ)と、保護用整流素子Ｄ１に印加される直流電圧成分Ｖｄ１(ｔ)、Ｖｄ２(ｔ)とは、下記(２８)式〜(３２)式で表される。

【0121】

【数21】

【0122】

(２８)式は、第三例、第四例の電源装置３，４の第一のクランプ回路３３の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の交流電圧成分Ｖｃａｐ５(ｔ)であり、(２９)式は第三例の電源装置３の第二のクランプ回路３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の交流電圧成分Ｖｃａｐ６(ｔ)であり、(３０)式は第四例の電源装置４の第二のクランプ回路３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の交流電圧成分Ｖｃａｐ６(ｔ)である。

【0123】

(３１)式は第三例の電源装置３の第一のクランプ回路３３の保護用整流素子Ｄ１の直流電圧成分Ｖｄ１(ｔ)であり、(３２)式は第四例の電源装置４の第一のクランプ回路３３の保護用整流素子Ｄ１の直流電圧成分Ｖｄ１(ｔ)である。

【0124】

(２７)式は、第三例の電源装置３について下記(３３)式に書き換えることができ、第四例の電源装置４について下記(３４)式に書き換えることができる。

【0125】

【数22】

【0126】

定常状態において、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用整流素子Ｄ１が導通しない条件は、第三例の電源装置３について下記(３５)式、第四例の電源装置４について下記(３６)式で表すことができる。

【0127】

【数23】

【0128】

定常状態を維持するためのスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)の条件については、第三例の電源装置３では下記(３７)式が成立し、第四例の電源装置４では下記(３８)式が成立することであり、第三例、第四例の電源装置３，４に共通して下記(３９)式が成立することである。

【0129】

【数24】

【0130】

上記(３９)式において、保護用整流素子Ｄ１の閾値電圧Ｖｄ１ｔｈ、Ｖｄ２ｔｈと、積分項とが直流高電圧ＶＤＣｂｕｓに対して無視できるほど小さい。スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)のピーク値が直流主電圧ＶＤＣａｍｐの４倍に達するまではクランプ回路３３，３４を動作させないようにする場合は、下記(４０)式が成立するように、直流主電圧ＶＤＣａｍｐの値と直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの値とが設定される。

【0131】

【数25】

【0132】

上記(４０)式は、下記(４１)式に書き換えることができる。

【0133】

【数26】

【0134】

上記(４１)式により、定常状態中では、直流高電圧ＶＤＣｂｕｓの１／２の直流電圧が高周波増幅回路２３に印加されるまでは、保護用整流素子Ｄ１は導通せず、保護状態に移行しない事がわかる。

【0135】

次に、定常状態から保護状態に移行する条件は保護用整流素子Ｄ１が導通する条件であり、保護用整流素子Ｄ１に加わる電圧が閾値電圧Ｖｄ１ｔｈ、Ｖｄ２ｔｈを超えたことが条件となるので、保護状態に移行したときの第三例の電源装置３は図１５に表し、第四例の電源装置４は図１６に表す。

【0136】

定常状態から保護状態に移行し、保護用整流素子Ｄ１が導通した直後では、第一バイアス回路３３の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の電圧は変化せず、直流主電圧ＶＤＣａｍｐであり、スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は、キルヒホッフ則により、下記(４２)式〜(４４)式で表すことができる。

【0137】

【数27】

【0138】

上記(４４)式の変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)は、主インダクタンス素子Ｌ２と主キャパシタンス素子Ｃ２とフィルタ回路２４とに流れる電流の総和であり、変位電流Ｉｃａｐ５(ｔ)の大きさは、負荷インピーダンスや、保護状態が発生する直前の主インダクタンス素子Ｌ２に流れていた電流に依存するので、それらの影響を小さくすることが望ましい。

【0139】

ここで理想的な保護状態を開始するためには、出力点１２と直流高電圧点１１との間で、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用整流素子Ｄ１と保護用キャパシタンス素子Ｃ５とで構成される電流経路のインピーダンスが小さいことが望ましい。保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値Ｃｃ５、Ｃｃ６を無限大にしたときが電流経路のインピーダンスが最も小さくなり、スイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)は下記(４５)式のようになる。

【0140】

【数28】

【0141】

ここで第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用キャパシタンス素子Ｃ５の静電容量値Ｃｃ５、Ｃｃ６が無限大のときに、定常状態の第一、第二バイアス回路３３，３４に電流が流れると、抵抗損による電力損失が発生する。従って、定常状態においても第一、第二バイアス回路３３，３４に流れる電流は小さいことが望ましい。

【0142】

第一、第二バイアス回路３３，３４のインピーダンスを大きくするためには、第一、第二バイアス回路３３，３４の保護用インピーダンス素子Ｌ４や、補助用インダクタンス素子Ｌ５のインダクタンス値は大きいものを用いることが望ましく、他方、保護用整流素子Ｄ１の浮遊容量Ｃｄ１、Ｃｄ２は小さいことが望ましい。

【0143】

図１７は、高周波増幅回路２３に対して負荷側から印加される電圧(横軸）と、出力点１２の電圧のピーク値(縦軸)との関係を示すグラフであり、クランプ回路による電圧は負荷側から印加される電圧に応じて線形に変化している。

【0144】

主スイッチ素子ＳＷ３には、耐圧１０００Ｖ程度のＭＯＳＦＥＴが使用されており、保護回路がない場合は、出力端子２５に９０Ｖ程度の電圧が印加されると、ＭＯＳＦＥＴはブレークダウンに達する。クランプ回路を入れると、ピーク電圧が下がる。

【0145】

クランプ回路が設けられていない電源装置と、本発明の電源装置の出力点１２の電圧の比較を図１８のグラフに示す。図１８は、９０Ｖの電圧が出力端子２５に印加されたときの出力点１２のピーク値の時間変化を示すグラフであり、横軸は時間、縦軸は出力端子１２のスイッチ電圧ＶＳＷ３(ｔ)を示している。

【0146】

本発明の電源装置において、クランプ回路３１、３５〜３７の寄生インピーダンスにより、出力点１２の電圧は、クランプする電圧よりも上昇しているが、図１８から分かるように、トランスクランプは、構造上リーケージインダクタンスを小さくすることが難しいため、クランプ回路を設けない場合に近い電圧上昇が観察される。

【0147】

図１９は、定常状態における出力端子２５への印加電圧と、出力点１２のピーク電圧の関係を示すグラフである。

【0148】

前述の図１７には、単純クランプが最も低電圧でクランプできることが示されているが、この図１９では単純クランプは印加電圧が１４０Ｖを越えたあたりからピーク電圧が約３８０Ｖとなり、それ以上印加電圧が上昇すると、クランプ回路が常時動作するようになって出力電力が上昇しなくなるため、３８０Ｖ以上の出力を出せなくなっている。

【0149】

ところが本発明では出力点１２の電圧をクランプするために設定される電圧には、直流高電圧点１１から出力される直流高電圧の大きさだけ加算されるので、単純クランプよりも大きな電圧を出力することができる。

【0150】

単純クランプを用いる場合でも、クランプする電圧を３８０Ｖよりも大きくすれば出力電圧も上昇させることができるが、そのためには、５００Ｖ以上の電源が必要になり、それに応じて高耐圧の半導体素子や電気部品を用いることになり、部品価格の上昇による製品原価上昇を招く。また、高電圧はより製品サイズの増大を招く事になる。

【0151】

本発明はこのような制約を緩和し、キャパシタとインダクタにより、電源電圧を上昇させる事なく、クランプする電圧を高電圧にすることができる。単純クランプと同程度のクランプ性能を発揮することが可能である。

【0152】

また、トランスクランプに対してはリーケージインダクタンス起因のクランプ性能劣化がない点で優位性を持つ。
なお、上記第一例〜第四例の電源装置１〜４では、第一、第二直流電源２１、２２は直流の正電圧を出力していたが、直流の負電圧を出力する第一、第二直流電源を有する電源装置も本発明に含まれる。

【符号の説明】

【0153】

１１……直流高電圧点
１２……出力点
１３……直流主電圧点
１５……接続点
２０……主電源
２１……第一直流電源
２２……第二直流電源
２３……高周波増幅回路
２６……制御回路
３１、３５〜３７……クランプ回路
３２……バイアス回路
３３……第一バイアス回路
３４……第二バイアス回路
Ｃ０……第一電源キャパシタンス素子
Ｃ１……第二電源キャパシタンス素子
Ｃ２……主キャパシタンス素子
Ｃ５……保護用キャパシタンス素子
Ｄ１……保護用整流素子
Ｌ４……保護用インダクタンス素子
Ｌ２……主インダクタンス素子
ＳＷ３……主スイッチ素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】